DE69517952T2

DE69517952T2 - Dekodierung eines in einem fernsehsystem übertragenen datensignal

Info

Publication number: DE69517952T2
Application number: DE69517952T
Authority: DE
Inventors: Yzebrand Tichelaar
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV; Philips Norden AB
Current assignee: Koninklijke Philips NV; Philips Norden AB
Priority date: 1994-10-28
Filing date: 1995-10-16
Publication date: 2001-03-15
Anticipated expiration: 2015-10-17
Also published as: DE69517952D1; WO1996013936A1; AU3575995A; JPH09507637A; CA2180023A1; CN1141109A; BR9506438A; CN1056258C; ATE194741T1; KR100379347B1; EP0737402B1; EP0737402A1; US5854660A; FI962666A0; FI962666A; AU698995B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Anordnung zum Decodieren eines Datensignals mit wenigstens einem Startcode oder einem Synchronisationswortteil und einem Datenteil, wobei dieses Verfahren und diese Anordnung zum Decodieren von Signalisierungsinformation in einem Fernsehsignal benutzt werden können zur Steuerung der Aufzeichnung oder anderer Verarbeitungsvorgänge, insbesondere zum Decodieren eines Breitbildsignalisierungssignals, das beispielsweise das Seitenverhältnis und den Ursprung (d. h. Kamera oder Film) eines Fensehsignals angibt.
Der Artikel "Wide-Screen Signalling for EDTV" von D. Westerkamp bei dem 18. "International Television Symposium and Technical Exhibition" in Montreux (Schweiz) vom 10. - 15. Juni 1993, "Symposiumbericht" Seiten 748-754, beschreibt ein Breitbildsignalisierungssignal, das mit einem EDTV-Signal übertragen wird. Der Artikel beschreibt aber überhaupt keine Decoder-Hardware für ein derartiges Breitbildsignalisierungssignal.
Die nicht vorveröffentlichte internationale Anmeldung WO-A- 94/28678 (Aktenzeichen der Anmelderin PHN 14.478) beschreibt ebenfalls ein Breitbildsignalisierungssignal und einen Decoder für ein derartiges Signal. Die Signalisierungsbits umfasst einen Startcode und Datenbits. Die Hauptkeule der Spektralenergie des Startcodes liegt in dem niederigeren Spektralbereich eines Basisband-Fernsehsignals, wobei dieser niedrigere Spektralbereich eine maximale Frequenz unterhalb 2 MHz (vorzugsweise 1,7 MHz). Der Startcode hat ein örtliches spektrales Minimum bei DC. Der Startcode hat gute aperiodische Korrelationseigenschaften und einen vorbestimmten minimalen Bit-Hammingabstand von den datenbits, wenn in Richtung der oder über die Datenbit verschoben, die den Datenbits folgen, die dem Startcode folgen. Dem Signalisierungsbits-Decoder geht ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz bei der maximalen Frequenz des niedrigeren Spektralbereichs vorher. Der Signalisie rungsbits-Decoder umfasst einen Startcodedetektor mit einer Schaltungsanordnung zum Bestimmen, ob eine erste Anzahl Bits einwandfrei empfangen worden ist, und ob unter einer zweiten Anzahl Bits wenigstens eine vorbestimmte Anzahl fehlerfrei ist. Nachdem das Signal empfangen worden ist, wird die Synchronisationsinformation extrahiert und das Signal wird in Abhängigkeit von dieser Information decodiert.
In US-A-5.323.236 wird ein System zum Codieren und Decodieren eines erweiterten Fernsehsignals mit Steuerdaten zur Steuerung des Decoders beschrieben. Die Steuerdaten umfassen erste Informationsbits für Information, die nicht äußerst zuverlässig decodierbar sein soll unmittelbar beim Umschalten zwischen Senderkanälen oder wenn deren Inhalt geändert worden ist. Jedes erste Informationsbit wird mittels eines ersten DC-freien Kanalcodes in erste Kanalbits mit je einer ersten Dauer kanalcodiert. Die Steuerdaten umfassen weiterhin zweite Informationsbits zum Transportieren von Information, die sehr zuverlässig decodierbar sein soll unmittelbar beim Umschalten zwischen Senderkanälen oder wenn deren Inhalt sich geändert hat. Jedes zweite Informationsbit wird mittels eines zweiten DC-freien Kanalcodes in zweite Kanalbits mit je einer zweiten Dauer (10 Tc), die größer ist als die erste Dauer (2 Tc) kanalcodiert. Der Decoder identifiziert die Synchronisationsinformation und decodiert die nachfolgende zusätzliche Information in dem Signal. Das System benutzt einen bestimmten Schwellenpegel zum Detektieren etwaiger Übertragungsfehler.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein praktisches Verfahren und eine praktische Anordnung zu schaffen zum Decodieren eines Datensignals. Dazu schafft ein erster Aspekt der Erfindung ein Decodierungsverfahren, wie in Anspruch 1 definiert. Ein zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung schafft eine Decoderanordnung, wie in Anspruch 9 definiert. Ein dritter Aspekt der Erfindung schafft eine Videosignal-Empfangsanordnung, wie in Anspruch 10 definiert. Vorteilhafte Ausführungsformen werden in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Nach einem Aspekt schafft die Erfindung ein Verfahren zum Decodieren eines Datensignal mit wenigstens einem Startcode oder einem Synchronwortteil und einem Datenteil, in dem das Datensignal in eine Folge von Mehrbitabtastwerten mit wenigsten einem Startcode oder einem Synchronwortteil und einem Datenteil um gewandelt wird. Die Folge von Mehrbitabtastwerten wird verarbeitet zum Erhalten eines Wortsynchsignals, das Synchronisationsinformation angibt. Aus wenigstens dem Startcode oder dem Synchwortteil der Folge von Mehrbitabtastwerten wird ein Störungsmesssignal erhalten. Zum Schluss wird der Datenteil der Folge von Mehrbitabtastwerten code-demoduliert in Reaktion auf das Wortsynchsignal zum Erhalten eines demodulierten Datensignals. Das Störungsmesssignal gibt eine Zuverlässigkeitsangabe.
Ein Hautpanwendungsgebiet dieser Erfindung bezieht sich auf ein neues Konzept eines Breitbildsignalisierungsdecoders. Breitbildsignalisierung (WSS) wird angewandt bei 625-Zeilenfernsehsystemen zum Übertragen von Statusinformation in Bezug auf den aktuellen Inhalt des Signals zu einem Fernsehempfänger. Diese Information wird einmal je Bild in der ersten Hälfte der Zeile 23 eines Farbbildsignalgemisches (FBAS) übertragen.
Das WSS-Signal enthält einen Einlauf, startcode- und doppelphasencodemodulierte Daten. Die Hauptenergie des WSS-Signals befindet sich im unteren Video-Spektralbereich, der 0-1,7 MHz beträgt, obschon der Entwurf des Signals auf einem 5 MHz Taktimpulssignal basiert ist.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform weicht der neue Decoderentwurf dadurch von den herkömmlichen Typen ab, dass dieser Entwurf den Einlauf nicht benutzt für eine phasenverriegelte Schleife (PLL) zum Erhalten von Akquisition und Verriegelung, er benutzt nicht den Startcode zum Detektieren des WSS-Signals in der Zeile 23 und er schafft kein Maß der Datenzuverlässigkeit durch Überprüfung auf Doppelphasencodeverleztungen. Die bevorzugte Ausführungsform des neuen Decoderkonzeptes verwendet nicht den Schwanz des Einlaufs und den Startcode zur Zeitschätzung, es schafft Doppelphasencodedemodulation der doppelphasencodierten Daten und die datenzuverlässigkeit wird durch Vergleich der Datenabtastwerte mit einem Schwellenpegel erhalten. Diese Schwelle wird bestimmt durch ein Maß der RMS-Störung. Ein Maß der Datenzuverlässigkeit wird benutzt zum bestimmen, ob es in der Zeile 23 ein WSS-Signal gibt oder nicht.
Simulationen und Messungen haben gezeigt, dass dieses neue Konzept eines WSS-Decoders sehr robust ist für viele Übertragungsbeschränkungen, die in einem Fernsehkanal auftreten (terrestrisch, Kabel und Satellit). Dieser WSS-Decoder des neuen Konzeptes leistet sehr gut, sogar wenn ein VHS- oder SVHS-Heim-Videorecorder (VCR) zum Aufzeichnen und Wiedergeben des Signals benutzt wird, was repräsentativ ist für den schlechtesten Kanal.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 einen WSS-Status Bitsübertragungsplan,
Fig. 2 eine empfangene FBAS-Zeile 23 mit WSS-Daten,
Fig. 3 ein PDS eines WSS-Signals zu der Frequenz,
Fig. 4 einen herkömmlichen WSS-Decoder,
Fig. 5 eine bevorzugte Ausführungsform des neuen WSS-Decoderkonzeptes,
Fig. 6 einen Kreuzkorrelator und ein RMS-Störungsmessgerät,
Fig. 7 Daten und eine Datenzuverlässigkeitsschätzung,
Fig. 8 Daten und eine Datenzuverlässigkeitsschätzung mit einer Überprüfung von FM-Klicksen oder Spitzenstörungen,
Fig. 9 einen FM-Klick in einem WSS-Signal in einem Eingangs-FBAS- Signal,
Fig. 10 einen FM-Klick in einem WSS-Signal nach Doppelphasencodedemodulation,
Fig. 11 einen FM-Klick in einem WSS-Signal halbwegs des Doppelphasencodedemodulationsprozesses,
Fig. 12 ein Augenmuster eines WSS-Signals (grobe Zeiteinteilung),
Fig. 13 ein Augenmuster eines WSS-Signals und einer Störungsschätzung (grobe Zeiteinteilung).
Fig. 14 ein Beispiel von Daten und von Datenzuverlässigkeitsschätzung mit einem Schwellenpegel,
Fig. 15 eine Leistung eines WSS-Decoders (grobe Zeiteinteilung),
Fig. 16 eine Leistung des WSS-Decoders (feine Zeiteinteilung), und
Fig. 17 ein Beispiel des SNR gegenüber dem Antenneneingangsspannungspegel.

1. Einführung

Breitbildsignalisierung (WSS) wird angewandt bei 625 Zeilenfernsehsystemen zum Übertragen von Statusinformation in Bezug auf den aktuellen Inhalt des Signals zu einem Fernsehempfänger. PALplus erfordert WSS, weil ein PALplus-Fernsehempfänger signalisiert werden muss, ob er eventuelle PALplus empfängt. Es dürfte einleuchten, dass WSS auch zusätzlichen Wert hat für Nicht-PALplus-Sendungen.
Die WSS-Statusinformation umfasst das Seitenverhältnis (4 : 3, 16 : 9, ...), verbesserte Dienstleistungen (Kamera / Filmmode, ...), Untertitelung (wo diese stehen soll) und einige Bits, die für künftigen Gebrauch vorgesehen sind. WSS überträgt insgesamt 13 Informationsbits und ein Paritätsbit einmal je Bild (40 ms). Von diesem Paritätsbit wird vorausgesetzt, dass es einen zusätzlichen Schutz bietet nur für die Seitenverhältnisinformation. Es sei bemerkt, dass keine Paritätsbits zu den Informationsbits für Fehlerdetektion oder -korrektur hinzugefügt werden. Einer der Gründe des Fehlens von Paritätsbits ist, dass die Zuverlässigkeit der Information durch Anwendung einer Art von Löschdetektionstechnik geschätzt werden kann, oder detailliert durch Anwendung einer Datenmodulationscodeverletzungsdetektionstechnik, die keine zusätzlichen Bits (zusätzliche Zeit) kostet.
Das WSS-Signal wird in die erste Hälfte der Zeile 23 des FBAS-Signals eingebracht und hat eine Gesamtdauer von 27,4 us. Fig. 1 zeigt detailliert das WSS- Statusbitsübertragungsschema. Ein doppelphasenmodulationscodiertes Infobit besteht aus 6 Elementen auf Basis eines 5 MHZ Taktes. Die Dauer T jedes Elementes ist 200 ns.
Das WSS-Signal umfasst einen Einlauf, startcode- und doppelphasencodierte Daten. Die Hauptenergie des WSS-Signals, etwa 94%, ist der niedrigere Vi deo-Spektralbereich, der 0-1,7 MHz beträgt, obschon der Entwurf des Signals auf einem 5 MHZ Takt basiert. Dies ist in Fig. 2, 3 dargestellt, die in der Zeile 23 das WSS- Signal bzw. die Spektraldichte der Leistung (PDS) des WSS-Signals zeigt. Es sei bemerkt, dass die PDS des WSS-Signals derart hergeleitet ist, dass der Inhalt Null ist (durch Subtraktion von 0,25 Volt und durch eine geeignete Fenstertechnik).
Fig. 2 zeigt die Zeile 23 (L23) eines PAL-Fernsehsignals mit 625 Zeilen, die Spannung in Volt gegenüber der Zeit in us. Das WSS-Signal umfasst einen Einlauf (RI, einen Startcode SC, Seitenverhältnisbits AR, verbesserte Dienstleistungsbits Es, Untertitelbits Schalttransistoren und reservierte Bits R, was in Fig. 1 näher erläutert ist.
Fig. 3 zeigt die PDS eines WSS-Signals gegenüber der Frequenz in MHz.
Bei der bevorzugten Ausführungsform weicht das neue Decoderkonzept von den herkömmlichen Ausführungsformen darin ab, dass dieses Konzept den Einlauf für eine phasenverriegelte Schleife (PLL) zum Erhalten von Akquisition und Verriegelung (Takterneuerung) nicht benutzt, dass es den Startcode nicht benutzt zum Detektieren des WSS-Signals in der Zeile 23 und dass es kein Maß aufstellt für die Zuverlässigkeit der Daten durch Überprüfung auf Doppelphasencodemodulationsfehler oder -verletzungen. Die obengenannten herkömmlichen Decodertypen beziehen sich stark auf das Konzept derjenigen, die beispielsweise für das Videoprogrammierungssystem (VPS) benutzt werden. Diese Beziehung gibt es weil der Entwurf des WSS-Signals eine große Ähnlichkeit mit dem VPS-Signal hat, d. h. auf Basis von dem 5 MHz Takt, 0,5 Volt Spitze-zu-Spitze-Amplitude, doppelphasencodemodulierten Daten usw. Das VPS-System ist beschrieben in den Artikeln: "VPS - Ein neues System zur beitragsgesteuerten Programmaufzeichnung" von Arthur Heller, in "Rundfunktechnische Mitteilungen" Jahrg. 29. Heft 4, 1985, Seiten 161-169, und "A new one-chip dataline processor for the video programming system (VPS)", von G. Schippmann, IEEE Trans. On Consumer Electronics, Heft CE-33, Nr. 3, August 1987, Seiten 226-229.
Nun gibt es die Frage: Was bewirkt das neue WSS-Konzept? Diese Frage wird der Gegenstand der nächsten Abschnitte sein, die eine detaillierte Erläute rung des neuen WSS-Decoderkonzeptes und der Leistung in Bezug auf mehrere Übertragungsbeschränkungen einschließlich VCRs geben. Zunächst wird aber ein herkömmliches Decoderkonzept näher erläutert.

2. Herkömmliches Decoderkonzept

Fig. 4 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer herkömmlichen WSS-Decoderkonzeptes, entsprechend dem, das in der nicht vorveröffentlichten Patentanmeldung WO-A-94/28678 (Aktenzeichen der Anmelderin PHN 14.478) beschrieben ist. Das Eingangs-FBAS-Signal wird drei Zweigen zugeführt.
In dem unteren Zweig wird das FBAS-Signal einem Amplitudensieb 1 zugeführt. Das Amplitudensieb liefert 1 ein H, V Sync, das einem Zeile 23 Fenstergenerator 3 zugeführt wird. Dieser Zeile 23 Fenstergenerator 3 hat zwei Ausgänge: ein Einlauffenster RI-W und ein Startcodefenster SC-W.
Der mittlere Zweig umfasst eine PLL 5. Diese PLL 5 hat einen spannungsgesteuerten Taktgenerator (VCC) mit einer Frequenz von 5 MHz. Das Einlauffenster RI-W wird benutzt zur Steigerung der Verriegelungsgeschwindigkeit der PLL während des Einlaufs. Die ist die heutige Praxis. Die PLL 5 liefert ein 5 MHz Abtasttaktimpulssignal CK, das mit der Eingangs-Zeile 23 WSS FBAS-Signal verriegelt ist.
Der obere Zweig umfasst ein etwaiges Tiefpassfilter (LPF) 7. Dieses Filter 7 ist nicht kritisch. Eine bevorzugte Implementierung ist eine, die vermeidet, dass die Spektralenergie des Signals den Wert von 1,67 MHz unterschreitet. Das gefilterte FBAS-Signal ist das Eingangssignal einer Schaltungsanordnung 9. Der Ausgang der Schaltungsanordnung 9 wird mit einem 5 MHz PLL-Taktimpulssignal abgetastet. Die Abtastschaltung 9 liefert einen Bitstrom mit einer Rate von 5 Mbit/s.
Der Bitstrom wird in zwei Zweige geliefert. Der erste Zweig umfasst einen Startcodedetektor 11. Die Aufgabe ist zu detektieren, ob eine Folge von Bits einer Art von Startcode-Detektionskriterium entspricht und, wenn dies gefunden worden ist, ein Zeile-23-WSS-detektiertes Signal L23 und eine Wortsyncsignal WS zu liefern.
Der zweite Zweig führt den Bitstrom in einen Datenschätzer und Doppelphasenverletzungsdetaktor 13. Diese Schaltungsanordnung 13 wird von einem Wortsync WS des Startcodedetektors 11 gesteuert. Jedes empfangene Informationsbit besteht aus einem Wort von 6 Bits (5 MHz Takt). Dieses Wort wird in zwei Nibbles zu je drei Bits aufgeteilt. Die Daten werden dadurch geschätzt, dass beispielsweise eine Hauptentscheidung dem ersten Nibble zugeführt wird. Die Doppelphasenverletzungsdetektion wird durch Vergleich der Hauptentscheidungen der beiden Nibbles erhalten. Es dürfte einleuchten, dass ein Doppelphasenverletzungsmerker angebracht wird, wenn die Ergebnisse der beiden Entscheidungen dieselben sind.
Wenn die Zeite 23 WSS detektiert worden ist, werden in einem Puffer 15 14 Datenbits und 14 entsprechende Verletzungsmerker eingeschrieben. Über eine Schnittstelle 17 (beispielsweise IIC) wird diese Information für die Außenwelt verfügbar.
Die Information umfasst ein intrinsikes Maß der Qualität des Kanals, d. h. WSS in der detektierten Zeile 23, Doppelphasenverletzungsmerker und die Parität des Seitenverhältnisses. Auf Basis dieser Information wird ein Fernsehempfänger eine Strategie für die weitere Verarbeitung dieser Information bestimmen. Dies wird zu einer Umschaltung des Status führen, wie dies durch die WSS-Information angegeben ist, wobei selbstverständlich die Geschwindigkeit der Umschaltung durch die Qualität des Kanals und einige physikalische Gesetze in bezug auf beispielsweise Hochspannung-Elektronenstrahlröhren im Falle einer Seitenverhältnis-Umschaltung bestimmt wird.

3. Das neue WSS-Decoderkonzept

Eine bevorzugte Ausführungsform des neuen WSS-Decoderkonzeptes ist in Fig. 5 dargestellt. Wie der herkömmliche Decoder hat der neue WSS-Decoder Mittel zum Selektieren der Zeile 23 und zum Erzeugen einer WSS-bezogener Fenster. Er hat ebenfalls einen Puffer und eine Schnittstelle. Es fehlt aber eine PLL, weil ein Taktimpulssignal (5 MHz) mit einer festen Frequenz benutzt wird. Er umfasst einen Analog-Digital-Wandler 9A statt des Slicers 9 nach Fig. 4 um eine weiche Decodierung zu ermöglichen. Weiche Decodierung ist an sich bekannt aus "Error-control techniques for digital communications" von A.M. Michelson und A.H. Levesque, erschienen bei John Wiley & Sons, 1985, aus "Error-control coding for computer systems" von T.R.N. Rao und E. Fujiwara, erschienen bei Prentice-Hall, 1989, sowie aus "Digital Communications" 2. Auflage, von J.G. Peoakis, erschienen bei Mcgraw-Hill Book Co., 1989. Weiterhin sind die Algorithmen für Wordsync und Daten und Datennzuverlässigkeitsschätzung sehr verschieden. Besehen wir nun detailliert dieses neue Konzept.
Das etwaige Tiefpassfilter 7 in bezug auf die Störungsleistung ist in diesem Fall eine Replik des Ausgangsimpulses, der beim Codierer verwendet wurde. So ist beispielsweise die Impulsreaktion:
h(t) = 1/T.cos²(πt/(2T)) für t ≤ T
h(t) = 0 für t > T (1)
wobei T = 200 ns ist. In der Praxis geht diesem Filter ein Video-Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von etwa 5 MHz (B, G/PAL) voraus. Der Zeile-23-Fenstergenerator 3A erzeugt ein Fenster ESC-W für den erweiterten Startcode ESC. Dieser sog. erweiterte Startcode ESC ist der Schwanz des Einlaufs RI in Kombination mit dem Startcode SC (siehe Fig. 1, 2) wie in der nicht vorveröffentlichten internationalen Patentanmeldung WO-A-94/28678 (Aktenzeichen der Anmelderin PHN 14.478) und besteht aus 30 Abtastwerten, d. h.
Vesc = [-,-,-,+,+,+,-,-,-,+,+,+,+,-,-,-,+,+,+,+,-,-,-,-,-,+,+,+,+,+]
In binärer Notierung, wobei "+" +1 bedeutet und "-" -1 bedeutet. Dieser erweiterte Startcode ESC hat bessere Korrelationseigenschaflen als der Startcode SC selber. Das erweiterte Startcodefenster ESC-W sollte breiter sein, damit es eine bestimmte Zeittoleranz der Hsync enthalten kann im Falle stark gestörter Kanäle in bezug auf die horizontale Zeitbestimmung (Aufzeichnung und Wiedergabe von VHS- und SVHS- Recorder). Sobald das Fenster ESC-W aktiv ist, wird das empfangene Signal durch einen erweiterten Startcode-Kreuzkorrelator 11A mit einer Replik dieses erweiterten Startcodes kreuzkorreliert. Eine solche Kreuzkorrelationsschaltung 11A ist als Teil der Fig. 6 detailliert dargestellt. Der Zeitbezugswert des WSSs in der Zeile 23, d. h. das Wortsync WS, wird geschätzt durch Triggerung bei demjenigen Abtastwert, der zu der höchten Korrelationsspitze (ungefähres Maximum) führt. Die Genauigkeit dieser Schätzung wird ±1/(2fs) sein, wobei fs die Abtastfrequenz ist, im Falle eines nicht verteilten Kanals. So wird beispielsweise im Falle eines 5 MHz Taktimpulssignals die Ungewissheit in der Schätzung ± 100 N-S-Bildkorrektursystem sein. Interpolation, wie beispielsweise linear oder kubisch, oder die Verwendung einer PLL statt eines festen Taktes kann die genauigkeit der Zeitschätzung verbessern. Kleine Verbesserungen in der Decoderleistung sollten aber aus einer verbesserten Zeitgenauigkeit erwartet werden, weil das Eingangssignal überabgetastet wird. Es sei bemerkt, dass in diesem Zustand noch nicht detektiert worden ist, ob es in der Zeile 23 WSS gibt oder nicht.
Jetzt, wo wird die Zeitbeziehung haben, werden die Datenbits doppelphasen demoduliert durch einen Doppelphasendemodulator und einen Daten- und Datenzuverlässigkeitsschätzer 13A zum Erzeugen der 14 Bits und 14 Verletzungsmerker. Eine RMS-Störungsmessschaltung 19 liefert dem Demodulator 13A eine Schwelle Γ auf Basis der von dem Kreuzkorrelator 11A empfangenen Information. Eine Zeile 23 WSS Detektionsschaltung 21 liefert das Detektionssignal L23 zu der Schnittstelle 17 in Reaktion auf die von dem Demodulator 13A empfangenen Information.
Der von dem Demodulator 13A durchgeführte Prozess ist in Fig. 7 dargestellt. Es sei bemerkt, dass obschon einzelne Linien dargestellt sind, eine Mehrbitverarbeitung durchgeführt wird, zur Steigerung der Zuverlässigkeit durch optimalen Gebrauch der Signalenergie in dem WSS-Signal. Alle doppelphasencodierten Daten bestehend aus 6 Bytes. Die 6 Bytes sind in zwei einzelnen Nibbles zu je 3 Bytes aufgeteilt. Die Summe der Bytes in jedem Nibble wird berechnet. Dazu werden die Eingangsbits einer Verzögerungsleitung aus zwei Zellen 71, 73 zugeführt, die je eine Verzögerung entsprechend der Dauer T eines Bytes haben. Der Eingang der Verzögerungszelle 71 und die Ausgänge der Verzögerungszellen 71, 73 werden einem Addierer 75 zugeführt. Nach der vorliegenden Erfindung wird jede Störung infolge dieser Addierung von Multibitdaten reduziert, was zu einer Integration der Energie in den empfangenen Daten führt, wodurch die Genauigkeit von der Anzahl durch den Analog-Digital-Wandler 9A jedem Abtastwert zugeordneter Bits abhängig ist. Vorher wurde eine Hauptentscheidung an drei aufeinanderfolgenden "sliced Bits" durchgeführt, was viel weniger effektiv ist bei der Bemessung der Effekte von Störung auf die Zuverlässigkeit des Decodierungsprozesses.
Die Daten werden durch Subtraktion des zweiten Nibbles von dem ersten Nibble geschätzt. Dazu wird das Ausgangssignal des Addierers 75 durch eine Verzögerungsschaltung 77 um 3T verzögert und durch einen Inverter 79 invertiert. Die Ausgangssignale der Verzögerungsschaltung 77 und des Inverters 79 werden einem Addierer 81 zugeführt. Das Vorzeichen des Ergebnisses ist die datenschätzung. Zum Bestimmen dieser Schätzung wird das Ausgangssignal des Addierers 81 einer ersten logischen Schaltung 83 zugeführt, die besagt, dass wenn das Ausgangssignal den Wert 0 übersteigt, das Datenbit di "1" ist, während das Datenbit in dem anderen Fall "0" ist. Eine zweite logische Schaltung 83 bestimmt einen Verletzungsmerker vi in Reaktion auf das Ausgangssignal des Addierers 81. Wenn das Ausgangssignal den Schwellenwert Γ unterschreitet, ist der Verletzungsmerker vi "1", während der Verletzungsmerker in dem anderen Fall "0" ist. Nun wird näher beschrieben, wie eine Schätzung der Zuverlässigkeit der Daten gemacht werden kann, damit die Schwelle Γ erhalten werden kann, wobei dieser Prozess in Fig. 6 dargestellt ist.
Kehren wir zurück zu dem Punkt, wo das Wortsync WS gefunden wurde. An diesem Punkt gibt es eine gute Übereinstimmung zwischen dem empfangenen erweiterten Startcode resc. Und der Replik vesc in dem Empfänger. Der empfangene erweiterte Startcode kann durch die nachfolgende Gleichung modelliert werden:
resc = sesc + d (3)
Wobei
- sesc = A.vesc + C, wobei A die Amplitude und C den gemeinsamen Pegel darstellt, und
- d repräsentativ ist für die Störung in dem Kanal, die Items wie Intersymbolinterferenz (ISI), Einzelträgerinterferenz usw. umfasst. CCI wurde beschrieben in dem Artikel von S. Dinsel und E. Sipek mit dem Titel: Frequency offset in television - theory and application " Überdruck aus dem "EBU-Review - Technical No. 210" April 1985.
Wie lässt sich eine Schätzung der Störung herleiten. Dies kann erreicht werden durch Subtraktion der Replik von dem empfangenen Signal. Selbstverständlich sollten die Amplitude und der gemeinsame Pegel zunächst geschätzt werden bevor die Subtraktion stattfinden kann. Weiterhin nehmen wird einen DC-freien Untersatz des erweiterten Startcodes, der aus 28 Abtastwerten besteht, damit die Berechnung der Amplitude sehr einfach gemacht wird, d. h.
Vesc DC-frei = [-,-,-,+,+,+,-,-,-,+,+,+,+,-,-,-,+,+,+,+,-,-,-,-,-,+,+,+,] (4)
In binärer Notierung. Es zeigt sich, dass die letzten zwei "+" Symbole des in (2) gegebenen erweiterten Startcodes in (4) fortgelassen sind. Die Amplitude, A, wird dadurch geschätzt, dass die nachfolgende Formel angewandt wird:
A = (vesc DC-frei · resc DC-frei)/28 (5)
Der gemeinsame Pegel, C, wird dadurch geschätzt, dass die nachfolgende Formel angewandt wird:
Die Replik, die subtrahiert wird, ist eine Schätzung des empfangenen Signals und wird gegeben durch:
S = A.vesc DC-frei + C (7)
Die Schätzung der Störung folgt nun aus:
d = resc DC-frei - S (8)
Eine gute Schätzung der RMS-Störung wird wie folgt hergeleitet:
Die Qualität dieser Schätzung der RMS-Störung kann durch die Wahrscheinlichkeitsdichtenfunktion (PDF) ausgedrückt werden, wenn die Störung einen Zufallscharakter hat. Kenntnisse über die PDF der Störung ist nach der zentralen Grenztheorie nicht von Bedeutung, solange die di dieselbe PDF haben und nicht korreliert sind. Die PDF von σd ist etwa eine Gauß-Verteilung mit dem Haupt σ d und einer Varianten σ d ²/28. Es sei bemerkt, dass ISI, die ebenfalls durch einen Zeitfehler eingeführt wird, die RMS-Störung zunehmen lässt. Je größer der Zeitfehler, umso größer ist die RMS-Störung. Dies ist erwünscht.
Wenn vorausgesetzt wird, dass die Hauptverteilung hinzuaddierte weiße Gauß-Störung (AWGN) sein wird, dann können wir diese Kenntnisse in die Gleichung (9) einführen. Dadurch brauchen wird den nachfolgenden Ausdruck:
wobei der Hauptteil und die Variante der Schätzung σd,G unmittelbar mit der Varianten der di relatiert sind, d. h. der Hauptteil ist gleich σd und die Variante ist πσd² /(2.28).
An diesem Punkt haben wir eine Schätzung der RMS-Störung. Von dieser RMS-Störung wird der Schwellenpegel Γ hergeleitet.
Γ = z.sd.G (11)
wobei σd.G durch Verwendung der Gleichung (10) hergeleitet worden ist und z eine Konstante ist. Ein guter praktischer Wert von z ist 2. Dieser Schwellenpegel wird benutzt zum Schätzen der Zuverlässigkeit jedes Datenbits, wie in Fig. 7 dargestellt. Wenn der Absolutwert eines Datenabtastwertes innerhalb dieses Schwellenpegels liegt, dann wird der entsprechende Verletzungsmerker gesetzt, sonst wird dieser Verletzungsmerker zurückgesetzt. An dieser Stelle sind 14 Datenbits und 14 entsprechende Verletzungsbits benötigt.
Wir kommen nun an den Punkt, dass wir die Frage beantworten können: Gibt es WWS in der Zeile 23 oder nicht? Dazu wird die nachfolgende Strategie angewandt. Wir zählen die Anzahl Verletzungsmerker. Es wird nun vorausgesetzt, dass diese Anzahl gleich v ist. Wenn v ≤ n ist, wobei n ein Element von {0, 1, ..., 7} ist dann wird WSS in der Zeile 23 detektiert, sonst nicht. Ein praktischer Wert für n ist 3. Diese WSS-Detektionsstrategie kann mit einer Überprüfung auf die Parität der Seitenverhältnisbits kombiniert werden.
In Fig. 6 ist die obenstehende Theorie wie folgt implementiert worden. Das Mehr-Bit-Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 9A nach Fig. 5 wird einem geeigneten Kreuzkorrelator 23 zugeführt, der eine Verzögerungsleitung mit 29 Verzögerungszellen T&sub1;, ...T&sub2;&sub9; umfasst, deren 30 Abgriffe mit den 30 Symbolen des kompletten erweiterten Startcodes ESC übereinstimmen. Kreuzkorrelation wird erhalten durch Inversion (durch die Inverter I1, I2, I3, ...) wobei vorausgesetzt wird, dass alle Abgriffe negative Symbole in dem erweiterten Startcode liefern, wenn es den erweiterten Startcode tatsächlich gibt. Ein Addierer 27 summiert 28 Abgriffe entsprechend den 28 Symbolen des DC-freien erweiterten Startcodes, während ein Addierer 25 2 Abgriffe summiert entsprechend den restlichen 2 Symbolen der 30 Symbolen des kompletten erweiterten Startcodes. Ein Addierer 29 summiert die Ausgangssignale der Addierer 25, 27. Eine Schaltungsanordnung 31 zum Finden eines globalen maximalen Wertes, freigegeben durch das erweiterte Startcodefenstersignal ESC-W, liefert das Wortsyncsignal WS zu dem Zeitpunkt, an dem der empfangene String von Symbolen dem Symbolstring des erweiterten Startcodes entspricht.
Die Amplitude A wird entsprechend der Gleichung (5) dadurch erhalten, dass das Ausgangssignal des Addierers 27 durch den Wert 28 in einer Teilerschaltung 33 geteilt wird. Der gemeinsame Pegel C wird erhalten entsprechend der Gleichung (6) durch einen Addierer 35, der die 28 Abgriffe der Verzögerungsleitung T&sub1;, ...T&sub2;&sub7; summiert, ohne die Abgriffe entsprechend den negativen Symbolen in dem erweiterten Startcode umzukehren, und durch einen Teiler 37, der das Ausgangssignal des Addierers 35 durch den Wert 28 teilt.
Die Summe der Amplitude A und des gemeinsamen Pegels C (siehe die Gleichung (7)) wird von den 28 Abgriffen der Verzögerungsleitung T&sub1;, ...T&sub2;&sub7; durch die Subtrahierschaltungen S&sub1;, ...S&sub2;&sub8; subtrahiert (siehe die Gleichung (8)), deren Aus gangssignale den betreffenden Absolutwertbestimmungsschaltungen AV&sub1;, ... AV&sub2;&sub8; zugeführt werden zum Erhalten der di Werte in der Gleichung (9). Diese di Werte werden durch einen Addierer 39 summiert, dessen Ausgangssignal einer Rechenschaltung 41 zugeführt wird zum Erhalten von σd,G entsprechend der Gleichung (10). Das Ausgangssignal der Rechenschaltung 41 wird einem Puffer 43 zugeführt, der durch das Wortsyncsignal WS synchronisiert wird.
In diesem Abschnitt wurde eine bevorzugte Ausführungsform eines neuen Konzeptes des WSS-Decoders detailliert dargelegt. Durch die dargestellte Integration der Energie in den Mehr-Bit-Signnale statt durch Verwendung einfach gesliceter Signale wird eine große Genauigkeit und eine Reduktion der Störung erzielt. Die Bestimmung der Störung, wie in Fig. 6 dargestellt, führt zu einer sehr nützlichen Angabe der Zuverlässigkeit der empfangenen Daten, da für jedes Datenbit di, ein Verletzungsmerker vi in Abhängigkeit der ermittelten Störung bestimmt wird.

4. Erweiterung des neuen WSS-Decoders: Schaltungsanordnung zum Schutz gegen FM-Cliks oder Zacken

Zunächst wird erläutert, wie ein FM-Klick (oder eine Zacke) ein WSS- Signal stören kann. In Fig. 9 ist ein Beispiel gegeben. Dieses Beispiel zeigt einen FM- Klick FMC, der das Bit Nr. 9 des WSS Signals (gezogene Kurve) beeinträchtigt. Die Information, von der vorausgesetzt wird, dass sie durch Bit Nr. 10 übertragen wird, ist eine 1 (gestrichelte Kurve). Wenn Tiefpassfilterung angewandt wird und wenn Doppelphasencodedemodulation durchgeführt wird, zeigt Fig. 10, dass eine 0 (gezogene Kurve) an dem Empfänger geschätzt wird statt der übertragenen 1 (gestrichelte Kurve). Wenn das empfangene Signal nicht oder in geringerem Maße durch andere Arten von Unzulänglichkeiten gestört ist, dann ist der Störungsschwellenpegel sehr gering. Andererseits ist es durchaus denkbar, dass dieser Fehler nicht mit einem Verletzungsmerker markiert ist und deswegen eine nicht gewollte Umschaltung in dem Fernsehempfänger verursacht. Es ist erwünscht, über Mittel zu verfügen um dieses ungewollte Schalten zu vermeiden.
Eine Blockschaltbildeiner Implementierung, die das Auftreten eines FM-Klicks detektieren, oder besser noch, markieren kann, ist in Fig. 8 dargestellt. Die Wirkungsweise wird mit Hilfe des Beispiels in den Fig. 9, 10 und 11 erläutert. Zunächst wird das Datenbit, das in diesem Beispiel Datenbit Nr. 9 ist, geschätzt (siehe Fig. 10), genau so wie bei der Ausführungsform nach Fig. 7. Das Ergebnis dieser Datenschätzung di wird den Eingängen I1 des FM-Klick-Detektors 87 zugeführt. Von dem Doppelphasendemodulator werden zwei Zwischenergebnisse (Ausgang und Eingang der Verzögerungsschaltung 77) den Eingängen 12 des oberen und des unteren Kastens 89, 91 des FM-Klick-Detektors 87 zugeführt. Diese beiden Zwischenergebnisse können als die entsprechenden Ergebnisse der Amplitudensummierung (Integration von Energie) der beiden halben Symbole, die den Doppelphasencode bilden, betrachtet werden. In diesem Beispiel wurde das Datenbit Nr. 9 als eine 0 geschätzt, so dass I1 = 0 ist. Deswegen wird der FM-Klick-Detektor 87 die nachfolgenden Test durchführen (d. h. die anderen Teile der logischen Voraussetzungen in den Kästen 89, 91):
- Wenn das erste Zwischenergebnis 12 (Ausgang 77) größer ist als HL (hoher Pegel), dann liefert der obere Kasten 89 eine 1, sonst eine 0. Ergebnis in diesem Beispiel: 1.
- Wenn das zweite Zwischenergebnis 12 (Eingang 77) kleiner ist als LL (niedriger Pegel), dann liefert der untere Kasten 91 eine 1, sonst eine 0. Ergebnis in diesem Beispiel: 0.
In diesem Beispiel liefert einer der zwei Kästen in dem FM-Klick-Detektor eine 1. Dies bedeutet, dass eine ODER-Schaltung 93, welche die Ausgangssignale des oberen und unteren Kastens 89, 91 des Klick-Detektors 87 und das Ausgangssignal der logischen Schaltung 85 erhält, wenigstens einen "1"-Eingang hat, so dass der Verletzungsmerker Nr. 9 gesetzt wird, der das Bit Nr. 9 als unzuverlässig merkt.
In der Implementierung wurden die Werte für HL und LL als gleich 3(C. + A/2) bzw. 3(C - A/2) gewählt. Dies ist nicht unbedingt erforderlich, aber ist wird bevorzugt.
In den nachfolgenden Abschnitten wird mit Simulation und Messergebnissen bei der Leistung des WSS-Decoders nach dem neuen Konzept gearbeitet.

5. Simulierte Wirkung des Decoders

Das Blockschaltbild nach den Fig. 5, 6 und 7 ist als Simulationsmodell implementiert worden. Einige graphische Ergebnisse dieses Modells sind in den Fig. 12, 13 und 14 dargestellt, die das Augenmuster eines WSS-Signals, die Störungsschätzung und die Daten sowie den Datenzuverlässigkeitsschätzungsprozess mit Hilfe eines Schwellenpegels darstellen. Bei Fig. 13 sei bemerkt, dass die Störungsschätzung (angegeben durch ED) empfindlich ist für Zeitzittern oder Zeittoleranzen, was ISI verursacht. Die Pfeile P bezeichnen die Spitzen, verursacht durch Zeitzittern (oder durch Toleranzen).
Die Wirkung des WSS-Detektors nach dem neuen Konzept wird nur für einen AWGN-Kanal simuliert. Die Wirkung wird durch zwei Wahrscheinlichkeiten ausgedrückt:
1. Die Wahrscheinlichkeit, dass die Zeile 23 WSS zurückgewiesen wird:
P[zurückweisen].
2. Die Wahrscheinlichkeit eines Bitfehlers in einem spezifischen WSS-Bit:
P[Bitfehler].
Die beiden Wahrscheinlichkeiten werden gegenüber dem Störabstand (SNR) dargestellt. Der Störabstand wird in dem Anhang näher erläutert. Fig. 15 zeigt die Wirkung gegenüber dem Störabstand (grobe Zeitschätzung). Die vertikale Achse zeigt die Wahrscheinlichkeit P, während die horizontale Achse den Störabstand des Bildsignals in dB gibt. In der Zeichnung bezeichnet P[r] P[zurückweisen], während P[be] P[Bitfehler] bedeutet. In Fig. 15 ist das Ergebnis der Simulationen durch die "x"- Symbole dargestellt. Durch den Rechenaufwand wurde P[zurückweisen] nur aus den Simulationen hergeleitet. Eine Wahrscheinlichkeit von P[zurückweisen] = 1/2 findet sich bei etwa 8 dB Störabstand. Diese Zahl ist ein praktisches Maß der unteren Grenze des Störabstandes, wobei der Decoder dennoch die WSS-Information ziemlich schnell detektiert. Unterhalb dieser Zahl werden die Leistung (und die Geschwindigkeit) des WSS-Decoders sehr schnell abnehmen.
Die gezogenen, strichpunktierten, punktierten und gestrichelten Linien in Fig. 15 geben die berechneten Werte von P[zurückweisen], 1 - P[zurückweisen], P[Bitfehler] bzw. P[Bitfehler] I (1- P[zurückweisen)), die von einem Rechenmodell hergeleitet sind, das in dieser Beschreibung nicht näher betrachtet wird.
Die Symbole "o" und " " bezeichnen die gemessene Leistung des WSS-Detektors nach dem neuen Konzept von P[zurückweisen] bzw. P[Bitfehler]/(1 - P[zurückweisen]). Die Differenz von etwa 3 dB zwischen dem simulierten Ergebnis und den gemessenen Ergebnissen zugunsten der simulierten Ergebnisse ist unglücklicherweise dem Gebrauch eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz von 1 MHz statt eines idealen Filters, wie im Abschnitt 3 erwähnt, zuzuschreiben. Es scheint aber, dass die Kurven eine konstante Differenz von 3 dB gegenüber SNR haben, was es annehmbar macht, dass eine Einstellung dieses Filters die Differenz auflösen könnte. Dies wurde neulich bewahrheitet.
In Fig. 16 ist die Wirkung eines WSS-Decoders nach dem neuen Konzept, wobei kubische Interpolation angewandt wird, zur Verbesserung der Zeitschätzung (Feinzeitschätzung) gegenüber SNR dargestellt. Das Symbol "x" stellt das Simulationsergebnis von P[zurückweisen] dar. Die verschiedenen Wirkungskurven rühren von einem Rechenmodell her. Wenn die Wirkung der Feinzeitgebung (Interpolation) mit der groben Zeitgebung verglichen wird, sieht man, dass P[zurückweisen] = 1/2, es gibt eine Differenz von etwa 0,5 dB zugunsten der Feinzeitgebung. Es kommt dadurch die nachfolgende Frage hoch: Ist eine Verbesserung von 0,5 dB in der Wirkung eine ausreichende Basis für die Kosten der zusätzlichen Hardware?

6. Gemessene Wirkung des Decoders

In dem vorhergehenden Abschnitt ist die gemessene Wirkung des neuen WSS-Decoders bereits gegenüber der Störung dargestellt (siehe Fig. 15). In diesem vorliegenden Abschnitt befassen wir uns mit den Ergebnissen in Bezug auf die anderen Arten von Störungen.
Nachstehend wird eine Übersicht von Messergebnissen gegeben für verschiedene Störungsarten:
- Echos
Der maximal erlaubte Pegel beträgt etwa -4 dB bis -9 dB, wobei diese Zahl weitge hend abhängig ist von der Verzögerung des Echos und der Leistung des Amplitudensiebs.
- Co-Kanal-Interferenz (CCI)
Der maximal erlaubte Pegel von CCI wird nur durch die Leistung des Amplitudensiebs bestimmt.
- Einzelträgerinterferenz
Einzelträgerinterferenz mit einem Frequenzoffset von 867 kHz gegenüber dem Bildträger ist dem Kanal zugefügt worden. Interferenz mit dieser Frequenz von 867 kHz ist eine Wahl für den schlimmsten Fall (siehe PDS des WSS-Signals in Fig. 3). In dem Fall, wo es kein WSS-Signal in der Zeile 23 gibt, könnten wird den WSS- Decoder nicht einschalten, sogar bei einem Interferenzpegel von + 10 dB gegenüber dem Bildträger. In dem Fall von Einzelträgerinterferenz mit demselben Frequenzoffset wie oben, aber mit einem WSS-Signal in der Zeile 23, versagte der Decoder bei einem Pegel von -2 dB gegenüber dem Bildträger.
- VHS- und SVHS-Videorecorder (VCR)
Der WSS-Decoder wurde mit verschiedenen Wiedergaben von VHS- und SVHS- Aufzeichnungen getestet, die ebenfalls Übertragungskanäle enthielten, und ebenfalls mit Wiedergaben von Kopien dieser Aufzeichnungen. Während der Wiedergabe wurden viele Parameter abgestimmt, von denen die wichtigsten die Schärfenregelung und die Spurfolgeeinstellung sind. Der Decoder konnte mit mittlerer bis hohe Leistung alle Wiedergaben decodieren, ausgenommen einige, die einen nicht-wiederherstellbaren Fehler in dem Sinne hatten, dass die Zeile 23 zu einer anderen Zeile verschoben war.
Aus den obenstehenden Ergebnissen und aus Versuchen im Feld ist nun bekannt, dass dieser WSS-Decoder unempfindlich ist für niedrige (und hohe) Frequenzstörungen, wie Zeilenverschiebung, Satellitenstreuung (25 Hz), NF-Interferenz usw. Der Grund ist, dass Doppelphasencodedemodulation in dem Decoder angewandt wird, so dass die aktuellen Datenabtastwerte keine NF-Anteile aufweisen. Der Doppelphsencodedemodulator bedeutet, dass keine Slicerschaltung vorgesehen zu werden braucht. Dieser Slicer hat Mittel zum Herausfinden eines Spannungspegels mit der halben Spitze-zu-Spitze-Amplitude um gut zu funktionieren. Ein derartiger Slicer ist sehr empfindlich für NF-Störungen.

7. Folgerungen

Es wurde ein neues Konzept eines Breitbildsignalisierungsdecoders dargestellt. Die Annäherung, die dazu angewandt wurde, weicht stark ab von den herkömmlichen Decodern. Der Kern dieses neuen Konzeptes eines WSS-Decoders besteht aus einer Kreuzkorrelationstechnik für Wortsynchronisation, Doppelphsencodedemodulation und einer Daten- und Datenzuverlässigkeitsschätzungstechnik, wobei eine RMS-Störungsschwelle angewandt wird. Die Kombination dieser drei Techniken in dem neuen Konzept des WSS-Decoders hat gezeigt, dass es er gegen alle Arten von Störungen, die in dem Fernsehkanal auftreten können, einschließlich der Wiedergabe von Aufzeichnungen von VHS- und SVHS-Videorecordern, robust ist.

Anhang A: Definition des Störabstandes

In Bezug auf das FBAS-Signal gibt es verschiedene Definitionen von Bild-Störabstand. Im Kontext dieser Beschreibung wird der Bild-Störabstand definiert als der ungewichtete Bild-Störabstand über eine Bildbandbreite von 5 MHz (B,G/PAL). Beispielsweise:
wobei
- 0,7 Volt die Differenz in der Amplitude des Maximalweiß- und Schwarzpegels in dem FBAS ist.
- Bildbandbreite Bv = 5 MHz ist.
- N(f) die einseitige Spektraldichte der Störung in dem FBAS ist.
Die Beziehung zwischen dem SNR und dem Bildträger-zu-Störung- Verhältnis (CNR) ist eingehend beschrieben in einem Artikel von A.P. Robinson mit dem Titel: "The relationship between vision carrier-to-noise ratio and picture signalt0-noise ratio in a system I television receiver", in "Technical Report" 1987/23, BBC Research Department, Überwachungskamera, 1987, für Fernsehempfänder mit dem System I/PAL. Für Fernsehempfänger von System B,G/PAL ist diese Beziehung etwas anders, und wird gegeben durch:
CNR = SNR + 6,8 dB (A2)
wobei vorausgesetzt wird, dass die Störungsleistungs-Spektraldirchte in dem betreffenden Frequenzband flach ist. Die Beziehung zwischen dem SNR und der Antenneneingangsspannung ist anhängig von dem Typ der Abstimmanordnung, die benutzt wird (Störungszahl). Ein Beispiel von Bild-SNR in dB gegenüber dem Antenneneingangsspannungspegel in dBuV ist in Fig. 17 gegeben.
Es sei bemerkt, dass die obengenannten Ausführungsformen die Erfindung erläutern statt beschränken, und dass dem Fachmann imstande sein wird, im Rahmen der beiliegenden Patentansprüche viele alternative Ausführungsformen zu entwerfen. So kann beispielsweise das beschriebene Verfahren der Decodierung eines WSS-Signals eines PALplus-Fernsehsignals ebenfalls zum auf mehr zuverlässige Art und Weise Decodieren eines VPS-Signals angewandt werden. Das beschriebene Verfahren kann weiterhin benutzt werden zum Decodieren jedes anderen Datensignals mit wenigstens einem Startcode oder Syncwortteil und einem Datenteil. Insbesondere kanrfein NRZ-codiertes Videotextsignal (TXT) auf vorteilhafte Art und Weise entsprechend dem Anspruch 11 decodiert werden. In den Ansprüchen soll jedes eingeklammerte Bezugszeichen nicht als den Anspruch beschränkend betrachtet werden. Die Erfindung kann mittels Hardware mit mehreren einzelnen Elementen implementiert werden, und mit Hilfe eines auf geeignete Art und Weise programmierten Computers. Die Erfindung wird vorzugsweise auf eine Videosignalempfangsanordnung angewandt (beispielsweise auf ein Fernsehgerät oder auf einen Videorecorder) zum Verarbeiten eines Videosignals mit einem Datensignalteil, wobei diese Anordnung außerdem den Analog-Digital-Wandler 9A, die Kreuzkorrelationsschaltung 11A, die RMS Störungsmessschaltung 19 und den Codedemodulator 13A aufweist, sowie eine Videosignalverarbeitungsschaltung zum Verarbeiten des Videosignals in Abhängigkeit von dem demodulierten Datensignal zum Erhalten eines verarbeiteten Videosignals, das an einer Wiedergabeanordnung (beispielsweise einem CRT) wiedergegeben oder mit Hilfe eines Aufzeichnungsmechanismus in einem Videobandgerät aufgezeichnet werden kann. So kann beispielsweise die Videosignalverarbeitungsschaltung in Abhängigkeit von den Seitenverhältnisbits 3210 arbeiten zum Schalten zwischen Videosignalverarbeitung eines 4 : 3-Signals und einer Videosignalverarbeitung eines 16 : 9- Signals, mit jeder entsprechenden Einstellung der Ablenkung, wie diese bei den üblichen Empfängern mit einem Seitenverhältnis von 16 : 9 verfügbar sind.

Claims

1. Verfahren zum Decodieren eines binären Datensignals mit wenigstens einem Startcode oder einem Syncwortteil (SC) und einem Datenteil (AR...R), wobei dieses Verfahren den nachfolgenden Verfahrensschritt umfasst:

- das Umwandeln (ADC) des binären Datensignals in eine Folge von Mehrbitabtastwerten mit wenigstens einem Startcode oder einem SYNCwortteil (SC) und einem Datenteil (AR..R); wobei dieses Verfahren gekennzeichnet ist durch die nachfolgenden Verfahrensschritte:

- das Verarbeiten (11A) der Folge von Mehrbitabtastwerten zum Erhalten eines Wortsyncsignals (WS), das Synchronisationsinformation angibt;

- das Erhalten (19) eines störungsmessungabhängigen Schwellensignals (r) aus wenigstens dem Startcode oder dem Syncwortteil (SC) der Folge von Mehrbitabtastwerten; und

- Codedemodulation (13A) des Datenteils (AR..R) der Folge von Mehrbitabtastwerten in Reaktion auf das Wortsyncsignal (WS) zum Erhalten eines demodulierten Datensignals (di), wobei das störungsmessungsabhängige Schwellensignal (Γ) benutzt wird zum Erhalten einer Zuverlässigkeitsangabe (Vi) sowie in reaktion auf das demodulierte Datensignal (di).

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Codedemodulationsschritt (13A, 21) den weiteren Verfahrensschritt aufweist zum Erhalten (21) eines Signalisierungsinformationsanwesenheitssignals (L23) aus der Folge von Mehrbitabtastwerten, wobei das Signalisierungsinformationsanwesenheitssignal (L23) angibt, ob ein binäres Datensignal anwesend ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Verarbeitungsschritt (11A, 19) eine Mehrbitkreuzmodulation (23, 31) der Folge von Mehrbitabtastwerten umfasst zum Erhalten des Wortsyncsignals.

4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der genannte Codedemodulationsschritt (13A, 21) die weiteren Verfahrensschritte umfasst:

- das Schätzen (83) von Signalisierungsinformationsdaten (di) aus dem demodulierten Datensignal, und

- das Schätzen (85) einer Signalisierungsinformationszuverlässigkeit (vi) aus dem demodulierten Datensignal in Abhängigkeit von dem störungsmessungsabhängigen Schwellensignal (Γ).

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der genannte Codedemodulationsschritt (13A, 21) den weiteren Verfahrensschritt umfasst, und zwar den Schritt der Detektion (89, 91) des Auftretens von FM-Klicksen oder Spitzenstörungen in der genannten Folge von Mehrbitabtastwerten zum Erhalten von Detektionssignalen, und wobei die genannte Signalisierungsinformationszuverlässigkeit (vi) in Abhängigkeit von den genannten Detektionssignalen erhalten wird (93).

6. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das störungsmessungsabhängige Schwellensignal (Γ) erhalten wird (33-37, Si, AVi, 39-43), und zwar durch die nachfolgenden Verfahrensschritte:

- das Bestimmen einer Amplitude (A) eines gemeinsamen Pegels (C) eines empfangenen erweiterten Startcodeteils des genannten binären Datensignals;

- das Bestimmen einer Replik des genannten erweiterten Startcodeteils der genannten Signalisierungsinformation in Abhängigkeit von der genannten Amplitude (A) und einem gemeinsamen Pegel (C); und

- das Subtrahieren der genannten Replik aus dem genannten empfangenen erweiterten Startcodeteil der genannten Signalisierungsinformation zum Erhalten einer Störungsschätzung; und

- das Verarbeiten der genannten Störungsschätzung zum Erhalten des genannten Störungsmessungsabhängigen Schwellensignals (Γ).

7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei nur einen DC-freien Teil des genannten erweiterten Startcodeteils benutzt wird beim Erhalten des genannten genannten Störungsmessungsabhängigen Schwellensignals (Γ).

8. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das genannte binäre Datensignal in einem analogen Fernsehsignal zur Steuerung der Decodierung, der Aufzeichnung oder anderer Verarbeitungsvorgänge vorhanden ist, wie bei dem analogen Fernsehsignal.

9. Anordnung zum Decodieren eines analogen Fernsehsignals mit binärer Signalisierungsinformation zur Steuerung von Decodierungsvorgängen, wobei diese Anordnung die nachfolgenden Elemente umfasst:

- Mittel (ADC) zum Umwandeln des analogen Fernsehsignals in eine Folge von Mehrbitabtastwerten mit Mehrbitsignalisierungsinformationsabtastwerten entsprechend dem Signalisierungsinformationsteil des analogen Fernsehsignals; gekennzeichnet durch:

- Mittel (11A) zum Verarbeiten der Folge von Mehrbitabtastwerten zum Erhalten eines Wortsyncsignals (WS) aus den Mehrbitsignalisierungsinformationsabtastwerten, wobei das Wortsyncsignal (WS) Signalisierungssynchronisationsinformation angibt;

- Mittel (19) zum Erhalten eines störungsmessungsabhängigen Schwellensignals (Γ) aus der Folge von Mehrbitabtastwerten; und

- Mittel (13A) zur Codedemodulation der Folge von Mehrbitsignalisierungsinformationsabtastwerten in Reaktion auf das Wortsyncsignal (WS) zum Erhalten von demodulierten Signalisierungsdaten (di), wobei das störungsmessungsabhängige Schwellensignal (Γ) benutzt wird zum Erhalten einer Zuverlässigkeitsangabe (Vi) wie bei den demodulierten Signalisierungsdaten (di).

10. Videosignalempfangsanordnung zum Verarbeiten eines analogen Videosignals mit einem binären Datensignalteil (WSS) mit wenigstens einem Startcode oder Synchwortteil (SC) und einem Datenteil (AR...R), wobei diese Anordnung die nachfolgenden Elemente aufweist:

- Mittel zum Umwandeln (ADC) des binären Datensignal in eine Folge von Mehrbitabtastwerten mit wenigstens einem Startcode oder Syncwortteil (SC) und einem Datenteil (AR...R);

gekennzeichnet durch:

- Mittel zum Verarbeiten (11A) der Folge von Mehrbitabtastwerten zum Erhalten eines Wortsyncsignals (WS), das Synchronisationsinformation angibt;

- Mittel zum Erhalten (19) eines störungsmessungsabhängigen Schwellensignals (Γ) aus wenigstens dem Startcode oder Syncwortteil (SC) der Folge von Mehrbitabtastwerten;

- Mittel zur Codedemodulation (13A) des Datenteils (AR...R) der Folge von Mehrbitabtastwerten in Reaktion auf das Wortsyncsignal (WS) zum Erhalten eines demodulierten Datensignals (di), wobei das störungsmessungsabhängige Schwellensignal (Γ) benutzt wird zum Erhalten einer Zuverlässigkeitsangabe (Vi) wie bei dem demodulierten Datensignal (di);

- Mittel zum Verarbeiten des analogen Videosignals in Abhängigkeit von dem demodulierten Datensignal (di) zum Erhalten eines verarbeiteten Videosignals; und

- Mittel zum Wiedergeben oder Aufzeichnen des verarbeiteten Videosignals.