DE69430269T2

DE69430269T2 - Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge

Info

Publication number: DE69430269T2
Application number: DE69430269T
Authority: DE
Inventors: Junji Kawai; Hirohide Sato; Masatoshi Togawa; Norihito Tokura; Atsushi Umeda
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1993-12-07
Filing date: 1994-12-06
Publication date: 2002-11-07
Anticipated expiration: 2014-12-07
Also published as: EP0778664A1; EP0778662A1; DE69409615D1; EP0657992B1; DE69409615T2; EP0657992A1; EP0778664B1; EP0778663B1; DE69430269D1; DE69423983D1; US5708352A; EP0778663A1; DE69423983T2; CN1038799C; CN1109648A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen motorgetriebenen Wechselstrom-(AC)-Generator für Kraftfahrzeuge gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1, wobei der Generator einen Energiewandler zum Umwandeln einer durch Wechselstrom erzeugten Spannung in eine Gleichstromspannung und ein Erregungsstromsteuergerät zum Steuern einer Erregerspule aufweist. Insbesondere kann der AC-Generator für Kraftfahrzeuge gemäß der vorliegenden Erfindung auf sog. Lichtmaschinen bzw. Drehstromgeneratoren, welche durch einen Motor angetrieben werden, Drehstromgeneratoren zum Zurückgewinnen kinetischer Energie, welche zu der Zeit eines Abbremsens von Fahrzeugen erzeugt wird, als eine elektrische Energie, um die Erzeugung von Energie zu ermöglichen, und auf Fahrzeugantriebsmotoren für elektrische Automobile angewendet werden.
Es gibt bereits bekannte AC-Generatoren, welche einen Dreiphasenvollwellengleichrichter mit hochseitigen Halbleiterelementen zum individuellen Verbinden jedes Endes einer Dreiphasenankerwicklung (Spule) mit einem Hochpotentialende einer Batterie und einem Niedrigpotentialende hiervon und einen niedrigseitigen Dreiphasenvollwellengleichrichter mit Halbleiterleistungselementen und ein Steuergerät zum synchronen Unterbrechen jedes der vorgenannten Halbleiterleistungselemente enthalten. Der Dreiphasenvollwellengleichrichter wandelt eine durch die Dreiphasenankerwicklung erzeugte Spannung in einen Gleichstrom um, um der Batterie Elektrizität zuzuführen. Z. B. offenbart die JP-A-4-138030 einen Generator gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1, in welchem MOS-Leistungstransistoren als Halbleiterleistungselemente verwendet werden.
MOS-Leistungstransistoren dieser Art nehmen normalerweise eine Vertikaltyptransistorstruktur an, in welcher ein Silikon-(Si)-Substrat vom N-Typ einer Hauptelektrode auf einer Seite des MOS-Transistors bildet, um eine Stehspannung und eine Widerstandsverringerung zu sichern; und ein Gebiet vom N&spplus;-Typ die andere Hauptelektrode hiervon bildet, wobei das N&spplus;-Gebiet auf einem Oberflächenabschnitt eines auf der Oberfläche eines Chips ausgebildeten Muldengebiets vom P-Typ ausgebildet ist.
Andererseits wird ein Ausgangsstrom eines solchen AC- Generators für Kraftfahrzeuge durch Reihenverbindung einer Erregerspule und eines Schalttransistors zwischen beiden Ausgangsanschlüssen des Dreiphasenvollwellengleichrichters und Unterbrechen eines durch die Erregerspule hindurchtretenden Erregungsstroms mit einem Schalttransistor eines Erregungsstromsteuergeräts gesteuert. Dieses Erregungsstromsteuergeräts ist entweder innerhalb oder außerhalb eines Gehäuses des AC-Generators angeordnet, so daß Verdrahtungen gekürzt und eine eine Erzeugung von elektromagnetischer Störungen gemindert wird.
Als die Schalttransistoren werden aus Silizium ausgebildete Transistoren, entweder Bipolartransistoren (nachfolgend als Si-BPTs bezeichnet) oder MOS-Leistungstransistoren (nachfolgend als Si-MOSTs bezeichnet), verwendet.
Nachdem der Dreiphasenvollwellengleichrichter, welcher die zuvor erwähnten MOS-Leistungstransistoren verwendet, eine Konstruktion aufweist, in welcher eine als eine PN-Sperrschichtdiode dienende parasitäre Diode des herkömmlichen Dreiphasenvollwellengleichrichters und ein MOS-Leistungstransistor parallel geschaltet sind, kann ein Leistungsverlust durch die Abwesenheit eines Spannungsabfalls in der Vorwärtsrichtung der Sperrschichtdiode im Vergleich mit dem eine herkömmliche Siliziumdiode verwendenden Dreiphasenvollwellengleichrichter reduziert werden.
Allerdings leidet der zuvor erwähnte Dreiphasenvollwellengleichrichter des MOS-Leistungstransistortyps unter dem nachstehenden Nachteil.
Bei dem AC-Generator für Kraftfahrzeuge ist die aufgespeicherte Menge magnetischer Energie so groß in der Wicklung der Dreiphasenanker- und der Erregerspule, daß die Stehspannung jedes der Halbleiterleistungselemente in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter auf etwa 300 Volt festgelegt werden muß, das 20-fache oder mehr der Batteriespannung, oder die Ausgangsgleichrichtungsspannung des Dreiphasenvollwellengleichrichters.
Überdies erfordert ein Anstieg in der von einem Fahrzeug mitgeführten elektrischen Last in den letzten Jahren (z. B. für eine Enteisungsheizung oder dergleichen) einen Ausgangsstrom von 100 A oder mehr. Nachdem der Leistungsverlust in dem MOS-Leistungstransistor mit einer Konstruktion einer solch hohen Stehspannung und hohen Stroms fast dem von Dioden gleich geworden ist, ist die Verwendung von MOS-Leistungstransistoren mit einer solch komplizierten Konstruktion anstelle von Dioden bedeutungslos geworden.
Die Probleme bei dem zuvor erwähnten Dreiphasenvollwellengleichrichter des MOS-Transistortyps werden nachstehend in Verbindung mit Fig. 3(a), 3(b), 4 und 5 genauer analysiert werden. Fig. 3(a) und 3(b) sind Ansichten einer Wechselrichterschaltung, wobei die Ansichten den Abschnitt einer Phase des Dreiphasenvollwellengleichrichters des MOS-Leistungstransistortyps zeigen, wobei Fig. 3(a) einen Fall eines N-Kanal-MOS-Leistungstransistors zeigt und Fig. 3(b) einen Fall eines P-Kanal-MOS- Leistungstransistors zeigt. Überdies sind Fig. 4 und 5 Ansichten, welche ein typisches Beispiel einer Querschnittsstruktur eines typischen MOS-Leistungstransistors zeigen.
In der Wechselrichterschaltung des N-Kanal-MOS-Leistungstransistors, welcher in Fig. 3(a) gezeigt ist, sind eine Drainelektrode D eines hochseitigen MOS-Leistungstransistors 101 und eine Sourceelektrode 5 eines niederseitigen MOS-Leistungstransistors 102 mit einem Ausgangsanschluß einer Phase verbunden, eine Drainelektrode D eines niederseitigen MOS-Leistungstransistors 102 ist mit einem Niedrigpotentialanschluß einer Batterie (nicht gezeigt) verbunden, und eine Sourceelektrode S eines hochseitigen MOS-Leistungstransistors 101 ist mit einem Hochpotentialanschluß der Batterie verbunden. Die Richtung des Ladungsstroms zu der Ladungszeit ist der Elektronenwanderrichtung entgegengesetzt.
Zusätzlich existieren bei den zuvor erwähnten MOS- Leistungstransistoren 101 und 102 eine sourceseitig verbundene parasitäre Diode Ds und eine drainseitig verbundene parasitäre Diode Ds prinzipell zwischen dem Muldengebiet vom P-Typ und entweder der Sourceelektrode S oder der Drainelektrode D, wie in Fig. 3(a) und 3(b) gezeigt.
Das Muldengebiet vom P-Typ ist aufgrund des Erfordernisses, ein Potential zu dem Muldengebiet vom P-Typ hinzuzufügen, normalerweise entweder mit der Sourceelektrode S oder der Drainelektrode D verbunden. Wenn diese Wechselrichterschaltung als Schaltung einer Phase des Dreiphasenvollwellengleichrichters verwendet wird, muß die drainseitig verbundene parasitäre Diode Dd, welche das Muldengebiet vom P-Typ (z. B. bei 103 in Fig. 4 und 5) mit der Drainelektrode D (z. B. bei 104 in Fig. 4 und 5) verbindet, kurzgeschlossen werden, wie in Fig. 3(a) gezeigt.
In anderen Worten, wenn bei dem Dreiphasenvollwellengleichrichter für Kraftfahrzeuge das Muldengebiet vom P-Typ (z. B. bei 103 in Fig. 4 und 5) mit der Sourceelektrode S (z. B. bei 106 in Fig. 4 und 5) verbunden ist und die sourceseitig verbundene parasitäre Diode Ds kurzgeschlossen ist, verursacht ein Abfall in der mit der Drainelektrode D des hochseitigen MOS-Leistungstransistors erzeugten Spannung auf eine niedrigere Spannung als die Batteriespannung, daß ein Sperrstrom durch die drainseitig verbundene parasitäre Diode Dd fließt. In der gleichen Art bewirkt jeder Anstieg in der mit der Sourceelektrode S des niederseitigen MOS-Leistungstransistors verbundenen erzeugten Spannung auf eine Spannung, welche die Spannung niedrigeren Potentials (mit Masse verbunden Spannung) überschreitet, daß ein Sperrstrom durch die drainseitig verbundene parasitäre Diode Dd fließt. Daher erfordert die Verhütung des durch die drainseitig verbundene parasitäre Diode Dd fließenden Sperrstroms die Verbindung des Muldengebiets vom P-Typ 103 mit der Drainelektrode, um den Fluß des Sperrstroms mit der sourceseitig verbundenen parasitären Diode Ds zu verhindern.
Schließlich muß das Muldengebiet vom P-Typ (z. B. bei 103 in Fig. 4 und 5) des bei dem Dreiphasenvollwellengleichrichter in AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge verwendeten MOS-Leistungstransistors mit der Drainelektrode D verbunden werden. Dies gilt gleichermaßen für den P-Kanal-MOS-Leistungstransistor mit, welcher in Fig. 3(b) gezeigt ist.
Allerdings ist bei der in Fig. 4 und 5 gezeigten herkömmlichen MOS-Leistungsverstärkerstruktur das P-Muldengebiet 103 und das N&spplus;-Gebiet 104, welches auf dem Oberflächenabschnitt des P-Muldengebiets 103 angeordnet ist, unvermeidlich kurz geschlossen, und eine Verarmungsschicht 107, welche zwischen dem P-Muldengebiet 103 und der Epitaxiestehspannungsschicht 105 vom N-Typ angordnet ist, ist unvermeidlich zu der N-Epitaxiestehspannungsschicht 105 hin aufgebläht, um die Stehspannung zu ertragen.
In anderen Worten, wenn der Dreiphasenvollwellengleichrichter bei dem zuvor erwähnten AC-Generator für Kraftfahrzeuge die herkömmliche MOS-Leistungstransistorkonstruktion, welche in Fig. 4 und 5 gezeigt ist, aufweist, dient ein Substrat 106 vom N&spplus;-Typ unvermeidlich als ein Sourcegebiet, während das Gebiet 104 vom N&spplus;-Typ unvermeidlich als ein Draingebiet dient. Allerdings ist bei einer solchen Konstruktion ein großer parasitärer Sourcewiderstand Rs in der N-Stehspannungsschicht 105 in Reihe mit einem tatsächlichen Sourceanschluß S' und der Sourceelektrode verbunden.
Ein Drainsättigungsstrom Idsat in dem MOS-Transistor wird zur Vereinfachung einer Schwellenspannung Vt ignoriert. Der Drainsättigungsstrom Idsat wird durch die nachfolgende Gleichung dargestellt;
Idsat = K(Vg - Vs')² = K(ΔVgs - Idsat·Rs)²
wobei K eine Proportionalkonstante ist, ΔVgs eine Spannung zwischen Gate und Source ist (Vg - Vs), und Vs' = Vs + Idsat·Rs ist und ein Potential des Sourceanschlusses S' darstellt.
In anderen Worten, der Drainsättigungsstrom (maximaler Strom zu der Zeit des Anlegens einer vorbestimmten Gatespannung) Idsat ist gleich einem Abfall in der Gatespannung Vg um Idsat·Rs. Übrigens wird eine Änderung in der Schwellenspannung, welche sich aus dem Substrateffekt ergibt, ebenfalls ignoriert.
Wenn z. B die Gatespannung +20 Volt annimmt, eine Source-(Batterie)-Spannung +12 Volt, ein Strom 100 A und ein parasitärer Sourcewiderstand Rs 0,05 Ohm, wird das tatsächliche Sourcepotential Vs' 17 Volt mit dem Ergebnis, daß ein Kanalstrom auf 9/64 eines Falles, in welchem Rs 0 ist, abfällt. In anderen Worten, diese Tatsache zeigt, daß ein geringer Anstieg in dem parasitären Sourcewiderstand Rs den Kanalstrom extrem reduziert. Dieser Stromreduktionseffekt oder der Kanalwiderstandsanstiegseffekt wird als der Sourcewiderstandsrückkopplungseffekt bezeichnet.
Die zuvor erwähnte Gleichung wird nun auf ein Drainstromsättigungsgebiet angewendet. Auf die gleiche Weise reduziert ein Anstieg in dem parasitären Sourcewiderstand Rs einen nicht sättigenden Drainstrom in dem ungesättigten Gebiet. Solch eine Reduktion in dem Drainstrom bedeutet einen Anstieg in einem Kanalwiderstand. Ein Anstieg in dem zuvor erwähnten parasitären Sourcewiderstand Rs selbst fordert einen Leistungsverlust heraus, ebenso wie ein Anstieg in dem Kanalwiderstand in einem Leistungsverlust resultiert. Dies zeigt, daß das zuvor erwähnte Phänomen zu einem großen Leistungsverlust und Erwärmung führt.
Natürlich ist es möglich, bei der in Fig. 4 und 5 gezeigten MOS-Leistungstransistorkonstruktion zur Reduktion des parasitären Sourcewiderstands Rs die Dicke der N-Stehspannungsschicht 105 zu reduzieren. Nachdem allerdings AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge eine hohen Stehspannung wie etwa 300 Volt benötigen, wie zuvor beschrieben, ist es schwierig, die Dicke der N-Stehspannungsschicht 105 zu verringern.
In anderen Worten, wenn die elektrische Durchbruchfeldstärke von Silizium bei normalen MOS-Leistungstransistoren 30 Volt/um beträgt, benötigt unter der Annahme, daß nur die N-Stehspannungsschicht 105 die Stehspannung von 300 Volt erträgt, die N-Stehspannungsschicht 105 eine Dicke von 10 um auch bei einer konstanten elektrischen Feldstärke in der N-Stehspannungsschicht 105. Tatsächlich muß die Dicke der N-Stehspannungsschicht 105 auf etwa 20 um oder mehr festgelegt sein, so daß die N-Stehspannungsschicht 105 300 Volt erträgt, wenn die elektrische Feldstärke in der N-Stehspannungsschicht 105 auf etwa 30 Volt/um festgelegt ist. Die Störstellenkonzentration muß etwa 1 · 10¹&sup5; Atome/cm³ oder weniger betragen.
Eine Ausbildung der N-Stehspannungsschicht 105 mit einer solchen Dicke und Störstellenkonzentration zum Sicherstellen der Stehspannung fordert einen Anstieg in dem zuvor erwähnten parasitären Sourcewiderstand Rs und einen Widerstandsverlust wie auch die zuvor erwähnte Reduktion des Drainstroms (ein hoher Anstieg in dem Kanalwiderstand) heraus. Demzufolge kann der in der zuvor erwähnten JP-A-4-138030 beschriebene Dreiphasenvollwellengleichrichter des MOS-Leistungstransistors den Dreiphasenvollwellengleichrichter des PN-Sperrschichtdiodentyps bei Verwendung von AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge in der Theorie nicht übertreffen (d.h. auf dem Gebiet mit einer Reaktanzlast). Daher besitzt der Dreiphasenvollwellengleichrichter des MOS-Leistungstransistortyps bei praktischer Verwendung mit solchen Nachteilen wie komplizierter Struktur und Steuerung keinen Wert.
Andererseits ist es möglich, bei der MOS-Leistungstransistorkonstruktion, welche in den zuvor erwähnten Fig. 4 und 5 gezeigt ist, zu erwägen, daß das N&spplus;-Gebiet 104 als die Sourceelektrode dient und das N&spplus;- Substrat 106 als die Drainelektrode dient, um das P-Muldengebiet 103 und das N&spplus;-Draingebiet 106 kurzzuschließen.
Allerdings ist es bei diesem Verfahren extrem schwierig, eine Stehspannung von 300 Volt zwischen dem N&spplus;-Gebiet (Sourcegebiet) 104 und dem P-Muldengebiet 103 zu sichern, während die Stehspannung zwischen der Gateelektrode und dem P-Muldengebiet 107 sowie dem N&spplus;-Gebiet 104 gesichert wird.
Daher wird eine tatsächliche Verbesserung der elektrischen Durchbruchfeldstärke in der Stehspannungsschicht in einem beträchtlichen Leistungsverlust und Erwärmung in dem Energiewandler resultieren. Der in einem Energiewandler zum Umwandeln von durch Wechselstrom erzeugter Spannung in eine Gleichstromspannung verwendete MOS-Leistungstransistor kann folglich kaum mit dem derzeit erhältlichen Silizium-MOS-Leistungstransistor ausgebildet werden. Die Verwirklichung des Energiewandlers des MOS- Leistungstransistors erfordert eine deutliche Reduzierung in dem Widerstand in der Stehspannungsschicht, eine deutliche Reduzierung in der Dicke der Stehspannungsschicht und einen Anstieg in der Störstellenkonzentration, was alles erst verwirklicht werden kann, nachdem die elektrische Durchbruchfeldstärke in der Stehspannungsschicht deutlich verbessert worden ist.
Die jeweilige Beziehung zwischen einem Ausgangsstrom von AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge und Eigenschaften eines Schalttransistors in dem zuvor erwähnten Erregungsstromsteuergerät wird nachfolgend analysiert werden.
Ein Anstieg in einer maximalen Temperatur, welche für die MOS-Leistungstransistoren (MOSTs) oder Bipolar-Leistungstransistoren (BPTs) als den Schalttransistoren zulässig ist, ist begrenzt (z. B. auf mehrere 10 Grad im Hinblick auf die Oberflächentemperatur). Ein Anstieg in der zulässigen Temperatur ΔT begrenzt die maximal zulässige Erwärmungsgröße Qmax des Schalttransistors. Die maximal zulässige Erwärmungsgröße ist durch die Gleichung: Qmax = r · Imax² = f (rt, S, ΔT) repräsentiert, wobei r ein Durchlaßwiderstand r des Schalttransistors ist, Imax eine maximal erregte Spule, f eine Funktion, rt ein Wärmestrahlungswiderstand und S eine Wärmeabstrahlfläche.
Ein Durchlaßwiderstand r in dem herkömmlichen Transistor, welcher den Schalttransistor zum Steuern des Erregungsstroms in den AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge bildet, besitzt einen eindeutigen Minimalwert.
In anderen Worten, nachdem die zuvor erwähnten AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge eine hohe aufgespeicherte magnetische Energiemenge in der Dreiphasenankerwicklung und der Erregerspule besitzt, wird bei Unfällen (wie etwa einem Abgehen des Batterieanschlusses und der Erzeugung einer Lastdämpfspannung), bei welchem die aufgespeicherte magnetische Energie in einem Moment entladen wird, durch einen Hochpotentialausgangsanschluß des Dreiphasenvollwellengleichrichters eine extrem hohe Stoßspannung an den Schalttransistor angelegt. Daher muß der Schalttransistor mit Spezifikationen einer hohen Stehspannung (300 Volt oder mehr auch bei AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge mit einer Nennspannung von 14 Volt) konzipiert sein.
Allerdings weisen die herkömmlichen, aus Silizium ausgebildeten Transistoren wie etwa Si-BPTs und Si-MOSTs eine eindeutige elektrische Lawinendurchbruchfeldstärke auf; daher erfordert ein Ertragen einer Stehspannung innerhalb des Bereichs, in welchem Transistoren nicht durchbrechen, unvermeidlich einen Anstieg in der Dicke der Stehspannungsschicht und eine niedrige Störstellenkonzentration. Demzufolge konnte bisher der spezifische Widerstand des Schalttransistors nicht auf einen eindeutigen Wert oder weniger reduziert werden. Übrigens ist eine Erhöhung in einer Chipgröße wirksam, um den Durchlaßwiderstand r zu reduzieren. Allerdings ist es aufgrund einer reduzierten Ausbeute schwierig, die Chipgröße bis zu einer bestimmten Grenze (z. B. 10 mm²) oder mehr zu vergrößern. Daher ist aufgrund eines großen spezifischen Widerstands der Stehspannungsschicht und einer begrenzten Chipfläche der Durchlaßwiderstand r des herkömmlichen Schalttransistors auf einen bestimmten Wert oder mehr begrenzt.
D.h., AC-Generatoren für Kraffahrzeuge erzeugen eine hohe Stoßspannung zusammen mit der Entladung von magnetischer Energie mit dem Ergebnis, daß der Schalttransistor einen hohen Durchlaßwiderstand r aufweist. Somit ist es offensichtlich unausweichlich erforderlich, den maximalen Erregungsstrom Imax auf einen relativ kleinen Wert festzulegen, um eine Erwärmungsgröße des Schalttransistors auf eine eindeutige maximal zulässige Erwärmungsgröße Qmax zu reduzieren.
Es wird verstanden, daß, nachdem die maximale Flußgröße Φmax von AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge scheinbar proportional dem maximalen Erregungsstrom Imax ist und die Ausgangsleistung von AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge von der maximalen Flußgröße Φmax abhängt, eine von den in AC-Generatoren verwendeten Schalttransistoren benötigte hohe Stehspannungsleistung eine Verbesserung im Austrag von AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge letztlich erheblich beschränkt.
Natürlich ist es möglich, eine Mehrzahl von Schalttransistoren parallel zu verwenden, um die maximal zulässige Erwärmungsgröße Qmax, oder den maximalen Erregungsstrom Imax zu erhöhen. Allerdings erhöht eine Verwendung einer Mehrzahl von parallelen Schalttransistoren die Kosten und erfordert mehr Platz.
Prinzipiell ist es möglich, den maximalen Erregungsstrom Imax durch eine Verbesserung in den Abstrahlungseigenschaften von Schalttransistoren zu erhöhen. Nachdem jedoch die Schalttransistoren auf der Endoberfläche eines Gehäuses des AC-Generators angeordnet sind, ist es schwierig, eine große Kühlrippe anzuordnen, da das in einer Vergrößerung der Abmessung des AC-Generators und einer Erhöhung des Ventilationswiderstands resultieren wird.
Nachdem die zuvor erwähnten Schalttransistoren auf der Endoberfläche des Gehäuses der AC-Generatoren angeordnet sind, werden die Transistoren überdies durch Erwärmung innerhalb des Generators und von Motoren durch das Gehäuse abgestrahlte Wärme beeinträchtigt. Andererseits wird, nachdem Kühlluft eine geringere Windströmungsmenge aufweist, wenn sich der Motor im Leerlauf befindet, die Randtemperatur der Schalttransistoren beträchlich hoch (z. B. 135ºC), wenn sich der Motor im Leerlauf befindet, die Außentemperatur hoch ist und eine elektrische Last groß ist. Dies beschränkt streng den zuvor erwähnten zulässigen Temperaturanstieg ΔT, welcher in dieser Beziehung für die Schalttransistoren zulässig ist, wodurch weiter die maximal zulässige Erwärmungsgröße Qmax und der maximale Erregungsstrom Imax und schließlich der Ausgangsstrom von AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge begrenzt wird.
Patent Abstracts of Japan, Vol. 7, No. 267 (E-213) [1412], November 29, 1983 & JP-A-58148640, welche als eine Grundlage für den Oberbegriff von Anspruch 1 verwendet wird, offenbart einen motorgetriebenen Wechselstromgenerator, in welchem ein Spannungsregler innerhalb des Generators angeordnet ist und in welchem die Wärmeprobleme durch einen mechanischen Kühlmechanismus gelöst wurden.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Wechselstromgenerator gemäß den Oberbegriff von Anspruch 1 in einer solchen Weise zu verbessern, daß der Ausgangswirkungsgrad verbessert wird und die Kühlung einfacher durchgeführt werden kann.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die vorteilhaften Maßnahmen, welche in dem Kennzeichnungsteil von Anspruch 1 angedeutet sind, gelöst.
Aufgrund dieser Maßnahmen kann der Leitungsverlust in dem Generator beachtlich reduziert werden, so daß der Ausgangswirkungsgrad dementsprechend verbessert wird. Überdies kann aufgrund des reduzierten Leistungsverlusts der Generator der vorliegenden Erfindung ohne irgendwelche Probleme gekühlt werden, d.h. ohne die Notwendigkeit eines mechanischen Kühlmechanismus oder einer großen Abstrahlungsoberfläche.
Die grundlegende Struktur eines SiC-Halbleitersubstrats ist z. B aus "Proceedings of the 28th Intersociety Energy Conversion Engineering Conference", August 1993, Seiten 1249-1254 bekannt. Dieser Artikel offenbart des weiteren, daß eine aus SiC ausgebildete PN-Sperrschichtdiode eine Stehspannung von ungefähr 1400 V aufweist, daß ein aus SiC ausgebildeter Bipolartransistor eine Stehspannung von ungefähr 200 V aufweist und daß ein aus SiC ausgebildeter Transistor eine Stehspannung von ungefähr 100 V aufweist. Die Dimensionen und Dotierungsniveaus der SiC-Strukturen, wie in der Erfindung beansprucht, sind jedoch aus diesem vorbekannten Dokument nicht bekannt.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, einen AC-Generator zu schaffen, welcher einen Ausgangswirkungsgrad verbessern und welcher ein Kühlen mit geringerer Aufheizung ermöglichen kann.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, einen AC-Generator für Kraftfahrzeuge zu schaffen, welcher einen Energiewandler besitzt, wodurch der Generator einen Leistungsverlust im Vergleich mit dem herkömmlichen Dreiphasenvollwellengleichrichter beachtlich reduzieren kann und die Kühlung ermöglichen kann.
Ein noch anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, einen AC-Generator für Kraftfahrzeuge zu schaffen, welcher in der Lage ist, einen Austrag in hohem Maße zu verbessern, ohne wegen eines reduzierten Betriebsbereichs von Schalttransistoren die Zuverlässigkeit zu zerstören und ohne aufgrund einer Erhöhung in dem Lüftungswiderstand des Generators die Kühlung von Spulen zu beschädigen.
Ein noch anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, einen AC-Generator für Kraftfahrzeuge zu schaffen, welcher in der Lage ist, den Lüftungswiderstand hiervon zu reduzieren, einen Raum, in welchem die Schalttransistoren angeordnet sind, zu reduzieren, und die Wirtschaftlichkeit hiervon durch Reduzieren der Größe und Vereinfachen der Schalttransistoren zur Erregungsstromsteuerung und eine Kühlungskonstruktion hiervon zu verbessern, ohne eine Reduktion im Austrag des Generators herauszufordern.
Ein noch anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, einen AC-Generator für Kraftfahrzeuge zu schaffen, welcher in der Lage ist, einen Widerstandsleistungsverlust in einer Stehspannungsschicht oder einen parasitären Sourcewiderstand Rs von MOS-Leistungstransistoren in einem Energiewandler einen Kanalwiderstand in hohem Maße zu reduzieren; überdies ist dieser Generator in der Lage, als ein Ergebnis einer Reduktion in dem Rückkopplungseffekt des Sourcewiderstands in hohem Maße zu reduzieren, wodurch der Leistungsverlust mit dem synergistischen Effekt der Reduktion in dem widerstandsleistungsverlust und der Reduktion in dem Kanalwiderstand deutlich reduziert werden kann.
Die zuvor erwähnten Merkmale und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung werden aus einem Studium der nachfolgenden genauen Beschreibung und Zeichnungen klar werden. In der Zeichnung:
ist Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten AC-Generators für Kraftfahrzeuge gemäß der vorliegenden Erfindung;
ist Fig. 2 eine Schnittansicht des in Fig. 1 gezeigten AC-Generators;
sind Fig. 3(a) und 3(b) Ersatzschaltbilder einer Struktur für eine Wechselrichterschaltung;
ist Fig. 4 eine teilweise vergrößerte Schnittansicht, welche ein Beispiel einer MOS-Leistungstransistorstruktur zeigt, welche einen Dreiphasenvollwellengleichrichter bildet;
ist Fig. 5 eine teilweise vergrößerte Schnittansicht, welche ein Beispiel einer MOS-Leistungstransistorstruktur zeigt, welche den Dreiphasenvollwellengleichrichter bildet;
ist Fig. 6 eine Darstellung von Spannung-zu-Strom-Eigenschaften in einer aus Si ausgebildeten PN-Diode;
ist Fig. 7 eine Darstellung von Spannung-zu-Strom-Eigenschaften in einem aus Si ausgebildeten MOS-Leistungstransistor;
ist Fig. 8 eine Darstellung von Spannung-zu-Strom-Eigenschaften in einem aus SiC ausgebildeten MOS-Leistungstransistor;
ist Fig. 9 eine Darstellung, welche die Beziehung zwischen einem Kanalwiderstand und einer Stehspannung in dem in Fig. 7 und 8 gezeigten MOS-Leistungstransistor zeigt;
ist Fig. 10 eine Darstellung, welche die Beziehung zwischen einem Ausgangsstrom, einem Wirkungsgrad und einer Drehzahl in dem AC-Generator zeigt, wenn ein Dreiphasenvollwellengleichrichter des Si-MOS-Leistungstransistortyps und ein Dreiphasenvollwellengleichrichter des SiC-MOS-Leistungstransistortyps verwendet werden;
ist Fig. 11 eine Darstellung, welche die Beziehung zwischen einer Rauschspannung und einer Drehzahl in dem AC-Generator zeigt, wenn der Dreiphasenvollwellengleichrichter des Si-MOS-Leistungstransistortyps und der Dreiphasenvollwellengleichrichter des SiC-MOS-Leistungstransistortyps verwendet werden;
ist Fig. 12 eine Seitenansicht, welche eine Rückseite des AC-Generators für Kraftfahrzeuge zeigt, welche perspektivisch den Dreiphasenvollwellengleichrichter zeigt;
ist Fig. 13 eine interne perspektivische Draufsicht des Dreiphasenvollwellengleichrichters von Fig. 12;
ist Fig. 14 ein Ersatzschaltbild, welches einen zweiten AC-Generator zeigt;
ist Fig. 15 eine Schnittansicht, welche einen dritten AC-Generator zeigt;
ist Fig. 16 ein Ersatzschaltbild, welches einen vierten AC-Generator zeigt;
ist Fig. 17 ein Schaltbild eines fünften AC-Generators;
ist Fig. 18 eine Schnittansicht von niederseitigen MOS-Leistungstransistoren und eines Schalttransistors 20b in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter 19, welcher in Fig. 17 gezeigt ist;
sind Fig. 19 tatsächliche Meßeigenschaften, welche eine Beziehung zwischen der Drehzahl und dem Ausgangsstrom in dem AC-Generator zeigen, wobei der Generator einen Schalttransistor unter Verwendung des SiC-MOST der vorliegenden Erfindung und der herkömmlichen Si-BPT und Si-MOST enthält;
ist Fig. 20 ein Schaltbild eines sechsten AC-Generators;
ist Fig. 21 ein Ersatzschaltbild, welches einen Teil der Schaltung von Fig. 20 zeigt;
ist Fig. 22 ein Ersatzschaltbild, welches einen Teil der Schaltung von Fig. 20 zeigt;
ist Fig. 23 ein Schaltbild eines siebenten AC-Generators;
ist Fig. 24 eine Schnittansicht der hochseitigen MOS- Leistungstransistoren und des Schalttransistors 20d in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter von Fig. 23;
ist Fig. 25 ein Schaltbild eines achten AC-Generators;
ist Fig. 26 eine Ansicht, welche einen Zustand zeigt, in welchem der Vollwellengleichrichter und ein Erregungsschalttransistor 20e auf der gleichen Kühlrippe 31 vorgesehen sind;
ist Fig. 27 eine Schnittansicht, in welcher eine Freilaufdiode 40a und ein Erregungsschalttransistor 14 auf demselben Chip ausgebildet sind; und
ist Fig. 28 ein Ersatzschaltbild, welches eine Schaltung von Fig. 27 zeigt.
Wie zuvor beschrieben, ist es, nachdem AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge eine hohe aufgespeicherte magnetische Energiemenge in einer Ankerwicklung und einer Feldspule aufweisen, erforderlich, eine Stehspannung jedes der Halbleiterleistungselemente in dem Gleichrichter auf beispielsweise etwa 300 Volt festzulegen, was mehr als das 20-fache der Ausgangsgleichrichterspannung in dem Gleichrichter ist.
Zusätzlich wird als ein Ergebnis eines Anstiegs in der elektrischen Last, welche auf Fahrzeugen mitgeführt wird, ein großer Ausgangsstrom von 100 A oder mehr gewünscht.
Hier ist eine elektrische Durchbruchfeldstärke von SiC etwa 400 Volt/um, was ungefähr das 13-fache von Si ist. Die Tatsache, daß SiC ein viel größeres elektrisches Durchbruchfeld als Si aufweist, bedeutet, daß eine Verwendung von SiC als ein bildendes Element des Gleichrichters in AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge einen Vorteil einer beachtlichen Verringerung eines Leistungsverlusts in MOS-Leistungstransistoren aufweist. Der Vorteil einer Reduktion in dem Leistungsverlust, welcher aus einem Unterschied in der zuvor erwähnten elektrischen Durchbruchfeldstärke resultiert, wird nachstehend weiter genau erläutert werden.
Als ein Beispiel ist eine Betrachtung eines Falls gegeben, in welchem SiC-MOS-Leistungstransistoren in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter des AC-Generators für Kraftfahrzeuge verwendet werden, um eine Stehspannung von 300 Volt sichern. Der Einfachheit halber ist angenommen, daß die Stehspannungsschicht 107 vom N-Typ (z. B. in Fig. 4 oder 5 gezeigt, wo die Struktur in der vorliegenden Erfindung die gleiche ist, wie sie zuvor bekannt war. Allerdings erzielt die vorliegende Erfindung durch Verwendung von SiC überlegene Ergebnisse im Vergleich mit reinem Si.) vollständig zu der Stehspannung von 300 Volt beiträgt.
Wenn einfach gedacht wird, daß die N-Stehspannungsschicht 107 die Stehspannung von 300 Volt erträgt, beträgt die erforderliche Dicke der N-Stehspannungsschicht 105 ungefähr 4 um, die Störstellenkonzentration beträgt 2 · 10¹&sup6; Atome/cm³, und der spezifische Widerstand beträgt etwa 1,25 Ωcm mit der auf 400 Volt/um festgelegten elektrischen Durchbruchfeldstärke von SiC. Andererseits beträgt die erforderliche Dicke der Stehspannungsschicht für 300 Volt bei dem zuvor beschriebenen Si-MOS-Leistungstransistor etwa 20 um, die Störstellenkonzentration beträgt 1 · 10¹&sup5; Atome/cm³, und der spezifische Widerstand beträgt etwa 5 Ωcm. Infolgedessen bedeutet dies, daß der Widerstand der N-Stehspannungsschicht 107 bei dem SiC-MOS-Leistungstransistor auf 1/20 dessen der N-Stehspannungsschicht 107 bei dem Si-MOS-Leistungstranstor reduziert werden kann. Allerdings ist es ziemlich natürlich, daß die Störstellenkonzentration in der N-Stehspannungsschicht 107 niedriger sein kann als der zuvor erwähnte Wert im Verhältnis zu der Störstellenkonzentration in dem Muldengebiet 103 vom P-Typ.
Andererseits kann der Widerstand der Störspannungsschicht bei dem SiC-MOS-Leistungstransistor auf 1/10 dessen des Si-BPT und des Si-MOST reduziert werden, um die für einen Schalttransistor zur Erregungsstromsteuerung erforderliche Stehspannung (z. B. 300 Volt oder mehr) zu verwirklichen.
D.h., daß der Si-MOS-Leistungstransistor eine elektrische Durchbruchfeldstärke von etwa 30 Volt/um aufweist. Wenn einfach betrachtet wird, daß die N-Stehspannungsschicht 105 die Stehspannung von 300 Volt eträgt, beträgt die erforderliche Dicke der Stehspannungsschicht etwa 20 um, die Störstellenkonzentration ist 1 · 10¹&sup5; Atome/cm³, und der spezifische Widerstand beträgt 5 Ωcm.
Zusätzlich beträgt, nachdem die elektrische Durchbruchfeldstärke von SiC 400 Volt/um beträgt, wie zuvor beschrieben, die erforderliche Dicke der N-Stehspannungsschicht 105 etwa 4 um, die Störstellenkonzentration beträgt 2 · 10¹&sup6; Atome/cm³, und der spezifische Widerstand beträgt etwa 1,25 Ωcm. Infolgedessen kann der Widerstand der N-Stehspannungsschicht 105 bei dem SiC-MOS-Leistungstransistor als dem Schalttransistor auf etwa 1/20 dessen der N-Stehspannungsschicht 105 bei dem Si-MOS-Leistungstransistor reduziert werden.
Überdies wurden auch andere Widerstandskomponenten zu dem Widerstand der N-Widerstandsschicht 105 in der Berechnung hinzugefügt, ein Durchlaßwiderstand r des SiC- MOST wird etwa 1/25 dessen des Si-MOST betragen, und etwa 1/19 dessen des Si-BPT, wenn die Durchlaßwiderstände r von Si-BPT, Si-MOST und SiC-MOST mit den gleichen Entwurfsregeln und der gleichen Chipfläche berechnet werden.
Wie zuvor beschrieben, regelt der zulässige Temperaturanstieg ΔT, welcher von der umgebenden Umwelt zulässig ist, die maximal, zulässige Erwärmungsgröße Qmax, welche durch den nachfolgenden Ausdruck dargestellt werden kann; Qmax = r · Imax², wobei r ein Durchlaßwiderstand r des Schalttransistors ist und Imax der maximale Erregungsstrom ist. Die Tatsache, daß der Durchlaßwiderstand r wie zuvor beschrieben reduziert werden kann, bedeutet, daß der maximale Erregungsstrom um etwa das 4- bis 4,5-fache (nämlich 1/(r0,5) mit einem Chip vergrößert werden kann, wenn die maximal zulässige Erwärmungsgröße Qmax eindeutig ist. Dies bedeutet, daß die maximale Flußgröße Φmax, welche mit einem Schalttransistor steuerbar ist, und auch der Austrag von AC-Generatoren für Fahrzeuge kann beachtlich erhöht werden. Selbstverständlich erfordert ein solcher Anstieg in der maximalen Flußgröße Φmax eine Vergrößerung der Feldspule und einem Feldeisenkern. Die Tatsache, daß eine solch große Größe an Feldfluß mit einem Schalttransistor gesteuert werden kann, ist ein wichtiger Vorteil.
Es versteht sich von selbst, daß der Durchlaßwiderstand auf 1/25 reduziert werden kann und der gleiche Betrieb verwirklicht werden kann, wenn 25 Si-MOSTs parallel verbunden sind. Allerdings ist es schwierig, eine solch große Zahl von Si-MOSTs oder Si-BPTs auf der Endoberfläche eines Gehäuses des Generators anzuordnen. Auch falls es möglich ist, solche Transistoren hierauf anzuordnen, kann das Innere des Generators kaum durch Lüftung gekühlt werden, da die Kühlluft innerhalb von der Endoberfläche des Gehäuses absorbiert wird. Daher ist es unmöglich, eine solche Anordnung auf einem praktischen Nieveau zu verwenden.
Daher kann, wie in der vorliegenden Erfindung gesehen, der Austrag des AC-Generators für Kraftfahrzeuge mit der Annahme eines SiC-MOST als dem Schalttransistor beachtlich vergrößert werden.
Andererseits kann, wenn der Austrag der AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge auf das gleiche Niveau gesetzt wird wie das herkömmliche Gegenstück unter der Annahme, daß der maximale Erregungsstrom Imax der gleiche bleibt, der Durchlaßwiderstand r des Schalttransistors auf etwa 5% dessen eines herkömmlichen Schalttransistors reduziert werden. Somit kann die Erwärmung um etwa 95% reduziert werden mit dem Ergebnis, daß ein Temperaturanstieg des Elements in hohem Maße reduziert werden kann und ein Kühlsystem wie etwa eine Kühlrippe vereinfacht sein wird.
Des weiteren kann, nachdem der erforderliche Raum in hohem Maße reduziert ist, das Kühlungsverhalten mit einer größeren Öffnung eines Kühllufteinlasses an der Endoberfläche des Gehäuses verbessert werden.
Zusätzlich kann unter der Annahme, daß die Erwärmungsgröße des Schalttransistors die gleiche ist wie bei dem herkömmlichen Gegenstück, die Chipoberfläche auf 1/20 reduziert werden, wodurch die Ausbeute von Chips und Integration anderer Schaltungen in hohem Maße verbessert wird.
Übrigens wird in der zuvor erwähnten Beschreibung der SiC-MOS-Leistungstransistor als der Schalttransistor verwendet. Allerdings versteht sich von selbst, daß der gleiche Vorteil durch Verwenden anderer Leistungselemente wie etwa eines SiC-Bipolartransistors und MOS-SIT anstelle des SiC-MOS-Leistungstransistors als der Schalttransistor erzeugt werden.

Ausführungsform der vorliegenden Erfindung

Mit Bezug auf Fig. 2 ist eine Gesamtkonstruktion eines motorgetriebenen ersten AC-Generators für Kraftfahrzeuge oder eine sogenannte Lichtmaschine bzw. Drehstromgenerator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt.
Eine Hülle des Generators weist einen Antriebsrahmen 1 und einen Hinterrahmen 2 auf, welche mit einer Mehrzahl von Stehbolzen 15 oder dergleichen direkt verbunden sind.
Ein Ständerkern 3 ist an einem inneren Umfang der Rahmen 1 und 2 befestigt. Eine Dreiphasengeneratorwicklung 5 ist um den Ständerkern 3 gewickelt. Eine Welle ist drehbar durch Lager 13 und 14 unterstützt, welche an den Rahmen 1 und 2 befestigt sind. Ein Läuferkern 6 ist auf dem inneren Umfang des Ständerkerns 3 angeordnet und an der Welle 9 befestigt. Eine Feldwicklung 9 ist um den Läuferkern 6 gewickelt. An beiden Endoberflächen der Polkerne 7 und 8 sind Kühllüfter 11 und 12 angeordnet. Zusätzlich ist ein Dreiphasenvollwellengleichrichter 19, welcher einen Spannungsregler 18 enthält, außerhalb des Hinterrahmens 2 vorgesehen. In Fig. 2 ist Bezugsziffer 16 eine Bürste, 17 ein Schleifring, und 23 ist eine hintere Abdeckung. Weiter bezeichnet Bezugsziffer 22a Kühlluft, welche von einem Einlaß 24a aus zu einem Auslaß 25a hin eingeführt wird.
Eine Schaltungsanordnung des ersten AC-Generators für Kraftfahrzeuge wird in Verbindung mit Fig. 1 erläutert werden.
Der Spannungsregler 18 weist den Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 und einen Spannungsregelungsabschnitt 20 auf. Der Gleichrichter 19 ist ein Dreiphasenvollwellengleichrichter, welcher MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f des N-Kanalanreicherungstyps, welcher auf einem Einkristall-SiC ausgebildet ist, aufweist. In einem solchen Gleichrichter verbinden die hochseitigen Transistoren 19a bis 19c einen Ausgangsanschluß jeder Phase der Dreiphasengeneratorwicklung 5 mit einem Hochpotentialanschluß der Batterie 21, während die niederseitigen Transistoren 19d bis 19f einen Ausgangsanschluß jeder Phase der Dreiphasengeneratorwicklung 5 mit einem Niedrigpotentialanschluß der Batterie 21 verbinden.
Der Spannungsregelungsabschnitt 20 ist mit der Feldwicklung 10 über eine Bürste und einen Schleifring 17 verbunden und ist auf dem selben Substrat (nicht gezeigt) wie der Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 angebracht. Einen solchen Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 und den Spannungsregelungsabschnitt 20 auf demselben Substrat anzubringen, ermöglicht die Verkürzung der Länge der Verdrahtungen. Überdies wird eine erzeugte Spannung jeder Phase in einen Ausgangsanschluß jeder Phase der Dreiphasengeneratorwicklung 5 eingegeben. Eine Gatespannung, welche an jede Gateelektrode der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19b angelegt ist, wird auf der Grundlage dieser Eingangssignale gesteuert.
Das Spannungsregelungsverhalten wird wie folgt beschrieben. Bei einem Motor (nicht gezeigt) liest ein Spannungsregelungsabschnitt 20 des Spannungsreglers 18 eine Spannung VB der Batterie 21. Wenn das Öffnen und Schließen der Feldwicklung 10 derart gesteuert wird, daß die Spannung der Batterie 21 einen eindeutigen Wert annimmt, wird in der Dreiphasengeneratorwicklung 5 eine Dreiphasenwechselstromspannung erregt mit dem Ergebnis, daß ein Gleichstrom, welcher durch die volle Welle hiervon durch den Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 gleichgerichtet wird, die Batterie lädt. Andernfalls wird der gleichgerichtete Gleichstrom an dem elektrischen Verbraucher des Fahrzeugs oder dergleichen verbraucht. Die Kühllüfter 11 und 12 (Fig. 2) rotieren, um die Feldwicklung 10, die Dreiphasengeneratorwicklung 5 und den Spannungsregler 18 zu kühlen.
Als nächstes wird eine Öffnungs- und Schließsteuerung jedes der MOS-Leistungstranstoren 19a bis 19f in den Dreiphasen-MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f durch den Spannungsregelungsabschnitt 20 gezeigt. Der Spannungsregelungsabschnitt 20 liest jede der erzeugten Spannungen der drei Phasen VU, VV und VW, welche Potentiale an einem Ausgangsanschluß jeder Phase der Dreiphasengeneratorwicklung 5 sind, so daß eine erzeugte Spannung zwischen Wicklungen, welche größer als die Polspannung der Batterie 21 ist, aus den erzeugten Spannungen zwischen Wicklungen VU - VV, VV - VW und VW - VU ausgewählt wird. Dann wird einer der hochseitigen MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c und einer der niederseitigen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f eingeschaltet, so daß die ausgewählte erzeugte Spannung zwischen Wicklungen der Batterie 21 durchgeführt wird. Dies ermöglicht, daß ein Ladestrom von der ausgewählten Dreiphasengeneratorwicklung der Batterie 21 zugeführt wird.
Des weiteren erfaßt der Spannungsregelgungsabschnitt 20 die Polspannung der Batterie 21 wie normale Regler. Die erfaßte Spannung wird mit der voreingestellten Referenzspannung derart verglichen, daß ein Schalttransistor den Erregungsstrom intermittierend steuert, um die Polspannung wie im Stand der Technik auf einem Sollpegel aufrechtzuerhalten. Der Schalttransistor kann ein SiC- MOS-Transistor sein.
Die Einzelheiten des Dreiphasenvollwellengleichrichters des MOS-Leistungstransistortyps unter Verwendung des zuvor erwähnten SiC wird nachstehend in Verbindung mit Fig. 3(a) und 5 erläutert. Fig. 3(a) ist eine Ansicht einer Wechselrichterschaltung, wobei die Ansicht den Anteil einer Phase des Dreiphasenvollwellengleichrichters des MOS-Leistungstransistortyps gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt. Fig. 5 ist eine Ansicht, welche einen Teil einer Querschnittsstruktur der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f zeigt.
Bei der Wechselrichterschaltung der in Fig. 3(a) gezeigten N-Kanal-MOS-Leistungstransistoren sind eine Drainelektrode D des hochseitigen MOS-Leistungstransistors 101 und eine Sourceelektrode S des niederseitigen MOS- Leistungstransistors mit einem Ausgangsanschluß einer Phase der Dreiphasengeneratorwicklung 5 verbunden, eine Drainelektrode D des niederseitigen MOS-Leistungstransistors 102 ist mit einem Niedrigpotentialanschluß der Batterie 21 verbunden, und eine Sourceelektrode 5 des hochseitigen MOS-Leistungstransistors 101 ist mit einem Hochpotentialanschluß der Batterie 21 verbunden. Die Richtung eines Ladestroms zu der Zeit einer Batterieaufladung ist der Elektronenwanderrichtung entgegengesetzt. Die Sourceelektrode S bezieht sich auf eine Elektrode, an welcher eine elektrische Trägerladung von Trägern zu dieser Ladezeit in den Kanal geladen wird.
Bei den MOS-Leistungstransistoren 101 und 102, wie in Fig. 3(a) und 3(b) gezeigt, werden eine sourceseitig verbundene parasitäre Diode Ds und eine drainseitig verbundene parasitäre Diode Dd zwischen dem Muldengebiet 103 vom P-Typ, welches später beschrieben werden wird (nämlich eine Region unmittelbar unter der Gateelektrode 101), und der Sourceelektrode S oder Drainelektrode D erzeugt. Allerdings werden das P-Muldengebiet 103 und die Drainelektrode D ohne die Notwendigkeit, dem P-Muldengebiet 103 Elektronen hinzuzufügen, kurzgeschlossen. Der Grund für diese Tatsache ist bereits beschrieben. Dies ermöglicht der sourceseitig verbundenen parasitären Diode Ds, den zuvor erwähnten Sperrstrom von der Batterie 21 aus zu verhindern.
Als nächstes wird ein Teil der Querschnittsstruktur des MOS-Leistungstransistors gemäß Ausführungsform 1 in Verbindung mit Fig. 5 erläutert werden.
Auf dem SiC-N&spplus;-Substrat 106 wird eine N-Typ-Stehspannungsschicht 105 durch Epitaxie aufgebaut und ausgebildet. Ferner wird auf dem Oberflächenabschnitt der N-Stehspannungsschicht 105 ein P-Typ-Muldengebiet 103 durch Ionenimplantation von Aluminium ausgebildet. Ferner wird auf dem Oberflächenabschnitt des P-Muldengebiets 103 ein N&spplus;-Typ-Gebiet 104 durch Ionenimplantation von Stickstoff ausgebildet. Dann wird auf einer Region einer Waferoberfläche, wo ein Graben auszubilden ist, eine Öffnung ausgebildet, gefolgt von einem Maskieren des Grabens mit einem Resist- oder Isolationsfilm, um einen Graben 108 in einer vertieften Konfiguration durch das bekannte Trockenätzen, welches das reaktive Ionenätzen (RIE - reactive ion etching) genannt wird, zu schaffen. Danach wird auf der Oberfläche des Grabens 108 mit dem thermischen Oxidationsverfahren ein aus einem Siliziumoxidfilm ausgebildeter Gateisolationsfilm 109 auf der Oberfläche des Grabens 108 ausgebildet, gefolgt von einem Ausbilden einer Gateelektrode 110 aus dotiertem Polysilizium in dem Graben 108. Dann wird der Metallelektrode 111 erlaubt, den N&spplus;-Bereich (Drainelektrode) und die Oberfläche 104 des P-Muldengebiets zu kontaktieren, gefolgt davon, daß der Metallelektrode 112 erlaubt wird, die Oberfläche des N&spplus;-Substrats (Sourceelektrode) 106 zu kontaktieren, wodurch ein Element fertiggestellt wird.
Daher schwillt bei dem ersten AC-Generator, wenn eine hohe Spannung (z. B. +300 Volt) zwischen der Sourceelektrode 106 und der Drainelektrode 111 während des Ausschaltens des MOS-Leistungstransistors angelegt wird, eine Verarmungsschicht in erster Linie zu der N-Druckstehspannungsschicht 105 hin an, um solch eine hohe Spannung zu ertragen. Demzufolge dient die N-Stehspannungsschicht 105 als ein Sourcerückkopplungswiderstand Rs. Wie zuvor beschrieben, erzeugen der Widerstand selbst und der Kanalwiderstandserhöhungseffekt einen Leistungsverlust.
Da jedoch ein Einkristall-SiC als das Material bei dem ersten AC-Generator verwendet wird, können die Dicke der N-Stehspannungsschicht 105 und die Störstellenkonzentration im Vergleich mit herkömmlichem Si in hohem Maße verbessert werden.
Die Entwurfsbedingung der N-Stehspannungsschicht 105 wird berücksichtigt, wenn die Stehspannung der N-Stehspannungsschicht 105 auf 300 Volt eingestellt wird.
Die elektrische Durchbruchfeldstärke von Si beträgt etwa 30 V/um. Wenn einfach gedacht wird, daß die N-Stehspannungsschicht 107 der Stehspannung von 300 Volt widersteht, beträgt die erforderliche Dicke der Stehspannungsschicht etwa 20 um, die Störstellenkonzentration hiervon beträgt 1 · 10¹&sup5; Atome/cm², und der spezifische Widerstand beträgt etwa 5 Ωom.
Andererseits beträgt die elektrische Durchbruchfeldstärke von SiC etwa 400 V/um. Wenn einfach gedacht wird, daß die N-Stehspannungsschicht 105 die Stehspannung von 300 Volt erträgt, beträgt die erforderliche Dicke der Stehspannungsschicht etwa 4 um, die Störstellenkonzentration hiervon beträgt 2 · 10¹&sup6; Atome/cm², und der spezifische Widerstand beträgt etwa 1,25 Ωcm.
Somit kann der Widerstand der N-Stehspannungsschicht 107 des SiC-MOS-Leistungstransistors auf 1/20 dessen der N-Stehspannungsschicht 107 des Si-MOS-Leistungstransistors gesenkt werden. Wie zuvor beschrieben, kann im selben Zuge der Kanalwiderstand stark reduziert werden. Mit diesem synergistischen Effekt kann ein Dreiphasenvollwellengleichrichter für Kraftfahrzeuge mit geringem Verlust verwirklicht werden.
In anderen Worten, es wurde klargemacht, daß ein Dreiphasenvollwellengleichrichter mit einer ausgezeichneten Wirkung, welche aus dem Stand der Technik nicht vorhergesagt werden kann, durch Verbessern der elektrischen Durchbruchfeldstärke der N-Stehspannungsschicht 105 mit der Annahme von SiC verwirklicht werden kann.
Die zuvor erwähnte Beziehung ist natürlich die gleiche, auch wenn eine hohe von 300 Volt verschiedene Spannung an die N-Stehspannungsschicht 105 angelegt wird.
Fig. 6 bis 8 zeigen Spannung-zu-Strom-Eigenschaften einer Si-Diode, eines Si-MOS-Leistungstransistors und eines SiC-MOS-Leistungstransistors, welche mit derselben Chipgröße und Entwurfsregel hergestellt sind. Allerdings ist die Stehspannung auf 250 Volt festgelegt. Fig. 6 zeigt Eigenschaften einer Si-Diode. Fig. 7 zeigt Eigenschaften eines Si-MOS-Leistungstransistors. Fig. 8 zeigt experimentelle Eigenschaften eines SiC-MOS-Leistungstransistors. Wie in Fig. 6 bis 8 gezeigt, kann der Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 von Ausführungsform 1 einen Leistungsverlust um 90% oder mehr im Vergleich mit dem herkömmlichen Dreiphasenvollwellengleichrichter unter der Bedingung des Ausgangsstroms von 75 A reduzieren.
Fig. 9 zeigt ein Beispiel eines Berechnungsergebnisses bezüglich eines Durchlaßwiderstands, wenn die erforderliche Stehspannung des MOS-Leistungstransistors geändert wird. Übrigens ist der Durchlaßwiderstand eine Summe des Kanalwiderstands und des Widerstands der N-Stehspannungsschicht 105. Insbesondere ändert sich der Kanalwiderstand mit jeder Art von Filter. Allerdings wird, wie in Fig. 9 gezeigt, in dem Hochdruckwiderstandsgebiet der zuvor erwähnte Widerstand der N-Stehspannungsschicht 105 vorherrschend.
In anderen Worten, der Kanalwiderstand selbst ändert sich auch mit einem Anstieg in der Stehspannung nicht wirklich (wenn ein Anstieg in dem Kanalwiderstand ignoriert wird, was sich aus dem zuvor erwähnten Rückkopplungseffekt ergibt, welcher durch einen Anstieg in dem parasitären Sourcewiderstand Rs verursacht wird), und der Widerstand der N-Stehspannungsschicht 105 wächst, während eine positive Korrelation bezüglich der Stehspannung aufrechterhalten wird. Demzufolge erhöht sich der Durchlaßwiderstand im Verhältnis zu einem Anstieg in der Stehspannung von einem Niveau in der Nähe einer Stehspannung von 25 Volt aus. Allerdings ist klargemacht worden, daß ein Anstieg im Widerstand der N-Stehspannungsschicht 105 bis zu einem Niveau einer Stehspannung von 250 Volt in SiC nahezu ignoriert werden kann, und der spezifische Durchlaßwiderstand sich nur langsam erhöht, nachdem die Stehspannung eine Stehspannung von 250 Volt übersteigt.
Wie aus Fig. 9 ersichtlich, ist ein SiC-Element dieser Ausführungsform in einem Bereich A, welcher einen gewünschten Stehspannungsbereich für ein in einem Wechselstromgenerator installtierten Stromelement zeigt, als das obige Stromelement wirksamer (Bereich C). Bereich B (50 Volt oder weniger) zeigt einen Bereich, in welchem ein Si-Element wirksam ist.
Fig. 10 und 11 zeigen Eigenschaften des AC-Generators für Kraftfahrzeuge gemäß Ausführungsform 1, in welchem ein Dreiphasenvollwellengleichrichter 19, welcher einen SiC-MOS-Leistungstransistor und einen Si-MOS-Leistungstransistor (Vergleichsbeispiel) beinhaltet, wobei beide die gleiche Chipgröße aufweisen.
Der Ausgangsstrom ist um etwa 10% verbessert (zu der Zeit von 12 Polen und 5000 U/min). Zusätzlich kann, nachdem der Verlust eines gleichgerichteten Stroms nahezu ignoriert werden kann, der Gleichrichterwirkungsgrad um etwa 3 bis 5% verbessert werden.
Zusätzlich kann, nachdem eine Erwärmung von dem Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 aus aus in hohem Maße gesenkt wird, der Abstrahlungsfächer in seiner Größe reduziert sein. Wie in Fig. 13 gezeigt, können der Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 und der Spannungsregelungsabschnitt 20 in demselben Gehäuse 30 integriert sein. Überdies kann durch Integrieren des Dreiphasenvollwellengleichrichters 19 und des Spannungsregelungsabschnitts 20 eine Verdrahtungsverbindung des Dreiphasenvollwellengleichrichters 19 mit dem Spannungsregelungsabschnitt 20 weggelassen werden. Ein von dieser Verdrahtung produziertes elektromagnetisches Strahlungsrauschen kann verringert werden. Verglichen mit dem herkömmlichen Generator, wie in Fig. 12 gezeigt, kann ein Einlaßfenster zum Aufnehmen von Kühlluft freigelegt sein, ohne direkt bedeckt zu sein. Demzufolge kann der Montageraum des Dreiphasenvollwellengleichrichters 19 reduziert sein, und der Lüftungswiderstand und die Lüftungsleistung können ebenfalls reduziert sein.
Des weiteren wurde für den ersten Generator wie in Fig. 11 gezeigt klargemacht, daß, wenn ein Generator mit einer Spezifikation von 12 Polen und 100 A mit 10000 U/min gedreht wird, der SiC-Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 die Rauschspannung, welche in der gleichgerichteten Ausgangsspannung enthalten ist, um etwa 20% im Vergleich mit dem herkömmlichen Si-Dreiphasenvollwellengleichrichter reduzieren kann. Dies liegt daran, daß die Potentialänderung zwischen beiden Enden der Dreiphasenvollwellengeneratorwicklung 5, welche sich aus dem Ein- und Ausschalten der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f ergibt, unterdrückt wird, weil die MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f kleine Widerstände aufweisen.
Des weiteren ist in der zuvor erwähnten Ausführungsform der Dreiphasenvollwellengleichrichter 19, welcher den Spannungsregler 18 beinhaltet, innerhalb des Generators untergebracht. Der zuvor erwähnte Spannungsregler 18 kann auf der Außenwand des Generators oder außerhalb des Generators von dem Generator getrennt angeordnet sein. Allerdings können der Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 und der Spannungsregelungsabschnitt 20 getrennt ausgebildet sein.
Des weiteren kann ein anderer externer Phasengenerator als der Dreiphasengenerator in der gleichen Weise ausgebildet sein.
Im übrigen ist Fig. 12 eine Ansicht, welche einen Dreiphasenvollwellengleichrichter zeigt, welcher einen Spannungsregler 18 enthält, wie aus der axialen Richtung des in Fig. 2 gezeigten Drehstromgenerators gesehen.
Fig. 13 ist eine Ansicht, welche eine innere perspektivische vergrößerte Ansicht des in Fig. 12 gezeigten Dreiphasenvollwellengleichrichters 19, welcher einen Spannungsregler 18 enthält, zeigt. In Fig. 12 und 13 bezeichnet Bezugsziffer 26 einen Gleichstromausgangsanschluß, 27 bezeichnet einen Verbinder wie etwa ein Schlüsselschaltersignalanschluß und ein Batteriespannungssignalanschluß, 29 ist ein Anschlußsockel zum Anschließen von Generatorwicklungen. Des weiteren ist 22b eine Kühlluft, welche von einem Einlaß 24b zu einem Auslaß 25b strömt.
Ein zweiter AC-Generator wird in Verbindung mit Fig. 14 erläutert werden.
Bei dem zweiten AC-Generator sind nur hochseitige MOS-Leistungstransistoren in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 aus SiC ausgebildet, während niederseitige Halbleiterleistungselemente mit aus herkömmlichem Si ausgebildeten PN-Dioden 19X, 19Y und 19Z aufgebaut sind. Somit kann der zweite AC-Generator einen Vorteil einer Verminderung im Leistungsverlust und Vereinfachung der Kühlung aufweisen, obwohl der Vorteil des zweiten AC- Generators kleiner ist als der des ersten AC-Generators.
Es versteht sich von selbst, daß nur niederseitige MOS-Leistungstransistoren aus SiC ausgebildet sind, während hochseitige Halbleiterleistungselemente mit aus herkömmlichem Si ausgebildeten PN-Dioden aufgebaut sind. Anstelle der zuvor erwähnten PN-Dioden können aus Si ausgebildete MOS-Leistungstransistoren angenommen werden.
Ein dritter AC-Generator wird in Verbindung mit Fig. 15 erläutert.
Bei dem dritten AC-Generator bildet das N&spplus;-Substrat 106 eine gemeinsame Sourceelektrode (siehe Fig. 1) jedes der hochseitigen MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c. Auf dem Substrat 106 sind P-Muldengebiete 103a bis 103c in jeder Phase individuell ausgebildet, hinreichend getrennt voneinander durch einen Abstand, welcher gegenseitiges Durchgreifen behindert. Auf dem Oberflächenabschnitt jedes der P-Muldengebiete 103a bis 103c sind N&spplus;- Draingebiete 104a bis 104c individuell ausgebildet, während auf dem Oberflächenabschnitt jedes der P-Muldengebiete 103a bis 103c Gateelektroden 110a bis 110c über einen Isolationsfilm 109 angeordnet sind. Die Draingebiete 104a bis 104c sind durch Leitung zu Gateelektroden 110a bis 110c mit einer Stehspannungsschicht 105 individuell verbunden.
Dies ermöglicht dem dritten AC-Generator, einen ausgezeichneten Vorteil dahingehend zu zeigen, daß eine Halbbrücke, welche drei hochseitige MOS-Leistungstransistoren aufweist, auf einem einzigen Chip akkumuliert sein kann, ohne irgendeinen Schritt des Herstellungsprozesses zu vergrößern. Überdies ist ein Leistungsverlust in jedem der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c so klein, daß ein Temperaturanstieg in jedem Element als ein Ergebnis einer Intergration hiervon vermieden werden kann.
Bei einem vierten AC-Generator, welcher in Fig. 16 gezeigt ist, sind SiC-MOS-Leistungstransistoren zwischen Hochpotentialanschlüssen einer Batterie 21 und dem Ausgangsanschluß einer Generatorwicklung 5 jeder Phase angeordnet. Andererseits ist der Neutralpunkt der Dreiphasengeneratorwicklung mit einem Niedrigpotentialanschluß der Batterie 21 verbunden.
Ein Spannungsreglerabschnitt 20 liest die Spannungen VU, VV und VW in jeder Phase der Dreiphasengeneratorwicklung mit Bezug auf den Niedrigpotentialanschluß der Batterie. Aus den Spannungen wird eine Wicklungsspannung, welche größer als die Polspannung der Batterie 21 ist, derart ausgewählt, daß der MOS-Leistungstransistor, welcher der Phase hiervon entspricht, eingeschaltet wird.
Dies ermöglicht, daß eine Ausgangsspannung, welche durch Einweggleichrichtung des Dreiphasenwechselstroms erhalten wird, der Batterie 21 zugeführt wird. Wenn als ein Ergebnis einer Unterbrechung der mit der Batterie verbundenen Ladungsverdrahtung eine hohe Stoßspannung erzeugt wird, wird eine Spannung an zwei Elemente angelegt, oder an ein hochseitiges und ein niederseitiges Element, welche in dem zuvor erwähnten Vollwellengleichrichter in Reihe geschaltet sind. Andererseits wird eine hohe Spannung an ein Element in der Einweggleichrichtung von Ausführungsform 3 angelegt, das Element erfordert eine etwa zweimal größere Stehspannung. Demzufolge ist der Verlustreduzierungseffekt durch die Verwendung von SiC-MOS-Transistoren mit einer hohen Stehspannung und einem geringen Leistungsverlust noch größer.
Es versteht sich von selbst, daß die MOS-Leistungstransistoren auf dem Niedrigpotentialanschluß der Batterie angeordnet sein können, während der Neutralpunkt der Wicklung mit dem Hochpotentialanschluß der Batterie verbunden sein kann. Es kann zulässig sein, daß der Neutralpunkt schwebt. Bei diesem AC-Generator kann es sein, daß die Generatorwicklung nicht die Dreiphasenwicklung ist.
Übrigens sind die MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f bei jeder der zuvor erwähnten Ausführungsformen durch die Verwendung von 6H-SiC als ein Material und mit einer Stehspannung von 300 Volt ausgelegt. Nachfolgend wird das Ergebnis der Analyse (siehe Fig. 9) der Widerstände in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 für Kraftfahrzeuge, welcher diese 6H-SiC-MOS-Leistungstransistsoren 19a bis 19f verwendet, und den Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 für Kraftfahrzeuge, welche Si-MOS- Leistungstransistoren verwendet, theoretisch dargestellt. Der Kanalwiderstandserhöhungseffekt wird hier ignoriert, welcher aus dem Rückkopplungseffekt des parasitären Sourcewiderstands Rs resultiert. Zusätzlich nimmt die Schaltung eine in Fig. 5 gezeigte vertikale Konstruktion mit derselben Chipfläche an.
Der Widerstand R des Transistors ist eine Summe des Kanalwiderstands rc und eines Widerstands rb der N&spplus;-Stehspannungsschicht 105.
Es seien die folgenden Gleichungen aufgestellt;
rc = L/W·(1/us &epsi;s·&epsi;o)&supmin;¹·Tox/(Vg - Vt))
rb = 4Vb²·(1/u·&epsi;s·&epsi;o·Ec·A)
Dann ist der Widerstand des SiC-MOS-Leistungstransistors um etwa 1/15 dessen des Si-MOS-Leistungstransistors reduziert.
Allerdings weist Si eine elektrische Durchbruchfeldstärke Ec von 3 · 10&sup5; V/cm auf, und SiC weist eine elektrische Durchbruchfeldstärke Ec von 3 · 10&sup6; V/cm auf. Andererseits weist Si eine spezifische dielektrische Rate &epsi; s von 11,8 auf, und SiC weist eine spezifische dielektrische Rate es von 10,0 auf. Sowohl Si als auch SiC weisen eine Fläche A von 1 mm² auf. Das Symbol Vb bezeichnet eine Durchbruchsspannung (Stehspannung).
Des weiteren bezeichnet das Symbol u eine Massenbeweglichkeit von Elektronen. Si weist eine Massenbeweglichkeit u von 1100 cm²/(V·C) auf, und SiC weist eine Massenbeweglichkeit u von 370 cm²/(V·C) auf. Sowohl Si als auch SiC weisen eine Kanallänge L von 1 um, und eine Kanalbreite W von 222 um auf. Das Symbol us bezeichnet eine Kanalbeweglichkeit. Die Kanalbeweglichkeit us von Si ist auf 500 cm²/(V·C) festgelegt, und die Kanalbeweglichkeit us von SiC ist auf 100 cm²/(V·C) festgelegt.
Die zuvor erwähnte Gleichung zeigt, daß SiC einen kleineren Widerstand als Si aufweist, wenn die Stehspannung 50 Volt oder mehr beträgt. Im übrigen sollte, nachdem das Substrat als ein Drain in der zuvor erwähnten Gleichung dient, der Widerstand von Si aufgrund eines Anstiegs in dem Kanalwiderstand wegen des Rückkopplungseffekts des parasitären Sourcewiderstands Rs, welcher zuvor beschrieben wurde, beachtlich ansteigen, wenn das Substrat als eine Source dient.
Daher kann angenommen werden, daß der Widerstand des SiC-MOS-Leistungstransistors ohne Versagen niedrig wird, wenn die Stehspannung 100 Volt oder mehr beträgt, auch wenn sich die Entwurfsregel ein wenig ändert.
Im übrigen ist das P-Muldengebiet 103 bei jeder der zuvor erwähnten Ausführungsformen mit Ionenimplantation ausgebildet. Bei der in Fig. 5 gezeigten Konstruktion kann das P-Muldengebiet 103 durch Epitaxie aufgebaut und ausgebildet sein.
Ein fünfter AC-Generator wird in Verbindung mit Fig. 17 erläutert. Wie bei dem ersten AC-Generator enthält ein Spannungsregler 18 einen Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 und einen Spannungsregelungsabschnitt 20. Der Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 weist MOS- Leistungstransistoren 19a bis 19c des N-Kanalanreicherungstyps auf, wobei die Transistoren aus Einkristall-SiC ausgebildet sind.
Der Spannungsregelungsabschnitt 20 weist ein Steuergerät 20a, einen Schalttransistor 20b und eine Freilaufdiode 20c auf. Das Steuergerät 20a steuert den Schalttransistor 20b durch PWM auf der Grundlage einer Batteriespannung VB. Dann wird ein von einer Batterie 21 aus über eine Bürste 16 und einen Schleifring 17 durch eine Feldwicklung 10 hindurchtretender Erregungsstrom durch den Schalttransistor 20b gesteuert.
Übrigens ist, wie nachstehend beschrieben, der Schalttransistor 20b aus Einkristall-SiC ausgebildet. Der Schalttransistor 20b ist auf demselben Chip wie die niederseitigen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 integriert.
Der Dreiphasenvollwellengleichrichter des N-Kanal- MOS-Leistungstransistortyps, welcher das zuvor erwähnte Einkristall-6H-Sic und den Schalttransistor 20b verwendet, ist nachstehend in Verbindung mit Fig. 17 und 18 genau erläutert. Jedoch zeigt Fig. 18 eine Querschnittskonstruktion der MOS-Leistungstransistoren 19d und 19e und des Schalttransistors 20b.
Jeder der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 wird mit dem Steuergerät 20a nacheinander ein- und ausgeschaltet, um den Dreiphasenvollwellenstrom gleichzurichten.
Bezugsziffer 120 bezeichnet einen Hochwiderstandskörper zum Hinzufügen eines Potentials zu dem P-Muldengebiet 103, unmittelbar unter einer Gateelektrode angeordnet.
Der Hochwiderstandskörper nimmt einen Widerstand von 150 Ohm oder mehr an.
Der Hochwiderstandskörper 120 in hochseitigen MOS- Leistungstransistoren 19a bis 19c ist mit der drainseitig verbundenen parasitären Diode Dd parallel geschaltet, während der Hochwiderstandskörper 120 in den niederseitigen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f mit der sourceseitig verbundenen parasitären Diode Ds parallel geschaltet ist.
In einer solchen Konstruktion kann eine gemeinsame Source von hochseitigen MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c eine Stehspannungsschicht zwischen der Source und den jeweiligen P-Muldengebieten 103 aufweisen. Somit können diese hochseitigen MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c auf demselben Chip integriert werden, wie in Fig. 15 gezeigt.
Des weiteren kann ein gemeinsamer Drain der niederseitigen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f eine Stehspannungsschicht zwischen dem Drain und den jeweiligen P- Muldengebieten 103 aufweisen. Somit können diese niederseitigen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f auf dem selben Chip integriert werden, wie in Fig. 18 gezeigt. Übrigens zeigt aufgrund unzureichenden Platzes Fig. 18 nicht den MOS-Leistungstransistor 19f.
Des weiteren kann in dieser bestimmten Ausführungsform ein Leistungsverlust oder Aufheizen in diese MOS- Leistungstransistoren 19a bis 19f in hohem Maße reduziert werden, und die erforderliche Chipfläche kann reduziert werden. Somit ist der Schalttransistor 20b auf demselben SiC-Chip wie die niederseitigen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f integriert. Insbesondere kann der Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 und der Schalttransistor 20b auf zwei Chips integriert sein.
Außerdem bezeichnet mit Bezug auf Fig. 18 Bezugsziffer 103 ein P-Muldengebiet, 104 ein N&spplus;-Sourcegebiet, 105 eine N-Stehspannungsschicht und 106 ein N&spplus;-Substrat (gemeinsames Draingebiet).
Als nächstes wird nachstehend ein Verfahren zum Herstellen der MOS-Leistungstransitoren 19a bis 19f und des Schalttransistors 20b gemäß Ausführungsform 5 dargestellt.
Auf dem 6H-SiC-N&spplus;-Substrat 106 wird eine N-Stehspannungsschicht 105 durch Epitaxie aufgebaut und ausgebildet.
Auf dem Oberflächenabschnitt der N-Stehspannungsschicht 105 wird ein P-Muldengebiet 103 durch Ionenimplantation von Aluminium ausgebildet. Weiter wird auf dem Oberflächenabschnitt des P-Muldengebiets 103 das N&spplus;-Gebiet 104 durch Ionenimplantation von Stickstoff ausgebildet. Dann wird eine Öffnung auf einem Gebiet der Waferoberfläche ausgebildet, wo ein Graben auszubilden ist. Dann wird die Öffnung mit einem Resist und Isolationsfilm maskiert, gefolgt von einem Ausbilden eines Grabens in einer vertieften Konfiguration durch das bekannte RIE- Trockenätzen. Danach wird ein Gateisolationsfilm 109, welcher aus einem Siliziumoxidfilm ausgebildet ist, durch thermische Oxidation ausgebildet, gefolgt von einem Ausbilden einer Gateelektrode 110, welche aus dotiertem Polysilizium ausgebildet ist, in dem Graben 108. Nach dem Prozeß wird einer Metallelektrode 111 erlaubt, das N&spplus;-Gebiet (Drainelektrode) und die Oberfläche 104 des P-Muldengebiets zu kontaktieren. Dann wird der Metallelektrode 112 erlaubt, das N&spplus;-Substrat (Sourceelektrode) 106 zu kontaktieren, wodurch das Element fertiggestellt wird.
Tabelle 1 zeigt ein Beispiel einer theoretischen Berechnung jeder Art von Verhalten von Si-Bipolartransistoren, Si-MOS-Leistungstransistoren und SiC-MOS-Leistungstransistoren, welche in der gleichen Größe und unter der gleichen Entwurfsregel hergestellt sind.
Allerdings wird die theoretische Berechnung hiervon auf der Grundlage einer in Fig. 22 gezeigten Schaltung durchgeführt, unter der Annahme, daß eine effektive Chip- fläche jedes Elements die gleiche ist (16 mm² bei diesem AC-Generator), und die Entwurfsregel für beide Typen von MOS-Leistungstransistoren die gleiche ist.

Tabelle 1

Spannung B 14 Volt
Feldwicklungswiderstand: 2,9 Ohm
Mit Bezug auf Fig. 22 bezeichnet Bezugsziffer 10 eine Erregerspule. Es wird hier angenommen, daß die Erregerspule 10 einen Widerstand von 2,9 Ohm aufweist. Bezugsziffer 206 bezeichnet einen Schalttransistor 206, der Durchlaßwiderstand des Bipolartransistors beträgt 270 mΩ, der Durchlaßwiderstand des Si-MOS-Leistungstransistors beträgt 350 mΩ, und der Durchlaßwiderstand des SiC-MOS-Leistungstransistors beträgt 14 mΩ.
Die zuvor erwähnten 270 mΩ bei dem Si-Bipolartransistor sind ein tatsächlicher Meßwert, während 350 mΩ bei dem Si-MOS-Leistungstransistor und 14 mΩ bei dem SiC- MOS-Leistungstransistor aus Werten eines spezifischen Durchlaßwiderstands (900 mΩ·mm² bei Si, 35 mΩ·mm²) berechnet sind, wenn die in Fig. 19 gezeigte Stehspannnung 300 Volt beträgt.
Es ist aus dem berechneten Beispiel klargemacht worden, daß der Berechnungsverlust bei dem SiC-Schalttransistor 206 nur 340 mW beträgt, was bedeutet, daß der Verlust im Vergleich mit der Berechnungsverlustzahl W des Si-Schalttransistors 206 beachtlich reduziert werden kann.
Als nächstes zeigt Fig. 19 das Ergebnis einer tatsächlichen Messung einer Beziehung zwischen der Drehzahl und dem Ausgangsstrom bei AC-Generatoren für Kraftfahrzeuge unter Verwendung eines Schalttransistors 20b, welcher einen Si-MOST, einen Si-BTP und einen SiC-MOST aufweist, welche unter der gleichen Entwurfsregel und mit der gleichen Chipfläche hergestellt sind.
Aus Fig. 19 ist verifiziert worden, daß der Ausgangsstrom erhöht werden kann.
Im übrigen sind in der zuvor erwähnten Ausführungsform niederseitige MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f in dem Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 und ein Schalttransistor 20b integriert. Die Reduktion in der Erwärmung von dem Schalttransistor 20b aus erlaubt eine monolithische Integration des Schalttransistors 20b und des Steuergeräts 20a oder die monolithische Integration der MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f, des Schalttransistors 20b und des Steuergeräts 20a.
In diesem Fall weist der Dreiphasenvollwellengleichrichter 19 vorzugsweise MOS-Leistungstransistoren oder MOS-SITs auf, das Steuergerät 20a ist ebenfalls vorzugsweise in der gleichen Elementkonstruktion ausgebildet. In einer solchen Konstruktion kann eine Verbindungsverdrahtung zwischen den niederseitigen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f und des Steuergeräts 20a weggelassen werden mit dem Ergebnis, daß Störungen aufgrund elektromagnetischer Strahlung ebenfalls reduziert werden können.
Im übrigen ist mit Bezug auf Fig. 18 das P-Muldengebiet durch Ionenimplantation ausgebildet. Allerdings kann das P-Muldengebiet durch Epitaxie aufgebaut und ausgebildet sein.
Ein sechster AC-Generator wird in Verbindung mit Fig. 20 und 21 erläutert werden.
Bei dem sechsten AC-Generator bildet ein Schalttransistor 41 zur Erregungsstromsteuerung den gleichen hybriden integrierten Schaltkreis mit anderen Schaltungen als ein Teil des Steuergeräts 20a.
Die Konstruktion von Ausführungsform 6 wird in Verbindung mit Fig. 20 erläutert.
Bezugszeichen 1A bezeichnet einen Generator, 101 (B) einen Ausgangsanschluß, 102 (IG) einen IG-Anschluß, 103 (S) einen Eingangsanschluß einer Spannung B, 104 (L) einen Ladelichttreiberanschluß und 105 (E) einen Masseanschluß. Der Generator 1A weist eine Generatorwicklung 5, eine Feldwicklung 10, einen Spannungsregler (nachfolgend als Regler bezeichnet) 20a und einen Gleichrichter 19 auf. Der Regler 20a weist solche Anschlüsse wie einen Ladelichttreiberanschluß 401 (L), einen Batteriespannungserfassungsanschluß 402 (S), einen IG-Anschluß 403 (IG), einen +B-Anschluß 404 (B), einen Feldwicklungsanschluß 405 (F), einen Phasenspannungseingangsanschluß 406 (P) der Generatorwicklung und einen Masseanschluß 407 (E), eine Freilaufdiode 40, einen Schalttransistor 41 zur Erregungsstromsteuerung, wobei der Transistor einen MOS- FET unter Verwendung eines SiC-Materials aufweist, einen Steuer-IC (nachstehend als MIC bezeichnet) 42 und einen Elektroheizungsdrosseltreibertransistor (SiC-MOSFET) 43 eines Ladelichttreibertransistors (SiC-MOSFET) 44 auf. Bezugsziffer 60 bezeichnet eine Ladelampe, 70 eine Elektroheizungsdrossel, 21 eine Batterie, 90 eine elektrische Ladung und 100 einen IG-Schalter.
Fig. 21 ist ein Funktionsblockdiagramm des MIC von Fig. 20.
Bezugszeichen 42a bezeichnet einen IG-Eingangsanschluß, 42b einen Batteriespannungsfühleranschluß, 42c einen Transistortreiberanschluß zum Treiben der Elektroheizungsdrossel, 42d einen Transistortreiberanschluß zum Treiben der Ladelampe, 42e einen Masseanschluß, 42f einen Phasenspannungseingangsanschluß einer Generatorwicklung und 42g einen Treiberanschluß zum Treiben einer Erregungsstromsteuerung. Bezugsziffer 421 ist eine Energiequelle zum Treiben von MIC (42), 422 ist ein Komparator zum Erfassen einer Energieerzeugung, wobei die Phasenspannung der Generatorwicklung von einem Anschluß aus eingegeben wird und eine Referenzspannung Vref1 (423), welche die Anwesenheit des Beginns einer Energieerzeugung erfassen kann, von dem +-Anschluß aus eingegeben werden, wodurch, wenn die Phasenspannung niedriger als die Referenzspannung Vref1 (423) ist, eine Beurteilung dahingehend gemacht wird, daß die Energieerzeugung nicht begonnen hat, was dem Komparator (422) erlaubt, ein Hi-Signal auszugeben, um den Transistor 44 auszuschalten und den Transistor 43 einzuschalten, wodurch die Ladelampe (60) erleuchtet wird. Andererseits gibt, wenn die Phasenspannung ansteigt und der Beginn einer Energieerzeugung bestätigt wird, der Komparator (422) ein Lo aus, um den Transistor 43 auszuschalten und den Transistor 44 einzuschalten, wodurch Energie der Ladung (70) zugeführt wird.
Der Komparator 424 steuert einen Transistor zur Erregungsstromsteuerung. Eine Spannung, welche einer Batteriespannung entspricht, wird von einem Anschluß eingegeben, während eine Spannung, welche einer Steuernennspannung der Batterie (Vref2 (425)) entspricht, von dem + -Anschluß aus eingegeben wird. Wenn die Batteriespannung höher als die Nennspannung ist, wird der Ausgang des Komparators Lo, und der Transistor 411 für Ladestrom wird ausgeschaltet. Andererseits wird, wenn die Batteriespannung niedrig ist, der Ausgang des Komparators 422 Hi, und der Transistor 41 für Erregungsstrom wird eingeschaltet.
In der nachfolgenden Passage wird ein Vorteil der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Ein erster Nutzen eines niedrigen Durchlaßwiderstands besteht darin, daß ein Spannungsabfall des Elements 41 reduziert werden kann mit dem Ergebnis, daß als ein Ergebnis reduzierten Leistungsverlusts ein Wirkungsgrad verbessert wird, und der Abstrahlfächer in seiner Ausdehnung reduziert werden kann, weil Erwärmung unterdrückt werden kann. Ein zweiter Nutzen besteht darin, daß eine Spannung an eine Feldwicklung 10 angelegt werden kann, weil der Spannungsabfall reduziert werden kann mit dem Ergebnis, daß der Erregungsstrom wächst und der Austrag erhöht werden kann. Das Ergebnis der Verifikation der zuvor erwähnten Tatsachen ist in Tabelle 1 gezeigt, welche bei dem fünften AC-Generator beschrieben ist.
Insbesondere sind, weiter bezugnehmend auf Tabelle 1, die Feldwicklung 10 und das Schaltelement 41 in Reihe verbunden, wie in Fig. 22 gezeigt. Eine über die Feldspule 10 und das Schaltelement 41 angelegte Spannung wird auf 14 Volt festgelegt. Die Feldwicklung 10 weist einen Widerstand von 2,9 Ohm auf, ein Durchlaßwiderstand des Elements wird mit einem derzeit verwendeten Element mit einer Stehspannung von 300 Volt als ein Bezugsmaß festgelegt. Der Durchlaßwiderstand von Bipolartransistoren beträgt 270 mΩ (eine tatsächliche Messung eines vorwärtsgerichteten Spannungsabfalls beträgt 1,2 Volt), und der Durchlaßwiderstand von SiC-MOSFET beträgt 350 mΩ (eine tatsächliche Messung eines vorwärts gerichteten Spannungsabfalls beträgt 1,5 Volt). Mit Bezug auf den SiC- MOSFET wird der Durchlaßwiderstand von SiC-MOSFET zu 14 m Ω berechnet, weil der Durchlaßwiderstand von SiC-MOSFET auf etwa 1/25 dessen von Si-MOSFET bei einer Stehspannung von 300 Volt aus einer Beziehung des Durchlaßwiderstands bezüglich der Stehspannung von Si und SiC reduziert werden kann. Demzufolge können der Durchlaßwiderstand, Spannungsabfall (VS), an die Feldwicklung angelegte Spannung (VF), Erregungsstrom (IF) und Elementverlust (W) wie in Tabelle 1 gezeigt gegeben werden. Es ist klargemacht worden, daß der Erregungsstrom des SiC-MOSFET in der Ausführungsform um 9% im Vergleich mit Bipolartransistoren verbessert ist, und um 12% im Vergleich mit Si-MOSFET, Es ist ebenfalls klargemacht worden, daß der Leistungsverlust des SiC-MOSFET auf 1/16 dessen des Bipolartransistors und 1/19 dessen von Si-MOSFET reduziert ist. Der als ein Ergebnis eines Anstiegs in dem Erregungsstrom erwartete Austragsanstieg ist in Fig. 19 gezeigt. Fig. 19 zeigt, daß der Austrag des SiC-MOSFET um etwa 6% im Vergleich mit Bipolartransistoren um etwa 9% im Vergleich mit Si-MOSFET erhöht werden kann.
Fig. 23 und 24 zeigen einen siebenten AC-Generator. Bei dem siebenten AC-Generator sind hochseitige MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c und ein Erregungsschaltungstransistor 20d auf dem gleichen Chip integriert. In diesem Fall ist der Schalttransistor 20d mit der Hochpotentialseite der Batterie verbunden.
Fig. 25 und 26 zeigen einen achten AC-Generator. Bei dem achten AC-Generator ist ein Erregungsschalttransistor 20e als ein von einem Spannungsregler 20a getrenntes Gebilde ausgebildet. Zusätzlich ist der Schalttransistor 20e auf der gleichen Kühlrippe 31 wie der Vollwellengleichrichter 19g bis 19i und 19x bis 19z vorgesehen, wie in Fig. 26 gezeigt. Auf diese Weise können hohe Wärmewiderstandseigenschaften von SiC mehr ausgenutzt werden, wenn ein Schalttransistor zur Erregungsstromsteuerung, welcher einen Erwärmungsabschnitt bildet, in einer thermischen Konstruktion von einem Spannungsregelungsabschnitt getrennt ist. Zusätzlich kann, nachdem der Schalttransistor aus SiC ausgebildet ist, der Schalttransistor bei hohen Temperaturen betrieben werden. Der Schalttransistor kann im Kühlungswirkungsgrad durch Teilen der Kühlrippe mit dem Vollwellengleichrichter, welcher eine hohe Temperatur in der Größenordnung von beispielsweise 170 bis 200ºC aufweisen kann, im Kühlungswirkungsgrad verbessert werden. Nachdem der Spannungsregler mit Ausnahme des Transistors, welcher einen Erwärmungsabschnitt bildet, keine hohe Temperatur aufweist, kann Kühlwind auf eine Generatorwicklung oder dergleichen gerichtet werden, was den Wirkungsgrad des Generators weiter verbessert hat.
Nebenbei bemerkt: wenn nur der aus SiC hergestellte Erregungsschalttransistor, welche in der Lage ist, bei hohen Temperaturen zu arbeiten, in Generatoren eingegliedert ist und eine Steuerschaltung für einen Schalttransistor, welcher einen herkömmlichen Si-IC verwende, welcher für einen Hochtemperaturbetrieb nicht geeignet ist, außerhalb des Generators angeordnet ist, wird das Kühlungsverhalten des Generators verbessert, und die Zuverlässigkeit hiervon wird ebenfalls verbessert.
Fig. 27 und 28 zeigen einen neunten AC-Generator.
Bei dem neunten AC-Generator wird eine Freilaufdiode 40a aus einem MOS-Leistungstransistor gebildet, und ein Transistor 41 für eine Erregungsstromsteuerung ist aus dem aus 512 hergestellten Chip ausgebildet.
Die Freilaufdiode, welche aus diesem MOS-Transistor gebildet ist, wird durch Steuern der Gate-G-Spannung des Transistors derart betrieben, daß ein zirkulierender Strom durch eine Feldspule 10 fließt. Bilden der Diode mit dem gleichen Chip verbessert den Montagearbeitswirkungsgrad, und Verwendung von MOS-Transistoren, welche ein SiC-Material mit einem niedrigen Durchlaßwiderstand verwenden, anstelle eines Schwungrades reduziert einen Verlust des zirkulierenden Stroms.

Claims

1. Motorgetriebener Wechselstromgenerator für ein Kraftfahrzeug mit:

[a] einer Ankerwicklung (5), welche um einen Eisenkern (3) des Generators gewickelt ist, zum Erzeugen einer Wechselspannung, wobei die Ankerwicklung einen Spulenausgangsanschluß (Vu, Vv, Vw) aufweist;

[b] einer Batterie (21) zur Stromversorgung eines elektrischen Systems des Kraftfahrzeugs, wobei die Batterie (21) einen Anschluß (+VB) eines hohen Potentials und einen Anschluß (GND) eines niedrigen Potentials aufweist;

[c] einem Spannungswandler (19) mit wenigstens einem von an einem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselementen (19a, 19b, 19c) und von an einem kalten Ende befindlichen Halbleiterleistungselementen (19d, 19e, 19f; 19x, 19y, 19z), wobei die an dem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente (19a, 19b, 19c) den Spulenausgangsanschluß (Vu, Vv, Vw) mit dem Anschluß (+VB) des hohen Potentials verbinden, während die an dem kalten Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente (19d, 19e, 19f; 19x, 19y, 19z) den Spulenausgangsanschluß (Vu, Vv, Vw) mit dem Anschluß (GND) des niedrigen Potentials verbinden, und wobei der Spannungswandler (19) die erzeugte Wechselspannung in eine Gleichspannung umwandelt, welche an die Batterie (21) angelegt wird;

[d] einer Feldspule (10) zum Erzeugen eines magnetischen Flusses in der Ankerwicklung (5);

[e] einem Erregungsstromregler (20) mit einem Schalttransistor zum Steuern eines Erregungsstroms, welcher der Feldspule (10) zugeführt wird; und

[f] wobei wenigstens eines der Halbleiterleistungselemente (19a-19f; 19x-19z) des Spannungswandlers (19) eine MOS-Transistorstruktur aufweist;

dadurch gekennzeichnet, daß

die MOS-Transistorstruktur eine Stehspannungsschicht enthält und aus einem SiC-Material gebildet ist, welches eine Verbindung von Si und C darstellt;

ein Spannungsregler (18), welcher die Halbleiterleistungselemente (19a-19f; 19x-19z) des Spannungswandlers (19) enthält, innerhalb des Generators angeordnet ist; und

dadurch, daß die Dicke der Stehspannungsschicht etwa 4 um beträgt und die Störstellenkonzentration derselben 2 · 10¹&sup6; Atome/cm³ beträgt.

2. Stromgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

der Generator eine Dreiphasen-Ankerwicklung (5) mit drei Ausgangsanschlüssen (Vu, Vv, Vw) aufweist; und

der Spannungswandler (19) wenigstens einen von an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren (19a, 19b, 19c) als Halbleiterleistungselemente aus SiC und von an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren (19d, 19e, 19f) als Halbleiterleistungselemente aus SiC aufweist, wobei die an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren (19a, 19b, 19c) parallel zwischen den drei Ausgangsanschlüssen der Dreiphasen-Ankerwicklung (5) und dem Anschluß (+VB) des hohen Potentials der Batterie (21) jeweils angeschlossen sind, während die an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren (19d, 19e, 19f) parallel zwischen den drei Ausgangsanschlüssen der Dreiphasen-Ankerwicklung (5) und dem Anschluß (GND) des niedrigen Potentials der Batterie (21) jeweils angeschlossen sind.

3. Stromgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler (19) sowohl an dem heißen Ende befindliche Halbleiterleistungselemente als auch an dem kalten Ende befindliche Halbleiterleistungselemente aufweist, wobei alle diese MOS-Leistungstransistoren sind und wobei wenigstens einer aller an dem heißen Ende und aller an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren aus SiC ausgebildet ist.

4. Stromgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler (19) sowohl an dem heißen Ende befindliche Halbleiterleistungselemente als auch an dem kalten Ende befindliche Halbleiterleistungselemente aufweist, wobei einer der an dem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente und der an dem kalten Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente MOS-Leistungstransistoren aus SiC ist und die an dem anderen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente PN-Sperrschichtdioden sind.

5. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der MOS-Leistungstransistor ein SiC-Substrat vom N&spplus;-Typ, welches als Sourceelektrode arbeitet, wo ein Stromfluß durch den MOS-Leistungstransistor herausfließt, eine Stehspannungsschicht vom N-Typ, welche auf dem Substrat als Stehspannungsschicht ausgebildet ist, ein Muldengebiet vom P-Typ, welches auf einem Oberflächenteil der N-Stehspannungsschicht ausgebildet ist, ein Draingebiet vom N&spplus;-Typ, welches auf einem Oberflächenteil des P-Muldengebiets ausgebildet ist und als Drainelektrode arbeitet, wo der Stromfluß durch den MOS-Leistungstransistor hereinfließt, und eine Gateelektrode aufweist, welche auf einem Oberflächenteil des P-Muldengebiets zwischen dem N&spplus;- Draingebiet und der N-Stehspannungsschicht mit einer dazwischen angeordneten Isolierschicht angeordnet ist, wobei die Gateelektrode einen N-Kanal an dem Oberflächenteil des P-Muldengebiets zwischen dem N&spplus;- Draingebiet und der N-Stehspannungsschicht ausbildet, und wobei das N&spplus;-Draingebiet und das P- Muldengebiet elektrisch kurzgeschlossen sind.

6. Stromgenerator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß

der Generator eine Dreiphasen-Ankerspule (5) mit drei Ausgangsanschlüssen (Vu, Vv, Vw) aufweist;

die an dem heißen Ende befindlichen Hableiterleistungselemente MOS-Leistungstransistoren sind; und

die MOS-Leistungstransistoren auf einem einzigen Chip so integriert sind, daß das Substrat für ein gemeinsames Source der MOS-Leistungstransistoren vorgesehen ist, das P-Muldengebiet der MOS-Leistungstransistoren jeder Phase einzeln auf dem Substrat ausgebildet ist, daß das N&spplus;-Draingebiet der MOS-Leistungstransistoren jeder Phase einzeln auf dem Oberflächenteil jedes P-Muldengebiets ausgebildet ist und daß die Gateelektrode jeder Phase einzeln auf einem Oberflächenteil jedes P-Muldengebiets zum Ausbilden eines Kanals angeordnet ist, welcher jedem Draingebiet und der Stehspannungsschicht erlaubt, elektrisch zu leiten.

7. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler auf einem gemeinsamen Substrat mit einer Spannungsregelschaltung zum Steuern des Schaltens der MOS-Leistungstransistoren in dem Spannungswandler angebracht ist.

8. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler entweder als Vollweg-Gleichrichter oder als Einweg- Gleichrichter arbeitet.

9. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor in dem Erregungsstromregler (20) einen MOS-Leistungstransistor aufweist, wobei die MOS-Leistungstransistoren in dem Spannungswandler und der Schalttransistor in dem Erregungsstromregler (20) aus einem SiC- Einkristallmaterial ausgebildet sind.

10. Stromgenerator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor (20b, 20d) in dem Erregungsstromregler (20) auf einem gemeinsamen SiC- Chip mit den an dem heißen Ende oder dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren in dem Spannungswandler integriert ist.

11. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor in dem Erregungsstromregler (20) auf derselben Abstrahlungsrippe als das Halbleiterleistungselement in dem Spannungswandler angeordnet ist.

12. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler und der Erregungsstromregler (20) in einem selben Gehäuse untergebracht sind.

13. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß ein MOS-Transistor (40a), welcher einen zirkulierenden Stromfluß durch die Feldspule (10) erzeugt, parallel mit der Feldspule (10) verbunden ist, und der MOS-Transistor (40a) auf demselben Chip aus SiC-Material wie der Schalttransistor (41) in dem Erregungsstromregler (20) integriert ist.

14. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die MOS-Transistorstruktur eine Grabengatestruktur mit einem Graben, einer Gateisolationsschicht aus einem thermischen Oxidmaterial, welches wenigstens auf einer Seitenwand des Grabens ausgebildet ist, und eine in dem Graben vergrabene Gateelektrode aufweist.

15. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die MOS-Transistorstruktur vom Vertikaltyp ist.