DE69623220T2

DE69623220T2 - Dielektrischer Wellenleiter

Info

Publication number: DE69623220T2
Application number: DE69623220T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Nishida; Atsushi Saitoh; Toru Tanizaki
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1995-10-04
Filing date: 1996-10-04
Publication date: 2003-01-02
Anticipated expiration: 2016-10-05
Also published as: KR100192562B1; US5982255A; JP2998614B2; EP0767507A1; KR970024369A; CN1152804A; DE69623220D1; EP0767507B1; JPH09102706A; CN1107989C

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen dielektrischen Wellenleiter, der für eine Verwendung bei einer Übertragungsleitung oder einer integrierten Schaltung, die in einem Millimeterwellenband oder Mikrowellenband arbeitet, geeignet ist.
Fig. 26(A) bis 26(D) zeigen in Schnittansichten vier Typen von herkömmlichen dielektrischen Wellenleitern, die als NRD-Wellenleiter (strahlungslose dielektrische Wellenleiter, non-radiative dielectric waveguides) bekannt sind. Der in Fig. 26(A) gezeigte Wellenleiter ist von dem Typ, den man allgemein als den "normalen Typ" bezeichnet, und weist einen dielektrischen Streifen 100 und ein Paar aus parallelen metallischen Platten 101 und 102 auf, zwischen denen der dielektrische Streifen 100 angeordnet ist. Der in Fig. 26(B) gezeigte Wellenleiter ist von dem sogenannten "gerillten Typ" und weist ein Paar aus gerillten metallischen flachen Platten 101 und 102 und einen dielektrischen Streifen 100, der in den Rillen der flachen Metallplatten 101, 102 aufgenommen ist, auf. Der in Fig. 26(C) gezeigte Wellenleiter ist von dem Typ, der als der "isolierte Typ" bekannt ist, bei dem durch dazwischenliegende dielektrische Schichten 103 und 104 einer geringen Dielektrizitätskonstante zwischen leitfähigen Platten 105 und 106 ein dielektrischer Streifen 100 angeordnet ist. Der in Fig. 26(D) gezeigte Wellenleiter ist von dem Typ, der als der "geflügelte Typ" bezeichnet wird, und weist ein Paar aus dielektrischen Streifen 107 und 108, die jeweils Flügel aufweisen, und Leiter 109 und 110 auf, die an flachen Abschnitten der dielektrischen Streifen 107 und 108 gebildet sind, wobei die dielektrischen Streifen 107, 108 derart angrenzend sind, daß sie entgegengesetzten Richtungen zugewandt sind.
Ein dielektrischer Wellenleiter des normalen Typs ist beispielsweise in der JP-B-62-35281 offenbart. Ein dielektrischer Wellenleiter des gerillten Typs ist in der JU-A-59- 183002 offenbart. Ein dielektrischer Wellenleiter des isolierten Typs ist in der JP-B-1-51202 offenbart. Ein dielektrischer Wellenleiter des geflügelten Typs ist in der JP-A- 6-260814 offenbart.
Diese bekannten Typen von dielektrischen Wellenleitern weisen ihre eigenen jeweiligen Vorteile auf, die durch ihre strukturellen Merkmale bereitgestellt werden. Diese dielektrischen Wellenleiter können in zwei Übertragungsmoden arbeiten, von denen einer der LSM-Mode ist, während der andere der LSE-Mode ist. Üblicherweise wird vorzugsweise der LSM-Mode, insbesondere der LSM&sub0;&sub1;-Mode, aufgrund seines geringen Übertragungsverlustes verwendet. Ein für den LSM&sub0;&sub1;- Mode typisches Magnetfeldverteilungsmuster und ein für den LSE&sub0;&sub1;-Mode typisches Magnetfeldverteilungsmuster sind beispielhaft in den Fig. 7(A) und 7(B) gezeigt. Man muß verstehen, daß Leiter wie beispielsweise metallische flache Platten, die an der Ober- und der Unterseite eines dielektrischen Streifens 100 angeordnet sind, weggelassen sind. Durchgezogene krumme Linien mit Pfeilen geben elektrische Kraftlinien an, während gestrichelte krumme Linien mit Pfeilen magnetische Kraftlinien angeben. Fig. 8(A), 8(B) bzw. 9(A), 9(B) zeigen beispielhaft Dispersionskurven, die mit bekannten dielektrischen Wellenleitern des normalen Typs und bekannten dielektrischen Wellenleitern des gerillten Typs erhalten werden, sowie Kalkulationsmoden. Aus diesen Figuren wird man ersehen, daß der LSE&sub0;&sub1;-Mode der Mode der niedrigsten Ordnung ist und daß der LSM&sub0;&sub1;-Mode, der der zu verwendende Übertragungsmode ist, von einer höheren Ordnung ist. Dies birgt ein Risiko, daß der LSE&sub0;&sub1;-Mode unabhängig von der Frequenz, wenn der LSM&sub0;&sub1;-Mode verwendet wird, unerwartet auftreten kann. Es ist daher notwendig, geeignete Maßnahmen zu ergreifen, um jeglichen Einfluß, der durch ein Auftreten des LSE&sub0;&sub1;-Mode verursacht werden kann, auszuschalten.
Beispielsweise findet ein Auftreten des LSE&sub0;&sub1;-Mode statt, wenn die elektromagnetische Welle auf einen diskontinuierlichen Abschnitt eines dielektrischen Streifens 100 auftrifft, der eine laterale Asymmetrie des LSM&sub0;&sub1;-Mode aufweist, wie in dem Fall einer Biegung, wie in Fig. 27 gezeigt ist. Obwohl eine obere metallische flache Platte 101 von dem dielektrischen Streifen 100 in Fig. 27 beabstandet ist, wird es klar sein, daß die Platte 101 zusammen mit dem dielektrischen Streifen 100 und einer unteren metallischen flachen Platte 102 montiert wird, wenn der dielektrische Wellenleiter einer Verwendung unterworfen ist. Die Grenzfrequenz bei dem LSE&sub0;&sub1;-Mode ist niedriger als die bei dem LSM&sub0;&sub1;-Mode, so daß sich die Welle bei dem LSE&sub0;&sub1;-Mode durch den dielektrischen Streifen ausbreitet, was eine periodische Wiederholung eines Vorgangs bewirkt, bei dem ein Teil der übertragenen elektrischen Leistung des LSM&sub0;&sub1;-Mode an dem diskontinuierlichen Abschnitt in den LSE&sub0;&sub1;-Mode umgewandelt und anschließend vollständig in den LSM&sub0;&sub1;-Mode zurückgewandelt wird. Es ist somit möglich, den Verlust an der Biegung zu minimieren, indem man die Biegung so gestaltet, daß die elektrische Leistung am Ende der Biegung vollständig in den LSM&sub0;&sub1;-Mode umgewandelt wird. Die Bedingungen zum Erreichen einer solchen Ausgestaltung sind jedoch extrem begrenzt, und deshalb war es bisher äußerst schwierig, eine Biegung zu konstruieren, die einen gewünschten Biegungswinkel und Krümmungsradius aufweist.
Fig. 28(A) und 28(B) zeigen beispielhaft einen Zirkulator, der aus drei dielektrischen Streifen 100 und einem Paar aus Ferritscheiben 32 zusammengesetzt ist und der unter einem Gleichsignalvorspannungsmagnetfeld Hoc arbeitet. Wenn sich eine elektromagnetische Welle des LSM&sub0;&sub1;-Mode von einem Port P1 zu einem Port P3 ausbreitet, wie in Fig. 28(A) gezeigt ist, findet auch eine Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle des LSE&sub0;&sub1;-Mode hin zu einem Port P3 statt, was zu einem Anstieg des Verlustes führt. In diesen Figuren zeigen Schleifen aus gestrichelten Linien Verteilungen von Magnetfeldern, und obere und untere Leiter, die ebenfalls Komponenten des Zirkulators sind, sind weggelassen. Eine effektive Maßnahme, um den unerwünschten Einfluß des LSE&sub0;&sub1;-Mode zu beseitigen, besteht darin, jeden dielektrischen Streifen mit einem Modenunterdrücker 109 zu versehen, wie in Fig. 28(B) gezeigt ist. Der Modenunterdrücker 109 ist in seinem Kernabschnitt mit einem Leiter versehen, der sich vertikal erstreckt, wie in der Figur zu sehen ist, und ist wirksam, um lediglich den LSE&sub0;&sub1;-Mode zu unterdrücken oder zu dämpfen. Diese Maßnahme wird jedoch nicht empfohlen, da sie eine Bereitstellung von Unterdrückern erfordert, die einen beträchtlichen Raum einnehmen.
Ein anderes Problem besteht darin, daß, wenn es gewünscht wird, beispielsweise ein paar dielektrische Streifen in einer sich gegenseitig kreuzenden Weise anzuordnen, diese Streifen auf unterschiedlichen Höhen oder Niveaus angeordnet werden müssen, um eine Störung zwischen den elektromagnetischen Wellen, die sich durch diese Streifen ausbreiten, auszuschalten. Eine solche dreidimensionale Anordnung erhöht die Abmessungen der gesamten Vorrichtung, was nicht erwünscht ist.
Dementsprechend besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, einen dielektrischen Wellenleiter zu schaffen, der frei von dem Problem eines Übertragungsverlustes ist, der auf die zuvor erwähnte Modenumwandlung zurückzuführen ist.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen dielektrischen Wellenleiter zu schaffen, der eine leichte Ausgestaltung und Herstellung einer Biegung ermöglicht, die einen gewünschten Biegungswinkel und Krümmungsradius aufweist.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen dielektrischen Wellenleiter zu schaffen, der eine leichte Herstellung eines Zirkulators ermöglicht, der frei von dem Einfluß des LSE&sub0;&sub1;-Mode ist, ohne daß die Verwendung eines Modenunterdrückers erforderlich ist.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen dielektrischen Wellenleiter zu schaffen, der es ermöglicht, daß ein paar dielektrische Streifen einander in einer gemeinsamen Ebene kreuzen, ohne eine Störung zwischen den elektromagnetischen Wellen, die sich durch die jeweiligen dielektrischen Streifen ausbreiten, zu bewirken, wodurch die Abmessungen der gesamten Struktur reduziert werden.
Zu diesen Zwecken wird gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ein dielektrischer Wellenleiter geschaffen, der folgende Merkmale aufweist: ein im wesentlichen paralleles Paar aus flachen Leiteroberflächen; und einen dielektrischen Streifen, der zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen angeordnet ist, wobei der dielektrische Streifen eine Ausbreitungsregion bereitstellt, die eine elektromagnetische Welle ausbreitet, während Regionen, die den dielektrischen Streifen nicht aufweisen, eine Nichtausbreitungsregion bereitstellen, die die elektromagnetische Welle sperrt.
Um einen Übertragungsverlust, der auf die zuvor erwähnte, an einer Biegung auftretende Modenumwandlung zurückzuführen ist, bei diesem Aspekt sowie bei den anderen Aspekten der Erfindung, die unten beschrieben werden, auszuschalten, ist der Abstand h2 zwischen den flachen Leiteroberflächen in der Nichtausbreitungsregion so festgelegt, daß er kleiner ist als der Abstand h1 zwischen den flachen Leiteroberflächen in der Ausbreitungsregion; die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode, der sich durch die Ausbreitungsregion ausbreitet, ist niedriger als die Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode; und elektromagnetische Wellen sowohl des LSM&sub0;&sub1;-Mode als auch des LSE&sub0;&sub1;-Mode werden in der Nichtausbreitungsregion gesperrt.
Gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung sind die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 des dielektrischen Streifens in der Ausbreitungsregion und die Dielektrizitätskonstante &epsi;2 einer in der Nichtausbreitungsregion gebildeten dielektrischen Schicht so festgelegt, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Ein Beispiel eines solchen dielektrischen Wellenleiters ist in Fig. 1 gezeigt. Unter Bezugnahme auf diese Figur bezeichnen Bezugszeichen 1 und 2 flache Leiteroberflächen. Wenn die Dielektrizitätskonstante eines dielektrischen Streifens 15 in der Ausbreitungsregion durch s1 und die Dielektrizitätskonstante einer in der Nichtausbreitungsregion gebildeten dielektrischen Schicht 5 durch &epsi;2 dargestellt werden, sind die Abstände h1 und h2 und die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1 und &epsi;2 so festgelegt, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Der dielektrische Wellenleiter der vorliegenden Erfindung kann zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen zusätzlich zu dem dielektrischen Streifen eine dielektrische Schicht aufweisen. Somit, gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung, weist der dielektrische Wellenleiter ferner eine zusätzliche dielektrische Schicht auf, die in der Nichtausbreitungsregion und/oder in der Ausbreitungsregion angeordnet ist, wobei die zusätzliche dielektrische Schicht eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;3 aufweist, wobei die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;2, &epsi;3 und die Dicke t so festgelegt sind, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Ein Beispiel eines solchen dielektrischen Wellenleiters ist in Fig. 2(A) und 2(B) gezeigt. Unter Bezugnahme auf diese Figuren bezeichnet das Bezugszeichen 6 eine dielektrische Schicht, die beispielsweise eine Schaltungsplatine ist, die eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;3? aufweist. Die Anordnung kann derart sein, daß die dielektrischen Streifen 15 und 16, die jeweils eine Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweisen, an der Ober- und der Unterseite der dielektrischen Schicht 6 angeordnet sind, wie in Fig. 2(A) gezeigt ist, oder, alternativ dazu, derart, daß ein dielektrischer Streifen auf dieselbe Weise wie jener in Fig. 1 angeordnet ist und die dielektrische Schicht 6 lediglich in der Nichtausbreitungsregion zwischen den flachen Leiteroberflächen 1 und 2 angeordnet ist, wie in Fig. 2(B) gezeigt ist.
Wenn zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen zusätzlich zu dem oben beschriebenen dielektrischen Streifen eine zusätzliche dielektrische Schicht angeordnet ist, wie in dem Fall der oben beschriebenen Anordnungen der Fig. 2(A) und 2(B), kann eine Schaltungsplatine als eine solche dielektrische Schicht verwendet werden, und eine Streifenleitung 8, die mit dem elektromagnetischen Feld des LSM&sub0;&sub1;- Mode gekoppelt ist, kann auf der Schaltungsplatine vorgesehen sein, wodurch ein dielektrischer Wellenleiter, der eine planare Schaltung enthält, verwirklicht ist.
Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung weist ein dielektrischer Wellenleiter folgende Merkmale auf: ein im wesentlichen paralleles Paar aus flachen Leiteroberflächen; und ein dielektrisches Bauglied, das zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen angeordnet ist, um eine Ausbreitungsregion zum Ausbreiten einer elektromagnetischen Welle zwischen den flachen Leiteroberflächen und eine Nichtausbreitungsregion, die die elektromagnetische Welle sperrt, zu bilden. Gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Abstand h2 zwischen den flachen Leiteroberflächen in der Nichtausbreitungsregion so festgelegt, daß er kleiner ist als der Abstand h1 zwischen den flachen Leiteroberflächen in der Ausbreitungsregion, und die Abstände h1 und h2 und die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 des dielektrischen Bauglieds sind so festgelegt, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Ein Beispiel eines solchen dielektrischen Wellenleiters ist in Fig. 3 gezeigt. Wie in dieser Figur gezeigt ist, ist das dielektrische Bauglied 3, das eine Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweist, zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen 1 und 2 angeordnet, um sich sowohl durch die Ausbreitungs- als auch durch die Nichtausbreitungsregion zu erstrecken. Die Abstände h1 und h2 und die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 sind so festgelegt, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein dielektrischer Wellenleiter gemäß dem dritten Aspekt vorgesehen, der ferner eine zusätzliche dielektrische Schicht aufweist, die in der Nichtausbreitungsregion und/oder in der Ausbreitungsregion angeordnet ist, wobei die zusätzliche dielektrische Schicht eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;3 aufweist, wobei die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;3 und die Dicke t so festgelegt sind, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Ein Beispiel eines solchen dielektrischen Wellenleiters ist in Fig. 4 gezeigt. Wie in dieser Figur gezeigt ist, sind zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen 1 und 2 dielektrische Bauglieder 3, 4, die eine Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweisen, angeordnet, um sich durch die Ausbreitungs- und die Nichtausbreitungsregion zu erstrecken. Die dielektrischen Bauglieder 3, 4 können vorteilhafterweise eine Dicke t aufweisen. Überdies ist in der Nichtausbreitungsregion und/oder in der Ausbreitungsregion eine dielektrische Schicht 6 vorgesehen, die eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;3 aufweist. Die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;3 und die Dicke t sind so festgelegt, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Gemäß einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein dielektrischer Wellenleiter vorgesehen, der folgende Merkmale aufweist: ein im wesentlichen paralleles Paar aus flachen Leiteroberflächen; und ein dielektrisches Bauglied, das zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen angeordnet ist, um eine Ausbreitungsregion zum Ausbreiten einer elektromagnetischen Welle zwischen den flachen Leiteroberflächen und eine Nichtausbreitungsregion, die die elektromagnetische Welle sperrt, zu bilden; wobei der dielektrische Wellenleiter ferner eine erste und eine zweite dielektrische Schicht, die sich von dem dielektrischen Bauglied fortsetzen und sich in die Nichtausbreitungsregion erstrecken und die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweisen, und eine dritte dielektrische Schicht aufweist, die in der Nichtausbreitungsregion zwischen der ersten und der zweiten dielektrischen Schicht angeordnet ist und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;2 aufweist, und wobei die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;2 und die Dicke der dielektrischen Schicht, die sich in die Nichtausbreitungsregion erstreckt und die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweist, so festgelegt sind, daß sie oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Ein Beispiel eines solchen dielektrischen Wellenleiters ist in Fig. 5 gezeigt. Wie in dieser Figur gezeigt ist, sind eine dielektrische Schicht 3', die eine Dicke t1 und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweist, und eine weitere dielektrische Schicht 5, die eine Dielektrizitätskonstante &epsi;2 aufweist, zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen 1 und 2 angeordnet, um sich von der Ausbreitungsregion und durch die Nichtausbreitungsregion zu erstrecken. Die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;2 und die Dicke t1 sind so festgelegt, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Gemäß einem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein dielektrischer Wellenleiter gemäß dem fünften Aspekt vorgesehen, der ferner eine zusätzliche dielektrische Schicht aufweist, die in der Nichtausbreitungsregion und/oder in der Ausbreitungsregion angeordnet ist, wobei die zusätzliche dielektrische Schicht eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante s3 aufweist, wobei die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;2, &epsi;3, die Dicke t und die Dicke t1 der dielektrischen Schicht, die sich in die Nichtausbreitungsregion erstreckt und die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweist, so festgelegt sind, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Ein Beispiel eines solchen dielektrischen Wellenleiters ist in Fig. 6 gezeigt. Wie in dieser Figur gezeigt ist, sind eine dielektrische Schicht 3', die eine Dicke t1 und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweist, und eine weitere dielektrische Schicht 5, die eine Dielektrizitätskonstante &epsi;2 aufweist, zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen 1 und 2 angeordnet, um sich von der Ausbreitungsregion und durch die Nichtausbreitungsregion zu erstrecken. Eine zusätzliche dielektrische Schicht 6, die eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;3 aufweist, ist ebenfalls vorgesehen. Die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;2, &epsi;3 und die Dicken t und t1 sind so festgelegt, daß sie die oben erwähnten Grenzbedingungen erfüllen.
Um es zu ermöglichen, ohne weiteres die Ausbreitungsregion und die Nichtausbreitungsregion zu bilden, kann jede der flachen Leiteroberflächen dadurch gebildet sein, daß eine Oberfläche eines dielektrischen Bauglieds, das durch Spritzgießen aus einem Harz oder einem Keramikmaterial gebildet ist, mit einem metallischen Film bedeckt wird.
Gemäß den strukturellen Merkmalen des ersten bis zum sechsten Aspekt der Erfindung ist der LSM&sub0;&sub1;-Mode der Mode der niedrigsten Ordnung, so daß eine Modenumwandlung von dem LSM&sub0;&sub1;-Mode zu dem LSE&sub0;&sub1;-Mode an einer Biegung, und somit ein Übertragungsverlust, der auf die Modenumwandlung zurückzuführen ist, ausgeschaltet werden, wodurch es möglich ist, die Biegung mit einem beliebigen gewünschten Biegungswinkel und Krümmungsradius auszuführen.
Diese und weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele klar, wenn dieselbe in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen gelesen wird. Die Erfindung wird in den Patentansprüchen 1, 4 und 7 definiert. Ein Wellenleiter gemäß dem Oberbegriff dieser Patentansprüche ist aus der Patentschrift GB-A-2275826 bekannt. Es zeigen:
Fig. 1 eine Schnittansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2(A) und 2(B) Schnittansichten eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 eine Schnittansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 eine Schnittansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 eine Schnittansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 eine Schnittansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7(A) und 7(B) Veranschaulichungen von Verteilungen elektromagnetischer Wellen bei dem LSM&sub0;&sub1;-Mode und dem LSE&sub0;&sub1;-Mode;
Fig. 8(A) und 8(B) eine Dispersionskurve, wie sie bei einem herkömmlichen dielektrischen Wellenleiter vom normalen Typ beobachtet wird, bzw. ein Kalkulationsmodell für den dielektrischen Wellenleiter;
Fig. 9(A) und 9(B) eine Dispersionskurve, wie sie bei einem herkömmlichen dielektrischen Wellenleiter vom gerillten Typ beobachtet wird, bzw. ein Kalkulationsmodell für den dielektrischen Wellenleiter;
Fig. 10(A) und 10(B) eine Dispersionskurve, wie sie bei einem dielektrischen Wellenleiter gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung beobachtet wird, bzw. ein Kalkulationsmodell für den dielektrischen Wellenleiter;
Fig. 11(A) und 11(B) eine Dispersionskurve, wie sie bei einem dielektrischen Wellenleiter gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, der unterschiedliche Parameterwerte verwendet, beobachtet wird, bzw. ein Kalkulationsmodell für den dielektrischen Wellenleiter;
Fig. 12(A) und 12(B) eine Dispersionskurve, wie sie bei einem dielektrischen Wellenleiter gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, der unterschiedliche Parameterwerte verwendet, beobachtet wird, bzw. ein Kalkulationsmodell für den dielektrischen Wellenleiter;
Fig. 13 eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 14 eine Schnittansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 15 eine Veranschaulichung einer Palette von Kombinationen der Dielektrizitätskonstante eines dielektrischen Streifens und der Tiefe einer Rille;
Fig. 16(A) und 16(B) Veranschaulichungen der Beziehung zwischen einem Biegungswinkel und einem Übertragungsverlust;
Fig. 17(A) und 17(B) Schnittansichten eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 18 eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 19(A) und 19(B) perspektivische Ansichten eines Prozesses zum Herstellen eines dielektrischen Wellenleiters gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 20 eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 21 eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 22(A) und 22(B) Veranschaulichungen einer FM-CW-Radar- Eingangsschaltung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 23 eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 24 eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 25(A) und 25(B) eine auseinandergezogene perspektivische Ansicht und eine Draufsicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 26(A) bis 26(D) Schnittansichten herkömmlicher dielektrischer Wellenleiter;
Fig. 27 eine perspektivische Ansicht eines herkömmlichen dielektrischen Wellenleiters, die für den Aufbau einer Biegung veranschaulichend ist;
Fig. 28 eine perspektivische Ansicht eines Zirkulators, der aus herkömmlichen dielektrischen Wellenleitern zusammengesetzt ist.

Erstes Ausführungsbeispiel

Der Aufbau eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter spezifischer Bezugnahme auf Fig. 10(A) bis 16(B) beschrieben.
Fig. 13 ist eine perspektivische Ansicht des dielektrischen Wellenleiters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Wie veranschaulicht ist, weist der dielektrische Wellenleiter metallische flache Platten 9 und 10, die flache Leiteroberflächen darstellen, und einen dielektrischen Streifen 15 auf. Die Anordnung ist derart, daß der dielektrische Streifen 15 in Rillen paßt, die in gegenüberliegenden Oberflächen der metallischen flachen Platten 9, 10 gebildet sind. Fig. 14 ist eine Schnittansicht des in Fig. 13 gezeigten dielektrischen Wellenleiters. Unter Bezugnahme auf diese Figur weist der dielektrische Streifen 15 eine relative Dielektrizitätskonstante, die durch sr angegeben ist, eine Breite w und eine Höhe h1 auf. Der Höhenunterschied oder die Entfernung zwischen den metallischen flachen Platten 9, 10 in der Nichtausbreitungsregion wird durch h2 angegeben, während die Rillentiefe durch g angegeben wird. Damit die elektromagnetische Welle bei der Nutzfrequenz in der Nichtausbreitungsregion gesperrt wird, ist der oben erwähnte Höhenunterschied h2, der durch h2 = h1 - 2 g gegeben ist, so festgelegt, daß er die Bedingung h2 < λ&sub0;/2 erfüllt, wobei λ&sub0; die Wellenlänge der Welle bei der Nutzfrequenz im freien Raum angibt.
Fig. 10(A), 10(B), Fig. 11(A), 11(B) und Fig. 12(A), 12(B) zeigen Charakteristika von dielektrischen Wellenleitern, die gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel aufgebaut sind und die unterschiedliche Werte der in Fig. 14 gezeigten Parameter verwenden. Bei jedem Paar der Figuren zeigt die Figur mit der Endung B ein Kalkulationsmodell, während die Figur mit der Endung A eine Dispersionskurve zeigt, die durch eine Berechnung erhalten wird, die durch Verwendung des Kalkulationsmodells durchgeführt wird, wobei die Abszissenachse bzw. die Ordinatenachse die Frequenz bzw. die Phasenkonstante β darstellen.
Fig. 10(A) und 10(B) zeigen die Dispersionskurve und das Kalkulationsmodell des dielektrischen Wellenleiters, der durch Verwendung der folgenden Parameterwerte erhalten wird: &epsi;r = 2,04, w = 2,5 mm, h1 = 2,25 mm, h2 = 1,65 mm und g = 0,3 mm. In diesem Fall findet die Ausbreitung des LSM&sub0;&sub1;-Mode bei Frequenzen statt, die nicht niedriger sind als 53,8 GHz, während die Ausbreitung des LSE&sub0;&sub1;-Mode bei Frequenzen stattfindet, die nicht niedriger sind als 55,6 GHz, so daß sich lediglich der LSM&sub0;&sub1;-Mode in dem Frequenzband von 53,8 GHz bis 55,6 GHz ausbreitet.
Fig. 11(A) und 11(B) zeigen die Dispersionskurve und das Kalkulationsmodell des dielektrischen Wellenleiters, das durch Verwendung der folgenden Parameterwerte erhalten wird: sr = 2,04, w = 2,5 mm, h1 = 2,25 mm, h2 = 1,35 mm und g = 0,45 mm. In diesem Fall findet die Ausbreitung des LSM&sub0;&sub1;-Mode bei Frequenzen statt, die nicht niedriger sind als 52,1 GHz, während die Ausbreitung des LSE&sub0;&sub1;-Mode bei Frequenzen stattfindet, die nicht niedriger sind als 57,5 GHz, so daß sich lediglich der LSM&sub0;&sub1;-Mode in dem Frequenzband von 52,1 GHz bis 57,5 GHz ausbreitet.
Fig. 12(A) und 12(B) zeigen die Dispersionskurve und das Kalkulationsmodell des dielektrischen Wellenleiters, das durch Verwendung der folgenden Parameterwerte erhalten wird: &epsi;r = 2,04, w = 2,5 mm, h1 = 2,1 mm, h2 = 1,1 mm und g 0,5 mm. In diesem Fall findet die Ausbreitung des LSM&sub0;&sub1;- Mode bei Frequenzen statt, die nicht niedriger sind als 54,3 GHz, während die Ausbreitung des LSE&sub0;&sub1;-Mode bei Frequenzen stattfindet, die nicht niedriger sind als 61,5 GHz, so daß sich lediglich der LSM&sub0;&sub1;-Mode in dem Frequenzband von 54,3 GHz bis 61,5 GHz ausbreitet.
Dispersionskurven wurden durch Variieren von Werten der Parameter &epsi;r und g/h1 erhalten, während die Breite w auf einen willkürlichen Wert eingestellt wurde, um die Bedingungen herauszufinden, um den LSM&sub0;&sub1;-Mode zu dem Mode der niedrigsten Ordnung zu machen, wobei die Ergebnisse in Fig. 15 gezeigt sind. Die schraffierte Zone in Fig. 15 zeigt den Bereich, in dem der LSM&sub0;&sub1;-Mode zu dem Mode der niedrigsten Ordnung wird. Wenn der Wert der relativen Dielektrizitätskonstante &epsi;r 2 beträgt (&epsi;r = 2), wird der LSM&sub0;&sub1;-Mode als der Mode der niedrigsten Ordnung unter der Bedingung erhalten, daß der Faktor g/h1 nicht kleiner ist als 0,092. Desgleichen lautet die Bedingung dafür, den LSM&sub0;&sub1;-Mode als den Mode der niedrigsten Ordnung zu erhalten, daß der Faktor g/h1 0,135 oder größer ist, wenn der Wert der relativen Dielektrizitätskonstante er 4 beträgt (&epsi;r = 4). Somit wird auch an dem gebogenen Abschnitt lediglich der LSM&sub0;&sub1;-Mode ausgebreitet, wenn die Bedingungen in die schraffierte Zone in Fig. 15 fallen. Man sollte ferner beachten, daß die Bedingung g/h1 = 0,5, d. h. die oberste Linie, die die Obergrenze der schraffierten Zone in Fig. 15 definiert, ausgeschlossen ist.
Fig. 16(A) zeigt die Beziehung zwischen dem Biegungswinkel A einer in Fig. 16(B) gezeigten Biegung und dem Übertragungsverlust, die erhalten wird, wenn der Radius R der Krümmung der Biegung und die Frequenz auf 9,6 mm bzw. 60 GHz eingestellt werden, wie bei dem dielektrischen Wellenleiter des ersten Ausführungsbeispiels beobachtet, im Vergleich zu der Beziehung, wie sie bei einem herkömmlichen dielektrischen Wellenleiter beobachtet wird. Im einzelnen zeigt die durch eine gestrichelte Linie dargestellte Kurve in Fig. 16(A) die Charakteristik, die durch eine Kalkulation bestimmt wird, welche mittels des in Fig. 8(B) gezeigten Kalkulationsmodells durchgeführt wird, während die durchgezogene Linie die Charakteristik zeigt, die durch eine Kalkulation unter Verwendung des in Fig. 12(B) gezeigten Kalkulationsmodells erhalten wird. Man wird erkennen, daß der herkömmliche Wellenleiter einen Übertragungsverlust aufweist, der über einen breiten Bereich zwischen 0 und ungefähr 4 dB gemäß einer Änderung des Biegungswinkels θ variiert. Beispielsweise beträgt der Übertragungsverlust 4 dB, wenn der Winkel θ auf θ = 75º eingestellt ist. Im Gegensatz dazu wird der Verlust bei der Biegung des dielektrischen Wellenleiters, der die vorliegende Erfindung verkörpert, konstant auf 0 (Null) gehalten, unabhängig von dem Biegungswinkel θ. Der oben erwähnte Übertragungsverlust ist der Verlust, der aufgrund des Vorhandenseins der Biegung auftritt, d. h. der Verlust bei einem praktisch verlustfreien System, das den Verlust in dem dielektrischen Abschnitt und in dem Leiterabschnitt des Wellenleiters außer acht läßt.

Zweites Ausführungsbeispiel

Zwei Typen von dielektrischen Wellenleitern, die beide gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut sind, sind in Schnittansichten in Fig. 17(A) bzw. 17(B) gezeigt. Die dielektrischen Wellenleiter des zweiten Ausführungsbeispiels unterscheiden sich von dem dielektrischen Wellenleiter des ersten Ausführungsbeispiels, der in den Fig. 13 und 14 gezeigt ist, darin, daß die Kanten von Wänden der Rillen, die in den metallischen flachen Platten 9, 10 gebildet sind, verjüngt sind. Bei dem in Fig. 17(B) gezeigten Wellenleiter sind insbesondere die Ecken des dielektrischen Streifens 15 in Übereinstimmung mit den Verjüngungen der Wände der Rillen, die in den metallischen flachen Platten 9 und 10 gebildet sind, angeschrägt. Die in Fig. 17(A) und 17(8) gezeigten Strukturen ermöglichen ein Einpassen des dielektrischen Streifens in die in den metallischen flachen Platten geformte Rillen, während sie den elektrischen Wellenleiter gegen jeglichen positionsbezogenen Versatz absichern.
Fig. 18 ist eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters, der gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Bei dieser Figur bezeichnen Bezugszeichen 13 und 14 Platten, die aus einem synthetischen Harz oder einem Keramikmaterial durch Spritzguß gebildet wurden. Diese Platten 13 und 14 sind an ihren gegenüberliegenden Oberflächen mit leitfähigen Filmen 11 und 12 bedeckt, die flache Leiteroberflächen darstellen.
Fig. 19(A) und 19(B) sind perspektivische Ansichten einer Komponente des in Fig. 18 gezeigten dielektrischen Wellenleiters, die einen Vorgang zum Bilden der geformten Platte 14 und des leitfähigen Films 12 veranschaulichen. Die Platte 14 ist durch Spritzguß gebildet, um eine Rille aufzuweisen, um den dielektrischen Streifen aufzunehmen, und der den Belag bildende leitfähige Film 12 aus Silber, Kupfer oder dergleichen ist durch Plattieren auf der gerillten Oberfläche der Platte 14 gebildet. Die andere Platte 13 mit dem den Belag bildenden leitfähigen Film 11 ist durch denselben Vorgang hergestellt. Beide Platten 13, 14 werden anschließend zusammengebracht, um den dielektrischen Streifen 15 zwischen sich aufzunehmen, derart, daß der dielektrische Streifen 15 teilweise in den Rillen, die in den gegenüberliegenden Oberflächen der Platten 13, 14 gebildet sind, aufgenommen wird. Dieser Vorgang, einschließlich eines Spritzgießens und der anschließenden Bildung des leitfähigen Films, verbessert die Produktionseffizienz. Ein äußerst zuverlässiger dielektrischer Wellenleiter, der gegenüber der Umgebung sowohl elektrisch als auch mechanisch stabil ist, kann erhalten werden, wenn die Platten aus einem synthetischen Harz oder einem Keramikmaterial geformt sind, der bzw. das einen Wärmeausdehnungskoeffizienten aufweist, der demjenigen des dielektrischen Streifens gleich ist bzw. sich diesem nähert.
Fig. 20 ist eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Unter Bezugnahme auf diese Figur bezeichnet Bezugszeichen 3 ein einstückiges geformtes Bauglied, das aus einem dielektrischen Keramikmaterial oder einem Harz hergestellt ist und das an seiner oberen und seiner unteren Oberfläche über die gesamte Fläche dieser Oberflächen mit leitfähigen Filmen 11 und 12 bedeckt ist. Das dielektrische Bauglied 3 weist einen dickwandigen Abschnitt auf, an dem es nach oben und nach unten vorsteht, wodurch es eine erhöhte Dicke oder Höhe h1 bezüglich des Niveaus der übrigen Abschnitte aufweist, die eine geringere Dicke oder Höhe h2 aufweisen. Die Höhen h1 und h2 sind so festgelegt, daß sie die Bedingungen h1 > λd/2 und h2 < λd/2 erfüllen, wobei λd die Wellenlänge der Welle bei der Nutzfrequenz darstellt, die sich durch das dielektrische Bauglied ausbreitet, so daß der Abschnitt des dielektrischen Bauglieds 3, der die erhöhte Höhe h1 aufweist, als die Ausbreitungsregion dient, während die übrigen Abschnitte, die die geringere Höhe h2 aufweisen, Nichtausbreitungsregionen bereitstellen. Die Höhen h1 und h2 sowie die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 des dielektrischen Bauglieds 3 sind so festgelegt, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode unter diejenige des LSE&sub0;&sub1;-Mode fällt und daß sich die Nutzfrequenz zwischen der Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und derjenigen des LSM&sub0;&sub1;-Mode bewegt.
Fig. 21 ist eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Unter Bezugnahme auf diese Figur bezeichnen die Bezugszeichen 3 und 4 dielektrische Bauglieder, die aus einem dielektrischen Keramikmaterial oder einem Harz geformt sind. Das dielektrische Bauglied 3 ist an seiner oberen Oberfläche mit einem leitfähigen Film 11 bedeckt, während das dielektrische Bauglied 4 an seiner unteren Oberfläche mit einem leitfähigen Film 12 bedeckt ist, jeweils über die gesamten Flächen dieser Oberflächen. Jedes der dielektrischen Bauglieder 3, 4 weist einen dickwandigen Abschnitt auf, und sie sind an ihren dickwandigen Abschnitten zusammengefügt, um den dielektrischen Wellenleiter zu bilden. Somit weist der gesamte dielektrische Wellenleiter einen dicken Abschnitt mit einer Dicke oder Höhe h1 und andere Abschnitte einer geringeren Dicke oder Höhe h2 auf. Die Höhen h1 und h2 sind so festgelegt, daß sie die Bedingungen h1 > λd/2 und h2 < λ0/2 erfüllen, wobei λd die Wellenlänge der Welle bei der Nutzfrequenz darstellt, die sich durch das dielektrische Bauglied ausbreitet, und λ0 die Wellenlänge der Welle der benutzten Frequenz im freien Raum darstellt, so daß der Abschnitt mit der erhöhten Höhe h1 als die Ausbreitungsregion dient, während die übrigen Abschnitte mit der geringeren Höhe h2 Nichtausbreitungsregionen bereitstellen. Die Höhen h1 und h2 und die Dicke t1 jedes dielektrischen Bauglieds 3, 4, sowie die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 der dielektrischen Bauglieder 3, 4 sind so festgelegt, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode unter diejenige des LSE&sub0;&sub1;-Mode fällt und daß sich die Nutzfrequenz zwischen der Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und derjenigen des LSM&sub0;&sub1;-Mode bewegt.
Fig. 22(A) und 22(B) zeigen den Aufbau eines FM-CW-Radar- Eingangsschaltungsabschnitts gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Im einzelnen zeigt Fig. 22(A) die Innenoberfläche einer oberen metallischen flachen Platte 9, während Fig. 22 (B) eine Draufsicht einer unteren metallischen flachen Platte 10 ist, die eine Schaltungsplatine 7 trägt. Die obere metallische flache Platte 9 weist dielektrische Streifen 15a, 15b, 15c, 15d und 15e auf, die in einem spezifischen Muster angeordnet sind, während die untere metallische flache Platte 10 dielektrische Streifen 16a, 16b, 16c, 16d und 16e aufweist, die in einem Muster angeordnet sind, das in einer spiegelsymmetrischen Beziehung zu dem Muster der Anordnung der dielektrischen Streifen 15a bis 15e auf der oberen metallischen flachen Platte 9 steht. Die Schaltungsplatine 7 ist zwischen den metallischen flachen Platten 9 und 10 angeordnet. Auf der Schaltungsplatine 7 sind leitfähige Filmmuster, die als ein Oszillator dienen, eine Abschlußvorrichtung und einen Mischer sowie ein Widerstandsfilmmuster gebildet. Im einzelnen sind an den Abschnitten der Schaltungsplatine 7, die den Oszillator und den Mischer darstellen, Muster wie beispielsweise ein Leitermuster, das eine Hochfrequenzdrossel bereitstellt, ein Leitermuster für eine Hochfrequenzanpassung sowie Streifenleitungen gebildet. Eine Varaktordiode und eine Gunn-Diode sind in dem Abschnitt, der den Oszillator darstellt, vorgesehen, während eine Schottky-Diode in dem Abschnitt vorgesehen ist, der den Mischer darstellt. Jede der metallischen flachen Platten 9, 10 ist an der Innenoberfläche derselben mit einer Ferritscheibe 32 und an der Außenoberfläche mit einem (nicht gezeigten) Magneten zum Anlegen eines Gleichsignalvorspannungsmagnetfeldes versehen. Die dielektrischen Streifen 15d, 15c, 15e, 16d, 16c und 16e, die Ferritscheiben 32 und die Magneten bilden in Zusammenwirkung einen Zirkulator. Die dielektrischen Streifen 15e, 16e und ein Widerstandsfilm 30 bilden die Abschlußvorrichtung. Der Zirkulator und die Abschlußvorrichtung stellen in Kombination einen Isolator bereit. Der Spalt zwischen den dielektrischen Streifen 15b, 16b und den dielektrischen Streifen 15c, 16c fungiert als Koppler. Desgleichen fungiert der Spalt zwischen den dielektrischen Streifen 15b, 16b und den dielektrischen Streifen 15a, 16a als Koppler.
Gemäß der beschriebenen Anordnung wird im Betrieb ein Signal von dem Oszillator über die dielektrischen Streifen 15d, 16d, den Zirkulator und die dielektrischen Streifen 15c, 16c an eine Antenne übertragen, während ein reflektiertes Signal durch eine andere Antenne empfangen wird. Ein aus dem empfangenen reflektierten Signal und dem durch die Koppler ausgebreiteten übertragenen Signal synthetisiertes synthetisches Signal wird durch die dielektrischen Streifen 15a und 16a ausgebreitet, um in dem Mischerabschnitt zu einem Zwischenfrequenzsignal umgewandelt zu werden.
Die Ausgestaltungsfaktoren des dielektrischen Wellenleiters, der durch die dielektrischen Streifen und die obere und die untere metallische flache Platte gebildet wird, und im einzelnen die Entfernungen zwischen den metallischen flachen Platten in der Ausbreitungsregion und in der Nichtausbreitungsregion sowie die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Streifen sind so festgelegt, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode unter diejenige des LSE&sub0;&sub1;-Mode fällt und daß sich die Nutzfrequenz zwischen der Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und derjenigen des LSM&sub0;&sub1;-Mode bewegt. Folglich wird dem Krümmungsradius der dielektrischen Streifen 15b, 16b keine Ausgestaltungsbeschränkung auferlegt, so daß diese Streifen 15b, 16b mit einem Krümmungsradius gebildet werden können, der klein genug ist, um die Größe der gesamten Struktur der FM-CW-Radar-Eingangsschaltung beträchtlich zu verringern. Zusätzlich breitet sich die elektromagnetische Welle des LSE&sub0;&sub1;-Mode bei der Nutzfrequenz nicht in die dielektrischen Streifen 15c, 15d, 15e, 16c, 16d und 16e aus, was das Erfordernis eines Modenunterdrückers wie beispielsweise des in Fig. 28(B) gezeigten Modenunterdrückers 109 beseitigt, was zu einer weiteren Verringerung der Größe der gesamten Struktur beiträgt.
Fig. 23 ist eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Höhe h2 der Nichtausbreitungsregion des dielektrischen Wellenleiters, der durch die dielektrischen Bauglieder 3, 4 und eine dazwischenliegende Schaltungsplatine 7 gebildet ist, ist so festgelegt, daß sie geringer ist als die Höhe h1 der Ausbreitungsregion desselben. Das dielektrische Bauglied 3 ist an der Oberseite desselben mit einem leitfähigen Film 11 bedeckt, wie in der Figur zu sehen ist, während das dielektrische Bauglied 4 an seiner Unterseite mit einem leitfähigen Film 12 bedeckt ist, wie in der Figur zu sehen ist. Die dielektrischen Bauglieder 3 und 4 sind so zusammengebaut, daß sie die Schaltungsplatine 7, die eine Dicke t aufweist, zwischen sich aufnehmen. Die Schaltungsplatine 7 ist mit Streifenleitungen versehen, die mit dielektrischen Streifen gekoppelt sind, so daß die elektromagnetische Welle des LSM&sub0;&sub1;-Mode, die sich durch die dielektrischen Streifen ausbreitet, zu den Streifenleitungen ausgebreitet wird.
Die Ausgestaltungsfaktoren, wie beispielsweise die Höhen h1, h2, die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Bauglieder 3, 4 und die Dielektrizitätskonstante der Schaltungsplatine 7, sind so festgelegt, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode unter diejenige des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Ausbreitungsregion fällt und daß sich die Nutzfrequenz zwischen der Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und derjenigen des LSN&sub0;&sub1;-Mode bewegt.
Fig. 24 ist eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Höhe h2 der Nichtausbreitungsregion des dielektrischen Wellenleiters, der durch die dielektrischen Bauglieder 3, 4 und eine dazwischenliegende Schaltungsplatine 7 gebildet ist, ist so festgelegt, daß sie geringer ist als die Höhe h1 der Ausbreitungsregion desselben. Die Dicke der Nichtausbreitungsregion jedes dielektrischen Bauglieds 3, 4 ist auf t1 festgelegt. Das dielektrische Bauglied 3 ist an der Oberseite desselben mit einem leitfähigen Film 11 bedeckt, wie in der Figur zu sehen ist, während das dielektrische Bauglied 4 an seiner Unterseite mit einem leitfähigen Film 12 bedeckt ist, wie in der Figur zu sehen ist. Die dielektrischen Bauglieder 3 und 4 sind so zusammengebaut, daß sie die Schaltungsplatine, die eine Dicke t aufweist, zwischen sich aufnehmen. Die Schaltungsplatine 7 ist mit Streifenleitungen versehen, die mit dielektrischen Streifen gekoppelt sind, so daß die elektromagnetische Welle des LSM&sub0;&sub1;-Mode, die sich durch die dielektrischen Streifen ausbreitet, zu den Streifenleitungen ausgebreitet wird.
Die Ausgestaltungsfaktoren wie beispielsweise die Höhen h1, h2, die Dicken t und t1, die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Bauglieder 3, 4 und die Dielektrizitätskonstante der Schaltungsplatine 7 sind so festgelegt, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode unter diejenige des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Ausbreitungsregion fällt und daß sich die Nutzfrequenz zwischen der Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und derjenigen des LSM&sub0;&sub1;-Mode bewegt.
Nun wird eine Beschreibung des Aufbaus eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter spezifischer Bezugnahme auf Fig. 25(A) und 25(B) gegeben. Unter Bezugnahme zunächst auf Fig. 25(A), die eine auseinandergezogene perspektivische Ansicht ist, sind die metallischen flachen Platten 9, 10 in ihren gegenüberliegenden Oberflächen mit kreuzförmigen Rillen versehen, um einen kreuzförmigen dielektrischen Streifen 15 aufzunehmen. Faktoren wie beispielsweise die Dielektrizitätskonstante und die Höhe des dielektrischen Streifens 15, der Abstand zwischen den metallischen flachen Platten in der Nichtausbreitungsregion und die Tiefe der Rillen sind so festgelegt, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;- Mode unter diejenige des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Ausbreitungsregion fällt und daß sich die Nutzfrequenz zwischen der Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und derjenigen des LSM&sub0;&sub1;-Mode bewegt.
Unter Bezugnahme auf Fig. 25(B), die eine Draufsicht des Kreuzungsabschnitts des dielektrischen Streifens 15 ist, findet, wenn eine elektromagnetische Welle des LSM&sub0;&sub1;-Mode von einem Port P1 zu einem Port P3 bei einer gegebenen Frequenz ausgebreitet wird, keine Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle des LSE&sub0;&sub1;-Mode bei dieser Frequenz von dem Kreuzungspunkt zu einem Port P2 oder zu einem Port P4 statt. Da der Abschnitt des dielektrischen Streifens 15, der den Weg zwischen den Ports P1 und P3 bereitstellt, den Abschnitt des dielektrischen Streifens 15, der den Weg zwischen den Ports P2 und P4 bereitstellt, orthogonal kreuzt, besteht überdies kein Risiko, daß die elektromagnetische Welle des LSM&sub0;&sub1;-Mode, die sich zwischen den Ports P1 und P3 ausbreitet, bei diesem Mode in den Port P2 oder P4 ausgebreitet wird. Dies gilt auch im Fall einer Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle in dem LSM&sub0;&sub1;-Mode zwischen den Ports P2 und P4. Folglich können eine elektromagnetische Welle in dem LSM&sub0;&sub1;-Mode, die sich zwischen den Ports P1 und P3 ausbreitet, und eine andere elektromagnetische Welle in dem LSM&sub0;&sub1;-Mode, die sich zwischen den Ports P2 und P4 ausbreitet, unabhängig voneinander gleichzeitig in einer gemeinsamen Ebene ausgebreitet werden.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich ist, bietet die vorliegende Erfindung die folgenden Vorteile.
Gemäß dem ersten bis zum sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der LSM&sub0;&sub1;-Mode der Mode der niedrigsten Ordnung. Deshalb findet bei einer Biegung keine Modenumwandlung von dem LSM&sub0;&sub1;- zu dem LSE&sub0;&sub1;-Mode statt, wenn die Frequenz der Welle so gewählt ist, daß sie sich zwischen der Grenzfrequenz für den LSE&sub0;&sub1;-Mode und derjenigen für den LSM&sub0;&sub1;-Mode bewegt, so daß der Übertragungsverlust, der bisher infolge einer solchen Modenumwandlung bewirkt wurde, beseitigt ist. Dies ermöglicht es, eine Biegung mit einem beliebigen gewünschten Biegungswinkel und Krümmungsradius auszugestalten. Es ist daher leicht, die Fläche, die durch die Biegung eingenommen werden soll, zu verringern, und somit die Größe der gesamten Vorrichtung durch ein Erhöhen des Biegungswinkels oder durch ein Verringern des Krümmungsradius zu reduzieren.
Beispielsweise erfordert ein durch Verwenden eines dielektrischen Wellenleiters gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebauter Zirkulator keinen Modenunterdrücker, der bisher zum Zwecke eines Unterdrückens des LSE&sub0;&sub1;-Mode nötig war, dank der Beseitigung einer Umwandlung von dem LSM&sub0;&sub1;-Mode zu dem LSE&sub0;&sub1;-Mode. Folglich ist die Fläche, die durch den Zirkulator eingenommen werden soll, verringert, um es leicht zu machen, die Größe der gesamten Vorrichtung zu reduzieren.
Wenn es erwünscht ist, ein Paar aus dielektrischen Streifen in einer sich gegenseitig kreuzenden Weise anzuordnen, ermöglicht es die vorliegende Erfindung, diese dielektrischen Streifen derart anzuordnen, daß sie einander in einer gemeinsamen Ebene kreuzen, ohne eine Störung zwischen den elektromagnetischen Wellen zu erzeugen, die sich durch diese dielektrischen Streifen ausbreiten, wobei es leicht gemacht wird, die Größe der gesamten Vorrichtung, die solche sich kreuzenden dielektrischen Streifen umfaßt, zu verringern.
Überdies ist der dielektrische Wellenleiter gemäß dem siebten Aspekt der vorliegenden Erfindung leicht herzustellen, selbst wenn ein großer Unterschied zwischen dem Abstand der Leiteroberflächen in der Ausbreitungsregion und dem Abstand der Leiteroberflächen in der Nichtausbreitungsregion besteht.

Claims

1. Ein dielektrischer Wellenleiter, der folgende Merkmale aufweist:

ein im wesentlichen paralleles Paar aus flachen Leiteroberflächen (1, 2); und

einen dielektrischen Streifen (15), der zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen (1, 2) angeordnet ist, wobei der dielektrische Streifen (15) eine Ausbreitungsregion bereitstellt, die eine elektromagnetische Welle ausbreitet, während Regionen, die abseits des dielektrischen Streifens (15) liegen, eine Nichtausbreitungsregion bereitstellen, die die elektromagnetische Welle sperrt;

wobei ein Abstand h2 zwischen den flachen Leiteroberflächen (1, 2) in der Nichtausbreitungsregion kleiner ist als ein Abstand h1 zwischen den flachen Leiteroberflächen (1, 2) in der Ausbreitungsregion;

dadurch gekennzeichnet, daß die Abstände h1 und h2, eine Dielektrizitätskonstante &epsi;1 des dielektrischen Streifens (15) in der Ausbreitungsregion und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;2 einer dielektrischen Schicht (5) in der Nichtausbreitungsregion derart gewählt sind, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode, der sich durch die Ausbreitungsregion ausbreitet, niedriger ist als die Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode, und daß elektromagnetische Wellen sowohl des LSM&sub0;&sub1;-Mode als auch des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Nichtausbreitungsregion gesperrt werden.

2. Ein dielektrischer Wellenleiter gemäß Anspruch 1, der ferner eine zusätzliche dielektrische Schicht (6) aufweist, die zumindest in der Nichtausbreitungsregion angeordnet ist, wobei die zusätzliche dielektrische Schicht (6) eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;3 aufweist, wobei die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;2, &epsi;3 und die Dicke t derart gewählt sind, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;- Mode, der sich durch die Ausbreitungsregion ausbreitet, niedriger ist als die Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;- Mode und daß elektromagnetische Wellen sowohl des LSM&sub0;&sub1;-Mode als auch des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Nichtausbreitungsregion gesperrt werden.

3. Ein dielektrischer Wellenleiter gemäß Anspruch 2, bei dem die zusätzliche dielektrische Schicht (6) ferner in der Ausbreitungsregion angeordnet ist.

4. Ein dielektrischer Wellenleiter, der folgende Merkmale aufweist:

ein im wesentlichen paralleles Paar aus flachen Leiteroberflächen (1, 2); und

ein dielektrisches Bauglied (3), das zwischen dem Paar aus flachen Leiteroberflächen (1, 2) angeordnet ist, um eine Ausbreitungsregion zum Ausbreiten einer elektromagnetischen Welle zwischen den flachen Leiteroberflächen (1, 2) und eine Nichtausbreitungsregion, die die elektromagnetische Welle sperrt, zu bilden;

wobei ein Abstand h2 zwischen den flachen Leiteroberflächen (1, 2) in der Nichtausbreitungsregion kleiner ist als ein Abstand h1 zwischen den flachen Leiteroberflächen (1, 2) in der Ausbreitungsregion; dadurch gekennzeichnet, daß die Abstände h1 und h2 und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;1 des dielektrischen Bauglieds (3) derart gewählt sind, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode, der sich durch die Ausbreitungsregion ausbreitet, niedriger ist als die Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und daß elektromagnetische Wellen sowohl des LSM&sub0;&sub1;-Mode als auch des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Nichtausbreitungsregion gesperrt werden.

5. Ein dielektrischer Wellenleiter gemäß Anspruch 4, der ferner folgende Merkmale aufweist: eine zusätzliche dielektrische Schicht (6), die zumindest in der Nichtausbreitungsregion angeordnet ist, wobei die zusätzliche dielektrische Schicht (6) eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante s3 aufweist, wobei die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;3 und die Dicke t derart gewählt sind, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode, der sich durch die Ausbreitungsregion ausbreitet, niedriger ist als die Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und daß elektromagnetische Wellen sowohl des LSM&sub0;&sub1;-Mode als auch des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Nichtausbreitungsregion gesperrt werden.

6. Ein dielektrischer Wellenleiter gemäß Anspruch 5, bei dem die zusätzliche dielektrische Schicht (6) ferner in der Ausbreitungsregion angeordnet ist.

7. Ein dielektrischer Wellenleiter, der folgende Merkmale aufweist:

ein im wesentlichen paralleles Paar aus flachen Leiteroberflächen (1, 2); und

wobei ein Abstand h2 zwischen den flachen Leiteroberflächen (1, 2) in der Nichtausbreitungsregion kleiner ist als ein Abstand h1 zwischen den flachen Leiteroberflächen (1, 2) in der Ausbreitungsregion, wobei das dielektrische Bauglied (3) in der Ausbreitungsregion angeordnet ist und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweist,

wobei der dielektrische Wellenleiter ferner eine erste und eine zweite dielektrische Schicht (3'), die sich von der Ausbreitungsregion und in die Nichtausbreitungsregion erstrecken und die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweisen, und eine dritte dielektrische Schicht (5), die in der Nichtausbreitungsregion zwischen der ersten und der zweiten dielektrischen Schicht (3') angeordnet ist und eine Dielektrizitätskonstante &epsi;2 aufweist, aufweist;

dadurch gekennzeichnet, daß die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;2 und die Dicke der ersten und der zweiten dielektrischen Schicht (3'), die sich in die Nichtausbreitungsregion erstrecken und die Dielektrizitätskonstante &epsi;1 aufweisen, derart gewählt sind, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;-Mode, der sich durch die Ausbreitungsregion ausbreitet, niedriger ist als die Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;-Mode und daß elektromagnetische Wellen sowohl des LSM&sub0;&sub1;-Mode als auch des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Nichtausbreitungsregion gesperrt werden.

8. Ein dielektrischer Wellenleiter gemäß Anspruch 7, der ferner eine zusätzliche dielektrische Schicht (6) aufweist, die in der Nichtausbreitungsregion angeordnet ist, wobei die zusätzliche dielektrische Schicht (6) eine Dicke t und eine Dielektrizitätskonstante c3 aufweist, wobei die Abstände h1 und h2, die Dielektrizitätskonstanten &epsi;1, &epsi;2, &epsi;3 und die Dicke t und die Dicke der ersten und der zweiten dielektrischen Schicht (3'), die sich in die Nichtausbreitungsregion erstrecken und die Dielektrizitätskonstante E1 aufweisen, derart gewählt sind, daß die Grenzfrequenz des LSM&sub0;&sub1;- Mode, der sich durch die Ausbreitungsregion ausbreitet, niedriger ist als die Grenzfrequenz des LSE&sub0;&sub1;- Mode und daß elektromagnetische Wellen sowohl des LSM&sub0;&sub1;-Mode als auch des LSE&sub0;&sub1;-Mode in der Nichtausbreitungsregion gesperrt werden.

9. Ein dielektrischer Wellenleiter gemäß Anspruch 8, bei dem die zusätzliche dielektrische Schicht (6) ferner in der Ausbreitungsregion angeordnet ist.

10. Ein dielektrischer Wellenleiter gemäß einem der Ansprüche 1, 4 und 7, bei dem jede flache Leiteroberfläche (1, 2) an dem dielektrischen Bauglied (3; 3, 4) einen metallischen Film (11, 12) aufweist, wobei das dielektrische Bauglied (3; 3, 4) durch Spritzgießen aus einem Harz oder einem Keramikmaterial gebildet ist.