DE69521852T2

DE69521852T2 - Adaptiver spreizspektrumempfänger

Info

Publication number: DE69521852T2
Application number: DE69521852T
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Fukawa; Hiroshi Suzuki
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1994-02-10
Filing date: 1995-02-09
Publication date: 2002-04-04
Anticipated expiration: 2015-02-10
Also published as: KR950704877A; KR0158092B1; CA2151284C; WO1995022214A1; DE69521852D1; US5757845A; EP0701344B1; CN1122176A; JP2807568B2; CN1059530C; CA2151284A1; EP0701344A4; EP0701344A1

Description

TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Empfänger zur Verwendung zum Direktsequenz-Codemultiplexzugriff in Spreizbandkommunikationen, der konstruiert ist, um Störsignale adaptiv zu beseitigen.
Im Hinblick auf die Implementierung einer effizienten Frequenzausnutzung sind in den letzten Jahren eine Vielzahl von Spreizbandsystemen untersucht worden (M. K. Simon, J. K. Omura, R. A. Scholtz und B. K. Levitt "Spread Spectrum Communication", Computer Science Press. 1985). Ein CDMA-(Codemultiplexzugriff)-System, das ein DS-(Direktsequenz)-Schema nutzt, wird nun insbesondere aufgrund seiner relativ einfachen Konfiguration für die praktische Anwendung untersucht.
Bei einem herkömmlichen DS-CDMA-Empfänger wird eine von einer Antenne empfangene Welle von einem Verstärker verstärkt und dann in eine quasikohärente Detektorschaltung eingegeben. Die quasikohärente Detektorschaltung detektiert das Empfangssignal in Quadratur, wobei als Referenzsignal ein lokales Trägersignal verwendet wird, das mit dem Empfangssignal nicht in Phase, aber in Frequenz synchronisiert ist, und gibt die Amplituden I(t) und Q(t) der In-Phase- bzw. Quadraturkomponenten des Empfangssignals aus. Die Komponenten I(t) und Q(t) werden im folgenden allgemein als Empfangssignal bezeichnet. Das Empfangssignal wird normalerweise mit I(t) als Realteil und jQ(t) als Imaginärteil identifiziert (wobei j die imaginäre Einheit ist); deshalb sind diverse vorkommende Operationen komplex. Im DS-System wird das Empfangssignal einer Entspreizverarbeitung unterzogen, um daraus ein entspreiztes Signal eines gewünschten Signals zu extrahieren. Zwei Verfahren sind für die Entspreizverarbeitung verfügbar. Eines ist ein Verfahren, bei dem ein angepaßtes Filter mit einem Spreizcode verwendet wird; das Ausgangssignal des Filters wird als entspreiztes Signal verwendet. Das andere Verfahren ist eines, bei dem das Empfangssignal mit einem Spreizcode synchronisiert mit der Zeitsteuerung des ersteren multipliziert wird und dann eine DC-Komponente des Empfangssignals mit Hilfe eines Tiefpaßfilters extrahiert wird; die DC-Komponente wird dann als das entspreizte Signal verwendet. Im folgenden wird zwar das Verfahren beschrieben, das den angepaßten Filter verwendet, die gleichen Ergebnisse, die hiermit erhältlich sind, könnten jedoch auch mit den anderen Verfahren erzeugt werden. Das entspreizte Signal wird im Basisbandbereich demoduliert, wodurch eine übertragene Symbolfolge extrahiert wird.
In einem solchen DS-CDMA-System benutzen eine Mehrzahl von Benutzern gleichzeitig die gleiche Trägerfrequenz. Die Benutzer benutzen unterschiedliche Spreizcodes, doch haben die Spreizcodes eine gewisse Kreuzkorrelation. Selbst wenn jeder Benutzer das Empfangssignal mit dem Spreizcode des bestimmten gewünschten Signals entspreizt, werden deshalb Komponenten der Signale anderer Benutzer in das entspreizte Signal eingemischt. Wenn die Anzahl solcher anderer Benutzer groß ist, nimmt deshalb der Pegel von Störsignalkomponenten zu, die in das entspreizte Signal jedes Benutzers eingemischt werden, was zu einer signifikanten Beeinträchtigung der Übertragungsleistung führt. Diese Beeinträchtigung wird noch schwerwiegender, wenn die Empfangssignalpegel von anderen Benutzern den Empfangspegel des gewünschten Signals bei jedem Benutzer überschreiten. Eine mögliche Lösung dieses Problems ist, die Leistung der Übertragung an jeden Benutzer zu steuern, um den Pegel am Empfangspunkt eines jeden Benutzers konstant zu halten, doch ist es sehr schwierig, diese Übertragungsleistungssteuerung perfekt durchzuführen. Die Beeinträchtigung der Übertragungsleistung durch Kreuzkorrelation zwischen den Spreizcodes könnte vermieden werden durch zusätzliches Ausstatten der Empfänger mit einer Entstörfunktion. Herkömmliche Lösungen und ihre Nachteile werden im folgenden diskutiert.

Beispiel 1 zum Stand der Technik

In Fig. 1 ist eine vorbekannte Konfiguration gezeigt, in der Empfangssignale von Empfangsantennen mit mehreren Zweigen jeweils mit einem Spreizcode eines gewünschten Signals entspreizt werden und die resultierenden entspreizten Signale zum Entstören linear kombiniert werden (Winters, J. H, "Spread Spectrum in a Four-Phase Communication System Employing Adaptive Antenna," IEEE Trans. on Comm., Band COM-30, Nr. 5, Seiten 929 bis 936, Mai 1982). Dieses Beispiel verwendet eine Konfiguration mit 4 Zweigen.
Durch Abtasten von Empfangssignalen der jeweiligen Antennen in regelmäßigen Zeitintervallen erhaltene Abtastsignale werden vier Eingangsanschlüssen 11&sub1; bis 11&sub4; zugeführt. An die Eingangsanschlüsse 11&sub1; bis 11&sub4; sind angepaßte Filter (MF) 12&sub1; bis 12&sub4; mit jeweils dem gleichen Aufbau angeschlossen. Die angepaßten Filter 12&sub1; bis 12&sub4; erfassen jeweils die Korrelation zwischen dem Spreizcode des gewünschten Signals und den zugeführten Abtastsignalen. Die Ausgaben der angepaßten Filter 12&sub1; bis 12&sub4; enthalten jeweils Störsignalkomponenten aufgrund der Korrelation mit den Spreizcodes der anderen Benutzer, zusätzlich zum gewünschten Signal. Die Ausgaben der angepaßten Filter 12&sub1; bis 12&sub4; werden mit Gewichtungskoeffizienten w&sub1; bis w&sub4; jeweils in Multiplizierern 13&sub1; bis 13&sub4; multipliziert und die Ausgaben der Multiplizierer werden von einem Addierer 15 zu einem kombinierten Signal kombiniert. Das kombinierte Signal wird einer Entscheidungsschaltung 16 für eine harte Entscheidung zugeführt; das resultierende Entscheidungssignal wird an einem Ausgabeanschluß 17 ausgegeben. Ein Subtrahierer 18 berechnet die Differenz zwischen dem kombinierten Signal und dem Entscheidungssignal und gibt sie als einen Schätzfehler E aus; ein Koeffizientensteuerteil 19 verwendet den Schätzfehler E und die Eingabesignale MS der Multiplizierer 13&sub1; bis 13&sub4; zum Steuern der Gewichtungskoeffizienten w&sub1; bis w&sub4;, wobei ein adaptiver Algorithmus verwendet wird, der das Quadrat des Schätzfehlers E minimiert. Das heißt, die Gewichtungskoeffizienten werden so gesteuert, daß die Durchschnittsleistung von Störsignalkomponenten und eines Rauschsignals, die im kombinierten Ausgabesignal des Addierers 15 enthalten sind, minimal werden.
Dieses Verfahren erfordert eine Mehrzahl von Antennen für Diversity-Empfang, das heißt, es erfordert eine erhebliche schaltungstechnische Komplexität; deshalb ist dieses Verfahren in Mobilfunkempfängern schwierig anzuwenden. Außerdem werden die in den jeweiligen Zweigen empfangenen Signale so kombiniert, daß sie miteinander in Phase sind, wenn keine Störsignale existieren, und wenn Störsignale existieren, werden sie so kombiniert, daß die Störsignalkomponenten beseitigt werden. Um dies durchzuführen, werden die Phasen und Amplituden der Gewichtungskoeffizienten w&sub1; bis w&sub4; adaptiv gesteuert; diese Steuerung ist sehr schwierig durchzuführen in Umgebungen mit schnellem Fading, wie etwa bei Mobilfunkkommunikationen.

Beispiel 2 zum Stand der Technik

In Fig. 2 ist eine vorbekannte Konfiguration gezeigt, die einen Diversity-Effekt auf ein von einer einzigen Antenne empfangenes Mehrwegsignal hat und eine Störauslöschung durchführt (Abdulrahman, M., D. D. Falconer and A. U. H. Sheikh, "Equalization for Interference Cancellation In Spread Spectrum Multiple Access Systems," Proc. 42nd Vehicular Technology Conference, Seiten 71 bis 74, Mai 1992). In Fig. 2 sind die Multiplizierer 13&sub1; bis 13&sub4; und der Addierer 15, die die Kombinationsschaltung in Fig. 1 bilden, durch ein Transversalfilter 21 ersetzt, das ihrer Kombination äquivalent ist. Das von der einzigen Antenne ausgegebene Empfangssignal wird in regelmäßigen Zeitabständen abgetastet und als ein Abtastsignal SPS dem Eingabeanschluß 11 zugeführt. Das Abtastsignal SPS wird dem angepaßten Filter 12 zugeführt, das seine Korrelation mit dem Spreizcode eines gewünschten Signals berechnet um das entspreizte Signal zu erhalten. Das entspreizte Signal spiegelt die Impulsantwort des Mehrwegkanals wider und enthält verzögerte Mehrweg-Signalkomponenten mit unterschiedlichen Verzögerungszeiten. Das entspreizte Signal, das die verzögerten Mehrweg-Signalkomponenten enthält, wird in das Transversalfilter 21 eingegeben, und Produkte von jeweiligen Tap-Ausgaben des Transversalfilters 21, multipliziert mit Tap-Koeffizienten, werden als ein Tap-Koeffizientenvektor W den Taps des Transversalfilters 21 zugeführt und aufaddiert, um so eine Faltung zwischen dem entspreizten Signal und den Tap-Koeffizienten zu erhalten. Als Ergebnis wird ein störungsfreies kombiniertes Signal erhalten. Das kombinierte Signal wird in eine Entscheidungsschaltung 16 eingegeben, die eine Signalentscheidung als harte Entscheidung durchführt und das Entscheidungssignal dem Ausgabeanschluß 17 zuführt. Der Subtrahierer 18 gibt als Schätzfehler E die Differenz zwischen dem kombinierten Signal und dem Entscheidungssignal aus. Das Koeffizientensteuerteil 19 empfängt den Schätzfehler E und eine Ausgabesignalfolge MS des angepaßten Filters 12, die dem Transversalfilter 21 zugeführt wird, und steuert den Tap-Koeffizientenvektor W des Transversalfilters 21 so, daß das Quadrat des Schätzfehlers E minimal wird.
In Fig. 2 führen sowohl das angepaßte Filter 12 als auch das Transversalfilter 21 eine lineare Verarbeitung durch; es ist auch ein Verfahren bekannt, bei dem die lineare Verarbeitung mit einem einzigen Transversalfilter erfolgt. In diesem Fall muß jedoch der Tap-Koeffizientenvektor W anfangs mit einem Trainingssignal zur Konvergenz gebracht werden, um die Charakteristika des Transversalfilters an das entspreizte Signal eines gewünschten Signals anzupassen. Um diese Anforderung zu erfüllen, wird eine Schaltschaltung 22 vom Ausgabeanschluß 17 auf einen Anschluß 23 umgeschaltet, um das Trainingssignal TR als Referenzsignal dem Subtrahierer 18 zuzuführen. Nachdem der Tap-Koeffizientenvektor W konvergiert ist, wird die Schaltschaltung 22 mit dem Ausgabeanschluß 17 verbunden, um das Entscheidungssignal als Referenzsignal im Subtrahierer 18 zu verwenden.
Mit dieser Konfiguration ist es möglich, die Interferenzsignale in den verzögerten Mehrwegkomponenten auszulöschen, ohne Diversity-Antennen zu verwenden. Wenn jedoch die Verfolgungsfähigkeit des adaptiven Algorithmus für die Koeffizientensteuerung unzureichend ist, kann wie bei dem oben erwähnten Beispiel zum Stand der Technik keine genaue Abschätzung getroffen werden, und die Leistung des Empfängers ist dementsprechend beeinträchtigt.

Beispiel 3 zum Stand der Technik

In Fig. 3 ist die Konfiguration eines Dekorrelators gezeigt, der das durch die Spreizsignale anderer Benutzer verursachte Störsignal auslöscht, ohne den adaptiven Algorithmus zu verwenden, um so den Mangel von dessen Verfolgungsfähigkeit zu beheben (Lupas R. und S. Verdu, "Linear multiuser detectors for synchronous Code-Division Multiple-Access Channels," IEEE Trans. Inform Theory, Band IT-35, Nr. 1, Seiten 123 bis 136, Januar 1989).
In Fig. 3 wird das eingegebene Abtastsignal über den Eingabeanschluß 11 den angepaßten Filtern 12&sub1; bis 12&sub4; zugeführt, wo seine Korrelation mit den Spreizcodes jeweiliger Benutzer berechnet wird. Das angepaßte Filter 12&sub1; verwendet den Spreizcode des gewünschten Signals, und die anderen angepaßten Filter 12&sub2; bis 12&sub4; verwenden Spreizcodes anderer Benutzer. Die Ausgabe des angepaßten Filters 12&sub1; enthält Störsignale sowie das gewünschte Signal. Da das Störsignal ausgedrückt werden kann als eine Linearkombination von Ausgabesignalen der angepaßten Filter 12&sub2; bis 12&sub4;, ist es möglich, das Vorkommen des Störsignals in dem vom Addierer 15 ausgegebenen kombinierten Signal vollständig zu verhindern, indem die Gewichtungskoeffizienten w&sub1; bis w&sub4; angepaßt oder gesteuert werden, mit denen die Ausgaben der angepaßten Filter 12&sub1; bis 12&sub4; jeweils in den Multiplizierern 13&sub1; bis 13&sub4; multipliziert werden. Dies ist mathematisch äquivalent mit dem Extrahieren einer zum Störsignal orthogonalen Komponente als entspreiztes Signal des gewünschten Signals. In dem Dekorrelator mit einer solchen Operation berechnet ein Invers- Matrix-Berechner 25 eine inverse Matrix der Korrelationsmatrix der Spreizcodes auf der Grundlage von Information über die Spreizcodes und die der Empfangszeitlagen der Benutzer und gibt bestimmte Elemente der inversen Matrix als Gewichtungskoeffizienten w&sub1; bis w&sub4; aus.
Das die Phase und Amplitude des so erzeugten kombinierten Signals mit einer Änderung der Kanalimpulsantwort des gewünschten Signals fluktuieren, ist es notwendig, daß ein Detektor zum Detektieren des einem Ausgabeanschluß 26 zugeführten kombinierten Signals dessen Phasen- und Amplitudenfluktuationen verfolgt.
Informationen über Spreizcodes und Empfangszeiten aller Benutzer sind erforderlich zum Betreiben des Dekorrelators. In dem DS-CDMA-System für Mobilfunkkommunikation steht die Information über die Spreizcodes anderer Benutzer an der Mobilstation nicht zur Verfügung, dies führt zu dem Nachteil, daß der Dekorrelator an der Mobilstation nicht betrieben werden kann.

Beispiel 4 zum Stand der Technik

In Fig. 4 ist die Konfiguration eines herkömmlichen adaptiven DS-CDMA-Störungsauslöschers gezeigt, der das oben erwähnte Orthogonalisierungsschema verwendet und darauf abzielt, das Problem des Dekorrelators zu lösen (Shousei Yoshida, Akihisa Ushirokawa, Shuhzo Yanagi and Yukitsung Furuya, "DS/CDMA Adaptive Interference Canceller in Mobile Radio Environments, "Technical Report of IEICE, RCS 93-76, Nov. 1993).
Wie oben mit Bezug auf Fig. 2 angegeben, sind die Entspreizoperation des angepaßten Filters 12 und die Linearkombination durch das Transversalfilter 21 beides lineare Operationen; das Beispiel der Fig. 4 führt diese Operationen mit einem einzigen Transversalfilter 21 durch. Das heißt, in Fig. 4 wird das eingegebene Abtastetsignal SPS über den Eingabeanschluß 11 dem Transversalfilter 21 zugeführt, in dem es der oben mit Bezug auf Fig. 2 beschriebenen Entspreizung und Störungsauslöschung unterzogen wird, und das kombinierte Signal CS wird vom Transversalfilter 21 ausgegeben. Eine Schaltung zum Normieren der komplex konjugierten Amplitude 27 normiert die Amplitude des von einem Verzögerungselement 28 um eine Modulationssymbolperiode T verzögerten kombinierten Signals und gibt dessen komplex Konjugiertes als ein Referenzsignal RS aus. Ein Multiplizierer 29 multipliziert das kombinierte Signal CS mit dem Referenzsignal RS. Die multiplizierte Ausgabe wird der harten Entscheidung durch die Entscheidungsschaltung 16 unterzogen, deren Entscheidungssignal dem Ausgabeanschluß 17 zugeführt wird. Da bei dieser Verarbeitung das Referenzsignal RS durch die Verzögerungsoperation erzeugt wird, entspricht die multiplizierte Ausgabe des Multiplizierers 29 einem differentiell detektierten Signal. Der Subtrahierer 18 gibt die Differenz zwischen dem Entscheidungssignal am Ausgabeanschluß 17 und der multiplizierten Ausgabe des Multiplizierers 29 als Schätzfehler E aus.
Durch Verwendung des Referenzsignals RS, der Folge MS des im Transversalfilter 21 gesetzten abgetasteten Eingangssignals SPS und des Schätzfehlers E steuert das Koeffizientensteuerteil 19 die Tap-Koeffizienten W des Transversalfilters 21 mit einem adaptiven Algorithmus, so daß das Quadrat des Schätzfehlers E minimal wird. Die differenzierte Detektion wird durch eine Änderung in der Kanalimpulsantwort nicht stark beeinträchtigt, und der auf dem differentiell detektierten Signal basierende Schätzfehler E ist auch nicht stark beeinträchtigt. Deshalb verhindert die Verwendung eines solchen Schätzfehlers E eine Beeinträchtigung der Genauigkeit der Abschätzung der Tap-Koeffizienten W durch den adaptiven Algorithmus und unterdrückt in gewissem Umfang die Beeinträchtigung der Leistung des Empfängers durch die Änderung in der Kanalimpulsantwort. Wenn dabei in dem anfänglichen Konvergenzprozeß die Abschätzung der Tap- Koeffizienten nicht ausreichend konvergiert ist, bringt der Subtrahierer 18 die Abschätzung der Tap-Koeffizienten zum schnellen Konvergieren durch Verwendung des vorbekannten Trainingssignals TR eines Trainingssignalspeichers 30 anstelle des mit einem Entscheidungsfehler behafteten Entscheidungssignals.
Diese Konfiguration benötigt nicht die Information über Spreizcodes und Empfangszeitlagen anderer Benutzer und ist deshalb für die Mobilstation anwendbar. Da der adaptive Algorithmus auf der Grundlage der Ergebnisse der Signalentscheidung betrieben wird, wird die Übertragungsleistung beeinträchtigt, wenn viele Fehler bei der Signalentscheidung vorkommen. Deshalb (i) ist unter den Übertragungsbedingungen, bei denen eine starke Störung auftritt und der Signalpegel niedrig ist, eine lange Folge von Trainingssignalen notwendig, und die Übertragungseffizienz nimmt ab; und (ii) nimmt die Abschätzungsgenauigkeit der Tap-Koeffizienten W ab und wird die Stör-Auslöschungsfunktion nicht ausreichend durchgeführt, wenn der Kanal so schnell variiert, daß der Signalentscheidungsfehler burstweise induziert wird.

Beispiel 5 zum Stand der Technik

Die oben beschriebenen Schemata mit Ausnahme des Dekorrelators der Fig. 3 steuern die Koeffizienten W für die Multiplikation durch Anwendung des adaptiven Algorithmus. Der adaptive Algorithmus, der üblicherweise verwendet wird, ist der LMS-(least-means-square)-Algorithmus, der eine ausgezeichnete Charakteristik und eine geringe rechentechnische Komplexität hat, doch sind diverse andere Algorithmen bekannt (Haykin, S., "Adaptive Filter Theory,", 2. Auflage, Prentice-Hall, 1992). Während bei den obigen Beispielen das Entscheidungssignal verwendet wird, um den Schätzfehler E zum Steuern der Koeffizienten W zu berechnen, sind auf anderen technischen Gebieten Algorithmen bekannt, die die Signalentscheidung nicht erfordern, so etwa ein Blindalgorithmus, der die statistischen Eigenschaften von Signalen ausnutzt, und ein Algorithmus, der eine Randbedingung für die Koeffizienten vorgibt und sie so steuert, daß die durchschnittliche Ausgangsleistung minimal wird. Ersterer erfordert einen langen Zeitraum für die Konvergenz; als letzterer ist ein Algorithmus von Frost bekannt, der dem LMS-Algorithmus ähnlich ist (Frost, O. L., "An algorithm for linearly constrained adaptive array processing," Proc. IEEE, Band 60, Nr. 8, Seite 926 bis 935, August 1972). Dieser Algorithmus basiert auf dem MMSE-(Minimum-Mean-Square-Error)-Standard und wird zum Beispiel in einem adaptiven Array benutzt, der eine Richtungssteuerung einer Array-Antenne in Echtzeit auf die Ankunftsrichtung einer gewünschten Welle zwecks Vermeidung von Störwellen durchführt.
Um den Minimalausgangsleistung-Algorithmus mit Randbedingung zu implementieren, ist es allerdings notwendig, daß das Zusammensetzungsverhältnis der Amplitude der gewünschten Welle, die in jede Antenne des adaptiven Arrays eingegeben werden soll, vorbekannt ist, und daß ein Steuervektor aus dem Zusammensetzungsverhältnis erhalten werden kann. Es ist ein Leistungsinversionsschema bekannt, das einen Einheitsvektor anstelle des Steuervektors verwendet (Compton R. T., JR., "Adaptive Antennas - Concepts and Performance -," Prentice- Hall, Englewood Cliffs, 1988). Dieses Schema erfordert jedoch, daß die Antennenelemente, auf die die gewünschte Welle hauptsächlich einfällt, vorbekannt sind, und daß die Bedingungen unverändert bleiben. Verfahren zum Anwenden dieser Schemata auf den DS-CDMA-Störungsauslöscher sind nicht bekannt, sie sind auch noch nicht vorgeschlagen worden.
Das Dokument US-A-4 528 674 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Basisbanderzeugung eines Spreizband-Referenzsignals für einen adaptiven LMS-Array-Prozessor. Ein summiertes, gewichtetes Zwischenfrequenz-Spreizbandsignal wird ins Basisband verschoben, um ein I-(In-Phase)-Kanal-Spreiz-Basisbandsignal und ein Q-Kanal-(Quadraturphase)-Spreiz-Basisbandsignal zu erhalten. Ein Basisbandkorrelator empfängt die Basisbandsignale des I-Kanals und des Q-Kanals und die verzögerten Versionen von In-Phase- und Quadratur-Phase-PN-Signalen und erzeugt entspreizte I-Kanal- bzw. Q-Kanal-Basisbandausgabesignale. Ein Basisbandkorrelator empfängt die Basisbandsignale des I-Kanals und des Q-Kanals und verzögerte Versionen von In- Phase- und Quadratur-Phase-PN-Signalen und erzeugt entspreizte I-Kanal- und Q-Kanal-Basisband- Ausgabesignale. Ein Linearspreizer für das Basisband empfängt die entspreizten I-Kanal- und Q- Kanal-Basisbandausgabesignale sowie die In-Phase- und Quadratur-Phase-PN-Signale und erzeugt wiedergespreizte I-Kanal- und Q-Kanal-Basisbandsignale. Ein Basisbandmodulator moduliert die wiedergespreizten Basisbandsignale des I-Kanals und des Q-Kanals mit einem phasenverschobenen lokalen Oszillator, um das Referenzsignal zu erzeugen. Das Referenzsignal wird vom Spreizbandsignal subtrahiert, um ein Fehlersignal zu bilden, das im wesentlichen aus den ungewünschten Signalkomponenten im Spreizbandsignal herrührt. Der adaptive Array-Prozessor minimiert das mittlere Quadrat des Fehlersignals, um diese unerwünschten Signalkomponenten zu minimieren. Wenn gewünscht, kann Mehrkanalfähigkeit durch einen Summierer zum Aufsummieren des wiedergespreizten I-Kanal- und Q-Kanal-Basisbandsignals aus einer Mehrzahl von Kanälen im Spreizband-Kommunikationssystem geschaffen werden.

OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist, einen adaptiven Spreizbandempfänger von dem Typ, der einen Algorithmus verwendet, der die Information über Spreizcodes und Empfangszeitlagen anderer Benutzer, das Trainingssignal und das Ergebnis der Signalentscheidung bei der Störunterdrückung durch Orthogonalisierung nicht benötigt, und einen Diversity-Empfänger zu schaffen, der für die Verbesserung der Kanalqualität oder Übertragungsleistung bei der Mobilfunkkommunikation unverzichtbar ist.
Das Ziel wird erreicht mit einem Empfänger mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Bevorzugte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Der adaptive Spreizbandempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt: (1) eine Abtastschaltung, die ein Empfangssignal in regelmäßigen Zeitintervallen abtastet und Abtastsignale ausgibt; (2) ein Signalextraktionsteil, das mit den Abtastsignalen versorgt wird, sie entspreizt, linear kombiniert und ein kombiniertes Signal ausgibt; (3) ein Demodulationsteil, das das kombinierte Signal demoduliert und ein Entscheidungssignal ausgibt; und (4) ein Zeitsteuerteil, das die Betriebszeiten jedes Teiles steuert. Bei der vorliegenden Erfindung ist das Signalextraktionsteil aufgebaut aus (5) einem Entspreiz/Kombinierteil, das die eingegebenen Abtastsignale durch Verwendung von Gewichtungskoeffizienten entspreizt und linear kombiniert und das kombinierte Signal ausgibt und gleichzeitig Signale zum Multiplizieren mit den Gewichtungskoeffizienten ausgibt; und (6) einem Koeffizientensteuerteil, das mit dem zu multiplizierenden Signal und dem kombinierten Signal versorgt wird, die Gewichtungskoeffizienten durch einen Algorithmus berechnet, der die durchschnittliche Leistung des kombinierten Signals unter einer Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten minimiert und die Gewichtungskoeffizienten ausgibt.
Die jeweiligen Teile dieser Grundkonfiguration können wie unten beschrieben entwickelt werden.
Zwei Arten von Konfigurationen sind auf das Entspreiz/Kombinierteil des Signalextraktionsteils anwendbar. Eine erste Konfiguration ist eine Hintereinanderschaltung eines Entspreizteiles, das die eingegebenen Abtastsignale mit einer Mehrzahl von Entspreizcodes in eine Mehrzahl von entspreizten Signalen entspreizt und diese als zu multiplizierende Signale verwendet, und eines Linearkombinierteiles, das das kombinierte Signal durch Multiplizieren der Mehrzahl von entspreizten Signalen mit den Gewichtungskoeffizienten erzeugt. Ferner ist es auch möglich, als Entspreizcodes einen Spreizcode eines gewünschten Signals und ein oder mehrere dazu orthogonale Spreizcodes zu verwenden. Wenn zwei oder mehr zum Spreizcode des gewünschten Signals orthogonale Spreizcodes verwendet werden, ist es bevorzugt, daß sie zueinander orthogonal sind. Eine zweite Konfiguration des Entspreiz/Kombinierteiles ist eine, die die eingegebenen Abtastsignale und die Tap-Koeffizienten mit einem Transversalfilter faltet, um das kombinierte Signal zu erhalten, und die eingegebenen Abtastsignale als zu multiplizierende Signale ausgibt.
Für Diversity-Empfang ist (i) die Abtastschaltung zum Abtasten von einem oder mehreren Empfangssignalen in regelmäßigen Zeitintervallen und zum Ausgeben von einem oder mehreren Abtastsignalen konstruiert, und ist (ii) das Signalextraktionsteil als ein Diversity-Signalextraktionsteil kontruiert, daß die Entspreiz- und Linearkombinieroperationen mit dem Entspreiz/Linearkombinierteil durchführt und eine Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen ausgibt, und ist (iii) das Demodulierteil konstruiert als ein Diversity-Demodulierteil, das die Mehrzahl von Zweigkombinierten Signalen Diversity-kombiniert und -demoduliert.
Für solchen Diversity-Empfang gibt es die folgende Antennen-Diversity-Konfiguration und Weg- Diversity-Konfiguration. (i) Im Falle von Antennen-Diversity tastet die Abtastschaltung eine Mehrzahl von Empfangssignalen ab, die aus von einer Mehrzahl von Antennen empfangenen Wellen erzeugt sind, und gibt eine Mehrzahl von Abtastsignalen aus, und das Diversity-Signalextraktionsteil ist aufgebaut aus einer Mehrzahl von Zweig-Signalextraktionsteilen, die jeweils das Entspreiz/Kombinierteil und das Koeffizientensteuerteil umfassen, empfängt die Mehrzahl von Abtastsignalen und gibt eine Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen aus. (ii) Im Falle von Weg-Diversity tastet die Abtastschaltung ein einziges, aus einer von einer einzigen Antenne empfangenen Welle erzeugtes Empfangssignal ab und gibt ein einziges Abtastsignal aus, und das Diversity-Signalextraktionsteil verarbeitet das Abgetastsignal im Entspreiz/Kombinierteil und dem Koeffizientensteuerteil mit einer Mehrzahl von verschiedenen Zeitsteuerungen, die von einem Zeitsteuerteil erzeugt werden, und gibt eine Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen aus.
Bei jedem der oben beschriebenen Empfänger kann die Abtastschaltung auch konstruiert sein, um die Abtastung mit einer Abtastperiode durchzuführen, die kürzer ist als die Chipperiode des Spreizcodes.
Die Grundoperationen der vorliegenden Erfindung sind wie nachfolgend beschrieben: (1) Die Abtastschaltung tastet das Empfangssignal in regelmäßigen Zeitintervallen ab und gibt die Abtastsignale aus. (2) Das Signalextraktionsteil entspreizt die Abtastsignale und kombiniert sie linear und gibt das kombinierte Signal aus. (3) Das Demodulationsteil demoduliert das kombinierte Signal und gibt ein Entscheidungssignal aus. (4) Das Zeitsteuerteil steuert die Operationszeiten jedes Teiles. Ferner führen das Entspreiz/Kombinierteil und das Faktorsteuerteil im Signalextraktionsteil Operationen wie nachfolgend erwähnt aus. (5) Das Entspreiz/Kombinierteil entspreizt die Abtastsignale und kombiniert sie linear unter Verwendung von Gewichtungskoeffizienten und gibt ein transformiertes kombiniertes Signal und ein mit den Gewichtungskoeffizienten zu multiplizierendes Signal aus. (6) Das Koeffizientensteuerteil empfängt das zu multiplizierende Signal und das kombinierte Signal und gibt den Gewichtungskoeffizienten aus, der nach einem Algorithmus berechnet ist, der die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter einer Randbedingung des Gewichtungskoeffizienten minimiert.
Im ersten Entspreiz/Kombinierteil des Signalextraktionsteils (i) entspreizt das Entspreizteil die Abtastsignale mit einer Mehrzahl von Entspreizcodes, um eine Mehrzahl von entspreizten Signalen zu erhalten, und gibt sie als zu multiplizierende Signale aus, und (ii) multipliziert das Linearkombinierteil die Mehrzahl von entspreizten Signalen mit den Gewichtungskoeffizienten, kombiniert sie zu einem kombinierten Signal und gibt das kombinierte Signal aus. Diese Operationen werden in entsprechender Weise durchgeführt, wenn als die oben erwähnten Spreizcodes ein Spreizcode eines gewünschten Signals und ein oder mehrere dazu orthogonale Spreizcodes verwendet werden. Das zweite Entspreiz/Kombinierteil gibt als ein kombiniertes Signal das Ergebnis der Faltung des Abtastetsignals und der Tap-Koeffizienten durch das Transversalfilter und das Abtastsignal als zu multiplizierendes Signal aus.
In einer erweiterten Konfiguration für Diversity-Empfang wird eine Mehrzahl von Zweigkombinierten Signalen durch Verarbeitungssignale in der Mehrzahl von Zweigen erhalten, ohne daß die Grundoperation jedes Teiles verändert wird. Bei Antennen-Diversity wird die Mehrzahl von Zweigkombinierten Signalen erhalten durch Verarbeiten der Signale aus der Mehrzahl von Antennen. Bei Weg-Diversity hingegen wird die Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen erhalten durch Verarbeiten des Signals von der einzigen Empfangsantenne zu unterschiedlichen Zeitlagen. Das Diversity-Demodulationsteil demoduliert die Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen und erzeugt das Entscheidungssignal. Bei jeder Diversity-Konfiguration wird das Koeffizientensteuerteil mit dem zu multiplizierenden Signal und dem kombinierten Signal versorgt und gibt die Gewichtungskoeffizienten aus, die durch den Algorithmus erhalten werden, der die Durchschnittsleistung jedes Zweig-kombinierten Signals unter der Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten minimiert.
Bei jedem der oben beschriebenen Empfänger, auch wenn die Abtastzeitsteuerung nicht mit der Chipzeitsteuerung des Empfangssignals synchronisiert ist, führt die Abtastschaltung die Abtastung mit einer Abtastperiode durch, die kürzer als die Chipperiode des Spreizcodes ist, um die Erzeugung von Aliasing der spektralen Komponente des Empfangssignals zu vermeiden. In einem Übertragungsverarbeitungsteil eines Spreizbandmodulationssystems, das vorgesehen ist, um die Möglichkeiten eines solchen adaptiven Spreizbandempfängers voll zu nutzen, wird das zu übertragende Signal einer Verarbeitung wie etwa einer Multilevel-Modulation, einer bandbegrenzten Modulation, Frequenzsprung, Anstiegsteuerung (rise-up-control) und Zeitsteuerung unterzogen.
Die vorliegende Erfindung unterscheidet sich vom Stand der Technik in den nachfolgend aufgeführten Punkten.
(1) Das entspreizte Signal wird mit den Gewichtungskoeffizienten multipliziert, um das kombinierte Signal zu erzeugen, und gleichzeitig werden das entspreizte Signal und das kombinierte Signal verwendet, um die Gewichtungskoeffizienten mit dem Algorithmus zu steuern, der die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter einer Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten minimiert.
(2) Bei der Konfiguration, die als Entspreizcodes einen Spreizcode eines gewünschten Signals und eine Mehrzahl von dazu orthogonalen Spreizcodes verwendet, tritt ein gewünschtes Signal nur in dem von dem Spreizcode eines gewünschten Signals erzeugten entspreizten Signal auf, und in den entspreizten Signalen, die von der Mehrzahl von zum Spreizcode des gewünschten Signals orthogonalen Spreizcodes erzeugt sind, treten nur Störsignale auf.
(3) Bei der Konfiguration, die das Transversalfilter verwendet, werden die Folge von Abtastsignalen und die Gewichtungskoeffizienten gefaltet, um das kombinierte Signal zu erzeugen, und gleichzeitig werden die Abgetastsignalfolge und das kombinierte Signal verwendet, um die Gewichtungskoeffizienten mit dem Algorithmus zu steuern, der die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter einer Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten minimiert.
(4) Wenn im Falle der Diversity-Konfiguration jedes Zweig-kombinierte Signal erzeugt wird, werden die Gewichtungskoeffizienten durch den Algorithmus gesteuert, der die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter einer Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten minimiert.
Wie oben beschrieben, wendet die vorliegende Erfindung den Algorithmus zur Leistungsminimierung unter einer Koeffizientenrandbedingung auf die DS-CDMA-Demodulationsverarbeitung, nicht auf die Array-Antenne an, und wirkt durch Verwendung des Algorithmus, der die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter einer Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten minimiert; deshalb benötigt die Erfindung keine Struktur zum Erzeugen eines Fehlers durch Verwendung des Entscheidungssignals und des kombinierten Signals, wie im Stand der Technik.
Bei dem Übertragungsverarbeitungsteil des Spreizbandmodulationssystems, das vorgesehen ist, um die Fähigkeiten des adaptiven Spreizbandempfängers voll zu entfalten, ist es wirksam, daß das zu sendende Signal einer Verarbeitung wie etwa Multilevel-Modulation, bandbegrenzter Modulation, Frequenzsprung, Anstiegssteuerung (rise-up-control) und Zeitsteuerung unterzogen wird.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen DS-CDMA-Empfängers mit einer Störunterdrückungsfunktion, die angepaßte Filter und ein Linearkombinierteil verwendet.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen DS-CDMA-Empfängers mit der Störunterdrückungsfunktion, die ein Transversalfilter verwendet.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen DS-CDMA-Empfängers mit Störunterdrückungsfunktion.
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines anderen herkömmlichen DS-CDMA-Empfängers mit der Störunterdrückungsfunktion, die ein Transversalfilter verwendet.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das die Grundkonfiguration der vorliegenden Erfindung verdeutlicht.
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm, das eine spezielle Ausgestaltung eines Signalextraktionsteiles 33 aus Fig. 5 zeigt.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für die Konfiguration eines Entspreizteiles 38 in Fig. 6 zeigt.
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung veranschaulicht, in der ein Entspreiz/Kombinierteil 36 in Fig. 35 durch ein Transversalfilter gebildet ist.
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, das einen prädiktiven synchronen Detektor zeigt, der als Demodulationsteil 38 verwendet wird.
Fig. 10 ist ein Graph, der die Ergebnisse von Computersimulationen zeigt.
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung, angewandt auf Diversity-Empfang, veranschaulicht.
Fig. 12 veranschaulicht Beispiele der Konfiguration eines Diversity-Demodulationsteiles 58.
Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung, angewendet auf Antennen-Diversity-Empfang, veranschaulicht.
Fig. 14 ist ein Graph zur Erläuterung der Empfangszeitlagen eines direkten Weges und eines verzögerten Weges eines gewünschten Signals.
Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, das die Grundkonfiguration der vorliegenden Erfindung für die Anwendung auf Weg-Diversity-Empfang zeigt.
Fig. 16 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung, angewendet auf den Weg-Diversity-Empfang, zeigt.
Fig. 17 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung, angewendet auf den Weg-Diversity-Empfang, zeigt.
Fig. 18 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung, angewendet auf den Weg-Diversity-Empfang, zeigt.
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung eines Weg-Diversity-Empfängers zeigt, der ein Transversalfilter verwendet, um Abtastsignale zu entspreizen und linear zu kombinieren.
Fig. 20 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung einer Abtastschaltung zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 21 ist ein Graph zur Erläuterung des Aliasing des Empfangssignalsspektrums durch Abtastung.
Fig. 22 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Senders zeigt.
Fig. 23A ist ein Graph, der Signalpunkte eines BPSK-Signals in einer I-Q-Ebene zeigt.
Fig. 23B ist ein Graph, der ein Beispiel für das BPSK-Signal zeigt.
Fig. 23C ist ein Graph, der Signalpunkte eines QPSK-Signals in der I-Q-Ebene zeigt.
Fig. 23D ist ein Graph, der ein Beispiel für das QPSK-Signal zeigt.
Fig. 24 ist ein Diagramm, das die Zeitlagen jedes Signals für den Fall zeigt, daß gewünschtes Signal und Störsignale synchron sind.
Fig. 25 ist ein Diagramm, das die Zeitlagen jedes Signals zeigt, wenn gewünschtes und Störsignale asynchron sind.
Fig. 26 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Übertragungsverarbeitungsteiles zeigt, das eine bandbreitenbegrenzte Modulation durchführt.
Fig. 27 ist ein Diagramm, das die Impulsantwort eines Signals zeigt, das zur Übertragung der bandbreitenbegrenzten Modulation unterzogen wird.
Fig. 28 ist ein Diagramm, das das Augenmuster des bandbreitenbegrenzten modulierten Signals zeigt.
Fig. 29A ist ein Diagramm, das die Zeitlagenbeziehung zwischen modulierten Signalen von empfangbaren direkten und verzögerten Wegen zeigt.
Fig. 29B ist ein Zeitlagendiagramm, das die Beziehung zwischen einem von einem RZ-Signal erzeugten modulierten Signal und einer Verzögerung der Mehrwegausbreitung zeigt.
Fig. 30 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Übertragungsverarbeitungsteiles zeigt, das durch Kombinieren von Training und Signal ein Rahmensignal erzeugt.
Fig. 31 ist ein Diagramm, das die Übertragungszeitlage eines rahmenstrukturierten Signals zeigt.
Fig. 32 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration eines Senders zeigt, der Trägerfrequenzspringen durchführt.
Fig. 33 ist ein Zeitdiagramm zur Erläuterung des Frequenzspringens.
Fig. 34 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration eines Empfängers für ein übertragenes Signal zeigt, der ebenfalls Frequenzspringen durchführt.
Fig. 35 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Trägerleistungssteuerung zu Beginn der Übertragung zeigt.
Fig. 36 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration eines Senders zeigt, der die Trägerleistung steuert.
Fig. 37 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration eines Übertragungsverarbeitungsteiles veranschaulicht, welches die Übertragungszeitlage verschiebt.

BESTE AUSFÜHRUNGSWEISE DER ERFINDUNG

In Fig. 5 ist die Grundkonfiguration der vorliegenden Erfindung abgebildet. Ein aus In-Phase- und Quadratur-Komponenten des Empfangssignals zusammengesetztes Empfangssignal IQ wird über einen Eingabeanschluß 31 einer Abtastschaltung 32 zugeführt, in der es in regelmäßigen Zeitintervallen abgetastet wird, und die resultierenden Abtastsignale SPS werden dem Anschluß 11 zugeführt. Ein Signalextraktionsteil 33 empfängt die Abtastsignale SPS, entspreizt sie, kombiniert sie linear und gibt das resultierende kombinierte Signal DCS an den Anschluß 26 aus. Ein Demodulationsteil 34 demoduliert das kombinierte Signal DCS und führt ein Entscheidungssignal dem Anschluß 17 zu. Ein Zeitsteuerteil 35 steuert die Betriebszeitlagen des Signalextraktionsteiles 33 und des Demodulationsteiles 34.
Bei der vorliegenden Erfindung ist das Signalextraktionsteil 33 aufgebaut aus einem Entspreiz/Kombinierteil 36 und einem Koeffizientensteuerteil 37, die in folgender Weise arbeiten. Das Entspreiz/Kombinierteil 36 entspreizt die eingegebenen Abtastsignale und kombiniert sie linear unter Verwendung der Gewichtungskoeffizienten W, um das kombinierte Signal DCS zu erhalten, und gibt dieses aus, während es gleichzeitig ein mit den Gewichtungskoeffizienten W zu multiplizierendes Signal MPS ausgibt. In das Koeffizientensteuerteil 37 werden das Signal MPS und das kombinierte Signal DCS eingegeben, und die Gewichtungskoeffizienten W werden unter Verwendung des Algorithmus erhalten, der die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals DCS unter einer Randbedingung für die Gewichtungskoeffizienten W minimiert; die so erhaltenen Gewichtungskoeffizienten werden dem Entspreiz/Kombinierteil 36 zugeführt.
Die Entspreizung findet normalerweise über eine Symbolperiode statt, wenn man aber das Auftreten von Zeitlagenjitter und den Fall von asynchroner Zeitlagen berücksichtigt, kann eine Verarbeitung über eine Periode von etwas mehr als einer Symbollänge manchmal zur Auslöschung von Störsignalen wirksam sein, zum Teil weil sie eine ausreichende Akquisition von Signalenergie des gewünschten Signals und der Störsignale erlaubt, und zum Teil weil die resultierende Zunahme der Zahl von Abtastwerten eine erhöhte Freiheit der Interferenzauslöschung bewirkt. Unter diesen Umständen macht sich jedoch der Einfluß von benachbarten Symbolen als Intersymbol-Störung bemerkbar, diese müssen also als Störsignale beseitigt werden.
Diverse Algorithmen können eingesetzt werden, um die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter einer Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten W zu minimieren; ein einfaches bekanntes Schema ist der oben erwähnte, von Frost vorgeschlagene Randbedingungs-LMS- Algorithmus. Mit diesem Schema ist es möglich, den Einfluß eines Entscheidungsfehlers zu vermeiden, weil die Gewichtungskoeffizienten W durch einen Algorithmus gesteuert werden, der das Entscheidungsergebnis nicht benötigt.
Die vorliegende Erfindung wird im folgenden detaillierter mit Bezug auf ihre Ausgestaltungen beschrieben. Die folgende Beschreibung wird gegeben von auf das Signalextraktionsteil gerichteten Ausgestaltungen 1 bis 3, der auf ein spezielles Funktionsbeispiel des Demodulationsteiles gerichteten Ausgestaltung 4, der auf Diversity-Empfang gerichteten Ausgestaltungen 5 bis 10 und der auf die Einstellung von Parametern gerichteten Ausgestaltung 11, gefolgt von einer Beschreibung des Spreizband-Modulationsschemas, das vorgesehen ist, um die Funktion des adaptiven Spreizbandempfängers voll auszunutzen.

Ausgestaltung 1

In Fig. 6 ist ein Beispiel der Konfiguration des Entspreiz/Kombinierteiles 36 gezeigt, bei dem ein Entspreizteil 38 und ein Linearkombinierteil 39 hintereinandergeschaltet sind. Das Entspreizteil 38 gibt eine Mehrzahl von entspreizten Signalen aus, die durch Entspreizen des eingegebenen Abtastsignals SPS mit einer Mehrzahl von Entspreizcodes erhalten werden. Gleichzeitig wird die Mehrzahl von Entspreizcodes als die zu multiplizierenden Signale MPS ausgegeben. Das Linearkombinierteil 39 multipliziert die vom Entspreizteil 38 ausgegebenen entspreizten Signale jeweils mit Gewichtungskoeffizienten W, kombiniert dann die multiplizierten Signale und gibt das kombinierte Signal DCS aus. In Fig. 6 ist der Kürze wegen angenommen, daß der Verarbeitungsgain Gp (die Spreizcode-Chipfrequenz dividiert durch die Symbolfrequenz) 4 beträgt, und daß die Anzahl von der gleichen Frequenz zugeordneten Benutzern 4 ist.
Zuerst wird das eingegebene Abtastsignal SPS über den Eingabeanschluß 11 den 4 angepaßten Filtern 12&sub1; bis 12&sub4; zugeführt, die das Entspreizteil 38 bilden. Die angepaßten Filter 12&sub1; bis 12&sub4; berechnen jeweils die Korrelation zwischen dem Abtastsignal und dem Spreizcode; die resultierenden entspreizten Signale x&sub1;(i) bis x&sub4;(i) zu diskreten Zeitpunkten i werden als zu multiplizierende Signale MPS ausgegeben. In diesem Fall verwendet das angepaßte Filter 12&sub1; einen Entspreizcode eines gewünschten Signals und die anderen angepaßten Filter 12&sub2; bis 12&sub4; verwenden jeweils vorgegebene Spreizcodes, die von dem des gewünschten Signals verschieden sind. Anders als beim vorbekannten Beispiel der Fig. 3 müssen die Spreizcodes für die Verwendung in den angepaßten Filtern 12&sub2; bis 12&sub4; nicht die gleichen wie die Spreizcodes anderer Benutzer sein.
Außerdem muß der Spreizcode, der in einem beliebigen der angepaßten Filter 12&sub1; bis 12&sub4; verwendet wird, nicht immer der Spreizcode des gewünschten Signals sein; die Kreuzkorrelation zwischen den Spreizcodes zur Verwendung in einem beliebigen der angepaßten Filter und dem Spreizcode des gewünschten Signals muß nur ausreichend höher als die Kreuzkorrelation zwischen den Spreizcodes für die anderen angepaßten Filter und dem Spreizcode des gewünschten Signals sein.
Das Linearkombinierteil 39 ist aufgebaut aus den Multiplizierern 13&sub1; bis 13&sub4; und dem Addierer 15. Die entspreizten Signale x&sub1;(i) bis x&sub4;(i) des Entspreizteiles 38 werden jeweils mit den Gewichtungskoeffizienten w&sub1; bis w&sub4; multipliziert, und die multiplizierten Ausgabesignale werden vom Addierer 15 addiert, um das kombinierte Signal DCS zu erhalten, das dem Ausgabeanschluß 26 zugeführt wird. Das Koeffizientensteuerteil 37 wird mit den entspreizten Signalen x&sub1;(i) bis x&sub4;(i) und dem kombinierten Signal DCS versorgt und berechnet die Gewichtungskoeffizienten w&sub1; bis w&sub4; mit dem Algorithmus, der die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals DCS unter der Gewichtungskoeffizienten-Randbedingung minimiert. Die angepaßten Filter 12&sub1; bis 12&sub4; können durch Korrelatoren ersetzt werden - dies gilt auch für die im folgenden beschriebenen angepaßten Filter.
Wenn bei dieser Ausgestaltung der optimale Wert des vierdimensionalen Gewichtungskoeffizientenvektors W = [w&sub1;*, w&sub2;*, w&sub3;*, w&sub4;*]T geschrieben wird als Wo = [wo&sub1;*, wo&sub2;*, wo&sub3;*, wo&sub4;*]T, dann ist aus beispielsweise der oben erwähnten Literaturstelle von Frost offensichtlich, daß der optimale Wert Wo unter der Gewichtungskoeffizienten-Randbedingung durch die folgende Gleichung gegeben ist. Oben bezeichnet das Symbol * komplexe Konjugation und T Transposition.
Wo = αR&supmin;¹S (1)
wobei α ein skalarer Wert, R eine 4 · 4-Korrelationsmatrix der entspreizten Signale und S ein vierdimensionaler Steuervektor ist. Unter Verwendung eines Einspreizsignalvektors X(i) [x&sub1;(i), x&sub2;(i), x&sub3;(i), x&sub4;(i)]T ist die Korrelationsmatrix R gegeben wie folgt:
R = < X(i)xH(i)> (2)
wobei i ein diskreter Zeitpunkt ist, wobei die Symboldauer T als Einheit verwendet wird, woj der optimale Wert des Gewichtungskoeffizienten wj ist, xj(i) das entspreizte Signal eines j-ten angepaßten Filters 12j (j = 1, 2, 3, 4) zum Zeitpunkt i ist, H komplex konjugierte Transposition bezeichnet und < > einen Ensemble-Durchschnitt bezeichnet. Die Matrix R kann wie folgt angenähert werden:
R = [X(1)XH(1) + X(2)XH(2) + ... + X(Nt)XH(Nt)]/Nt, (3)
wobei Nt eine große natürliche Zahl ist. Je größer die Zahl Nt ist, desto höher ist die Genauigkeit der Näherung; obwohl abhängig vom System, kann die natürliche Zahl Nt vorzugsweise auf einen solchen Wert gesetzt werden, daß eine Änderung in den Kommunikationsbedingungen wie etwa die Initiierung einer Kommunikation durch einen anderen Benutzer, während des Zeitraumes Nt nicht auftritt.
Der Steuervektor S ist in diesem Fall ein Vektor, dessen Element die Kreuzkorrelation ρjk zwischen dem Spreizcode j (j = 1) des gewünschten Signals und dem im angepaßten Filter 12 verwendeten Spreizcode k ist, und er ist gegeben wie folgt:
S = [ρ&sub1;&sub1;, ρ&sub1;&sub2;, ρ&sub1;&sub3;, ρ&sub1;&sub4;]T (4)
Die Rate, mit der das gewünschte Signal in der Ausgabe des Multiplizierers 13&sub1; enthalten ist, ist wo&sub1;ρ&sub1;&sub1;. Entsprechend sind die Raten, mit denen die gewünschte Welle in den Ausgaben der Multiplizierer 13&sub2; bis 13&sub4; enthalten ist, wo&sub2;ρ&sub1;&sub2;, wo&sub3;ρ&sub1;&sub3; bzw. wo&sub4;ρ&sub1;&sub4;. Da das kombinierte Signal DCS die Summe der Ausgaben der Multiplizierer 13&sub1; bis 13&sub4; ist, ist die Rate, mit der das gewünschte Signal im kombinierten Signal DCS enthalten ist, (wo&sub1;ρ&sub1;&sub1; + wo&sub2;ρ&sub1;&sub2; + wo&sub3;ρ&sub1;&sub3; + wo&sub4;ρ&sub1;&sub4;), was WHS entspricht. Wenn die Gewichtungskoeffizienten so gesteuert sind, daß der Signalpegel des in dem kombinierten Signal enthaltenen gewünschten Signals konstant bleibt, ist die Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten gegeben wie folgt:
WHS = 1. (5)
Das Minimieren der Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter dieser Randbedingung ist äquivalent mit dem Minimieren der Durchschnittsleistung des kombinierten Signals bei Konstanthalten des Signalpegels des gewünschten Signals. Eine solche Steuerung der Gewichtungskoeffizienten ermöglicht eine Minimierung des Pegels der Störkomponente, die in dem kombinierten Signal enthalten ist. Dabei wird α in Gleichung (1) so gesetzt, daß Wo die durch Gleichung (5) gegebene Randbedingung erfüllt.
Als Algorithmen zum Finden des optimalen Wertes Wo gibt es ein Verfahren, um ihn direkt unter Verwendung der Gleichungen (1), (3) und (4) zu berechnen, und ein Verfahren, um ihn rekursiv zu berechnen. Die rekursive Form kann abgeleitet werden unter Verwendung einer Theorie, die das Lemma über eine inverse Matrix für RNt unter Berücksichtigung der Randbedingung für den Gewichtungskoeffizienten W ausnutzt. Der so abgeleitete Algorithmus ist wie folgt:
Y(i) = WH(i - 1)X(i) (6)
K(i) = [P(i - 1)X(i)]/[1 + XH(i)P(i - 1)X(i)] (7)
W(i) = βiW(i - 1) - βiK(i)Y*(i) (8)
P(i) = P(i - 1) - K(i)XH(i)P(i - 1) (9)
wobei Y(i) das kombinierte Signal, P(i) die inverse Matrix zu RNt zum Zeitpunkt i, K(i) der Kalman- Gainvektor und β1 = i/(i - 1) ist, wobei I ≥ 2. Im stationären Zustand konvergiert W(i) gegen α&supmin;¹ Wo, was ein durch Gleichung (1) gegebenes konstantes Vielfaches von Wo ist. Egal ob es gegen α&supmin; ¹Wo oder Wo konvergiert, bleibt das Verhältnis zwischen der Signalleistung des gewünschten Signals und der der im kombinierten Signal enthaltenen Störsignale unverändert, und auch die Übertragungsleistung bleibt entsprechend unverändert. Deshalb wird eine Beschreibung der Berechnung von α&supmin;¹Wo geliefert, die weniger komplexe Berechnungen erfordert. Bei dieser rekursiven Form ist der Steuervektor in der Anfangsbedingung {W(1) = P(1)S} enthalten.
Das obige Verfahren ist sehr genau, erfordert aber einen hohen Verarbeitungsaufwand. Ein Algorithmus, der weniger Rechenkomplexität erfordert, ist Frost's Verfahren des steilsten Abstiegs unter Randbedingung; der Algorithmus ist nachfolgend angegeben.
wobei u die Schrittgröße und eine kleine positive reelle Zahl ist, und I eine Identitätsmatrix ist. W(i) konvergiert im stationären Zustand gegen Wo.
Wenn die Korrelationsmatrix R eine Größe von 100 · 100 erreicht, ist der Verarbeitungsaufwand beim Direktberechnungsverfahren erheblich, bei dem Verfahren des steilsten Abstiegs unter Randbedingung jedoch relativ klein. Die vorliegende Erfindung ist nicht spezifisch auf diese Verfahren beschränkt, sondern kann diverse andere Algorithmen zur Minimierung der durchschnittlichen Ausgabe unter Randbedingung einsetzen.

Ausgestaltung 2

In Fig. 7 ist die Konfiguration des Entspreizteiles gezeigt, das in dem Fall verwendet wird, wo als Entspreizcodes in Ausgestaltung 1 der Spreizcode des gewünschten Signals und eine Mehrzahl von dazu orthogonalen Spreizcodes verwendet werden.
Das Entspreizteil 38 ist gebildet durch das angepaßte Filter 12&sub1; und Orthogonalcode-Filter (OCF) 41&sub1; bis 41&sub3;; dem angepaßten Filter 12&sub1; ist der Spreizcode des gewünschten Signals zugewiesen, und den Orthogonalcode-Filtern 41&sub1; bis 41&sub3; sind Spreizcodes zugewiesen, die zu dem Spreizcode des gewünschten Signals und zueinander orthogonal sind. Die Orthogonalcode-Filter bilden ein Orthogonalisierteil 42. In dem Orthogonalisierteil 42 besteht keine Notwendigkeit, die gleichen Spreizcodes wie andere Benutzer zu verwenden.
Mit einem Verarbeitungsgain Gp gespreizt, bildet ein moduliertes Signal normalerweise einen Gp- dimensionalen Raum. Dann können maximal Gp orthonormale Basisvektoren mit Dimension Gp auf der Grundlage des Spreizcodes des gewünschten Signals erzeugt werden. Genauer gesagt wird erst ein Gp-dimensionaler Vektor erzeugt, dessen Elemente die gleichen wie alle Chips des Spreizcodes des gewünschten Signals sind, und dieser wird dann verwendet, um (Gp-1) Gp- dimensionale orthonormale Basisvektoren mit dem Gram-Schmidt-Orthogonalisierungsverfahren oder dergleichen zu berechnen. Codes, deren Chips die Elemente der so berechneten Gp-1 orthonormalen Basisvektoren mit Dimension Gp sind, werden als Entspreizcodes in dem Orthogonalisierteil 42 verwendet.
Auch wenn der Spreizcode des gewünschten Signals als Entspreizcode für das angepaßte Filter 12&sub1; verwendet wird, sind in der entspreizten Signalkomponente Signalkomponenten der gewünschten und der Störwelle enthalten. In einem solchen Fall ist die Signalkomponente des gewünschten Signals allerdings nicht in den Ausgabesignalen des Orthogonalisierteiles 42 enthalten, sondern es sind nur die Signalkomponenten der Störsignale enthalten. Indem der Gewichtungskoeffizient für das Ausgabesignal des angepaßten Filters 12&sub1; als eine Konstante festgelegt wird und die Gewichtungskoeffizienten so gesteuert werden, daß die Leistung des kombinierten Signals minimiert wird, ist es möglich, die Leistung der in dem kombinierten Signal enthaltenen Signalkomponente des gewünschten Signals konstant zu halten und die Leistung der Signalkomponente der Störsignale in dem kombinierten Signal zu minimieren. Der optimale Wert Wo des vierdimensionalen Gewichtungskoeffizientenvektors wird in diesem Fall in der gleichen Weise wie bei der oben erwähnten Ausgestaltung berechnet. Da aber in diesem Fall keine Korrelation zwischen den Entspreizcodes im Orthogonalisierteil 42 und dem Spreizcode des gewünschten Signals besteht, nimmt der Steuervektor S folgende Form an:
S = [1, 0, 0, 0]T (11)
Wenn der Steuerrektor S auf einen Wert wie durch Gleichung (11) gegeben gesetzt ist, entspricht die Koeffizientenrandbedingung dem Setzen von Wo&sub1; = 1. Die gleichen Algorithmen wie zuvor mit Bezug auf Ausgestaltung 1 erwähnt können angewendet werden, um den optimalen Wert Wo zu berechnen.
Wie oben beschrieben verwendet das Orthogonalisierteil 42 die zum Spreizcode des gewünschten Signal orthogonalen Codes; deshalb ist es unabhängig davon, wie stark die Spreizcodes anderer Benutzer variieren, möglich, Störsignalkomponenten anderer Benutzer genau in den orthogonalen Raum zu projizieren und sich so in geeigneter Weise an Veränderungen in der Benutzung von Spreizcodes durch andere Benutzer anzupassen.

Ausgestaltung 3

In Fig. 8 ist eine Konfiguration gezeigt, die das Entspreiz/Kombinierteil 36 mit einem Transversalfilter implementiert. Bei dieser Konfiguration wird das Ergebnis der Faltung des Abtastsignals SPS und des Tap-Koeffizienten W eines Transversalfilters 43 als kombiniertes Signal bereitgestellt, und das eingegebene Abtastsignal wird als zu multiplizierendes Signal MPS ausgegeben. Die im Transversalfilter 43 eingestellte Abtastsignalfolge entspricht dem zu multiplizierenden Signal MPS und der Tap-Koeffizient den Gewichtungskoeffizienten W.
Das Empfangssignal wird über den Eingabeanschluß 31 der Abtastschaltung 32 zugeführt, die es abtastet und das Abtastsignal SPS ausgibt. Das Signalextraktionsteil 33 empfängt das Abtastsignal SPS, führt die Operationen des Entspreizens und Linearkombinierens durch und gibt das kombinierte Signal aus. Das Demodulationsteil 34 demoduliert das kombinierte Signal und liefert das Entscheidungssignal an den Ausgabeanschluß 17. Das Signalextraktionsteil 33 umfaßt das Transversalfilter 43 und das Koeffizientensteuerteil 37. Das Transversalfilter 43 umfaßt: eine Mehrzahl von hintereinandergeschalteten Verzögerungselementen 43D&sub1;, 43D&sub2; und 43D&sub3;, die jeweils eine Verzögerungszeit gleich einer Chipdauer Tc haben; Multiplizierer 43M&sub0; bis 43M&sub3; zum Multiplizieren der Eingabe der ersten Verzögerungsstufe 43D, und der Ausgaben der jeweiligen Verzögerungselemente mit den Tap-Koeffizienten W (w&sub1;, w&sub2;, w&sub3;, w&sub4;); sowie Addierer 43A&sub1;, 43A&sub2; und 43A&sub3; zum Addieren der multiplizierten Ausgaben. Das Transversalfilter 43 wirkt äquivalent zur Kombination des Entspreizteiles 38 und des Linearkombinierteiles 39 in Fig. 6; es faltet das Abtastsignal SPS und die Tap-Koeffizienten W und gibt das kombinierte Signal DCS aus. In das Koeffizientensteuerteil 37 wird das im Transversalfilter 43 eingestellte Abtastsignal MPS und das kombinierte Signal DCS eingegeben und die Tap-Koeffizienten W werden mit dem Algorithmus berechnet, der die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals DCS unter der Randbedingung der Tap-Koeffizienten W minimiert.
Da dieses Filter die Funktion des Entspreizteiles 38 einschließlich des Orthogonalisierteiles 42 in Fig. 6 aufweist, wird bei dem das Transversalfilter 43 verwendenden Schema der Steuervektor S das Produkt eines Vektors C&sub1;, der den Spreizcode des gewünschten Signals als Elemente hat, und der Identitätsmatrix I; dies wird ausgedrückt durch die folgende Gleichung.
S = IC&sub1; = C&sub1; (12)
Die Rate der gewünschten Signalkomponente in der Ausgabe des Transversalfilters 43 kann ausgedrückt werden als WHC&sub1;; man erkennt, daß diese Komponente konstant gehalten werden könnte durch Verwenden von C&sub1; anstelle von S in WHS = 1 von Gleichung (5), die die Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten darstellt. Die Algorithmen, die zum Berechnen des optimalen Wertes Wo verwendet werden können, sind die gleichen wie zuvor mit Bezug auf Ausgestaltung 1 erwähnt.
Wie oben beschrieben, verwendet die Konfiguration der Fig. 8 das Transversalfilter, um die Entspreiz- und Kombinieroperationen auf einmal durchzuführen und kann so den erforderlichen Verarbeitungsaufwand reduzieren.

Ausgestaltung 4

Das Demodulationsteil der vorliegenden Erfindung kann unterschiedliche differentielle und kohärente Erfassungstechniken einsetzen. In Fig. 9 ist ein Schema gezeigt, das kohärente Erfassung durchführt, wobei ein Vorhersagealgorithmus und eine Maximum-Likelihood-Folgenabschätzung (Kazuhiko Fukawa und Hiroshi Suzuki, "Coherent Detection with Predictive Channel Estimation," Technical Report of IEICJ, Band RCS-92, Nr. 93, Seiten 53 bis 58, November 1992) eingesetzt wird.
Das kombinierte Signal DCS wird in einen Zweig-Metrikgenerator 45 über den Eingabeanschluß 26 eingegeben. Ein kombiniertes Signal zur aktuellen Zeit kT und kombinierte Signale zu Zeiten (k - 1)T bis (k - 4)T, die in vier Verzögerungsschaltungen 46&sub1; bis 46&sub4; gesetzt sind und jeweils eine Verzögerungszeit gleich einer Symboldauer T haben, werden mit einem Symbolfolgen-Kandidaten {am(k)} invers moduliert, der von einem Maximum-Likelihood-Folgenabschätzer 47 geliefert wird, wodurch invers modulierte Signale erzeugt werden. Das Modulationsschema bei dieser Ausgestaltung ist ein Modulationsschema, in dem die Amplitude a(k) konstant ist, wie bei der PSK- Modulation, und die inverse Modulationsverarbeitung kann erfolgen durch Multiplizieren des kombinierten Signals DCS mit einem Komplexkonjugierten {am*(k)} des Symbolfolgenkandidaten in Multiplizierern 48, bis 484. Anschließend schätzen Multiplizierer 49&sub1; bis 49&sub4; und Addierer 51 ein invers moduliertes Signal zur Zeit kT ab, indem sie die invers modulierten Signale zu den Zeiten (k - 1)T bis (k - 4)T verwenden, und geben einen Schätzwert des invers modulierten Signals aus. Unter der Annahme, daß die Kanalveränderung langsam ist, müssen die Koeffizienten der Multiplizierer 49&sub1; bis 49&sub4; nur auf einen Wert wie für Mittelwertbildung gesetzt werden, bei diesem Beispiel 1/4. Wenn der Symbolfolgenkandidat {am(k)} mit dem wahren Wert der übertragenen Symbolfolge zusammenfällt, fallen die invers modulierten Signale ungefähr mit dem Trägersignal zusammen; infolgedessen wird der oben erwähnte Durchschnittswert, der vom Addierer 51 geliefert wird, zur Trägerkomponente des Empfangssignals.
Ein Subtrahierer 52 erfaßt eine Differenz &epsi; zwischen dem invers modulierten Signal zur Zeit kT, der Ausgabe eines Multiplizierers 48&sub0;, der das Eingangs-Abtastsignal SPS mit dem Komplexkonjugierten am*(k) eines komplexen Symbolkandidaten zur Zeit kT multipliziert hat, und dem Schätzwert des invers modulierten Signals (der Ausgabe des Addierers 51) und gibt sie aus. Die Ausgabe &epsi; wird von einem Quadratberechner 53 quadriert, so daß die quadrierte Ausgabe als Wahrscheinlichkeitsinformationssignal dem Maximum-Likelihood-Folgenabschätzer 47 zugeführt wird. Der Maximum-Likelihood-Folgenabschätzer 47 verwendet das Wahrscheinlichkeitsinformationssignal, um eine logarithmische Wahrscheinlichkeitsfunktion zu berechnen, wählt dann mit dem Viterbi-Algorithmus einen Symbolfolgenkandidaten, der die logarithmische Wahrscheinlichkeitsfunktion maximiert und gibt ihn als Entscheidungssignal an den Ausgabeanschluß 17 aus. Diese Ausgestaltung ist zwar mit vier Verzögerungsschaltungen 46&sub1; bis 46&sub4; beschrieben, doch ist die Zahl der Verzögerungsschaltungen nicht spezifisch auf vier festgelegt, sondern kann verallgemeinert werden auf L(L > 1).
Die obigen Angaben gelten für das Schema, bei dem der Vorhersagealgorithmus und die Maximum-Likelihood-Folgenabschätzung verwendet wird, doch wenn die Kanaländerung sehr schnell ist, kann die Verwendung der differentiellen Erfassungstechnik manchmal ausgezeichnete Leistungen ergeben. Folglich ist es auch möglich, ein Verfahren einzusetzen, das zwischen kohärenter Erfassung und differentieller Erfassung je nach Kanalcharakteristik umschaltet.
In Fig. 10 sind durch Kurven 10a und 10b die Ergebnisse von Computersimulationen der durchschnittlichen Bitfehlerratenleistung dargestellt, um die Wirksamkeit der vorliegenden Erfindung zu demonstrieren. Die Abszisse stellt die maximale Dopplerverschiebungsfrequenz fD des Empfangssignals dar, die durch die Bewegung des Empfängers verursacht wird, und Eb/No stellt das Verhältnis von Empfangssignalleistung zu Rauschleistung pro Bit dar. Bei den Computersimulationen erfolgte die Orthogonalisierung durch die Konfiguration der Ausgestaltung 2 (Fig. 7), und der in Fig. 9 dargestellte prädiktive kohärente Detektor wurde als Demodulationsteil 34 verwendet. Zum Vergleich sind die Ergebnisse der durchschnittlichen Bitfehlerratenleistung, die durch Verwendung des in Fig. 4 gezeigten adaptiven DS-CDMA-Interferenzlöschers erhalten werden, durch die Kurven 10c und 10d dargestellt. Der verwendete Verarbeitungsgain Gp war 16, die Anzahl von Benutzern war 16, und die Empfangszeiten der Benutzer wurden als miteinander synchronisiert angenommen. Das verwendete Modulationsschema ist eine 10kb/s-BPSK- Modulation, und die verwendeten Spreizcodes sind solche, die eine Kreuzkorrelation von weniger als 0,25 haben. Das Kanalmodell ist ein Modell mit Rayleigh-Fading. Man erkennt an Fig. 9, daß die vorliegende Erfindung dem herkömmlichen adaptiven DS-CDMA-Interferenzauslöscher überlegen ist.

Ausgestaltung 5

In der Mobilfunkkommunikation wird das Diversity-Empfangsschema verwendet, um eine schwere Beeinträchtigung der Übertragungsleistung durch Fading-induzierte Veränderung des Ausbreitungsweges zu unterdrücken. Fig. 11 zeigt eine Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung, angewendet auf Diversity-Empfang. Die Abtastschaltung 32 tastet ein oder mehrere Empfangssignale in regelmäßigen Zeitintervallen ab und gibt ein oder mehrere Abtastsignale aus. Im Falle von Antennen-Diversity wird eine Mehrzahl von Empfangssignalen verarbeitet, im Falle von Weg-Diversity hingegen wird ein einziges Empfangssignal verarbeitet. Das dargestellte Beispiel ist ein Antennen-Diversity-Schema mit zwei Zweigen. Ein Diversity-Signalextraktionsteil 55 umfaßt ein Entspreiz/Kombinierteil 56, in das Abtastsignale SPS&sub1; und SPS&sub2; eingegeben werden, und das diese entspreizt und linear kombiniert, sowie ein Koeffizientensteuerteil 57; das Diversity-Signalextraktionsteil gibt eine Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen DCS aus. Das Entspreiz/Kombinierteil 56 und das Koeffizientensteuerteil 57 entsprechen dem Entspreiz/Kombinierteil 36 und dem Koeffizientensteuerteil 37 in Fig. 6, allerdings unterscheidet sich das Diversity-Signalextraktionsteil von dem Signalextraktionsteil in Fig. 6 darin, daß ersteres die Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen DCS&sub1; und DCS&sub2; ausgibt. Ein Diversity-Demodulationsteil (DIV-DEM) 58 kombiniert und demoduliert die Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen DCS&sub1; und DCS&sub2; und gibt ein Entscheidungssignal aus. Das Zeitlagensteuerteil führt eine Zeitlagensteuerung für jedes Teil aus.
Figs. 12A, 12B und 12C zeigen Beispiele des Aufbaus des Diversity-Demodulationsteiles 58 zur Verwendung in dem Zwei-Zweig-Diversity-Empfangsschema. Diese Beispiele sind aus dem Stand der Technik bekannt. In Fig. 12A ist eine erweiterte differentielle Erfassungsstruktur gezeigt. Die kombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2;, die über Eingabeanschlüsse 26&sub1; und 26&sub2; für jeweilige Diversity-Zweige eingegeben werden, und Signale, die durch Verzögern der kombinierten Signale um eine Symboldauer T in Verzögerungselementen 58A&sub1; und 58A&sub2; und Durchführen einer Berechnung des Komplexkonjugierten der verzögerten Signale in Komplex-Konjugations-Rechenteilen 58B&sub1; und 58B&sub2; erhalten werden, werden jeweils von Multiplizierern 58C&sub1; und 58C&sub2; multipliziert; so wird das Empfangssignal differentiell detektiert. Die multiplizierten Ausgaben werden von einem Addierer 61 addiert, und die addierte Ausgabe wird der Entscheidungsschaltung 16 zugeführt, die die Signalentscheidung als harte Entscheidung durchführt und das Entscheidungssignal an den Ausgabeanschluß 17 liefert.
Fig. 12B zeigt eine Erweiterung der kohärenten Erfassung auf das Diversity-Empfangsschema. Die kombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2;, die über die Eingabeanschlüsse 26&sub1; und 26&sub2; für jeweilige Diversity-Zweige eingegeben werden, werden Multiplizierern 58D&sub1; und 58D&sub2; zugeführt, die sie mit abgeschätzten Trägersynchronisationssignalen SY&sub1; bzw. SY&sub2; von einem Steuerteil 62 multiplizieren und Träger-phasensynchronisierte Signale ausgeben. Die multiplizierten Signale werden vom Addierer 61 addiert, dessen addierte Ausgabe der Entscheidungsschaltung 16 zugeführt wird. Die Entscheidungsschaltung 16 führt die Signalentscheidung als harte Entscheidung durch und liefert das Entscheidungssignal an den Ausgabeanschluß 17. Der Subtrahierer 18 gibt als Schätzfehlersignal die Differenz zwischen der Eingabe der Entscheidungsschaltung 16 und ihrer Ausgabe aus. Eine Steuerschaltung 62 wird mit dem vom Subtrahierer 18 gelieferten Schätzfehlersignal, den kombinierten Signalen DCS&sub1; und DCS&sub2; über die Eingabeanschlüsse 26&sub1; und 26&sub2; versorgt und schätzt die oben erwähnten geschätzten Trägersynchronisationssignale SY&sub1; und SY&sub2; ab, so daß das Quadrat des Betrages des Schätzfehlers minimal wird.
Fig. 12C zeigt eine Erweiterung der prädiktiven kohärenten Erfassung der Fig. 9 auf das Diversity- Empfangsschema. Zweig-Metrikgeneratoren 45, und 45&sub2;, die in ihrem Aufbau mit dem der Fig. 9 identisch sind, sind jeweils für jeden Diversity-Zweig vorhanden; diese Zweig-Metrikgeneratoren werden mit den kombinierten Signalen DCS&sub1; bzw. DCS&sub2; und dem von den beiden gemeinsamen Maximum-Likelihood-Folgenabschätzer 47 ausgegebenen Symbolfolgenkandidaten versorgt und geben die Wahrscheinlichkeitsinformationssignale aus. Der Maximum-Likelihood-Folgenabschätzer 47 berechnet die logarithmische Wahrscheinlichkeitsfunktion auf der Grundlage der Wahrscheinlichkeitsinformationssignale, wählt dann mit dem Viterbi-Algorithmus einen Symbolfolgenkandidaten, der die logarithmische Wahrscheinlichkeitsfunktion maximiert, und liefert ihn als Entscheidungssignal an den Ausgabeanschluß 17.
Mit solchen Diversity-Konfigurationen ist es möglich, Fading-unempfindliche Empfänger für Mobilfunkkommunikationen anzubieten.

Ausgestaltung 6

In Fig. 13 ist eine konkrete Ausgestaltung für das Antennen-Diversity-Schema gezeigt. Beim Antennen-Diversity-Schema empfängt die Abtastschaltung 32 als eine Mehrzahl von Empfangssignalen die aus den empfangenen Wellen einer Mehrzahl von (in diesem Beispiel zwei) Antennen erzeugten Signale und gibt eine Mehrzahl von in Abtastteilen (SMP) 32&sub1; und 32&sub2; abgetasteten Abtastsignalen SPS&sub1; und SPS&sub2; aus. In dem Diversity-Signalextraktionsteil 55 sind Zweig- Signalextraktionsteile 33&sub1; und 33&sub2;, jeweils aufgebaut aus dem Entspreiz/Kombinierteil 36 und dem Koeffizientensteuerteil 37, wie oben mit Bezug auf Figs. 5, 6 und 7 beschrieben, jeweils entsprechend den Abtastsignalen vorhanden; das Diversity-Signalextraktionsteil gibt eine Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen DCS&sub1; und DCS&sub2; aus. Die Zweig-Signalextraktionsteile 33, und 332 können jeweils gebildet sein durch das oben mit Bezug auf Fig. 8 beschriebene Signalextraktionsteil 33 mit dem Transversalfilter 43.
Ein Beispiel des 2-Zweig-Antennen-Diversity-Schemas ist in Fig. 13 abgebildet. Empfangssignale des ersten und zweiten Diversity-Zweigs werden in eine Abtastschaltung über Eingabeanschlüsse 31&sub1; und 31&sub2; eingegeben. Die Empfangssignale der jeweiligen Diversity-Zweige werden durch die Abtastschaltungen 32&sub1; und 32&sub2; abgetastet, und die Abtastsignale werden den Zweig-Signalextraktionsteilen 33, und 332 zugeführt, durch die die kombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2; erzeugt werden. Das Diversity-Demodulationsteil 58 kombiniert die kombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2; der jeweiligen Diversity-Zweige und demoduliert die kombinierten Signale, und gibt dann das Entscheidungssignal an den Ausgabeanschluß 17 aus. Diese Ausgestaltung ist zwar für den Fall eines 2-Zweig-Diversity-Empfangsschemas beschrieben, eine Erweiterung auf ein Diversity- Empfangsschema mit drei oder mehr Zweigen kann aber leicht implementiert werden.
Bei dem Diversity-Schema mit einer solchen erhöhten Zahl von Antennen nimmt die Empfangssignalenergie des gewünschten Signals mit der Anzahl von verwendeten Zweigen zu, und die Schwankung der Gesamt-Empfangssignalenergie nimmt ab; dies verbessert die Übertragungsleistung deutlich.

Ausgestaltung 7

Wenn sich die übertragene Welle auf zwei verschiedenen Wegen eines Mehrwegkanals ausbreitet, kann die Impulsantwort ausgedrückt werden durch zwei Impulse 64&sub1; und 64&sub2;, wie in Fig. 14 gezeigt. Die Welle, die sich auf einem Weg 1 ausbreitet, erreicht das Empfängerende mit einer Verzögerungszeit t&sub1;; die Welle, die sich auf einem Weg 2 ausbreitet, erreicht das Empfängerende mit einer Verzögerungszeit t&sub2;.
Fig. 15 zeigt ein Beispiel der Weg-Diversity-Konfiguration. Bei dem Weg-Diversity-Schema tastet die Abtastschaltung (SMP) 32 ein einziges Empfangssignal ab, das aus der Empfangswelle einer einzigen Antenne erzeugt ist, und gibt ein einziges Abtastsignal SPS aus. Die Entspreiz/Kombinierverarbeitung und die Koeffizientensteuerverarbeitung im Diversity-Signalextraktionsteil 55 werden mit einer Mehrzahl von verschiedenen Zeitlagen t&sub1; und t&sub2; des Abtastsignals SPS durchgeführt, und eine Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen DCS&sub1; und DCS&sub2; wird ausgegeben. Das Zeitlagensignal für die Verarbeitung wird durch das Zeitsteuerteil 35 erzeugt. Das Diversity-Demodulationsteil (DIV-DEM) 58 kombiniert und demoduliert die Zweigkombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2;.
Bei dieser Konfiguration können die Wege isoliert werden, und wenn ihre Übertragungswegcharakteristiken unabhängig voneinander variieren, kann durch Kombinieren und Demodulieren der Zweig-kombierten Signale der Diversity-Effekt erreicht werden.
Die Konfiguration dieser Ausgestaltung kann mit der Antennen-Diversity-Konfiguration kombiniert werden, mehrere Kombinationen sind möglich. Eine davon ist, kombinierte Signale entsprechend Mehrwegsignalen für jeden Zweig des Antennen-Diversity-Schemas zu erzeugen und diese kombinierten Signale in einer dem Produkt der Zahl von Antennenzweigen und Ausbreitungswegen entsprechenden Zahl zu Diversity-kombinieren. Das Diversity-Demodulationsteil 58 einer solchen Konfiguration, wie in Fig. 12A, 12B oder 12C abgebildet, wird für die Kombinier- und Demodulationsoperationen eingesetzt. Die zweite ist, eine durch Mehrwegausbreitung verursachte Verzögerungsstörung zu beheben, indem die Weg-Diversity-Verarbeitung für jeden Antennenzweig ausgeführt und die extrahierten Signale rekombiniert werden. In diesem Fall verwendet das Extrahierteil die Ausgabe des Addierers 61 in Fig. 12B.

Ausgestaltung 8

In Fig. 16 ist eine Ausgestaltung zum Erzeugen des Zweig-kombinierten Signals des Zweig- Diversity-Schemas durch ein Entspreizteil gezeigt. Das Diversity-Signalextraktionsteil 55 umfaßt ein Entspreizteil 38, eine Mehrzahl von Abtast-Halteteilen 65&sub1; und 65&sub2; und eine Mehrzahl von Kombinier-Steuerteilen 83&sub1; und 83&sub2;, die jeweils aufgebaut sind aus dem Linearkombinierteil 39 und dem Koeffizientensteuerteil 37, die beide in Fig. 6 gezeigt sind. Wie im Falle der Fig. 6 entspreizt das Entspreizteil 38 ein einzelnes Abtastsignal SPS mit einer Mehrzahl von Entspreizcodes und gibt eine Mehrzahl von entspreizten Signalen aus. Diese entspreizten Signale werden den Abtast-Halteteilen 65&sub1; und 65&sub2; zugeführt, wo sie jeweils mit Zeitlagen t&sub1; und t&sub2; abgetastet werden. Die so entspreizten Abtastsignale werden den Kombinier-Steuerteilen 83&sub1; und 83&sub2; zugeführt, die sie jeweils mit Gewichtungskoeffizienten multiplizieren und kombinieren und dann die Zweig-kombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2; ausgeben. In diesem Fall sind die Gewichtungskoeffizienten adaptiv gesteuert, so daß die kombinierte Ausgabe unter der Koeffizientenrandbedingung minimal wird. Der Ausbreitungsweg ist wie im Falle der Fig. 14 ein Zweiwegmodell.
Das über den Eingabeanschluß 11 eingegebene Abtastsignal SPS wird mit einer Mehrzahl von Entspreizcodes im Entspreizteil 38 entspreizt, von dem eine Mehrzahl von entspreizten Signalen geliefert werden. Diese entspreizten Signale werden vom Abtast-Halteteil 65&sub1; mit der Zeitlage t&sub1; und vom Abtast-Halteteil 65&sub2; mit der Zeitlage t&sub2; abgetastet und gehalten. Das Kombinier- Steuerteil 83&sub1; kombiniert die Mehrzahl von entspreizten Signalen, die vom Abtast-Halteteil 65&sub1; ausgegeben werden, und das Kombinier-Steuerteil 83&sub2; die Mehrzahl von entspreizten Signalen, die vom Abtast-Halteteil 65&sub2; ausgegeben werden.
Das Entspreizteil 38, die Abtast-Halteteile 65&sub1; und 65&sub2; und die Kombinier-Steuerteile 83&sub1; und 83&sub2; entsprechen als Ganzes dem Diversity-Signalextraktionsteil. Das Diversity-Demodulationsteil 58 kombiniert und demoduliert die vom Kombinier-Steuerteil 83&sub1; und 83&sub2; ausgegebenen kombinierten Signale und führt ein Entscheidungssignal dem Ausgabeanschluß 17 zu.
Bei dieser Konfiguration werden die Signale über zwei verschiedene Wege als unabhängige Signale aufgefaßt; dadurch kann der Weg-Diversity-Effekt erreicht werden. Diese Ausgestaltung ist zwar für den Fall eines Zweiwegmodells des Ausbreitungsweges beschrieben, die Konfiguration kann jedoch leicht auf ein Weg-Diversity-Schema mit drei oder mehr Wegen erweitert werden.

Ausgestaltung 9

Fig. 17 zeigt eine Ausgestaltung, in der Zweig-kombinierte Signale des Weg-Diversity-Schemas vom Entspreizteil 38 unter Verwendung eines Orthogonalisierteiles erzeugt werden. Der Ausbreitungsweg ist ein Zweiwegmodell. Im Entspreizteil 38 werden, wie oben mit Bezug auf Fig. 7 beschrieben, der Spreizcode des gewünschten Signals im angepaßten Filter 12&sub1; und die Mehrzahl von Spreizcodes, die zum Spreizcode des gewünschten Signals und zueinander orthogonal sind, im Orthogonalisierteil 42 verwendet. Die Zeitlage t&sub3; zum Abtasten des Ausgangs des Orthogonalisierteiles 42 ist synchron zur Abtastzeitlage t&sub1;, wie in der Ausgestaltung von Fig. 16, unter bestimmten Bedingungen können sie auch asynchron sein (t&sub3; t&sub1;), wie gezeigt.
Das über den Eingabeanschluß 11 eingegebene Abtastsignal SPS wird dem Entspreizteil 38 zugeführt. Das Entspreizteil 38 ist identisch mit dem in Fig. 7 abgebildeten, z. B. umfaßt es das angepaßte Filter 12&sub1;, das den Spreizcode des gewünschten Signals verwendet, und das Orthogonalisierteil 42&sub1; das die Mehrzahl von zu dem obigen orthogonalen Spreizcodes verwendet. Das Ausgabesignal des angepaßten Filters 12&sub1;, das heißt, das durch Entspreizen des Abtastsignals mit dem Spreizcode des gewünschten Signals erhaltene entspreizte Signal, wird in die Abtast- Halteteile 65&sub1; und 65&sub2; eingegeben. Das Abtast-Halteteil 65&sub1; tastet das oben erwähnte entspreizte Signal mit der Zeitlage t&sub1; ab und hält es über die Symboldauer T, und das Abtast-Halteteil 65&sub2; tastet entsprechend das entspreizte Signal mit der Zeitlage t&sub2; ab und hält es über die Symboldauer T. Drei Ausgangssignale des Orthogonalisierteiles 42, d. h. drei durch Entspreizen des Abtastsignals mit drei zum Spreizcode des gewünschten Signals orthogonalen Entspreizcodes, werden jeweils den drei Abtast-Halteteilen 65&sub3; bis 65&sub5; zugeführt. Die Abtast-Halteteile 65&sub3; bis 65&sub5; tasten die drei entspreizten Signale mit der Zeitlage t&sub3; ab, die nicht immer mit der Zeitlage t&sub1; und t&sub2; synchron ist, und halten sie über die Symboldauer T. Das Kombinier-Steuerteil 83&sub1; kombiniert die Ausgangssignale des Abtast-Halteteiles 65&sub1; und der Abtast-Halteteile 65&sub3; bis 65&sub5; linear und gibt das kombinierte Signal DCS&sub1; aus. Entsprechend kombiniert das Kombinier- Steuerteil 83&sub2; die Ausgangssignale der Abtast-Halteteile 65&sub2; und 65&sub3; bis 65&sub5; linear und gibt das kombinierte Signal DCS&sub2; aus. Das Diversity-Demodulationsteil 58 kombiniert und demoduliert die kombinierten Signale der Kombinier-Steuerteile 83&sub1; und 83&sub2; und führt ein Entscheidungssignal dem Ausgabeanschluß 17 zu.
Diese Konfiguration kann den Weg-Diversity-Effekt erreichen, weil die gewünschten Signale, die über die zwei verschiedenen, den Abtastzeitlagen t&sub1; bzw. t&sub2; entsprechenden Wege laufen, als unabhängige Signale aufgefaßt werden. Bezogen auf Störsignalkomponenten ist es jedoch notwendig, Bedingungen einzuhalten, so daß diese eng korrelierte Änderungen an den zwei Abtastzeitlagen erfahren und eine mit diesen zu den Zeitlagen t&sub1; und t&sub2; eng korrelierte Störsignalkomponente auch zu der von den Zeitlagen mit t&sub1; und t&sub2; verschiedenen Zeitlage t&sub3; abgetastet werden kann. Diese Ausgestaltung ist zwar mit Bezug auf das Zweigwegmodell des Ausbreitungsweges beschrieben, doch kann die Konfiguration dieser Ausgestaltung leicht auf ein Weg- Diversity-Schema mit drei oder mehr Wegen erweitert werden. Durch Abtasten und Halten der Mehrzahl von entspreizten Signalen des Orthogonalisierteiles 42 mit nur einer Zeitlage t&sub3; wie oben beschrieben kann die Anzahl von verwendeten Abtast-Halteteilen entsprechend reduziert werden.

Ausgestaltung 10

Fig. 18 zeigt eine andere Ausgestaltung, die die Zweig-kombinierten Signale des Weg-Diversity- Schemas mit dem Entspreizteil mit Orthogonalisierteil erzeugt.
Das Entspreizteil 38 ist aus dem gleichen angepaßten Filter 12&sub1; wie in Fig. 17 und Orthogonalisierteilen in der Zahl der zu berücksichtigenden Wege aufgebaut. Bei diesem Beispiel ist der Ausbreitungsweg ein Zweigwegmodell, und zwei Orthogonalisierteile 42&sub1; und 42&sub2; sind vorhanden. Es sei t&sub1; die Zeitlage eines direkten Weges eines gewünschten Signals, das nach Ausbreitung auf den zwei Wegen empfangen wird, und t&sub2; die Zeitlage von verzögerten Wegen. Es sei ferner Cd der Spreizcode des gewünschten Signals, Cd(+δ) ein Code, der durch Verschieben des Chips des Spreizcodes Cd des gewünschten Signals in positiver Richtung um die Zeitdifferenz t&sub2;- t&sub1; = δ zwischen den zwei Wegen erhalten wird, und Cd(-δ) ein Code, der durch Verschieben des Chips des Spreizcodes um δ in negativer Richtung erhalten wird. Das angepaßte Filter 12&sub1; verwendet den Spreizcode Cd des gewünschten Signals, das Orthogonalisierteil 42&sub1; verwendet eine Mehrzahl von Entspreizcodes, die sowohl zum Spreizcode Cd des gewünschten Signals als auch dem verschobenen Code Cd(+δ) orthogonal sind, und das Orthogonalisierteil 42&sub2; verwendet eine Mehrzahl von Spreizcodes, die sowohl zum Spreizcode Cd als auch dem verschobenen Code Cd(-δ) orthogonal sind. Das Orthogonalisierteil 42&sub1; arbeitet auf der Grundlage der Zeitlage t&sub1; des direkten Weges. Andererseits arbeitet das Orthogonalisierteil 42&sub2; auf der Grundlage der Zeitlage t&sub2; des verzögerten Weges, und seine Ausgangssignale werden in den Abtast-Halteteilen 65&sub5; und 65&sub6; mit der Zeitlage t&sub2; des verzögerten Weges abgetastet. Die Anzahl der von jedem der Orthogonalisierteile 42&sub1; und 42&sub2; ausgegebenen Ausgangssignale ist 2, um eins kleiner als die Zahl der Wege, anders als im Fall des Orthogonalisierteiles in Fig. 7.
Das Abtastsignal wird über den Eingabeanschluß 11 in das Entspreizteil eingegeben. Das Abtastsignal SPS wird mit dem Spreizcode des gewünschten Signals im angepaßten Filter 12&sub1; entspreizt, und das entspreizte Signal wird den Abtast-Halteteilen 65&sub1; und 65&sub2; zugeführt. Das Abtast-Halteteil 65&sub1; tastet das entspreizte Signal mit der Zeitlage t&sub1; ab und hält es über die Symboldauer T; das Abtast-Halteteil 65&sub2; tastet das entspreizte Signal mit der Zeitlage t&sub2; ab und hält es über die Symboldauer T. Die Orthogonalisierteile 42&sub1; und 42&sub2; geben jeweils eine Mehrzahl von entspreizten Signalen aus, die erzeugt sind durch Entspreizen des Abtastsignals durch Verwendung der Codes, die sowohl zum Spreizcode des gewünschten Signals als auch den daraus durch Verschieben entsprechend der Zeitdifferenz zwischen den Ausbreitungswegen erhaltenen Codes orthogonal sind. Diese entspreizten Signale werden den Abtast-Halteteilen 65&sub3;, 65&sub4; und 65&sub5;, 65&sub6; zugeführt. Die Abtast-Halteteile 65&sub3; und 65&sub4; tasten die Mehrzahl von entspreizten Signalen des Orthogonalisierteiles 42&sub1; mit der Zeitlage t&sub1; ab und halten sie über die Symboldauer T. Die Abtast-Halteteile 65&sub5; und 65&sub6; hingegen tasten die Mehrzahl von entspreizten Signalen des Orthogonalisierteiles 42&sub2; mit der Zeitlage t&sub2; ab und halten sie über die Symboldauer T.
Das Kombinier-Steuerteil 83&sub1; kombiniert die Ausgabesignale der Abtast-Halteteile 65&sub1;, 65&sub3; und 65&sub4; und gibt das kombinierte Signal DCS&sub1; aus. Als Ergebnis davon werden die Spreizsignalkomponenten anderer Benutzer, die in den entspreizten Signalen mit der Zeitlage t&sub1; enthalten sind, daraus entfernt. Entsprechend kombiniert das Kombinier-Steuerteil 83&sub2; die Ausgangssignale der Abtast-Halteteile 65&sub2;, 65&sub5; und 65&sub6; und gibt das kombinierte Signal DCS&sub2; aus. Als Ergebnis davon werden die Spreizsignalkomponenten anderer Benutzer, die in den mit der Zeitlage t&sub2; erhaltenen entspreizten Signalen enthalten sind, daraus entfernt. Das Diversity-Demodulationsteil 58 diversity-demoduliert die kombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2; der Kombinier-Steuerteile 83&sub1; und 83&sub2;, die mit den Zeitlagen t&sub1; und t&sub2; erhalten sind, und gibt ein Entscheidungssignal an den Ausgabeanschluß 17 aus, wie im Fall der Figs. 15, 16 und 17.
Bei dieser Ausgestaltung ist es möglich, den Weg-Diversity-Effekt zu erreichen, weil die Signale, die über die zwei verschiedenen Wege laufen, als unabhängige Signale aufgefaßt werden. Diese Ausgestaltung ist zwar für das Zweiwegmodell als Ausbreitungsweg beschrieben, die Konfiguration dieser Ausgestaltung kann jedoch leicht auf ein Weg-Diversity-Schema mit drei oder mehr Wegen erweitert werden.

Ausgestaltung 11

Fig. 19 zeigt eine Ausgestaltung, die konstruiert ist, um das Zweig-kombinierte Signal des Weg- Diversity-Schemas durch ein Entspreiz-Kombinierteil zu erhalten, das ein Transversalfilter verwendet. Der Ausbreitungsweg ist ein Zweiwegmodell. Das Ergebnis der Faltung des Abtastsignals SPS und der Tap-Koeffizienten W des Transversalfilters 43 wird mit unterschiedlichen Zeitlagen t&sub1; und t&sub2; abgetastet, die den Ausbreitungswegen entsprechen, und die Abtastsignale werden als Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen DCS&sub1; und DCS&sub2; ausgegeben. Außerdem wird eine Folge von Abtastsignalen SPS als zu multiplizierende Signale MPS ausgegeben. Die Koeffizientensteuerteile 37&sub1; und 37&sub2; verwenden die Signale MPS und die Zweig-kombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2;, um die den Zeitlagen t&sub1; bzw. t&sub2; entsprechenden Tap-Koeffizienten W&sub1; und W&sub2; auszugeben.
Das über den Eingabeanschluß 11 eingegebene Abtastsignal SPS wird in das Transversalfilter 43 eingegeben, das im Aufbau mit den in Fig. 8 gezeigten identisch ist und das die Entspreiz- und Linearkombinieroperationen ausführt und das kombinierte Signal DCS ausgibt. Das kombinierte Signal DCS wird den Abtast-Halteteilen 65&sub1; und 65&sub2; zugeführt. Das Abtast-Halteteil 65, tastet das kombinierte Signal mit der Zeitlage t&sub1; ab und hält es über die Symboldauer T, und das Abtast- Halteteil 65&sub2; tastet das kombinierte Signal mit der Zeitlage t&sub2; ab und hält es über die Symboldauer T. Die Abtastsymbolfolge MPS (siehe Fig. 8), vom Transversalfilter 43 wird den Abtast- Halteteilen 65&sub3; und 65&sub4; zugeführt, wo sie mit den Zeitlagen t&sub1; und t&sub2; abgetastet und über die Symboldauer T gehalten wird.
Das Koeffizientensteuerteil 37&sub1; wird mit dem von dem Abtast-Halteteil 65&sub1; ausgegebenen kombinierten Signal DCS&sub1; und der vom Abtast-Halteteil 65&sub3;, das im Transversalfilter 43 vorhanden ist, ausgegebenen Abtastsignalfolge SPS versorgt, wohingegen das Koeffizientensteuerteil 37&sub2; mit dem vom Abtast-Halteteil 65&sub2; ausgegebenen zusammengesetzten Signal DCS&sub2; und der vom Abtast-Halteteil 65&sub4;, das im Transversalfilter 43 vorhanden ist, ausgegebenen Abtastsignalfolge MPS versorgt wird. Diese Koeffizientensteuerteile berechnen die Tap-Koeffizienten W&sub1; und W&sub2;, die die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter den Randbedingungen der Tap- Koeffizienten W&sub1; und W&sub2; minimieren, und geben sie aus. Eine Schaltschaltung 67 setzt selektiv die vom Koeffizientensteuerteil 37&sub1; und 37&sub2; im Transversalfilter 43 ausgegebenen Tap-Koeffizienten W&sub1; und W&sub2;, so daß das Transversalfilter 43 ein gewünschtes kombiniertes Signal ausgeben kann. Das Zeitsteuerteil 35 steuert die Operationszeitlagen jedes der Abtast-Halteteile 65&sub1; bis 65&sub4; und der Schaltschaltung 67. Das Diversity-Demodulationsteil 58 kombiniert und demoduliert die von den Abtast-Halteteilen 65&sub1; und 65&sub2; ausgebebenen kombinierten Signale DCS&sub1; und DCS&sub2; und führt ein Entscheidungssignal dem Ausgabeanschluß 17 zu.
Diese Konfiguration benötigt nur ein Transversalfilter 43. Die Ausgestaltung ist zwar für den Fall des Zweigwegmodells als Ausbreitungsweg beschrieben, die Konfiguration dieser Ausgestaltung kann jedoch leicht auf ein Schema mit drei oder mehr Wegen verallgemeinert werden.

Ausgestaltung 12

Mit Bezug auf Figs. 20 und 21 wird eine Beschreibung des Falles geliefert, wo die Abtastperiode in der Abtastschaltung 32 des in Fig. 5 abgebildeten erfindungsgemäßen Empfängers kürzer als die Chip-Periode des Spreizcodes gemacht wird.
Das erfaßte Signal IQ wird über den Eingabeanschluß 31 eingegeben. Wenn die Chip-Periode des Spreizcodes dargestellt ist durch Tc, wird das erfaßte Signal IQ mit einem Abtasttakt CKs mit einer Abtastperiode Tc/2 abgetastet und als Abtastsignal SPS an den Ausgabeanschluß 11 ausgegeben. Zwar wird in diesem Fall ein Abtasttakt CKs der Abtastperiode von Tc/2 verwendet, doch kann die Abtastperiode in der Abtastschaltung 32 entsprechend dem Band des erfaßten Signals IQ auch auf einen Wert oberhalb der Periode Tc/2 und unterhalb Tc gesetzt werden.
Mit Bezug auf Fig. 21 wird eine Beschreibung dafür geliefert, weshalb die Abtastperiode unterhalb Tc gesetzt wird, d. h., weshalb die Abtastfrequenz oberhalb hic gesetzt wird. Angenommen, das Band des erfaßten Signals IQ liege über 1/2Tc. Das Spektrum des abgetasteten erfaßten Signals IQ ist eine Überlappung von dessen ursprünglichem Spektrum 21c und einem dagegen um ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz verschobenen Spektrum. Wenn die Abtastfrequenz auf 1/Tc gesetzt wird, überlappen das ursprüngliche Spektrum 21c und eine gefaltete Spektrum-Wellenform 21a eines gegen das ursprüngliche um die Abtastfrequenz 1/Tc verschobenen Spektrums, mit dem Ergebnis, daß das durch Abtasten erhaltene Signal eine verzerrte Spektrum-Wellenform hat, die sich vom ursprünglichen Spektrum unterscheidet. Diese Verzerrung wird Aliasing genannt; diese Verzerrung macht es unmöglich, das ursprüngliche Erfassungssignal aus den abgetasteten zu rekonstruieren, was ein Hindernis für digitale Signalverarbeitung darstellt. Wenn hingegen die Abtastfrequenz auf 2/Tc gesetzt wird, überlappt die gefaltete Spektrum-Wellenform 21b des gegen das ursprüngliche um die Abtastfrequenz 2/Tc verschobenen Spektrums nicht mit dem ursprünglichen Spektrum; es tritt also kein Aliasing auf. Durch eine solche Erhöhung der Abtastfrequenz ist es also möglich, das Auftreten von Aliasing zu verhindern.
Durch eine solche Abtastung wird die Zahl von unabhängigen Abtastwerten zweimal so groß wie der Verarbeitungsgain, was die Anzahl von Signalen, die entfernt werden können, verdoppelt. Wenn hingegen andere Benutzer asynchron sind, wird die Zahl von unabhängigen modulierten Signalen für ein Symbol des gewünschten Signals das Zweifache der Anzahl von anderen Benutzern; da dies nicht außerhalb des Bereichs der Anzahl von Signalen liegt, die entfernt werden können, können asynchrone Störsignale von anderen Benutzern alle unterdrückt werden.
Wie oben beschrieben, kann das Problem der asynchronen Zeitlagen behandelt werden durch Abtasten mit einer Rate, die zweimal höher als die Chip-Rate ist. Unter dem Gesichtspunkt der Signalverarbeitung ist diese Abtastung äquivalent zu einer Verdoppelung der Dimension Gp der Verarbeitung; deshalb müssen, wenn das in Fig. 6 gezeigte Entspreizteil 38 oder ein Orthogonalisierteil 42 wie in Fig. 7 abgebildet, verwendet wird, 2Gp Entspreizschaltungen vorgesehen werden, um eine 2Gp-dimensionale Orthogonalisierung einschließlich des gewünschten Signals durchzuführen. Wenn die Entspreiz- und Kombinieroperationen gleichzeitig durch das Transversalfilter 43 durchgeführt werden, wie im Beispiel der Fig. 8, muß der Tap-Abstand des Filters auf die Hälfte reduziert werden. In diesem Fall wird der Steuervektor von Gleichung (12) durch einen durch Interpolieren des Spreizcodes erhaltenen Steuervektor ersetzt.
Als nächstes werden Beispiele der Konfigurationen der Senderseite beschrieben, die geeignet sind, um die Wirkung des Spreizbandempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung voll auszunutzen.

Ausgestaltung 1 des Senders

Mit Bezug auf Fig. 22 wird ein Sender beschrieben, der ein Sendesignal durch ein Sendeverarbeitungsteil 70 erzeugt, das durch eine Reihenschaltung eines Mehrstufen-Modulationsteiles 69 und eines Spreizteiles 71 gebildet ist. Ein binäres digitales Signal DS wird über einen Eingabeanschluß 68 zugeführt. Die Taktperiode des digitalen Signals sei gegeben durch T. Das Modulationsteil 69 erzeugt ein mehrstufiges moduliertes Signal durch Verwendung des digitalen Signals DS. Ein Spreizmodulator, der das Spreizteil 71 bildet, multipliziert das modulierte Signal mit einem Spreizcode Cs mit einer Chip-Periode Tc und führt die multiplizierte Ausgabe einem Ausgabeanschluß 72 zu. Das Spreizband-Sendesignal wird mit einem von einem Oszillator 77L ausgegebenen Trägersignal in einem Multiplizierer 78 multipliziert, dann von einem Verstärker AMP verstärkt und von einer Antenne ANT gesendet.
Fig. 23A zeigt zwei Signalpunkte Sp&sub1; und Sp&sub2; im Falle der Erzeugung einer BPSK-Modulation im Modulationsteil 69 von Fig. 22; die In-Phase-Komponente I(t) des modulierten Signals variiert in jeder Periode T mit dem digitalen Signal DS, wie in Fig. 23B gezeigt. Dabei bleibt die Quadraturkomponente Q(t) des modulierten Signals Null. Fig. 23C zeigt vier Signalpunkt Sp&sub1; bis Sp&sub4; im Fall der Erzeugung von QPSK-Modulation im Modulationsteil 69; die In-Phase-Komponente I(t) und die Quadraturkomponente Q(t) des modulierten Signals variieren mit dem digitalen Signal DS alle zwei T, wie in Fig. 23D abgebildet.
Der Zweck der oben beschriebenen Verwendung des mehrstufigen modulierten Signals ist, den Freiheitsgrad durch mehrstufige Modulation zu erhöhen und so den Freiheitsgrad bei der Auslöschung von Störsignalen zu erhöhen. Bei einem asynchronen System, in dem die Empfangszeitlagensteuerung des gewünschten Signals und die Empfangszeitlagensteuerung des Störsignals asynchron sind, ist die Zahl von zu löschenden Störsignalen ungefähr zweimal so groß wie beim synchronen System, in dem die Empfangszeitlagensteuerung des gewünschten Signals und die Empfangszeitlagensteuerung des Störsignals miteinander synchron sind. Dies ist in Figs. 24 und 25 gezeigt. Fig. 24 zeigt den Fall des synchronen Systems, in dem die Symbolzeitlagensteuerung eines modulierten Signals 24a des gewünschten Signals und die Symbolzeitlagensteuerung eines modulierten Signals 24b eines anderen Benutzers zusammenfallen. Fig. 25 zeigt den Fall des asynchronen Systems, in dem während der Dauer eines Symbols S1 eines modulierten Signals 25a des gewünschten Signals sich das Symbol eines modulierten Signals 25b eines anderen Benutzers K1 von S2 auf S3 ändert, mit dem Ergebnis, daß die Anzahl von wesentlichen Störsignalkomponenten durch diesen anderen Benutzer 2 beträgt. Dies gilt auch für den Fall, wo das Symbol eines modulierten Signals 25c eines weiteren Benutzers K2 sich von S4 auf S5 ändert. Diese Störkomponenten könnten bei der gerade zuvor beschriebenen Ausgestaltung durch doppelte Abtastung unterdrückt werden, weil die Dimension der Verarbeitung verdoppelt ist, der erhöhte Freiheitsgrad durch mehrstufige Modulation gewährleistet jedoch eine zuverlässigere Störunterdrückung.
Außerdem verengt die mehrstufige Modulation das Frequenzband und ermöglicht so eine Steigerung des Verarbeitungsgains Gp. Folglich kann die Multiplexität, d. h. die Kanalkapazität, erhöht werden. Da bei dem herkömmlichen Orthogonalisierungsschema keine ausreichende Orthogonalität erreicht werden kann, ist es unmöglich, durch Multiplex einen Sicherheitsabstand des Verhältnisses Ej/N&sub0; zu schaffen, und infolgedessen muß die Multiplexität weiter verringert werden. Da die Verwendung von mehrstufiger Modulation die Genauigkeit der Orthogonalisierung steigert, ist es hingegen möglich, eine Erhöhung der Multiplexität durch Verengen des Frequenzbandes zu gewährleisten und den Betrieb im asynchronen System sicherzustellen.

Ausgestaltung 2 des Senders

Mit Bezug auf Fig. 26 wird eine Senderkonfiguration beschrieben, die ein Sendesignal durch ein Sendeverarbeitungsteil 70 erzeugt, das durch eine Hintereinanderschaltung eines Modulationsteiles (MOD-F) 73 einschließlich eines bandbegrenzten Filters und eines Spreizteils (SPR) 71 gebildet ist. Ein binäres digitales Signal DS wird über den Eingabeanschluß 68 zugeführt. Die Taktperiode des digitalen Signals DS sei gegeben durch T. Ein Modulator 75, der das Modulationsteil 73 bildet, erzeugt unter Verwendung des digitalen Signals DS ein bandbreitenbegrenztes Signal. Die Wellenform des bandbreitenbegrenzten Signals der modulierten Ausgabe ist wie in Fig. 27 gezeigt. Der Hauptlappen spannt sich über 2T. Das Augenmuster des modulierten Signals ist daher wie in Fig. 28 abgebildet. Ein Spreizmodulator, der das Spreizteil 71 darstellt, multipliziert das modulierte Signal mit einem Spreizcode Cs mit der Chip-Periode Ts und führt die multiplizierte Ausgabe dem Ausgabeanschluß 72 zu. Dieses modulierte Signal wird im adaptiven Spreizbandempfänger in ein Signal, wie in Fig. 27 gezeigt, entspreizt, das eine sich im wesentlichen über +2T erstreckende Wellenform hat. So führt das Entspreizteil, das aus angepaßtem Filter, Korrelator, Transversalfilter oder dergleichen aufgebaut ist, eine Entspreizverarbeitung über eine Mehrzahl von Symbolen sowie über ein einzelnes Symbol durch, wenn Bandbegrenzungstechniken verwendet werden. Zum Beispiel ist die Länge des Transversalfilters eingestellt, um mehrere Symbole zu überdecken. Wenn die Entspreizverarbeitung über mehreren Symbolen stattfindet, erscheint ein Symbol an beiden Seiten als Intersymbol-Störung. Die Störunterdrückungsoperation wird daher durchgeführt, um auch solche Intersymbol-Störungen zu unterdrücken. Bei einem solchen Betrieb wird wie im Falle der mehrstufigen Modulation die Anzahl von Abtastwerten pro Symbol erhöht, und damit nimmt die Anzahl von Signalen zu, die ausgelöscht werden können. Die Anzahl von Signalen, die ausgelöscht werden können, kann erhöht werden, sofern nicht die Übertragungsleistung durch die Intersymbol-Störung stark beeinträchtigt wird.

Ausgestaltung 3 des Senders

Es wird angenommen, daß das Übertragungssignal erzeugt wird durch Anlegen eines RZ-Signals an das Übertragungsverarbeitungsteil 70 in Fig. 22. Wenn man annimmt, daß die Kanalimpulsantwort die eines Zweiwegmodells ist, wie in Fig. 14 abgebildet, werden ein direkter (vorauseilender) Weg 29a und ein verzögerter Weg 29b kombiniert, wie in Fig. 29A gezeigt, wobei ΔT = t&sub2; - t&sub1; ist. Wenn das modulierte Signal mit einer Symbolwellenform durch das RZ- Signal wie in Fig. 29B gezeigt erzeugt wird, kann ein Übersprechen anderer Symbole, d. h. die Intersymbol-Störung, im Laufe einer Symbolperiode T unterdrückt werden, und dadurch kann eine Beeinträchtigung der Mehrwegausbreitung unterdrückt werden. Bei der tatsächlichen Anwendung dieses Beispiels muß ΔT in Fig. 29B lediglich auf einen Wert ungefähr gleich einer Verzögerungsstreuung des Ausbreitungsweges gesetzt werden.

Ausgestaltung 4 des Senders

In Fig. 30 ist ein Sendeverarbeitungsteil 70 gezeigt, das so konstruiert ist, daß Trainingssignale einer gleichen Länge jeweils in Rahmen eines rahmenformatierten Sendesignals an der gleichen Position eingefügt werden. In einem Rahmenerzeugungsteil 75 wird ein digitales Signal DS, das ein Datensignal des Rahmens bildet, jeweils in festgelegten Abständen mit einem Trainingssignal TR zu einem Rahmen kombiniert, das von einem Trainingssignalerzeugungsteil 76 ausgegeben wird. Die vom Rahmenerzeugungsteil 75 ausgegebene Ausgabe wird im Modulator (MOD) 69 moduliert und in dem Spreizteil (SPR) 71 mit dem Spreizcode Cs spektral gespreizt und dann als Sendesignal dem Anschluß 72 zugeführt. Betrachten wir nun ein synchrones System, in dem die Zeitlagensteuerung für die Übertragung an jeden Benutzer synchronisiert ist. Dies entspricht einer Vorwärtsverbindung bei der digitalen Mobilfunkkommunikation. Zunächst wird, wie in Fig. 31 gezeigt, das Trainingssignal TR periodisch in die Rahmen von Benutzern A bzw. B eingefügt. Es wird angenommen, daß die Trainingssignalfolgen TR der einzelnen Benutzer eine geringe Korrelation miteinander haben. Dieses Schema beschleunigt die Mittelung von entspreizten Signalen zum Zeitpunkt des Abschätzens der Gewichtungskoeffizienten W im Empfänger und verkürzt damit die Zeit zum Abschätzen der Gewichtungskoeffizienten W. Mit anderen Worten kann die Zeit zum Hochfahren des adaptiven Spreizbandempfängers reduziert werden.

Ausgestaltung 5 des Senders

In Figs. 32 und 34 sind ein Sender und ein Empfänger zur Verwendung in dem Fall gezeigt, wo das adaptive Spreizbandschema und das Frequenzsprungschema kombiniert werden. Wie im Falle der Ausgestaltung von Fig. 21 moduliert das Sendeverarbeitungsteil 70 des Senders das digitale Signal im Modulator 69, spreizt das modulierte Signal spektral mit dem Spreizcode Cs im Spreizmodulationsteil 71 und führt das Signal dem Anschluß 72 zu. In Fig. 32 bewirkt ein Frequenzsprung-Synthesizer 77 ein Frequenzspringen der Trägerfrequenz synchron zu Trägersignalen aller anderen Benutzer in regelmäßigen Zeitabständen, dann wird die vom Anschluß 72 ausgegebene Ausgabe mit dem Frequenzsprung-Träger in einem Multiplizierer 78 multipliziert, und die multiplizierte Ausgabe wird gesendet. Durch das Frequenzspringen werden z. B., wie in Fig. 33 gezeigt, die Trägerfrequenzen für die Übertragung an alle Benutzer #1 bis #K veranlaßt, in regelmäßigen Zeitabständen TB zwischen Frequenzen f&sub1; und f&sub2; zu springen, wobei TB ein ganzzahliges Vielfaches der Symboldauer T des modulierten Signals ist.
Im Empfänger wird, wie in Fig. 34 gezeigt, das Empfangssignal einer quasikohärenten Detektorschaltung 81 zugeführt, in der es einer Quadratur-Erfassung unter Verwendung eines springenden Trägerfrequenzsignals unterzogen wird, das durch einen Frequenzsprung-Synthesizer 79 erzeugt wird und wie oben für Fig. 33 beschrieben springt; die In-Phase-Komponente I(t) und die Quadraturkomponente Q(t) des erfaßten Signals werden erzeugt. Das erfaßte Signal IQ wird von einem Abtaster 32 abgetastet, und das Abtastsignal SPS wird ausgegeben. Das Signalextraktionsteil 73 führt, wie oben mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben, Entspreiz- und Linearkombinationsoperationen am Abtastsignal SPS durch und gibt das kombinierte Signal aus. Das Demodulationsteil 34 demoduliert das kombinierte Signal und führt ein Entscheidungssignal dem Ausgabeanschluß 17 zu. Die kombinierte Verwendung des adaptiven Spreizbandschemas und des Frequenzsprungsschemas liefert den Frequenz-Diversity-Effekt und verbessert so die Übertragungsleistung.

Ausgestaltung 6 des Senders

Die Konvergenz des adaptiven Algorithmus des adaptiven Spreizbandempfängers erfordert eine transiente Antwortzeit, die durch die Zeitkonstante des Algorithmus definiert ist. Wenn also ein Benutzer plötzlich Sendeleistung ausgibt, kann die Störkomponente während der transienten Antwortzeit Tt nicht unterdrückt werden, was zu einer Beeinträchtigung der Übertragungsleistung führt. Wenn zu Beginn einer neuen Sendung die Leistung unter Berücksichtigung der transienten Antwortzeit Tt langsam erhöht wird, wie in Fig. 34 gezeigt, kann der Einfluß auf andere Benutzer verringert werden. In Fig. 36 ist ein Sender gezeigt, der konstruiert ist, um den Trägerpegel über einen Zeitraum, der ungefähr gleich der Zeitkonstante des adaptiven Algorithmus ist, allmählich zu erhöhen. Das von dem Sendeverarbeitungsteil 70 mit dem gleichen Aufbau wie in Fig. 22 ausgegebene Sendesignal wird mit dem vom Oszillator 77L ausgegebenen Träger im Multiplizierer 78 multipliziert, und dessen modulierter Träger wird dem Verstärker AMP zugeführt. Ein Verstärkungssteuerteil 84 steuert die Verstärkung des Verstärkers AMP, so daß die Verstärkung nach dem Beginn einer Sendung allmählich zunimmt, und nach dem Verstreichen der Zeit Tt auf einem vorgegebenen Wert bleibt, wie in Fig. 35 dargestellt.
Die transiente Antwortzeit kann vorzugsweise kurz sein; deshalb ist es wünschenswert, dieses Schema in Kombination mit einem Schema anzuwenden, das, wenn ein Fehler klein ist, die Zeitkonstante des adaptiven Algorithmus zeitweilig reduziert, um die transiente Antwortzeit zu verkürzen.

Ausgestaltung 7 des Senders

Wenn die Spreizung z. B. unter Verwendung eines Spreizcodes Cs mit einem mit einer roll-off- Rate von 1,0 geformten Pulszug stattfindet, wird eine Wellenform ähnlich der in Fig. 27 gezeigten erhalten; wenn die Chip-Periode gegeben ist durch Tc, wird die Pulswellenform zur Abtastzeitlage ±(2m + 1)Tc/2, m = 1, 2, ..., also zu ungeradzahligen Vielfachen von Tc/2, zu Null, ausgenommen am Abtastzeitpunkt ±Tc/2 (im Falle von Fig. 27 wird die Pulswellenform auch Null an Abtastzeitlagen, die ein geradzahliges Vielfaches von ±Tc/2 sind). Die Kreuzkorrelation zwischen den gleichen roll-off-gefilterten Spreizcodes nach Verschiebung gegeneinander um ein ungeradzahliges Vielfaches von Tc/2 enthält also viele Multiplikationen/Additionen mit Nullpunkten, und der Korrelationswert wird klein. Zum Beispiel zeigt Fig. 37 die Konfiguration des Sendeverarbeitungsteiles 70, das vorgesehen ist, um den Korrelationswert durch Ausnutzung der obigen Erscheinung zu verringern. Bei der Hälfte der durch Spreizcodes gespreizten modulierten Signale vieler Benutzer, die von einer Basisstation gesendet werden, ist eine Verzögerungsschaltung 82 an den Ausgang des Spreizteiles 71 angeschlossen, um die Zeitlagen der modulierten und gespreizten Übertragungssignale auf Zeiten 3Tc/2 oder -3Tc/2 zu verschieben, wodurch die Multiplikationen/Additionen mit Nullen in der Kreuzkorrelation zwischen den Signalen zunehmen, was den Korrelationswert verringert. Je kleiner die Kreuzkorrelation ist, um so höher ist die Störunterdrückungsleistung; daher verbessert eine solche Zeitverschiebung merklich die Übertragungsleistung. Wenn die Zahl von Benutzern zunimmt, nimmt auch die Zahl von benötigten Spreizcodes zu. Andererseits ist die Zahl von Spreizcodes mit gegenseitig hoher Orthogonalität im asynchronen Zustand ebenfalls begrenzt, doch ist es durch Zeitverschieben der jeweiligen Sendesignale zwischen unterschiedlichen Benutzergruppen möglich, die Korrelation zwischen den Spreizcodes zu reduzieren und so den jeweiligen Spreizcode für Benutzer unterschiedlicher Gruppen gemeinsam zu verwenden.
Wie oben beschrieben, ermöglicht die vorliegende Erfindung eine effektive Störunterdrückung durch Orthogonalisierung und schafft einen adaptiven Spreizbandempfänger, der keine Information über Spreizcodes und Empfangszeiten anderer Benutzer, das Trainingssignal und das Entscheidungsergebnis benötigt. Außerdem kann ein ausgezeichnetes Kommunikationssystem implementiert werden durch Verwenden des Spreizband-Modulationsschemas, das an das diesen Empfänger verwendende System angepaßt ist. Da die Störkomponenten wirksam unterdrückt werden können, kann die Kanalkapazität des Kommunikationssystems drastisch erhöht werden.
Die vorliegende Erfindung ist von großem Nutzen bei Verwendung in einem Funksystem, in dem die gleiche Trägerfrequenz von vielen Benutzern gemeinsam genutzt wird. Da bei Mobilfunkkommunikationen Anrufe der Benutzer sich in zeitlicher Folge ändern, ist die vorliegende Erfindung besonders wirksam bei einem Empfänger von dem Typ, der automatisch solche Information aus Empfangssignalen extrahiert und die Änderung adaptiv verarbeitet.

Claims

1. Adaptiver Spreizbandempfänger mit;

einer Abtasteinrichtung (32), die ein Empfangssignal (IQ) in regelmäßigen Zeitintervallen abtastet und Abtastsignale (SPS) ausgibt; und

einer Signalextraktionseinrichtung (33), die die Abtastsignale (SPS) entspreizt und linear kombiniert und ein kombiniertes Signal (DCS) ausgibt;

wobei die Signalextraktionseinrichtung umfaßt:

eine Entspreiz/Kombiniereinrichtung (36), die die Abtastsignale unter Verwendung von Gewichtungskoeffizienten (W) entspreizt und linear kombiniert, um das kombinierte Signal (DCS) zu erhalten, und die das kombinierte Signal (DGS) und mit den Gewichtungskoeffizienten (W) zu multiplizierende Signale (MPS) ausgibt; und

eine Koeffizientensteuereinrichtung (37), die mit den zu multiplizierenden Signalen (MPS) und dem kombinierten Signal (DCS) versorgt wird und die Gewichtungskoeffizienten (W) berechnet, die die Durchschnittsleistung des kombinierten Signals unter einer Randbedingung der Gewichtungskoeffizienten minimiert.

2. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Entspreiz/Kombiniereinrichtung (36) umfaßt:

eine Entspreizeinrichtung (38), die die Abtastsignale (SPS) mit einer Mehrzahl von Entspreizcodes in eine Mehrzahl von entspreizten Signalen entspreizt und die Mehrzahl von entspreizten Signalen als die zu multiplizierenden Signale (MPS) ausgibt; und

eine Linearkombiniereinrichtung (39), die die Mehrzahl von entspreizten Signalen mit den Gewichtungskoeffizienten (W) multipliziert und die multiplizierten Signale zu dem kombinierten Signal (DCS) kombiniert.

3. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Mehrzahl von Entspreizcodes der Entspreizeinrichtung (38) aufgebaut ist aus einem Spreizcode eines gewünschten Signals und einem oder mehreren dazu orthogonalen Spreizcodes.

4. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem das Entspreiz/Kombinierteil eine Einrichtung ist, die eine Folge der Abtastsignale (SPS) und eine Folge der Gewichtungskoeffizienten (W) mit einem Transversalfilter (43) faltet und die gefaltete Ausgabe als das kombinierte Signal (DCS) und die Folge von Abtastsignalen als die zu multiplizierenden Signale (MPS) ausgibt.

5. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Abtasteinrichtung (32) eine Einrichtung ist, die ein oder mehrere Empfangssignale (SPS&sub1;, SPS&sub2;) in regelmäßigen Zeitintervallen abtastet und ein oder mehrere Abtastsignale ausgibt;

wobei die Signalextraktionseinrichtung eine Diversity-Signalextraktionseinrichtung (55) ist, die die Abtastsignale mit Hilfe der Entspreiz/Kombiniereinrichtung (56) und der Koeffizientensteuereinrichtung (57) entspreizt und linear kombiniert und eine Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen (DCS&sub1;, DCS&sub2;) ausgibt; und die eine Diversity-Demodulationseinrichtung (58) umfaßt, die die Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen Diversity-kombiniert/demoduliert und ein Entscheidungssignal ausgibt.

6. Empfänger nach Anspruch 5, bei dem die Abtasteinrichtung eine Einrichtung (32&sub1; 32&sub2;) ist, die als abgestastete Signale (SPS&sub1;, SPS&sub2;) Empfangssignale ausgibt, die aus von einer Mehrzahl von Antennen empfangenen Wellen erzeugt sind; und

bei dem die Diversity-Signalextraktionseinrichtung (55) eine Einrichtung (33&sub1;, 33&sub2;) ist, die die Entspreiz/Kombiniereinrichtung und die Koeffizientensteuereinrichtung für jedes der Abtastsignale umfaßt und von der Mehrzahl von Entspreiz/Kombiniereinrichtungen ausgegebene kombinierte Signale als die Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen ausgibt.

7. Empfänger nach Anspruch 5, bei dem die Abtasteinrichtung (32) eine Einrichtung ist, die als einzelnes Abtastsignal (SPS) ein Empfangssignal ausgibt, das aus einer empfangenen Welle einer einzelnen Antenne erzeugt ist; und

bei dem die Diversity-Signalextraktionseinrichtung (55) eine Einrichtung ist, die Verarbeitungen der Entspreiz/Kombiniereinrichtung und der Koeffizientensteuereinrichtung mit unterschiedlichen Zeitlagen durchführt und das Ergebnis dieser Signalverarbeitungen als die Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen (DCS&sub1;, DCS&sub2;) ausgibt.

8. Empfänger nach Anspruch 7, bei dem die Entspreiz/Kombiniereinrichtung umfaßt:

eine Entspreizeinrichtung (38), die das Abtastsignal mit einer Mehrzahl von Entspreizcodes entspreizt, um eine Mehrzahl von entspreizten Signalen zu erhalten, und sie als die zu multiplizierenden Signale ausgibt; und

eine Mehrzahl von Linearkombiniereinrichtungen (83&sub1;, 83&sub2;), die die Mehrzahl von entspreizten Signalen mit unterschiedlichen Zeitlagen abtasten, die mit unterschiedlichen Zeitlagen entspreizten Abtastsignale mit Gewichtungskoeffizienten für die jeweiligen Zeitlagen multiplizieren und die multiplizierten Signale zu den Zweig-kombinierten Signalen (DCS&sub1;, DCS&sub2;) kombinieren; und

bei dem die Koeffizientensteuereinrichtung eine Mehrzahl von Koeffizientensteuereinrichtungen ist, die als die zu multiplizierenden Signale die mit den unterschiedlichen Zeitlagen entspreizten Abtastsignale verwenden und die Gewichtungskoeffizienten für die unterschiedlichen Zeitlagen erzeugen.

9. Empfänger nach Anspruch 8, bei dem die Mehrzahl von Entspreizcodes der Entspreizeinrichtungen (38, 12&sub1;, 42) ein erster Spreizcode, der der Spreizcode des gewünschten Signals ist, und ein oder mehrere zu dem ersten Spreizcode orthogonale Spreizcodes sind, und

bei dem die Zeitlage zum Abtasten der mit den ein oder mehreren zweiten Spreizcodes entspreizten Signale mit der Zeitlage des mit dem ersten Spreizcode entspreizten Signals hinsichtlich der Abtastphase nicht synchronisiert ist.

10. Empfänger nach Anspruch 8, bei dem die Mehrzahl von Entspreizcodes der Entspreizeinrichtung (38) ein erster Spreizcode, der der Spreizcode eines gewünschten Signals ist, ein oder mehrere zweite Spreizcodes, die sowohl zu dem ersten Spreizcode als auch zu Codes orthogonal sind, die durch Verschieben des ersten Spreizcodes entsprechend dieser Zeitlage erzeugt sind, und die Zeitlage zum Abtasten der mit dem einen oder mehreren zweiten Spreizcodes entspreizten Signale mit dem mit dem ersten Spreizcode entspreizten Signal hinsichtlich der Abtastphase synchronisiert ist.

11. Empfänger nach Anspruch 7, bei dem die Entspreiz/Kombiniereinrichtung eine Einrichtung (43, 65&sub1;, 65&sub2;) ist, die eine Folge von Abtastsignalen (SPS) und eine Folge von Gewichtungskoeffizienten durch ein Transversalfilter (43) faltet und die Mehrzahl von Zweigkombinierten Signalen (DCS&sub1;, DCS&sub2;) und die Folge von Abtastsignalen als die zu multiplizierenden Signale (MPS) ausgibt; und

bei dem die Koeffizientensteuereinrichtung (37&sub1;, 37&sub2;) eine Einrichtung ist, die die Gewichtungskoeffizienten (W&sub1;, W&sub2;) für die unterschiedlichen Zeitlagen auf der Grundlage der zu multiplizierenden Signale und der Mehrzahl von Zweig-kombinierten Signalen ausgibt.

12. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Abtasteinrichtung (32) die Abtastung mit einer kürzeren Periode als der Chip-Periode des Codes zum Entspreizen durchführt.

13. Empfänger nach Anspruch 2, 6 oder 8, bei dem die Koeffizientensteuereinrichtung (37) eine Einrichtung ist, die die Gewichtungskoeffizienten unter Verwendung einer Korrelationsmatrix der Mehrzahl von entspreizten Signalen (x&sub1;(i) bis x&sub4;(i)), eines Steuervektors, der als Element die Kreuzkorrelation zwischen der Mehrzahl von Entspreizcodes und einem Entspreizcode eines gewünschten Signals verwendet, und einer diesen Steuervektor verwendenden Gewichtungskoeffizienten-Randbedingung berechnet.

14. Empfänger nach Anspruch 13, bei dem die Abtastperiode eine halbe Chip-Periode ist und der Entspreizcode des gewünschten Signals eine durch Interpolieren seiner Elemente verdoppelte Zahl von Elementen hat.

15. Empfänger nach Anspruch 3, 9 oder 10, bei dem die Koeffizientensteuereinrichtung eine Einrichtung ist, die den Gewichtungskoeffizienten, mit dem das entspreizte Signal des gewünschten Signals multipliziert wird, konstant macht und andere Gewichtungskoeffizienten unter Verwendung einer Korrelationsmatrix der Mehrzahl von entspreizten Signalen berechnet.

16. Verstärker nach Anspruch 15, bei dem die Abtastperiode eine halbe Chip-Periode ist und der Entspreizcode des gewünschten Signals eine durch Interpolieren seiner Elemente verdoppelte Zahl von Elementen hat.

17. Empfänger nach Anspruch 4 oder 11, bei dem die Koeffizientensteuereinrichtung (37) eine Einrichtung ist, die die Gewichtungskoeffizienten unter Verwendung einer Korrelationsmatrix der zu multiplizierenden Signale, eines Steuervektors, der jedes Chip-Signal eines Entspreizcodes eines gewünschten Signals als Element verwendet, und einer Gewichtungskoeffizienten-Randbedingung, die diesen Steuervektor verwendet berechnet.

18. Empfänger nach Anspruch 17, bei dem die Abtastperiode eine halbe Chip-Periode ist und die Anzahl von Elementen des Steuervektors durch Interpolieren von Elementen eines Steuervektors in dem Fall, wo die Abtastperiode die Chip-Periode ist, verdoppelt ist.

19. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Koeffizientensteuereinrichtung (37) eine Einrichtung ist, die den Gewichtungskoeffizienten durch einen rekursiven Algorithmus berechnet, der eine Gewichtungskoeffizienten-Randbedingung erfüllt.

20. Empfänger nach Anspruch 1, der als Empfangssignal ein Sendesignal empfängt, das durch Sendeverarbeitungsmittel (70) erzeugt ist, die durch eine Hintereinanderschaltung einer ein bandbegrenztes Filter enthaltenden Modulationseinrichtung (73) und einer Spreizeinrichtung (71) gebildet ist.

21. Empfänger nach Anspruch 1, der als Empfangssignal ein übertragenes Signal empfängt, das durch eine Sendeverarbeitungseinrichtung erzeugt ist, die durch eine Hintereinanderschaltung einer Modulationseinrichtung für eine Symbolwellenform mit einem RZ-Signal und einer Spreizeinrichtung gebildet ist.

22. Empfänger nach Anspruch 1, der als Empfangssignal ein Sendesignal empfängt, das durch eine Sendeverarbeitungseinrichtung erzeugt ist, die durch eine Hintereinanderschaltung einer Modulationseinrichtung, einer Spreizeinrichtung und einer Leistungssteuereinrichtung gebildet ist, die den Pegel des Sendesignals in einem Zeitraum etwa gleich der Zeitkonstante des Algorithmus allmählich erhöht.

23. Empfänger nach Anspruch 1, der als Empfangssignal ein Sendesignal empfängt, das durch eine Sendeverarbeitungseinrichtung erzeugt ist, die durch eine Hintereinanderschaltung einer zeitlagenverschobenen Modulationseinrichtung und einer Spreizeinrichtung gebildet ist.

24. Empfänger nach Anspruch 1, der als Empfangssignal ein Sendesignal empfängt, das durch eine Sendeverarbeitungseinrichtung erzeugt ist, die durch eine Hintereinanderschaltung einer Rahmenerzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Signalrahmens mit periodisch darin eingefügten Trainingssignalen, einer Modulationseinrichtung und einer Spreizeinrichtung gebildet ist.