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Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil mit: einer Reihenschaltung aus
einem steuerbaren Schaltelement, einem induktiven Element und einem Messwiderstand,
wobei die Reihenschaltung ausgebildet ist zum Empfangen einer Eingangsspannung und
zum Weiterleiten eines periodisch unterbrochenen Stromes, indem das steuerbare
Schaltelement ein- und ausgeschaltet wird, und Mitteln zum Ausschalten des steuerbaren
Schaltelementes in Reaktion auf einen am Messwiderstand durch den durch den Messwiderstand
fließenden Strom erzeugten Spannungsabfall.
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Ein derartiges Schaltnetzteil ist unter anderem aus dem US-Patent Nr.
4.939.632 bekannt. Die genannte Stromversorgung ist ein selbstoszillierendes
Schaltnetzteil, in dem das induktive Element die Primärwicklung eines Transformators ist, dessen
Sekundärwicklung mit einer zu ladenden Batterie und/oder einer anderen Last über eine
Gleichrichterdiode verbunden ist. Das steuerbare Schaltelement ist ein bipolarer npn-
Schalttransistor, dessen Kollektor über die Primärwicklung mit der positiven Klemme der
Eingangsspannung und dessen Emitter über den Messwiderstand mit der negativen
Klemme der Eingangsspannung verbunden ist. Die Basis des Schalttransistors empfängt über
einen Startwiderstand einen Ansteuerstrom, der zu einem Strom durch den Schalttransistor
führt. Der Schalttransistor wird mittels einer Mitkopplungsschaltung von der
Sekundärwicklung hin zur Basis des Schalttransistors schnell gesättigt. Der Strom durch den
Schalttransistor und daher auch durch den Messwiderstand in Reihe mit dem Emitter steigt linear
an. Wenn die Spannung am Messwiderstand eine gegebene Grenze überschreitet, wird die
Basis des Schalttransistors über eines zweiten Transistor kurzgeschlossen. Somit sperrt der
Schalttransistor, wenn ein bestimmter Spitzenstrom erreicht ist. Solange sich der
Schalttransistor im ausgeschalteten Zustand befindet, wird die in der Primärwicklung gespeicherte
Energie zur Batterie und/oder die Last über die Gleichrichterdiode übertragen, die dann
leitend ist. Nachdem der Strom in der Sekundärwicklung auf null abgenommen hat, beginnt
automatisch ein nachfolgender Schaltzyklus.
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Die Zeit, in der der Spitzenstrom erreicht wird, hängt von der angelegten
Eingangsspannung ab. Bei einer hohen Eingangsspannung dauert es eine kürzere Zeit, um
den Spitzenstrom zu erreichen und bei einer niedrigen Eingangsspannung eine längere Zeit.
Die Frequenz des Schaltzyklus nimmt daher mit steigender Eingangsspannung zu. Da in
jedem Schaltzyklus die gleiche Menge Energie in der Primärwicklung aufgebaut und an die
Last übertragen wird, wird auch die zur Last übertragene Energie zunehmen, wenn die
Frequenz zunimmt. Beim Laden einer Batterie bedeutet das eine Zunahme des mittleren
Ladestroms. Diese Situation ist unerwünscht, wenn diese Art Schaltnetzteil in Geräten mit
wiederaufladbaren Batterien verwendet wird, die von einer gleichgerichteten Netzspannung aus
geladen werden. Die Ladedauer wäre dann von der örtlichen Netzspannung abhängig. Um
bei verschiedenen Netzspannungen dennoch einen konstanten Ladestrom zu erhalten, ist
eine Kompensation erforderlich, die bei zunehmender Netzspannung bewirkt, dass der
Schalttransistor bei einem kleineren Spitzenstrom ausgeschaltet wird.
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Das US-Patent Nr. 4.187.536, insbesondere darin die Fig. 14, beschreibt
eine Lösung, bei der ein Bruchteil der gleichgerichteten Netzspannung an die Basis des
zweiten Transistors mit Hilfe eines Spannungsteilers angelegt wird. Bei höheren
Netzspannungen wird der zweite Transistor eher leiten und der Schalttransistor eher ausschalten.
Diese Lösung ist einfach, aber sie bringt erhebliche Verlustleistung im Spannungsteiler mit
sich.
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Das US-Patent Nr. 4.504.775 beschreibt eine Lösung, bei der die
Impulsspannung an der Sekundärwicklung an die Basis des zweiten Transistors mit Hilfe eines
Serienwiderstandes gelegt wird, wobei die Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors
parallel zum Messwiderstand geschaltet ist. Die Impulsspannung ist proportional zur
gleichgerichteten Eingangsspannung an der Primärschaltung. Obwohl diese Lösung
weniger Verlustleistung beansprucht, ist sie nur mit einem Transformator möglich.
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Fig. 1 und Fig. 2 des US-Patents Nr. 4.464.619 beschreiben eine Alternative
für die Lösung des US-Patents Nr. 4.504.775. In dem genannten bekannten Schaltnetzteil
ist der Messwiderstand mit einem Abgriff der Sekundärwicklung des Transformators
verbunden. Diese Lösung ist jedoch auf Konfigurationen beschränkt, bei denen der
Primärstrom auch durch einen Teil der Sekundärwicklung fließt. In diesem Fall ist eine elektrische
Isolierung, die zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung erforderlich sein kann,
nicht möglich. Der Strom durch den Teil der Sekundärwicklung ist gleich dem Strom durch
den Messwiderstand während des Einschalten des Schalttransistors, aber wenn der Schalttransistor
ausgeschaltet wird, fließt durch den genannten Teil der Sekundärwicklung ein
Sekundärstrom über die Gleichrichterdiode zur Last. Der Strom durch den Messwiderstand
ist dann null, d. h. nicht gleich dem Strom durch den genannten Teil der Sekundärwicklung.
Somit ist der Strom durch den Messwiderstand nicht immer gleich dem Strom durch den
genannten Teil der Sekundärwicklung.
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Das erstgenannte US-Patent Nr. 4.939.632 zeigt in Fig. 4 eine erste Variante
mit Netzspannungskompensation, die auf der gleichgerichteten Spannung beruht, und in
Fig. 3 eine zweite Variante auf Basis der sekundären Impulsspannung. Diese Varianten
erfordern jedoch mehr Komponenten und die zweite Variante ist wiederum nur mit einem
Transformator möglich.
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Der Erfindung liegt als Aufgabe zugrunde, eine einfache Lösung für die
Netzspannungskompensation zu verschaffen. Hierzu ist das Schaltnetzteil der eingangs
erwähnten Art dadurch gekennzeichnet, dass ein weiteres induktives Element in Reihe mit
dem Messwiderstand platziert ist, um eine Spannung zu erzeugen, die zu dem
Spannungsabfall am Messwiderstand beiträgt, wobei der durch das weitere induktive Element
fließende Strom immer nahezu gleich dem Strom durch den Messwiderstand ist. Das weitere
induktive Element in Reihe mit dem Messwiderstand erzeugt eine Spannung, die von der
Stromänderung pro Zeiteinheit abhängt, welche Spannung zu dem Spannungsabfall am
Messwiderstand addiert wird. Auf diese Weise wird das Schaltelement bei einer höheren
Eingangsspannung eher ausgeschaltet.
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Das weitere induktive Element kann auf verschiedene Weise realisiert
werden. Eine weitere Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass das weitere induktive
Element eine Spule mit einer Selbstinduktion umfasst. Die Spule kann eine gesonderte
Spule sein oder sie kann mit dem erstgenannten induktiven Element magnetisch gekoppelt
sein. Bei dem letztgenannten Fall bilden die beiden induktiven Elemente einen
Transformator. Die Spannung an dem weiteren induktiven Element ist dann proportional zur
Spannung am erstgenannten induktiven Element, an dem die gleichgerichtete Netzspannung
auftritt. Die gesonderte oder magnetisch gekoppelte Spule und der Messwiderstand können
zu einer Spule kombiniert werden, die einen inneren Widerstandswert hat, der dem
Widerstandswert des Messwiderstandes entspricht. Die gesonderte oder magnetisch gekoppelte
Spule und der Messwiderstand können auch zu einem Widerstand kombiniert werden, der
eine innere Selbstinduktion hat, die der Selbstinduktion der Spule entspricht, beispielsweise
einem drahtgewickelten Widerstand mit einer ausreichenden Selbstinduktion.
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Eine zweite Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass das weitere
induktive Element umfasst: einen Transistor, der eine mit einer ersten Klemme des
Messwiderstandes verbundene erste Hauptelektrode, eine zweite Hauptelektrode und eine
Steuerelektrode hat, einen weiteren Widerstand, der zwischen die Steuerelektrode und die
zweite Hauptelektrode geschaltet ist, und einen Kondensator der zwischen die
Steuerelektrode und eine zweite Klemme des Messwiderstandes geschaltet ist.
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Die Zeitkonstante des Kondensators und des weiteren Widerstandes wird so
gewählt, dass bei einer niedrigen Eingangsspannung die Steuerelektrode des Transistors der
Spannungsänderung am Messwiderstand in Reihe mit der ersten Hauptelektrode folgen
kann. Der Transistor verhält sich dann wie eine Diode. Bei einer großen Stromzunahme pro
Zeiteinheit am Messwiderstand wird jedoch die Spannung an der Steuerelektrode der
Spannungsänderung am Messwiderstand nacheilen. Die Spannung am Hauptstrompfad des
Transistors steigt dann an, wodurch der gesamte Spannungsabfall zunimmt. Daher wird das
geschaltete Element bei einer höheren Eingangsspannung früher ausgeschaltet.
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Die Erfindung ist nicht nur für Schaltnetzteile mit einer
Transformatorkopplung für die zu speisende Last, sondern auch für Typen mit einer einzigen
Drosselspule geeignet.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
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Fig. 2 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
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Fig. 3 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
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Fig. 4 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
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Fig. 5 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
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Fig. 6 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
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Fig. 7 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils und
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Fig. 8 einen elektrische Rasierer mit einem erfindungsgemäßen
Schaltnetzteil.
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In diesen Figuren haben Teile mit gleicher Funktion oder gleichem Zweck
gleiche Bezugszeichen.
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Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform eines
erfindungsgemäßen Schaltnetzteils. Die Netzwechselspannung oder eine geeignete Gleichspannung wird an
die Eingangsklemmen N4 und N5 gelegt. Auf Wunsch kann die Netzspannung über einen
Transformator (nicht abgebildet) angelegt werden. Die Wechselspannung wird mit Hilfe
einer Diodenbrücke D0 gleichgerichtet und mit Hilfe von Kondensatoren C1 und C2 und
einer Spule L1 geglättet und gefiltert. Statt einer Diodenbrücke ist es auch möglich, eine
einzige Gleichrichterdiode zu verwenden. Ein optionaler Widerstand R1 begrenzt den
Strom durch die Diodenbrücke D4. Die negative Klemme der gleichgerichteten
Eingangsspannung ist mit Erde verbunden. Die positive Klemme N7 ist mit einer Primärwicklung
W1 eines Transformators verbunden. Eine Zenerdiode D 1 und eine Diode D2 sind parallel
zur Primärwicklung W1 geschaltet und begrenzen die Spannung an der Primärwicklung
W1, wenn der Strom durch die Primärwicklung W1 unterbrochen wird. Anstelle der hier
gezeigten Zenerdiode D1 und der Diode D2 können zur Stabilisierung der
Spannungsänderung an der Primärwicklung W1 alternative Schaltungen verwendet werden, beispielsweise
eine Reihenschaltung aus einem Kondensator und einem Widerstand. Der Hauptstrompfad
eines Schalttransistors T1, der einen bipolaren npn-Transistor umfasst, ist mit der
Primärwicklung W1 in Reihe geschaltet, wobei die zweite Hauptelektrode oder der Kollektor des
Transistors mit der Primärwicklung W1 gekoppelt ist. Die erste Hauptelektrode oder der
Emitter des Schalttransistors T1 ist über eine Selbstinduktion L2 und einen Messwiderstand
R3 mit einer ersten Klemme N1 einer Sekundärwicklung W2 des Transformators
verbunden, welche Sekundärwicklung magnetisch mit der Primärwicklung W1 gekoppelt ist. Die
Sekundärwicklung W2 ist weiterhin mit ihrer ersten Klemme N1 mit einer zu speisenden
Last verbunden, die beispielsweise eine wiederaufladbare Batterie B ist. Die positive
Klemme der Batterie B ist mit der ersten Klemme N1 verbunden. Die negative Klemme der
Batterie B ist mit einer Klemme N6 verbunden, die über eine Diode D3 mit einer zweiten
Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 verbunden ist. Die Klemme N6 ist beispielsweise
mit Erde verbunden. Daher fließt nicht nur der durch die Sekundärwicklung fließende
Strom, sondern auch der durch die Primärwicklung fließende Strom durch die Batterie B.
Wenn dies unerwünscht ist, kann die erste Klemme N1 anstelle der Klemme N6 mit Erde
verbunden sein. Es sei bemerkt, dass der Strom durch die Selbstinduktion L2 null ist, wenn
ein Strom in der Sekundärschaltung fließt. Die Selbstinduktion L2 ist kein Teil der
Sekundärwicklung W2. Die Steuerelektrode oder Basis des Schalttransistors ist über einen Widerstand
R6 mit einer Speiseklemme N3 verbunden. Diese Speiseklemme kann direkt mit der
positiven Klemme N7 verbunden werden, aber die Spannung an der Speiseklemme N3
kann beispielsweise auch mit einer zwischen die Speiseklemme N3 und die Klemme N6
(Erde) geschalteten Zenerdiode D7 und mit einem Speisewiderstand R2 zwischen der
Speiseklemme N3 und der positiven Klemme N7 stabilisiert werden. Eine Reihenschaltung aus
einem Kondensator C3 und einem Widerstand R3 ist zwischen die Basis des
Schalttransistors T1 und die zweite Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 geschaltet. Weiterhin ist
die Basis des Schalttransistors T1 mit der ersten Klemme N1 über ein Schwellenelement
verbunden, das eine Zenerdiode D5 in Reihe mit einer Diode D6 umfasst, die leitet, wenn
die Zenerdiode D5 durchbricht. Fig. 1 zeigt weiterhin einen Motor M, der mit Hilfe eines
Schalters SW an die Batterie B angeschlossen werden kann. Der Motor M kann
beispielsweise der Motor eines Rasierers mit aufladbaren Batterien sein, die von der Netzspannung
her geladen werden.
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Beim Empfang der Eingangsspannung wird ein Einschaltstrom von der
Speiseklemme N3 über den Widerstand R6 zur Basis des Schalttransistors T2 fließen, der
daher leitend wird. Der Vorwärtszeitraum oder die Vorwärtsphase beginnt. Jetzt beginnt ein
Strom über die Primärwicklung W1, den Schalttransistor T2, den Widerstand R3 und die
Batterie B von der positiven Klemme N7 zur Klemme N6 zu fließen. Die
Spannungsdifferenz an der Primärwicklung W1 induziert eine transformierte Spannungsdifferenz an der
Sekundärwicklung W2, wobei die zweite Klemme N2 dann relativ zur ersten Klemme N1
positiv ist. Die Kathode der Diode D3 ist dann relativ zur Anode der Diode D3 positiv,
wodurch die Diode D3 sperrt. Die positive Spannungsdifferenz an der Sekundärwicklung W2
hat einen Mitkopplungseffekt und steuert die Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors T2
über den Kondensator C3 weiter in Leitung, wobei der Ansteuerstrom durch den
Widerstand R5 begrenzt wird. Der Schalttransistor T1 wird vollständig in Sättigung gesteuert,
und ein zunehmender Strom i beginnt durch die Primärwicklung W1 zu fließen. Dieser
zunehmende Strom i erzeugt eine zunehmenden Spannungsabfall an der Selbstinduktion L2
und dem Messwiderstand R3. Wenn die Summe aus der Basis-Emitter-Strecken-Spannung
des Schalttransistors T1 und dem Spannungsabfall an der Selbstinduktion L2 und dem
Messwiderstand R3 gleich der Summe aus der Zenerspannung der Zenerdiode D5 und der
Sperrschichtspannung der Diode D6 ist, wird die Basis des Schalttransistors T1 mit der
ersten Klemme N1 kurzgeschlossen. Der Schalttransistor T1 wird daher ausgeschaltet, und
der Strom durch die Primärwicklung W1 wird unterbrochen. Jetzt beginnt der Rücklaufzeitraum
oder die Rücklaufphase, in der die in dem Transformator gespeicherte Energie zur
Batterie B übertragen wird. Der Spitzenstrom, bei dem der Schalttransistor T1 ausgeschaltet
wird, hängt nicht von der Spannung an der Batterie B ab, weil das Schwellenelement
parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors T1 und dem Widerstand R3
angeordnet ist. Daher kann eine kurzgeschlossene Batterie B oder eine andere Last niemals zu
einem übermäßigen Spitzenstrom durch den Schalttransistor führen.
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Die Unterbrechung des Stroms durch die Primärwicklung W1 führt zu einer
starken Spannungszunahme an der Primärwicklung W1, welche Spannungszunahme relativ
zur Eingangsspannung an der positiven Speiseklemme N7 positiv ist und durch die Diode
D2 und die Zenerdiode D1 begrenzt wird. Infolge der Stromunterbrechung kehrt sich das
Vorzeichen der Spannung an der Primärwicklung W1 und damit das der Spannung an der
Sekundärwicklung W2 um. Die zweite Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 ist jetzt
relativ zur ersten Klemme N1 negativ. Die Diode D3 leitet jetzt, und ein Sekundärstrom fließt
in der von der Sekundärwicklung W2, der Diode D3 und der Batterie B gebildeten
Sekundärschaltung, wobei die Energie in dem Transformator zur Batterie übertragen wird. Der
Sekundärstrom nimmt auf null ab. Solange die Diode D3 leitet, ist die negative Spannung
an der Sekundärwicklung W2 gleich der Summe aus der Spannung an der Diode D3 und
der Spannung der Batterie B. Der negative Spannungssprung an der Sekundärwicklung W2
tritt am Kondensator C3 auf und hält die Basis des Schalttransistors T2 relativ zum Emitter
auf negativem Pegel. Die Diode D6 verhindert, dass der Kondensator C3 über die
Zenerdiode D5 entladen wird, welche jetzt in Durchlassrichtung gepolt ist. Der Schalttransistor
T1 bleibt jetzt ausgeschaltet, bis der Kondensator C3 über die Widerstände R6 und R5 so
weit aufgeladen ist, dass die Spannung an der Basis Bes Schalttransistors T2 relativ zum
Emitter wieder genügend positiv ist und eine neue Schwingungsperiode beginnt. Daher ist
die Stromversorgungsschaltung selbstoszillierend.
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Die zum Aufladen des Kondensators C3 notwendige Zeit, und damit die
Folgefrequenz des Schwingungsperiode, wird hauptsächlich durch den Widerstandswert
des Widerstandes R6 bestimmt, weil in der Praxis der Widerstandswert des Widerstandes
R5 vernachlässigbar ist. Das Schaltnetzteil wartet, bis der Kondensator C3 über den
Widerstand R6 genügend aufgeladen ist. Somit folgt auf den Rücklaufzeitraum ein
Wartezeitraum. In jeder Schwingungsperiode wird eine nahezu feste Menge Energie zu der Batterie
B oder zu einer anderen Last übertragen. Die Folgefrequenz des Schwingungsperiode
bestimmt daher den mittleren Ladestrom, der in die Batterie B fließt. Der mittlere Ladestrom
kann durch geeignete Wahl des Widerstandswertes des Widerstandes R6 festgelegt werden.
Die Stromversorgungsschaltung von Fig. 1 ist besonders als Langsamlader oder Kleinlader
für wiederaufladbare Batterien geeignet. Die Diode D6 verhindert nämlich Schnellladen des
Kondensators C3. Das Vorhandensein dieser Diode D6 ermöglicht jedoch auch, dass das
Schaltnetzteil zwischen einer verhältnismäßig hohen Folgefrequenz und einer
verhältnismäßig niedrigen Folgefrequenz schaltbar ist. Durch Kurzschließen der Diode D6 kann der
negative Spannungssprung am Kondensator C3 im Rücklaufzeitraum schnell kompensiert
werden, weil die Zenerdiode D5 dann als in Durchlassrichtung gepolte Diode arbeitet.
Daher nimmt die Basisspannung des Schalttransistors T2 schneller den positiven Wert an, der
ausreicht, um den Schalttransistor T2 wieder in Leitung zu steuern. Die Folgefrequenz der
Schwingungsperiode wird dann wesentlich höher, wodurch die mittlere Stärke des an die
Batterie B oder eine andere Last gelieferten Stroms ansteigt. Mit Hilfe eines Schalters SW2
quer zur Diode D6 ist es so möglich, von Langsamladen auf Schnellladen der Batterie B
umzuschalten. Der Schalter kann ein mit der Hand betätigter elektrischer Schalter (nicht
abgebildet) oder ein Transistorschalter sein.
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Die Zeit, in der der Spitzenstrom erreicht wird, hängt von der angelegten
Eingangsspannung ab. Bei einer hohen Eingangsspannung dauert es eine kürzere Zeit, um
den Spitzenstrom zu erreichen und bei einer niedrigen Eingangsspannung eine längere Zeit.
Die Frequenz des Schaltzyklus nimmt daher mit steigender Eingangsspannung zu. Da in
jedem Schaltzyklus die gleiche Menge Energie in der Primärwicklung aufgebaut und an die
Last übertragen wird, wird auch die zur Last übertragene Energie zunehmen, wenn die
Frequenz zunimmt. Beim Laden einer Batterie bedeutet das eine Zunahme des mittleren
Ladestroms. Diese Situation ist unerwünscht, wenn diese Art Schaltnetzteil in Geräten mit
wiederaufladbaren Batterien verwendet wird, die von einer gleichgerichteten Netzspannung aus
geladen werden. Die Ladedauer wäre dann von der örtlichen Netzspannung abhängig. Um
bei verschiedenen Netzspannungen dennoch einen konstanten Ladestrom zu erhalten, ist
eine Kompensation erforderlich, die bei zunehmender Netzspannung bewirkt, dass der
Schalttransistor bei einem kleineren Spitzenstrom ausgeschaltet wird. Die in Reihe zum
Messwiderstand R3 geschaltete Selbstinduktion L2 erzeugt eine Spannung, die von der
Stromänderung pro Zeiteinheit (di/dt) des Stroms i abhängt, wobei die Spannung zu dem
Spannungsabfall am Messwiderstand R3 addiert wird. Auf diese Weise wird das
Schaltelement bei einer höheren Eingangsspannung eher ausgeschaltet.
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Auf Wunsch können Selbstinduktion L2 und der Messwiderstand R3 in
einem drahtgewickelten Widerstand mit einer ausreichenden Selbstinduktion oder in einer
Spule mit ausreichendem inneren Widerstandswert vereinigt werden.
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Anstelle der Selbstinduktion L2 kann ein anderes induktives Element
verwendet werden. Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform, bei der die Selbstinduktion L2 durch
einen npn-Transistor T2 ersetzt worden ist, dessen Kollektor mit dem Emitter des
Schalttransistors T1 verbunden ist, dessen Emitter mit dem Messwiderstand R3 verbunden ist und
dessen Basis über einen Widerstand R4 mit dem Kollektor des Transistors T2 verbunden
ist. Ein Kondensator C4 ist quer zur Reihenschaltung der Basis-Emitter-Strecke des
Transistors T2 und des Messwiderstandes R3 geschaltet. Die Zeitkonstante des den Widerstand
R4 und den Kondensator C4 umfassenden RC-Netzes ist so gewählt worden, dass bei einer
niedrigen Eingangsspannung die Spannung an der Basis des Transistors T2 der Spannung
am Messwiderstand R3 folgt. Der Transistor T2 verhält sich dann wie eine Diode. Bei einer
großen Stromänderung pro Zeiteinheit (di/dt) wird die Spannung an der Basis des
Transistors T2 der Spannung am Emitter des Transistors T2 nacheilen. Daher wird die Kollektor-
Emitter-Spannung des Transistors T2 ansteigen, wodurch der Schalttransistor T1 eher
ausgeschaltet wird. Diese Ausführungsform wird in Anspruch 6 beansprucht, der einen
unabhängigen Anspruch darstellt.
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Fig. 3 zeigt eine andere Alternative für die Selbstinduktion L2. In der
vorliegenden Ausführungsform ist die Selbstinduktion L2 eine Wicklung W3 des
Transformators, dessen Wicklung mit der Primärwicklung W 1 magnetisch gekoppelt ist. Die
Spannung an der Wicklung W3, ebenso wie die Spannung an der Primärwicklung W1, ist
proportional zur Eingangsspannung. Bei einer höheren Eingangsspannung nimmt die
Spannung an der Wicklung W3 zu, wodurch der Schalttransistor T1 eher ausgeschaltet wird. Es
sei bemerkt, dass der Strom durch die Wicklung W3 immer nahezu gleich dem Strom durch
den Schalttransistor T1 ist, sowohl im eingeschalteten als auch im ausgeschalteten Zustand
des Schalttransistors T1. Die Wicklung W3 ist kein Teil der Sekundärwicklung W2.
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Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform, bei der im Gegensatz zu der
Ausführungsform von Fig. 1 die Basis des Schalttransistors T1 mit der Klemme N1 nicht mittels
einer Zenerdiode, sondern über einen npn-Transistor T3 gekoppelt ist, dessen Kollektor mit
der Basis des Schalttransistors T1 verbunden ist, dessen Emitter mit der Klemme N1
verbunden ist und dessen Basis über einen Widerstand R7 mit dem Emitter des
Schalttransistors T1 verbunden ist. Der zunehmende Spannungsabfall an der Selbstinduktion L2 und
dem Messwiderstand R3 steuert den Transistor T3 in Leitung, wodurch der Schalttransistor
T1 ausgeschaltet wird. In Reihe zu dem oder statt des Widerstandes R7 kann eine
Zenerdiode angeordnet werden, um den Ausschaltpegel zu verschieben. Auf Wunsch kann der
Emitter des Transistors T3 über eine Zenerdiode mit Erde oder einem anderen geeigneten
Bezugspunkt verbunden werden. Der Knotenpunkt zwischen dem Kondensator C3 und dem
Widerstand R5 kann weiterhin über eine optionale Zenerdiode D8 oder eine normale Diode
mit der Klemme N1 verbunden werden. In diesem Fall verschaffen sowohl die Zenerdiode
D8 als auch die normale Diode eine schnelle Entladungsstrecke für den Kondensator C3
und das Schaltnetzteil verhält sich wie ein Schnelllader. Bei Verwendung einer Zenerdiode
D8 wird die Spannung an der Basis des Schalttransistors T1 beim Einschalten des
Transistors T1 begrenzt. Dies verhindert, dass bei zunehmender Eingangsspannung der
Schalttransistor T1 infolge der ebenfalls zunehmenden Rückkopplungsspannung an der
Sekundärwicklung übersättigt wird. Wegen der dann auftretenden Speicherwirkung würde eine
zunehmende Sättigung des Schalttransistors T1 zu einem immer späteren Ausschalten des
Schalttransistors T1 und einer Zunahme des Spitzenstroms führen.
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In gleicher Weise wie für die Ausführungsformen von Fig. 2 und Fig. 3
gezeigt, kann die Selbstinduktion L2 in der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform durch einen
Transistor T2 mit einem Widerstand R4 und einem Kondensator C4 oder durch eine
Wicklung W3, die mit der Primärwicklung W2 magnetisch gekoppelt ist, ersetzt werden.
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Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform, in der im Gegensatz zu der in Fig. 4
gezeigten Ausführungsform die Klemme N6 über die Selbstinduktion L2 und den
Messwiderstand R3 mit Erde verbunden ist, die Klemme N1 mit dem Emitter des Schalttransistors
T1 verbunden ist und der Emitter des Transistors T3 mit Erde verbunden ist. Die
Funktionsweise dieser Ausführungsform ist im Prinzip jedoch identisch mit der von Fig. 4. In
gleicher Weise wie für die Ausführungsformen von Fig. 2 und Fig. 3 gezeigt, kann die
Selbstinduktion L2 wieder durch einen Transistor T2 mit einem Widerstand R4 und einem
Kondensator C4 oder durch eine Wicklung W3, die mit der Primärwicklung W2
magnetisch gekoppelt ist, ersetzt werden.
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Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform, die, abgesehen von der Selbstinduktion
L2, aus der deutschen Auslegeschrift DT 23 52 828 B2 bekannt ist. Eine Reihenschaltung
aus einer Selbstinduktion L3, einem npn-Schalttransistor T1, einer Selbstinduktion L2 und
einem Messwiderstand R3 ist zwischen die positive Speiseklemme N7 und Erde geschaltet,
wobei der Kollektor des Schalttransistors T1 mit der Selbstinduktion L3 und der Emitter
mit der Selbstinduktion L2 verbunden ist. Die Basis des Schalttransistors T1 empfängt von
dem Kollektor eines pnp-Transistors T4, dessen Emitter mit der positiven Speiseklemme
N7 verbunden ist, einen Ansteuerstrom. Die Basis des Transistors T4 wird von dem
Kollektor eines npn-Transistors T5 angesteuert, dessen Emitter mit dem Emitter des
Schalttransistors T1 verbunden ist und dessen Kollektor mit dem Kollektor des Schalttransistors T1
über einen Widerstand R11 verbunden ist. Die Basis des Transistors T5 ist mit der Basis
eines als Diode geschalteten npn-Transistors T6 verbunden, dessen Emitter mit Erde
verbunden ist und dessen Kollektor über einen Widerstand R10 mit der positiven
Speiseklemme N7 verbunden ist. Der Knotenpunkt zwischen dem Kollektor des Schalttransistors T1
und der Selbstinduktion L3 ist über eine Diode D 10 mit einer Speiseklemme N8 verbunden,
die über einen Glättungskondensator C5 geerdet ist.
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Der Transistor T6 macht den Transistor T5 leitend, wodurch ein
Spannungsabfall am Widerstand R11 erzeugt wird. Daher wird der Transistor T4 leitend und dieser
Transistor macht dann den Schalttransistor T1 leitend. Der Strom i durch die
Selbstinduktion L3 steigt jetzt an, bis der Spannungsabfall an der Selbstinduktion L2 und dem
Messwiderstand R3 so groß geworden ist, dass der Transistor T5 sperrt. Der Strom in der
Selbstinduktion L3 fließt dann von der Speiseklemme N8 durch die Diode D10 zum
Glättungskondensator C5 und zu der Last (nicht abgebildet). Sobald die Diode D10 sperrt, kann wieder
Strom zum Widerstand R11 fließen und der Transistor T6 macht den Transistor T5 wieder
leitend, und der Zyklus wiederholt sich. Die Selbstinduktion L2 kompensiert bei
zunehmender Eingangsspannung wieder die zunehmende di/dt. In gleicher Weise wie für die
Ausführungsformen von Fig. 2 und Fig. 3 gezeigt, kann die Selbstinduktion L2 in der in
Fig. 6 gezeigten Ausführungsform durch einen Transistor T2 mit einem Widerstand R4 und
einem Kondensator C4 oder durch eine Spule, die mit der Selbstinduktion magnetisch
gekoppelt ist, ersetzt werden.
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Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform, die, abgesehen von der Selbstinduktion
L2, aus dem US-Patent Nr. 4.546.304 bekannt ist. Die Netzwechselspannung oder eine
geeignete Gleichspannung wird an die Eingangsklemmen N4 und N5 gelegt. Auf Wunsch
kann für eine bessere Anpassung an die Spannung der zu speisenden Last die Netzspannung
über einen Transformator (nicht abgebildet) angelegt werden. Die Wechselspannung wird
mit Hilfe der Diodenbrücke D4 gleichgerichtet und mit Hilfe von Kondensatoren C1 und
C2 und der Spule L1 geglättet und gefiltert. Die negative Klemme der gleichgerichteten
Eingangsspannung ist geerdet. Zwischen der positiven Speiseklemme N7 und Erde ist eine
Reihenschaltung aus einem Schalttransistor T1, einer Selbstinduktion L2, einem
Messwiderstand R3, einer Primärwicklung W1 eines Transformators und einer Last angeordnet, die
wieder als aufladbare Batterie B parallel zu einem Motor M mit einem Schalter SW
dargestellt ist. Eine der Klemmen einer Sekundärwicklung W2 des Transformators ist mit dem
Knotenpunkt N9 zwischen dem Messwiderstand R3 und der Primärwicklung W 1
verbunden, während die andere Klemme der Sekundärwicklung W2 über eine Reihenschaltung
aus einem Kondensator C3 und einem Widerstand R5 mit der Basis des Schalttransistors
T1 verbunden ist, um eine Mitkopplung zu verschaffen. Die Basis des Schalttransistors T1
ist mit der positiven Speiseklemme N7 über einen Widerstand R6 verbunden. Der
Knotenpunkt N9 ist mit der Kathode einer Freilaufdiode D11 verbunden, deren Anode mit Erde
verbunden ist. Die Basis des Schalttransistors T1 ist mit dem Knotenpunkt N9 über die
Kollektor-Emitter-Strecke eines npn-Transistors T3 verbunden. Die Basis des Transistors
T3 ist über eine Zenerdiode D14 mit dem Knotenpunkt zwischen dem Emitter des
Schalttransistors T1 und der Reihenschaltung aus Selbstinduktion L2 und Messwiderstand R3
verbunden. Weiterhin ist die Basis des Transistors T3 mit dem Knotenpunkt N9 mittels
eines Widerstandes R13 verbunden. Der Knotenpunkt N10 zwischen der Batterie B und der
Primärwicklung W1 ist mit der Anode einer Diode D12 verbunden, deren Kathode mit
einem Glättungskondensator C6 verbunden ist, der zwischen die Kathode der Diode D 12 und
den Knotenpunkt N9 geschaltet ist. Die Basis des Transistors T3 ist mit der Kathode der
Diode D12 über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R12 und einer Zenerdiode
D13 verbunden, wobei die Kathode weiterhin über einen Widerstand R14 mit der Basis des
Schalttransistors T1 verbunden ist.
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Schalttransistor T1 wird mit dem Widerstand R6 gestartet. Ein Strom i
beginnt durch die Reihenschaltung aus dem Schalttransistor T1, der Selbstinduktion L2, dem
Messwiderstand R3, der Primärwicklung W1 und der Batterie B zu fließen. Infolge einer
Mitkopplung über den Kondensator C3 und den Widerstand R5 wird der Schalttransistor
T1 schnell vollständig in Leitung gesteuert und ein linear ansteigender Strom i beginnt
durch die oben genannte Reihenschaltung zu fließen. Die Freilaufdiode D11 sperrt dann.
Bei einem gegebenen Wert des Spannungsabfalls an der Selbstinduktion L2 und dem
Messwiderstand R3 bricht die Zenerdiode D 14 durch und der Transistor T3 wird leitend,
wodurch der Schalttransistor T1 ausgeschaltet wird. Der Strom i nimmt dann einen Pfad
durch die Freilaufdiode D11, die dann leitet, bis der Strom durch die Wicklung W1 null
geworden ist. Danach wiederholt der Zyklus sich. Das Schaltnetzteil ist selbstoszillierend.
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Der Kondensator C6 wird über die Diode D12 auf ungefähr die Batteriespannung geladen.
Die Zenerdiode D13 bricht durch, wenn eine gegebene Batteriespannung erreicht ist und
macht den Transistor T3 leitend, wodurch die Schwingung gestoppt wird, bis die
Batteriespannung weit genug abgenommen hat. Der mittlere Ladestrom ist proportional zur
Schwingungsfrequenz, die, wie bereits erläutert, von der angelegten Eingangsspannung
abhängt. Die Selbstinduktion L2 kompensiert dies. In gleicher Weise wie für die Ausführungsformen von Fig. 2 und Fig. 3 gezeigt, kann die Selbstinduktion L2 in der in Fig. 7
gezeigten Ausführungsform wieder durch einen Transistor T2 mit einem Widerstand R4
und einem Kondensator C4 oder durch eine Spule, die mit der Wicklung W 1 magnetisch
gekoppelt ist, ersetzt werden.
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Aus den dargestellten Ausführungsformen ist ersichtlich, dass es möglich
ist, ein induktives Element in Reihe zum Messwiderstand in eine Vielzahl von
Konfigurationen von Schaltnetzteilen aufzunehmen, wo der Netzschalttransistor in Reaktion auf den
Spannungsabfall am Messwiderstand ausgeschaltet werden kann. Daher ist die Erfindung
nicht auf die hier beschriebenen Beispiele für Schaltnetzteile dieser Art beschränkt.
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Die hier beschriebenen Ausführungsformen verwenden Bipolartransistoren.
Es ist jedoch auch möglich, unipolare (MOS-)Transistoren entsprechender Leitungstypen
zu verwenden, wobei die erste Hauptelektrode, die zweite Hauptelektrode bzw. die
Steuerelektrode der Source, der Drain und dem Gate des Unipolartransistors entsprechen.
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Fig. 8 zeigt einen elektrischen Rasierer mit einem Gehäuse 1, in dem das
Schaltnetzteil PS, die aufladbare Batterie B und der Motor M untergebracht sind. Der
Motor treibt die Scherköpfe 2 an und wird mit dem Schalter SW betätigt. Das Schaltnetzteil ist
von einer vorstehend beschriebenen Art und umfasst die beschriebene
Netzspannungskompensation. Daher ist das Gerät für eine Verwendung mit schwankenden Netzspannungen
besser geeignet, weil der Ladestrom der Batterie weniger von der angelegten
gleichgerichteten Netzspannung abhängt.