DE69721337T2

DE69721337T2 - Wechselrichteranordnung für direkte drehmomentregelung

Info

Publication number: DE69721337T2
Application number: DE69721337T
Authority: DE
Inventors: Samuli Heikkilae
Original assignee: ABB Oy
Current assignee: ABB Oy
Priority date: 1996-02-13
Filing date: 1997-02-12
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2017-02-13
Also published as: TW444426B; FI106231B; WO1997030510A1; EP1018212B1; FI960650L; FI960650A0; US6094364A; ATE238628T1; JP2000505638A; EP1018212A1; DE69721337D1; AU1727097A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Inverteranordnung zur gleichzeitigen Steuerung eines Statorflusses und eines Drehmoments einer elektrischen Maschine, wobei die Anordnung einen mit einer Gleichspannungs-Zwischenschaltung verbundenen Inverter zum Erzeugen einer Wechselspannung aufweist, die die gleiche Anzahl Phasen wie die elektrische Maschine hat, und ein Steuersystem zum Steuern eines augenblicklichen Wertes der durch den Inverter erzeugten Wechselspannung; wobei das Steuersystem als Eingangsvariable Referenzwerte für das Drehmoment und den Statorfluß und gemessene Werte für den Statorstrom und die Statorspannung oder für mit ihnen vergleichbare Variablen empfängt, und Einrichtungen, um für das Drehmoment und den Statorfluß Fehlervariable zu definieren, die auf Eingangsvariablen basieren und die Differenz zwischen den Referenzwerten und tatsächlichen Werten beschreiben, und Einrichtungen zum Steuern der Schalter des Inverters auf der Basis dieser Fehlervariablen aufweist.
Die Grundidee eines herkömmlichen DTC-Inverters (DTC = Direct Torque Control) der oben beschriebenen Art ist, daß der Statorfluß und das Drehmoment einer elektrischen Maschine gleichzeitig gesteuert werden, so daß die an die Maschine gelieferte augenblickliche Spannung dem augenblicklichen Bedarf zum Steuern des Flusses und Drehmoments so genau wie möglich entspricht. Ein Blockdiagramm eines solchen herkömmlichen DTC-Inverters ist in Fig. 1 der beiliegenden Zeichnungen dargestellt und zum Beispiel aus dem Artikel "A New Quick-Response and High-Efficieny Control Strategy of an Induction Motor" von Takahashi und Noguchi in IEEE Transcations on Industry Applications, Band IA-22, Nr. 5, September/Oktober 1986 bekannt.
Die in der Steuerung benötigten tatsächlichen Werte des Flusses und Drehmoments werden gewöhnlich auf der Basis der Spannung und des Stroms berechnet, die an die Maschine geliefert werden. Normalerweise wird der Statorspannungsvektor s aus einer in einer Gleichspannungs-Zwischenschaltung DC gemessenen Gleichspannung UDC und aus Stellungen Sa, Sb und Sc von Schaltern SWa, SWb und SWc berechnet, die in einem Inverter AC benutzt werden, wohingegen ein Stromvektor is auf der Basis von zwei gemessenen Phasenströmen erhalten wird.
Die Statorspannung und der Strom sind Eingangsvariable für einen flußberechnenden Block VL, in welchem ein Statorflußvektor Ψs auf der Basis der Grundgleichungen der Maschine berechnet wird. Eine Berechnung eines Vektorprodukts des Statorflusses und Stroms im Block R liefert ein augenblickliches Drehmoment T. Wenn der so erhaltene tatsächliche Wert des Drehmoments vom Referenzwert Tref des Drehmoments im Block V1 subtrahiert wird, wird eine Fehlervariable Terr zum Steuern des Drehmoments erhalten. Entsprechend wird, wenn ein in Block IT berechneter Absolutwert Ψs für den tatsächlichen Wert des Flusses von einem Referenzwert Ψref des Statorflusses in Block V2 subtrahiert wird, eine Fehlervariable Ψerr zum Steuern des Drehmoments erhalten. Wenn der Differenzwert positiv ist, sollten Steuerungsmaßnahmen ergriffen werden, um den tatsächlichen Wert zu erhöhen, und umgekehrt. Die mit der Berechnung der Fehlervariablen verbundenen Einrichtungen sind in Fig. 1 durch ein gemeinsames Bezugszeichen EC angegeben.
Ein DTC-Inverter muß auch wissen, in welchem Sektor (in welchem Sechstel eines Kreises) sich ein Statorflußvektor in einem gegebenen Moment befindet. Die Sektornummer n ( = 0 ... 5) wird in einem separaten Sektorberechnungsblock SL bestimmt, in den somit der Statorflußvektor eingegeben wird.
Die Sektornummer n und die Fehlervariablen Ψerr und Terr der Fluß- und Drehmomentsteuerungen sind Eingangsvariablen für einen Schalter-Referenzauswahlblock KV, dessen Funktion darin besteht, die Schalterstellung (d. h. den Spannungsvektor) auszuwählen, die die tatsächlichen Werte des Drehmoments und Flusses innerhalb bestimmter Hysteresegrenzen beibehält. Ein Nullvektor und sechs Spannungsvektoren, die sich aus Fig. 2 der beiliegenden Zeichnungen ergeben, stehen zur Verfügung; von diesen wird der Vektor ausgewählt, der am besten zur momentanen Steuerungssituation paßt. Das wesentliche Merkmal ist dann der Phasenwinkel der Spannung s in Bezug auf den Fluß S. Dies ist in Fig. 3 der beliegenden Zeichnungen veranschaulicht. Falls das Drehmoment wachsen soll (Terr > 0), wird ein Spannungsvektor ausgewählt, dessen zum Fluß senkrechte Komponente uq so groß wie möglich ist. Falls auf der anderen Seite der Statorfluß wachsen soll (Ψerr > 0), wird ein Spannungsvektor ausgewählt, dessen zum Fluß parallele Komponente ud so groß wie möglich ist. Entsprechend müssen, wenn der Fluß oder das Drehmoment reduziert wird, die obigen Komponenten negativ sein. Falls kein Bedarf an einer Steuerung besteht, wird ein Nullvektor ausgewählt.
Das Grundproblem eines DTC-Inverters ist, daß jede Drehung des Schalters möglichst Echtzeitdaten über den Fluß und das Drehmoment benötigt. Daraus folgt, daß die Schalter nur gedreht werden können, wenn neue Fluß- und Drehmomentschätzungen empfangen wurden. Dies führt zu einer Notwendigkeit, einen schnellen Signalprozessor bei der Berechnung der tatsächlichen Werte des Motors zu verwenden, damit die durchschnittliche Schaltfrequenz ausreichend hoch ist. Die minimale Pulsweite ist folglich vom Fluß- und Drehmomentsteuerzyklus abhängig, der sogar bestenfalls einige Dutzend Mikrosekunden beträgt. Jeder Spannungsvektor ist für zumindest die Dauer des betreffenden Steuerzyklus gültig, d. h. alle unternommenen Steuerungsmaßnahmen sind bedeutende Steuerungsmaßnahmen.
Das Steuerungsproblem wird sogar verschlechtert durch die Tatsache, daß es nur sechs Spannungsvektoren gibt, die von Null abweichen. Gewöhnlich ist es nicht möglich, einen Vektor auszuwählen, der sowohl das Drehmoment als auch die Amplitude des Flusses in exakt der gewünschten Weise beeinflussen würde.
Der Vorteil eines DTC-Inverters ist eine schnelle Drehmomenterhöhungsrate, die in der Praxis durch die Streuinduktivität der Maschine bestimmt ist. In einigen Motoren mit geringer Streuinduktivität kann das Drehmoment während eines einzigen Steuerzyklus bis zu 50% vom Nominaldrehmoment ansteigen, was wiederum eine merkliche Drehmomentweiligkeit und ein Rauschproblem hervorruft. Falls die Drehmomentantwort zu steil ist, kann sie nicht länger als ein Vorteil angesehen werden. In der Praxis wäre eine Ansprechzeit von 5 ms ausreichend.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, eine Inverteranordnung zu schaffen, durch die die obigen Probleme eines herkömmlichen DTC-Inverters zumindest im wesentlichen eliminiert werden können. Die Aufgabe wird gelöst durch eine Inverteranordnung gemäß der Erfindung, wobei eine erste Ausführungsform der Anordnung dadurch gekennzeichnet ist, daß die Einrichtungen zum Steuern der Schalter des Inverters Einrichtungen zum Erzeugen einer Statorspannungsreferenz basierend auf den Fehlervariablen des Drehmoments und Statorflusses, Einrichtungen zum Erzeugen von Referenzwerten für die Phasenspannungen der Statorspannung auf der Basis der definierten Statorspannungsreferenz und des Referenzwertes, der der Gleichtaktspannung der Statorspannung verliehen wurde, und eine Rückkopplungsspannungssteuereinheit aufweist, um die Phasenspannungen der an die elektrische Maschine gelieferten Statorspannung so zu steuern, dass sie den definierten Referenzwerten der Phasenspannungen entsprechen.
Eine Alternative zur in der ersten Ausführungsform genutzten phasenspezifischen Steuerung der Statorspannung ist, dass die Hauptspannungen der Statorspannung gesteuert werden, wobei die zweite Ausführungsform einer Inverteranordnung gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet ist, daß die Einrichtungen zum Steuern der Schalter des Inverters Einrichtungen zum Erzeugen einer Statorspannungsreferenz auf der Basis der Fehlervariablen des Drehmoments und Statorflusses, Einrichtungen zum Erzeugen von Referenzwerten für die Hauptspannungen der Statorspannung auf der Basis der definierten Statorspannungsreferenz und eine Rückkopplungsspannungssteuereinheit umfassen, um die Hauptspannungen der an die elektrische Maschine gelieferten Statorspannung so zu steuern, daß sie den definierten Referenzwerten der Hauptspannungen entsprechen.
Die Probleme eines herkömmlichen DTC-Inverters werden in einer Inverteranordnung gemäß der Erfindung vermieden, da nun mehr Spannungsvektoren zur Verfügung stehen, als in Fig. 2 dargestellt wurden, und es somit nicht notwendig ist, jede Drehung des Schalters zu berechnen. Dies wurde erreicht, indem die Steuerung in zwei geteilt wurde, so daß die Drehmomentsteuerung statt der Stellungen der Schalter Phasen- oder Hauptspannungsreferenzen für eine separate Spannungssteuereinheit berechnet, wobei die Funktion der Steuereinheit darin besteht, die Phasen- und Hauptspannungen der Maschine so zu steuern, daß sie gleich den gegebenen Spannungsreferenzen sind.
Die Einrichtungen zum Erzeugen einer in einer Drehmomentsteuerung enthaltenen Statorspannungsreferenz umfassen eine Flußsteuereinheit, um auf der Basis der Fehlervariable des Statorflusses eine Komponente der Statorspannungsreferenz zu erzeugen, die zum Statorfluß parallel ist, eine Drehmomentsteuereinheit, um auf der Basis der Fehlervariable des Drehmoments eine Komponente der Statorspannungsreferenz zu erzeugen, die zum Statorfluß senkrecht ist; und Einrichtungen zum Durchführen einer Koordinatensystemumwandlung, um die durch ihre Komponenten in einem Koordinatensystem des Statorflusses definierte Statorspannungsreferenz in eine Statorspannungsreferenz in einem Statorkoordinatensystem umzuwandeln.
Da eine Spannungsteuereinheit in einer Inverteranordnung gemäß der Erfindung genutzt wird, um die Ausgangsspannung des Inverters einzustellen, kann die definierte Statorspannungsreferenz als eine der Eingangsvariablen in die Einrichtung zum Definieren der Fehlervariablen für das Drehmoment und den Statorfluß verwendet werden, statt die Statorspannung für den Zweck separat messen zu müssen. Dies beruht auf der Tatsache, daß die Spannungssteuereinheit dahingehend betrachtet werden kann, daß sie mit solch einer Genauigkeit arbeiten kann, daß die ihr als Referenz gegebene Zielspannung mit ausreichender Genauigkeit erreicht wird und statt des tatsächlichen gemessenen Wertes in der Steuerung die Zielspannung verwendet werden kann.
Falls man auf eine phasenspezifische Spannungssteuerung abzielt, ist es möglich, eine Rückkopplungsspannungssteuereinheit zu nutzen, die einen mit einem LC-Tiefpaßfilter und mit einer Spannungsrückkopplung versehenen Pulsweitenmodulator und eine Oszillatorschaltung zum Erzeugen einer Steuerspannung aufweist, die die Schaltfrequenz der Schalter im Inverter steuert, wobei der Pulsweitenmodulator dafür eingerichtet ist, sowohl die gemessenen Werte der Phasenspannungen der Statorspannung als auch die Referenzwerte dieser Spannungen sowie die durch die Oszillatorschaltung erzeugte Steuerspannung zu empfangen und auf der Basis dieser Spannungen Steuersignale für die Schalter des Inverters zu erzeugen.
Wenn die Hauptspannungen gesteuert werden, ist es möglich, eine Rückkopplungsspannungsteuereinheit zu nutzen, die ein LC-Tiefpaßfilter, dessen Kondensatoren zwischen die Phasenspannungen geschaltet sind, Einrichtungen zum Bilden der tatsächlichen Werte der Hauptspannungen aus den Phasenspannungen und einen Modulator aufweist, der dafür eingerichtet ist, sowohl die tatsächlichen Werte der Hauptspannungen der Statorspannung als auch ihre Referenzwerte zu erzeugen und auf der Basis der Spannungen Steuersignale für die Schalter des Inverters zu erzeugen.
Wenn eine Hauptspannungssteuerung genutzt wird, ist es alternativ dazu möglich, eine Rückkopplungsspannungsteuereinheit zu nutzen, die ein LC-Tiefpaßfilter, dessen Kondensatoren mit einem gemeinsamen Sternpunkt verbunden sind, der wiederum über einen Kondensator mit dem Minuspol einer Gleichspannungs-Zwischenschaltung verbunden ist, Einrichtungen zum Bilden der tatsächlichen Werte der Hauptspannungen aus den Phasenspannungen und einen Modulator umfaßt, der dafür eingerichtet ist, sowohl die tatsächlichen Werte der Hauptspannungen der Statorspannung als auch ihre Referenzwerte zu empfangen und auf der Basis der Spannungen Steuersignale für die Schalter des Inverters zu erzeugen. In dieser Lösung ist die Spannungssteuereinheit mit einem System zum Filtern einer Gleichtaktspannung versehen.
Im folgenden wird das Invertersystem gemäß der Erfindung mit Verweis auf die beiliegende Zeichnung ausführlicher beschrieben, in der
Fig. 1 ein Blockdiagramm ist, das einen herkömmlichen DTC-Inverter veranschaulicht,
Fig. 2 die Spannungsvektoren eines 2-Pegel-Inverters in einer herkömmlichen DTC- Steuerung zeigt,
Fig. 3 die Komponenten der Statorspannung hinsichtlich des Statorflusses zeigt,
Fig. 4 ein Blockdiagramm ist, das eine Spannungssteuereinheit veranschaulicht, die zur Verwendung in einer ersten Ausführungsform einer durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung geeignet ist,
Fig. 5 ein Blockdiagramm ist, das die erste Ausführungsform einer durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung veranschaulicht,
Fig. 6 die Spannungsvektoren zeigt, die in einer durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung zur Verfügung stehen,
Fig. 7 ein Blockdiagramm ist, das eine erste Ausführungsform einer Spannungssteuereinheit veranschaulicht, die zur Verwendung in einer zweiten Ausführungsform einer durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung geeignet ist,
Fig. 8 ein Blockdiagramm ist, das eine zweite Ausführungsform einer Spannungssteuereinheit veranschaulicht, die zur Verwendung in der zweiten Ausführungsform einer durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung geeignet ist, und
Fig. 9 ein Blockdiagramm der zweiten Ausführungsform einer durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung ist.
Der Grundgedanke bei einer durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung ist, daß die Steuerung in zwei geteilt wurde, so daß die Drehmomentsteuerung statt der Stellungen der Schalter Phasen- und Hauptspannungsreferenzen für eine separate Spannungssteuereinheit berechnet, wobei die Funktion der Spannungssteuereinheit darin besteht, die Phasen- und Hauptspannungen der Maschine so zu steuern, daß sie gleich den gegebenen Spannungsreferenzen sind.
Falls man auf eine phasenspannungsspezifische Steuerung abzielt, ist es möglich, einen mit einer Rückkopplung und einem LC-Tiefpaßfilter versehenen PWM-Modulator wie z. B. in einem UPS-Gerät zu verwenden. Ein solcher PWM-Modulator ist beispielsweise aus dem europäischen Patent 439,642 bekannt, und ein ihn veranschaulichendes Blockdiagramm ist in Fig. 4 ausführlich dargestellt.
In der in Fig. 4 gezeigten Spannungssteuereinheit sind Drosselspulen La, Lb und Lc mit Schaltern SWa, SWb und SWc des Inverters AC in Reihe geschaltet. Die Kondensatoren Ca, Cb, Cc, die zusammen mit den Drosselspulen ein LC-Tiefpassfilter bilden, bilden eine Sternverbindung, so daß der Sternpunkt T mit dem niedrigeren Potential 0V einer Gleichspannungs-Zwischenschaltung DC verbunden ist. Eine Spannungsrückkopplung zur Spannungssteuereinheit wird aus den Phasenspannungen nach den Drosseln erhalten. Die Rückkopplungsspannungen ua, ub und uc werden an einen Pulsweitenmodulator PWM geliefert, dessen Arbeitsfrequenz durch eine Oszillatorschaltung OC bestimmt ist. Die an ein LC-Filter gelieferten Phasenspannungen sind Pulse der gleichen Größenordnung wie die Gleichspannung UDC der Gleichspannungs-Zwischenschaltung, und ihre Frequenz ist durch die Oszillatorschaltung OC bestimmt. Durch Ändern der Pulsweiten im Pulsweitenmodulator kann man die Spannung jeder Phase so steuern, daß sie die gleiche wie ihr Referenzwert ist, d. h. ua = uaref, ub = ubref und uc = ucref. Die Funktion des Filters besteht darin, die Schaltfrequenzkomponente aus den Phasenspannungen zu filtern. Die Schaltfrequenz sollte merklich höher als die Resonanzfrequenz des LC-Filters sein, die wiederum höher als die maximale Frequenz der an die Maschine gelieferten Grundwelle sein sollte. Als Folge eines Filterns ist die Spannung einer bei einer Standarddrehzahl rotierenden Maschine nahezu sinusförmig.
Die Verwendung einer Spannungssteuereinheit der in Fig. 4 gezeigten Art führt uns zum in Fig. 5 veranschaulichten Prinzip der Fluß- und Drehmomentsteuerung. Ein Vergleich mit einer in Fig. 1 veranschaulichten herkömmlichen DTC-Steuerung zeigt, daß die Blöcke zur Statorspannungsberechnung und Schalterreferenzauswahl fehlen. Der Block zur Statorspannungsberechnung ist nicht länger notwendig, da man sich auf die ausreichend genau arbeitende Spannungssteuereinheit verlassen kann, d. h. die tatsächliche Spannung ist immer gleich ihrem Referenzwert. Folglich ist es möglich, statt der gemessenen Spannung die Spannungsreferenz direkt als die Eingangsvariable des Blocks VL zur Flußberechnung zu verwenden. Die Blöcke zur Schalterreferenzauswahl und Sektorberechnung wurden durch ein Steuersystem ersetzt, in welchem phasenspezifische Spannungsreferenzen auf der Basis der Fehlervariablen des Flusses und des Drehmoments berechnet werden. Die Fehlervariablen des Flusses und Drehmoments werden in der gleichen Weise wie in Verbindung mit der in Fig. 1 veranschaulichten herkömmlichen Steuerung bestimmt, und somit werden die mit der Berechnung der Fehlervariablen verbundenen Blöcke VL, IT, R, V1 und V2 hierin nicht ausführlicher beschrieben.
Die Fehlervariable Ψerr des Flusses ist eine Eingangsvariable für die Flußsteuereinheit FC, wobei die Ausgangsvariable der Flußsteuereinheit eine Komponente ud ist, die zum Fluß der Spannungsdifferenz parallel ist. Entsprechend ist die Fehlervariable Terr des Drehmoments eine Eingangsvariable für die Drehmomentsteuereinheit TC, deren Ausgangsvariable eine Spannungsreferenzkomponente uq ist, die zum Fluß senkrecht ist. Die Spannungskomponenten bilden einen Spannungsreferenzvektor, der in einem Koordinatensystem des Statorflusses ausgedrückt werden kann als (siehe Fig. 3)
dq = u + juq' (1)
wobei dq = eine Statorspannungsreferenz in einem Koordinatensystem des Statorflusses.
Die reellen und imaginären Teile eines Statorflusses in einem Statorkoordinatensystem seien dargestellt durch Ψx und Ψy, so daß
s = Ψx + jΨx = 1Ψejα (2)
wobei Ψs = der Absolutwert eines Statorflußvektors, und
α = der Phasenwinkel eines Statorflußvektors in einem Statorkoordinatensystem.
Ein zu einem Statorfluß paralleler Einheitsvektor ejα wird erhalten durch
ejα = s/Ψs = cosα + jsinα (3)
wobei
cosα = Ψx = / , (4)
sinα = Ψy = / (5)
gelten.
Der Einheitsvektor von Gleichung 3 wird in Block YV von Fig. 5 berechnet. Der Vektor wird an einem Block CC geliefert, der eine Koordinatensystemumwandlung durchführt.
Der im Koordinatensystem des Statorflusses berechnete Spannungsvektor dq (Gleichung 1) wird in Block CC in ein Statorkoordinatensystem umgewandelt, indem er um einen Winkel α gedreht wird, d. h. indem man ihn mit einem Einheitsvektor von Gleichung 3 multipliziert:
sref = ejα dq = uxref + juyref
wobei sref = die Statorspannungsreferenz in einem Statorkoordinatensystem, und
uxref = udcosα - uqsinα (7)
uyref = udsinα + uqcosα (8)
sref durch phasenspezifische Spannungsreferenzen wie folgt ausgedrückt werden:
wobei
uaref = die Spannungsreferenz von Phase a,
ubref = die Spannungsreferenz von Phase b, und
ucref = die Spannungsreferenz von Phase c.
Aus den Gleichungen 6 und 9 folgt, daß:
gelten.
Der Durchschnittswert (Gleichtaktspannung) der Phasenspannungsreferenz wird angegeben durch uave, die wie folgt definiert ist:
Auf der Basis der Gleichungen 10, 11 und 12 werden die folgenden Ausdrücke für die phasenspezifischen Spannungsreferenzen erhalten:
uaref = uave + uxref (13)
Die Berechnung der phasenspezifischen Spannungsreferenzen wird in einem Block VOL durchgeführt, in den auch als Referenzwert eine Gleichtaktspannung uave eingegeben wird. Im vorliegenden Verfahren werden die Phasenspannungsdifferenzen in der in den Gleichungen 1 bis 15 gezeigten Weise berechnet. Die Spannungsreferenz ud + juq (Gleichung 1) des Koordinatensystems des Statorflusses, die als Ausgangsvariable der Drehmoment- und Flußsteuereinheiten TC und FC erhalten wird, und der zum Statorfluß parallele Einheitsvektor ejα (Gleichungen 3 bis 5) sind somit Eingangsvariablen für den Block CC zur Koordinatensystemumwandlung (Gleichungen 6 bis 8), der eine Spannungsreferenz als Ausgangsvariable in einem Statorkoordinatensystem ( sref) liefert. Auf der Basis dieser Spannungsreferenz und der gegebenen Gleichtaktspannungsreferenz ave werden phasenspezifische Spannungsreferenzen schließlich im Block VOL zur Berechnung der Phasenspannungen (Gleichungen 13 bis 15) gebildet, wobei die Spannungsreferenzen Eingangsvariablen für die Spannungssteuereinheit VC sind. In Fig. 5 sind die Spannungssteuereinheit VC1 und der Inverter AC des Inverters als ein Block VAC dargestellt. Die Spannungssteuereinheit erkennt, daß die an die Maschine M gelieferten Phasenspannungen gleich den Spannungsreferenzen sind, und sref ist somit auch eine Eingangsvariable für den Block zur Flußberechnung, wo sie als der tatsächliche Wert der Spannung interpretiert wird.
Da die Hauptspannung der Maschine nicht von der Gleichtaktspannung uave abhängt, hat ihre Größe keinen Effekt auf die Drehmoment- und Flußsteuerung. Die Phasenspannungsreferenzen hängen jedoch direkt vom Wert von uave ab (Gleichungen 13, 14 und 15), und somit sollten sie so ausgewählt werden, daß die Spannungsreferenzen innerhalb des Steuerungsbereichs, der 0 .... + UDC ist, gehalten werden. Falls die verwendete Spannungssteuereinheit von dem in Fig. 4 gezeigten Typ ist, sollte uave bei einem konstanten Wert von etwa UDC/2 gehalten werden, so daß eine Variation in der Gleichtaktspannung keinen zusätzlichen parasitären Strom durch die Kondensatoren des Filters hervorruft. Erst wenn die Amplitude der Phasenspannung größer als UDC/2 wächst, sollte die Spannung uave synchron mit der dritten Oberschwingung der Grundwelle variiert werden, so daß die Gleichspannung in vollem Maße bei der Erzeugung der Hauptspannung genutzt werden kann.
Das Blockdiagramm von Fig. 5 zeigt, daß eine neue Statorspannungsreferenz von der Drehmomentsteuereinheit, d. h. in der Praxis vom Block CC zur Koordinatensystemumwandlung, in jeder Berechnungsperiode der Drehmomentsteuereinheit erhalten wird. Die Statorspannungsreferenz ändert sich somit stufenweise. In der Praxis hat die stufenweise Änderung keine Bedeutung, es sei denn, die Arbeitsfrequenz der Maschine ist besonders hoch (Hunderte von Hertz) oder die Berechnungsperiode der Drehmomentsteuereinheit ist verhältsnismäßig lang. In dieser Art von Situation, in der die Frequenz der Maschine zum Beispiel 200 Hz beträgt, wird die Änderung der Statorspannungsreferenz in jedem Moment einer Berechnung der Drehmomentsteuereinheit so groß - es sei denn, ein sehr effektiver oder schneller und folglich teurer Prozessor wird verwendet - daß die Spannungssteuereinheit nicht länger in der gewünschten Weise arbeiten kann. Es wird dann notwendig sein, den Block VOL zur Berechnung einer Phasenspannungsreferenz mit einem geeigneten Interpolator zu ergänzen, mit dem die stufenweise Änderung der Statorspannungsreferenz in eine lineare Änderung umgewandelt werden kann, was während der Berechnungsperiode der Drehmomentsteuereinheit stattfindet. Um dies zu erreichen, muß die Änderung zwischen der alten und der neuen Statorspannungsreferenz bezüglich der Richtung der Spannungsreferenz in eine Änderung, die bei einer konstanten Winkelgeschwindigkeit während der Berechnungsperiode stattfindet, und bezüglich der Änderung einer Amplitude in eine Änderung, die bei einer konstanten Rate stattfindet, geteilt werden. Das Ziel ist, statt einer stufenweisen Änderung eine sanfte und stetige Änderung einer Statorspannungsreferenz zu erreichen. Falls die obige Art einer Linearisierung in der Berechnung von Phasenspannungsreferenzen für eine Spannungssteuereinheit verwendet werden soll, sollte auch eine ähnliche Prozedur auf die Statorspannungsreferenz angewendet werden, die in Verbindung mit einer Flußberechnung genutzt wird, d. h. sie wird bis nach einer bestimmten Zeitperiode nicht als gültig betrachtet. Dies sollte vorgenommen werden, da der in einer Drehmomentsteuerung verwendete Statorspannungswert der tatsächlichen Statorspannung so nahe wie möglich folgen sollte.
Im Hinblick auf den Grundgedanken einer durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung ist die Gleichtaktspannung uave unbedeutend, da der Referenzwert sref des Stator spannungswertes in der Ausführungsform von Fig. 5 nicht bestimmt, wie hoch die Gleichtaktspannung sein sollte. Die Inverteranordnung gemäß der Erfindung erfordert somit nicht notwendigerweise eine phasenspezifische Spannungssteuerung. Es reicht aus, daß die Hauptspannungen von der gewünschten Größenordnung sind.
Wenn eine Phasenspannungssteuereinheit gemäß Fig. 4 verwendet wird, können die Hauptspannungen natürlich nach Wunsch gesteuert werden, aber dann kann der Modulator nicht Schalterstellungen so frei wie in einer Hauptspannungssteuerung auswählen. Dies ergibt sich aus der Tatsache, daß es in der Phasenspannungssteuerung drei steuerbare Variablen gibt. In der Hauptspannungssteuerung gibt es nur zwei solche Variablen, da der Statorspannungsvektor durch zwei Hauptspannungsvektoren bestimmt ist. Eine optimale Auswahl von Schalterstellungen würde zu einer niedrigeren Schaltfrequenz und Verlusten von Schalterkomponenten führen, so daß es gerechtfertigt wäre, direkt auf ein Steuern der Hauptspannungen abzuzielen.
Eine Hauptspannungssteuereinheit kann zum Beispiel in der in Fig. 7 gezeigten Weise implementiert sein. Sie besteht aus einem Hauptspannungsfilter, das serielle Drosseln La, Lb und Lc und Kondensatoren Cab, Cbc und Cac umfaßt, Komparatoren K1 und K2 zum Bestimmen der Hauptspannungen aus den Phasenspannungen und einen Modulator MOD aufweist, der Steuersignale Sa, Sb und Sc zu Schaltern SWa, SWb und SWc des Inverters auf der Basis der Hauptspannungen uac und ubc und entsprechender Hauptspannungsreferenzen uacref und ubcref erzeugt. Die Kondensatoren Cab, Cbc und Cac des Filters sind zwischen die Phasen geschaltet, da die Gleichtaktspannung nicht gefiltert wird. Die Spannung von zwei Phasen wird bezüglich der dritten Phase differenziell gemessen, so daß zwei Hauptspannungen zur Rückkopplung erhalten werden. In der in Fig. 7 beispielhaft veranschaulichten Verbindung werden Spannungen uac und ubc zwischen Phasen a und c auf der einen Seite und b und c auf der anderen Seite gemessen, wobei der Modulator MOD die Spannungen so steuert, daß sie gleich den gegebenen Hauptspannungsreferenzen uacref und ubcref sind.
Die du/dt der Gleichtaktspannung ist groß, wenn eine Steuereinheit des in Fig. 7 gezeigten Typs verwendet werden, und in der Praxis verursacht sie ein bedeutendes Problem wegen Spannungsspitzen in den Wicklungen der Maschine, die durch Spannungsreflexionen hervorgerufen werden. Die Spannungsspitzen belasten die Wicklungen der Maschine, so daß sie die Lebensdauer der Maschine verkürzen können. Es ist folglich auch wünschenswert, eine Gleichtaktspannung zu filtern; es ist aber nicht notwendig, sie so stark wie eine Hauptspannung zu filtern. In der Praxis reicht es aus, daß die du/dt höchstens 500 V/us ist.
Zur Hauptspannungssteuereinheit von Fig. 7 kann ein Filtern einer Gleichtaktspannung hinzugefügt werden, indem filternde Kondensatoren Ca, Cb und Cc gemäß Fig. 8 in Sternverbindung angeschlossen und der Sternpunkt T durch einen Kondensator C&sub0; mit dem niedrigeren Potential einer Gleichspannung verbunden wird. Somit wird eine Hauptspannungssteuereinheit gemäß Fig. 8 erreicht, wobei die Steuereinheit eine verschiedene Filterzeitkonstante für die Hauptspannung und die Gleichtaktspannung hat. Die erstgenannte ist proportional LC, was auf der Basis der Schaltfrequenz und der höchsten Frequenz der Grundwelle ausgewählt wird. Die letztgenannte ist proportional LC&sub0; (C&sub0; < < C), was wiederum so ausgewählt wird, daß die gewünschte du/dt der Gleichtaktspannung erreicht wird. Das Arbeitsprinzip des Modulators M bezüglich der Hauptspannungssteuerung ist dasselbe wie dasjenige des Modulators von Fig. 7.
Die Filterzeitkonstante der Gleichtaktspannung wird anwachsen, falls C&sub0; erhöht wird. Das Filtern ist maximal, wenn C&sub0; → gilt. Der betreffende Kondensator entspricht dann einem Kurzschluß, d. h. das LC-Filter ändert sich so, daß es ähnlich wie in Fig. 4 ist. Normalerweise sollte jedoch C&sub0; so ausgewählt werden, daß es so klein wie möglich ist, so daß eine Variation in der Gleichtaktspannung keinen großen parasitären Strom durch C&sub0; hervorrufen würde.
Die Hauptspannungsreferenzen uacref und ubcref können durch die Phasenspannungsreferenzen wie folgt ausgedrückt werden:
uacref = uaref - ucref (16)
ubcref = ubref - ucref (17)
Die x- und y-Komponenten der Statorspannungsreferenz (Gleichungen 10 und 11) können durch die Hauptspannungsreferenzen wie folgt ausgedrückt werden:
Auf der Basis der Gleichungen 18 und 19 werden die folgenden Ausdrücke für die Hauptspannungsreferenzen uacref und ubcref erhalten:
ubcref = 3 uyref (21)
Der Referenzwert sref des Statorspannungsvektors wird durch die Gleichungen 20 und 21 in Hauptspannungsreferenzen umgewandelt, wodurch eine auf einer Hauptspannungssteuerung gemäß Fig. 9 basierende Inverteranordnung erreicht wird. Der einzige Unterschied zwischen der Inverteranordnung von Fig. 9 und derjenigen von Fig. 5 ist, daß die Berechnung der Phasenspannungsreferenz durch einen Block POL zur Berechnung einer Hauptspannungsreferenz ersetzt wurde. Außerdem ist in Fig. 9 ein den Inverter und die Hauptspannungssteuereinheit enthaltender Block durch MAC angegeben. Die Hauptspannungsreferenzen sind Eingangsvariablen einer Steuereinheit der in Fig. 7 oder 8 gezeigten Art, wobei die Funktion der Steuereinheit darin besteht, die entsprechenden Hauptspannungen so zu steuern, daß sie gleich den gegebenen Referenzen sind.
Bei der Berechnung von Hauptspannungsreferenzen wird keine Gleichtaktspannung benötigt, da die Größe der Spannung durch die Hauptspannungssteuereinheit bestimmt ist. Die Wellenform der Gleichtaktspannung hängt von dem Modulationsprinzip und der Stärke einer Spannungsfilterung ab. Die Wellenform folgt gewöhnlich nicht einer Sinuswelle, und so sind die Phasenspannungen auch nicht notwendigerweise sinusförmig (bezüglich einer Gleichspannung). Stattdessen sind die Hauptspannungen sinusförmig, da die LC- Zeitkonstante Schaltfrequenzvariationen aus der Hauptspannung nahezu vollständig entfernt.
Was in Verbindung mit der Ausführungsform von Fig. 5 hinsichtlich einer möglichen Linearisierung einer Statorspannungsreferenz angemerkt wurde, die durch eine Drehmomentsteuereinheit vor Berechnung von Phasenspannungsreferenzen für eine Spannungssteuereinheit erzeugt wurde, findet auch Anwendung auf die Ausführungsform von Fig. 9. Der einzige Unterschied ist, daß es eher die Hauptspannungsreferenzen als die Phasenspannungsreferenzen sind, die nun auf der Basis der Statorspannungsreferenz bestimmt werden. Dies beeinflußt jedoch nicht den möglichen Bedarf an einer Linearisierung der Statorspannungsreferenz.
In Fig. 7, 8 und 9 sind die gesteuerten Hauptspannungen die Hauptspannungen zwischen Phasen a und c oder b und c. Natürlich können zwei beliebige der drei Hauptspannungen gesteuert werden. Die Gleichungen 20 und 21 sollten dann so umgeschrieben werden, daß sie den Hauptspannungen entsprechen.
Der bemerkenswerte Vorteil der durch die Erfindung gelieferten Inverteranordnung ist, daß die an die Maschine gelieferte Spannung immer dem von den Fluß- und Drehmomentsteuereinheiten gewünschten Wert entspricht. Der Grund dafür ist, daß der Statorspannungsvektor beliebig aus dem Bereich ausgewählt werden kann, der durch ein Hexagon beschränkt ist, das durch Kombinieren der Spannungsvektoren 1 ... 6 des 2-Pegel-Inverters in der in Fig. 6 gezeigten Art und Weise erhalten wird. Die an die Maschine gelieferte augenblickliche Spannung kann immer so gesteuert werden, daß sie optimal ist, so daß bei einer konstanten Last die Amplitude und der Phasenwinkel der Spannung bezüglich des Flusses konstant sind. Daraus folgt, daß, wenn eine durch die Erfindung gelieferte Inverteranordnung verwendet wird, die Phasenspannungen sinusförmig sind, falls die Maschine bei einer konstanten Drehzahl und Last rotiert. In einer herkömmlichen DTC-Steuerung sind die Phasenspannungen immer pulsartig, da nur sechs Spannungsvektoren und ein Nullvektor zur Verfügung stehen. Die Sinusform der an die Maschine gelieferten Spannung bringt auch gewisse Vorteile mit sich, die durch eine DTC-Steuerung an sich nicht erzielt werden können. Die Vorteile beinhalten eine Eliminierung von Problemen, die aus einer elektromagnetischen Inkompatibilität und einer hohen Zunahmerate der Phasenspannung folgen. Somit tritt in den Wicklungen der Maschine keine Spannungsbeanspruchung auf, und es gibt keine Spannungsreflexionen von den Wicklungen, und somit werden die Strommessungen nicht gestört, und die Übertragung eines Strommeßsignals ist einfach. Da eine separate Spannungssteuereinheit verwendet wird, ist es im Gegensatz zur herkömmlichen DTC-Steuerung auch möglich, den Motor selbst zu steuern und die Schalter des Inverters unabhängig zu steuern, und zum Beispiel kann die Schaltfrequenz nun unabhängig von der Motorsteuerung ausgewählt werden.

Claims

1. Inverteranordnung zur gleichzeitigen Steuerung eines Statorflusses und eines Drehmoments einer elektrischen Maschine (M), wobei die Anordnung umfasst:

einen mit einer Gleichspannungs-Zwischenschaltung (DC) verbundenen Inverter (AC) zum Erzeugen einer Wechselspannung (us), die die gleiche Anzahl Phasen wie die elektrische Maschine (M) hat, und

ein Steuersystem (CS) zum Steuern eines augenblicklichen Wertes der durch den Inverter (AC) erzeugten Wechselspannung (us); wobei das Steuersystem (CS) als Eingangsvariablen Referenzwerte für das Drehmoment (Tref) und den Statorfluß (Ψref) und gemessene Werte für den Statorstrom (is) und die Statorspannung (us) oder für mit ihnen vergleichbare Variablen empfängt, und aufweist

eine Einrichtung (EC), um für das Drehmoment (Terr) und den Statorfluß (Ψerr) Fehlervariablen zu definieren, die auf Eingangsvariablen basieren und die Differenz zwischen den Referenzwerten und tatsächlichen Werten beschreiben, und

Einrichtungen zum Steuern der Schalter (SWa, SWb, SWc) des Inverters (AC) auf der Basis dieser Fehlervariablen,

dadurch gekennzeichnet, dass

die Einrichtungen zum Steuern der Schalter des Inverters umfassen

Einrichtungen (FC, TC, CC) zum Erzeugen einer auf den Fehlervariablen (Terr, Ψerr) des Drehmoments und Statorflusses basierenden Statorspannungsreferenz (usref);

Einrichtungen (VOL) zum Erzeugen von Referenzwerten für die Phasenspannungen (uaref, ubref, ucref) der Statorspannung auf der Basis der definierten Statorspannungsreferenz (usref) und des Referenzwertes (uave), der der Gleichtaktspannung der Statorspannung gegeben wurde, und

eine Rückkopplungsspannungssteuereinheit (VC1) zum Steuern der Phasenspannungen (ua, ub, uc) der an die elektrische Maschine (M) gelieferten Statorspannung, so dass sie den definierten Referenzwerten (uaref, ubref, ucref) der Phasenspannungen entsprechen.

2. Inverteranordnung zur gleichzeitigen Steuerung eines Statorflusses und eines Drehmoments einer elektrischen Maschine (M), wobei die Anordnung umfasst:

eine Einrichtung (EC), um für das Drehmoment (Terr) und den Statorfluss (Ψerr) Fehlervariablen zu definieren, die auf Eingangsvariablen basieren und die Differenz zwischen den Referenzwerten und tatsächlichen Werten beschreiben, und

dadurch gekennzeichnet, dass

die Einrichtungen zum Steuern der Schalter des Inverters umfassen

Einrichtungen (POL) zum Erzeugen von Referenzwerten für die Hauptspannungen (uacref, ubcref) der Statorspannung auf der Basis der definierten Statorspannungsreferenz (usref), und

eine Rückkopplungsspannungssteuereinheit (VC2; VC3) zum Steuern der Hauptspannungen (uac ubc) der an die elektrische Maschine (M) gelieferten Statorspannung, so dass sie den definierten Referenzwerten (uacref, ubcref) der Hauptspannungen entsprechen.

3. Inverteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtungen zum Erzeugen einer Statorspannungsreferenz (usref) aufweisen

eine Flußsteuereinheit (FC), um auf der Basis der Fehlervariablen (Ψerr) des Statorflusses eine Komponente (ud) der Statorspannungsreferenz (uref) zu erzeugen, die zum Statorfluß parallel ist;

eine Drehmomentsteuereinheit (TC), um auf der Basis der Fehlervariable (Terr) des Drehmoments eine Komponente (uq) der Statorspannungsreferenz (usref) zu erzeugen, die zum Statorfluß senkrecht ist; und

eine Einrichtung (CC) zum Durchführen einer Koordinatensystemumwandlung, um die durch ihre Komponenten (ud, uq) in einem Koordinatensystem des Statorflusses definierte Statorspannungsreferenz in eine Statorspannungsreferenz in einem Statorkoordinatensystem (usref) umzuwandeln.

4. Inverteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die definierte Statorspannungsreferenz (usref) eine der Eingangsvariablen in die Einrichtung (EC) zum Definieren der Fehlervariablen für das Drehmoment (Terr) und den Statorfluß (Ψerr) bildet.

5. Inverteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Rückkopplungsspannungssteuereinheit (VC1) aufweist

einen Pulsweitenmodulator (PWM), der mit einem LC-Tiefpassfilter (La, Lb, Lc, Ca, Cb, Cc) und einer Spannungsrückkopplung versehen ist, und

eine Oszillatorschaltung (OC) zum Erzeugen einer Steuerspannung, die die Schaltfrequenz der Schalter (SWa, SWb, SWc) im Inverter (AC) steuert,

wobei der Pulsweitenmodulator (PWM) angeordnet ist, um sowohl die tatsächlichen Werte der Phasenspannungen (ua, ub, uc) der Statorspannung als auch die Referenzwerte (uaref, ubref, ucref) dieser Spannungen sowie die durch die Oszillatorschaltung (OC) erzeugte Steuerspannung zu empfangen und um auf der Basis dieser Spannungen Steuersignale (Sa, Sb, Sc) für die Schalter (SWa, SWb, SWc) des Inverters zu erzeugen.

6. Inverteranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Rückkopplungsspannungssteuereinheit (VC2) aufweist

ein LC-Tiefpassfilter (La, Lb, Lc, Cab, Cbc, Cac), dessen Kondensatoren (Cab, Cbc, Cac) zwischen die Phasenspannungen (ua, ub, uc) geschaltet sind,

Einrichtungen (K1, K2), um die tatsächlichen Werte der Hauptspannungen (uac, ubc) aus den Phasenspannungen (ua, ub, uc) zu bilden, und

einen Modulator (MOD), der angeordnet ist, um sowohl die tatsächlichen Werte der Hauptspannungen (uac, ubc) der Statorspannung als auch ihre Referenzwerte (uager, ubaef) zu empfangen und auf der Basis der Spannungen Steuersignale (Sa, Sb, Sc) für die Schalter (SWa, SWb, SWc) des Inverters zu erzeugen.

7. Inverteranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Rückkopplungsspannungssteuereinheit (VC3) aufweist

ein LC-Tiefpassfilter (La, Lb, Lc, Ca, Cb, Cc), dessen Kondensatoren (Ca, Cb, Cc) zwischen die Phasenspannungen (ua, ub, uc) und einen gemeinsamen Sternpunkt (T) geschaltet sind, der wiederum durch einen Kondensator (C&sub0;) mit dem Minuspol (0V) einer Gleichspannungs-Zwischenschaltung verbunden ist,

Einrichtungen (K1, K2), um aus den Phasenspannungen (ua, ub, uc) die tatsächlichen Werte der Hauptspannungen (uac, ubc) zu bilden, und

einen Modulator (MOD), der angeordnet ist, um sowohl die tatsächlichen Werte der Hauptspannungen (uac, ubc) der Statorspannung als auch ihre Referenzwerte (uacref, ubcref) zu empfangen und auf der Basis der Spannungen Steuersignale (Sa, Sb, Sc) für die Schalter (SWa, SWb, SWc) des Inverters zu erzeugen.