Technischer Anwendungsbereich
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Die vorliegende Erfindung hat eine Vorrichtung zum vektoriellen Messen ultrahochfrequenter
Signale mit gleichem Impuls vom Typ "Sechs-Port-Kopplung" zum Gegenstand. Eine solche
Vorrichtung kann auf der monolithischen integrierten Mikrowellen-Technologie (MMIC) oder
der hybriden integrierten Mikrowellen-Technologie (MHMIC) basieren.
Stand der Technik
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Meßvorrichtungen vom "Sechs-Port"-Typ werden in den drei folgenden Artikeln beschrieben:
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- ein Artikel von B. Huyart, H. Richard, E. Bergeault, L. Jallet, Y. Delisle, R. G. Bosisio mit
dem Titel "Dispositif de mesure intégré" ("Integrierte Meßvorrichtung"), (Actes de la
Conférence des huitièmes journées nationales micro-ondes) (Protokolle der achten
Konferenz der nationalen Mikrowellen-Tage), JNM 1993, Brest, 12.-14. Mai 1993);
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- ein Artikel von M. N. Solomon, P. S. Weitzman, C. P. McClay und H. M. Cronson mit dem
Titel "A Monolithic Six-Port Module" ("Ein monolithisches Sechs-Port-Modul") (IEEE
Microwave and Guided Wave Letters, Bd. 2, Nr. 8, August 1992);
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- ein Artikel von V. Bilik, V. Raffay und I. Bezek mit dem Titel "A New Extremely
Wideband Lumped Six-Port Reflectometer" ("Ein neues konzentriertes Extrembreitband-
Sechs-Port-Reflektometer"), (EUMC 91, September 1991).
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Die Vorrichtungen nach dem bisherigen Stand der Technik, die in den beiden erstgenannten
Artikeln von B. Huyart et al. und M. S. Solomon beschrieben werden, basieren hauptsächlich
auf der Realisierung einer Sechs-Port-Kopplung unter Verwendung reaktiver Bauteile
(induktive Widerstände, C-Glieder). Bei der MMIC-Technologie fällt der Durchlaßbereich
daher gering aus und entspricht etwa 10% der Bandmittenfrequenz. Bei der hybriden
MHMIC-Technologie ist es möglich, große Durchlaßbereiche zu erhalten, aber in diesem Fall
sind die Abmessungen des Schaltkreises groß.
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Bei der anderen, im dritten genannten Artikel von V. Bilik beschriebenen Vorrichtung werden
zur Realisierung der Sechs-Port-Kopplung im wesentlichen passive Elemente (Widerstände)
genutzt. Demzufolge ist der Durchlaßbereich groß (mehrere Dekaden), und die Vorrichtung
läßt sich leicht integrieren. Diese Vorrichtung weist jedoch die folgenden Nachteile auf:
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- Diese Vorrichtung weist typische Verluste zwischen den beiden Ports zum Messen
ultrahochfrequenter Signale auf, die etwa 14 dB betragen, sowie zwischen diesen Ports
und den vier übrigen, an die die Detektordioden angeschlossen sind, die etwa 16 dB
betragen.
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- Diese Vorrichtung ist sehr empfindlich in bezug auf Frequenzschwankungen und
Abweichungen bei den Bauteilen des Schaltkreises.
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Daher ist die letztgenannte Vorrichtung keine gute Lösung für eine Ausführung unter
Verwendung der MMIC-Technologie. Die integrierte Vorrichtung wird ausgehend von
Messungen an Frequenznormalen geeicht. Diese Eichung wird für einen Prüfkörper
vorgenommen und wird unabhängig von der Leiterplatte bei einer bestimmten Technologie für
alle anderen integrierten Vorrichtungen als gleichwertig angesehen. Deshalb ist es notwendig,
daß die Eigenschaften der Vorrichtung unabhängig von Abweichungen hinsichtlich der
Komponenten verschiedener Leiterplatten sind, was hier nicht der Fall ist.
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In einem anderen Dokument nach dem bisherigen Stand der Technik, US-A-4 001 681, wird
ein vektorielles Spannungsmeßgerät zum Messen der Differenz zwischen Amplitude und Phase
bei zwei sinusförmigen Signalen gleicher Frequenz beschrieben.
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Der Gegenstand der Erfindung besteht in der Entwicklung einer Meßvorrichtung entsprechend
der monolithischen integrierten Mikrowellen-Technologie (MMIC) oder der hybriden
integrierten Mikrowellen-Technologie (MHMIC) für eine Vorrichtung zum Messen des
vektoriellen Verhältnisses zweier ultrahochfrequenter Signale mit gleichem Impuls.
Erläuterung der Erfindung
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Die Erfindung hat eine Vorrichtung zum vektoriellen Messen ultrahochfrequenter Signale mit
gleichem Impuls vom Typ "Sechs-Port-Kopplung" zum Gegenstand, die einen Leistungsteiler
und einen Phasenschieberkreis umfaßt, wobei zwei der sechs Ports dieser Vorrichtung
Meßports sind, die für den Anschluß an zwei Quellen für zu bewertende Signale geeignet sind,
während die vier anderen Ports an vier Signalgeber angeschlossen sind, dadurch
gekennzeichnet, daß die beiden Eingangsklemmen des Leistungsteilers das erste zu bewertende Signal
erhalten; daß die beiden Klemmen eines ersten Ports des Phasenschieberkreises, zwischen die
ein erster nicht impedanzangepaßter Signalgeber eingebracht wurde, das zweite zu bewertende
Signal erhalten; daß die beiden Klemmen eines ersten Ausgangs des Leistungsteilers mit zwei
Klemmen eines zweiten Ports des Phasenschieberkreises verbunden sind, wobei ein zweiter
nicht impedanzangepaßter Signalgeber zwischen diesen beiden Klemmen angeschlossen ist;
daß der impedanzangepaßte Signalgeber zwischen den beiden Klemmen eines zweiten
Ausgangs des Leistungsteilers angeschlossen ist; und daß ein dritter nicht impedanzangepaßter
Signalgeber zwischen einer ersten Klemme des ersten Ports des Phasenschieberkreises und
einer ersten Klemme des zweiten Ports desselben Kreises angeschlossen ist.
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Die Vorrichtung gemäß der Erfindung kann auf der monolithischen integrierten Mikrowellen-
Technologie oder der hybriden integrierten Mikrowellen-Technologie basieren.
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Bei dem Leistungsteiler handelt es sich um einen Widerstandsleistungsteiler. Der angepaßte
Signalgeber umfaßt einen nicht angepaßten Signalgeber in Parallelschaltung mit einem
Widerstand, der der Bezugsimpedanz der Ultrahochfrequenz-Ausbreitungslinien entspricht.
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Der Phasenschieberkreis umfaßt mindestens eine Phasenschieberzelle, die aus einem
Allpaßfilter besteht. Bei dieser Phasenschieberzelle handelt es sich um eine "T"-Zelle, die aus zwei
induktiven Widerständen gebildet wird, in deren Mittelpunkt ein C-Glied angeschlossen ist,
dessen andere Elektrode mit der Masse verbunden ist.
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Ein nicht angepaßter Signalgeber umfaßt vorzugsweise eine Diode, wobei ein C-Glied
zwischen jede der Elektroden der Diode und eine der beiden Eingangsklemmen, die ein
Eingangssignal erhält, eingebracht ist, wobei diese Diode durch eine Stromversorgung mit
Gleichspannung versorgt wird, die mit einem ersten Polarisierungswiderstand in Reihe
geschaltet ist, der zwischen Masse und der Anode dieser Diode angeschlossen ist, wobei ein
Tiefpaßfilter mit einem zweiten Polarisierungswiderstand zwischen der Masse und der Kathode
dieser Diode in Reihe geschaltet ist und wobei die gemessene Spannung an den Klemmen des
Filters ermittelt wird.
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Eine solche Vorrichtung löst die Probleme, mit denen Vorrichtungen nach dem bisherigen
Stand der Technik behaftet sind.
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Sie beruht auf einem ursprünglichen Schaltschema mit Sechs-Port-Kopplung zum vektoriellen
Messen ultrahochfrequenter Signale mit gleichem Impuls. Der Durchlaßbereich des
Schaltkreises weist eine Größenordnung von etwa drei Oktaven auf. Die zwischen den Ports
auftretenden Leistungsverluste werden verringert, und die Abmessungen des Schaltkreises
bewegen sich im mm²-Bereich.
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Die Integrierung dieser Meßvorrichtung ermöglicht die Bewertung des MMIC-Schaltkreises
"vor Ort" durch Einbau dieser Vorrichtung in den zu prüfenden MMIC-Schaltkreis oder in die
Signalgeber der Meßstationen. Eine vorteilhafte Anwendung dieser Vorrichtung besteht in der
Untersuchung der Wechselwirkung zwischen Mikrowellenstrahlung mit Materialien
(Werkstoffe, biologische Milieus) in der Mikroschwerkraft, da die Vorrichtung aufgrund ihrer
geringen Abmessungen an Bord von Satelliten oder an Meßballons montiert werden kann. Eine
weitere vorteilhafte Anwendung dieser Vorrichtung besteht in ihrer Integration in die
Strahlungselemente von Antennen mit elektronischer Abtastung. Die Bestimmung der relativen
Phase zwischen den durch die Strahlungselemente aufgefangenen Signale ermöglicht die
automatische Ausrichtung der Antenne in Richtung der Strahlungsquelle.
Kurze Beschreibung der Abbildungen
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- Abb. 1 veranschaulicht die Meßvorrichtung gemäß der Erfindung;
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- Abb. 2 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel für die Meßvorrichtung gemäß der
Erfindung;
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- Abb. 3 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel für die Signalgeber, die bei der
Meßvorrichtung gemäß der Erfindung verwendet werden;
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- Abb. 4 veranschaulicht die Abweichung der Mittelpunkte Q; der repräsentativen
Kreise in der komplexen Ebene (V&sub2;&sub2;/V&sub1;&sub1;) im Frequenzbereich 500 MHz-3 GHz.
Detaillierte Erläuterung der Ausführungsweisen
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Die in Abb. 1 dargestellte Meßvorrichtung gemäß der Erfindung umfaßt einen
Leistungsteiler 10 und einen Phasenschieberkreis 11.
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Bei dieser Meßvorrichtung erfassen die beiden Eingangsklemmen 1, 1' des Leistungsteilers 10
das erste zu bewertende Signal V11'.
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Die beiden Klemmen 2, 2' eines ersten Ports des Phasenschieberkreises 11, zwischen die ein
erster Signalgeber 12 eingebracht ist, erfassen das zweite zu bewertende Signal V22'.
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Zwei Klemmen eines ersten Ausgangs des Leistungsteilers 10 sind an zwei Klemmen des
zweiten Ports des Phasenschieberkreises 11 angeschlossen, und ein zweiter Signalgeber 13 ist
zwischen diesen beiden Klemmen angeschlossen.
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Ein angepaßter Signalgeber 14 ist zwischen den beiden Klemmen des zweiten Ausgangs des
Leistungsteilers 10 angeschlossen.
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Ein dritter Signalgeber 15 ist zwischen einer ersten Klemme des ersten Ports des
Phasenschieberkreises 11 und einer ersten Klemme des zweiten Ports desselben Schaltkreises 11
angeschlossen.
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Wesentliche Eigenschaften der Erfindung sind insbesondere das Schaltschema der Sechs-Port-
Kopplung gemäß Abb. 1 und die Verwendung "nicht angepaßter" Signalgeber.
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Die mit 11' und 22' gekennzeichneten Meßports sind an die beiden Quellen der zu bewertenden
Signale angeschlossen. Die vier anderen, mit ii' (i, i = 3, 4, 5, 6) gekennzeichneten Ports sind an
vier Signalgeber 12, 13, 14, 15 angeschlossen.
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Die geringe Anzahl der bei der Ausführung der Vorrichtung verwendeten Bauteile erklärt den
großen Arbeitsdurchlaßbereich der Vorrichtung und ihre geringen Abmessungen.
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Der angepaßte Signalgeber 14 umfaßt einen nicht angepaßten Signalgeber 16 in
Parallelschaltung mit einem Widerstand 17, beispielsweise Z&sub0; = 50 Ω, der der Bezugsimpedanz der
Ultrahochfrequenz-Ausbreitungslinien entspricht; da die Innenimpedanz des Signalgebers hoch
ist, entspricht die Eingangsimpedanz des Signalgebers insgesamt Z&sub0;.
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Bei den Vorrichtungen gemäß dem bisherigen Stand der Technik, wie den in den vorstehend
genannten Artikel beschriebenen, sind alle Signalgeber angepaßt. Bei der vorgeschlagenen
Vorrichtung wird die Innenimpedanz der Signalgeber 12, 13, 15 nicht in eine Impedanz
umgewandelt, die Z&sub0; entspricht. Diese Eigenschaft ermöglicht eine Verringerung der
Leistungsverluste der Vorrichtung.
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Bei der in Abb. 1 enthaltenen schematischen Darstellung der Vorrichtung gemäß der
Erfindung stellen die an den Klemmen der Signalgeber anliegenden Spannungen Vii', (i = 3, 4,
5, 6), davon ausgehend, daß die beiden ultrahochfrequenten Signale V11', V22' an den
Eingängen 11', 22' anliegen, eine lineare Kombination der Spannungen V&sub1;&sub1;', V&sub2;&sub2;' dar.
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Vii', = αiV11' + βiV22', wobei αi, βi komplexe Konstanten sind, die von den zu bewertenden
Spannungen V11', V22' unabhängig sind.
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Die Signalgeber liefern Gleichspannungen an die Ports ii' des Schaltkreises, die sich
proportional zum Quadratmodul der Wechselspannungen Vii' verhalten. Das Messen dieser
Ausgangsgleichspannungen ermöglicht die Bestimmung des vektoriellen Verhältnisses der
Spannungen V11', V22' nach einer geeigneten mathematischen Bearbeitung der Meßdaten. Das
vorgeschlagene Schaltschema ermöglicht die eindeutige Bestimmung des Verhältnisses
V11'/V22' innerhalb des Frequenzbereichs 500 MHz-3 GHz. Dieser Frequenzbereich wird
durch den des Phasenschieberkreises vorgegeben.
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In Abb. 2 ist das elektrische Schaltschema einer Ausführung der Vorrichtung gemäß der
Erfindung dargestellt.
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Die Widerstände R&sub1;, R&sub2;, R&sub0;&sub1; und R&sub0;&sub2; bilden den Leistungsteiler. Unter der Voraussetzung, daß
das Produkt aus R&sub1; und R&sub2; gleich dem Quadrat von R&sub0;&sub2; ist, entspricht die Eingangsimpedanz
des Ports 11' der Bezugsimpedanz Z&sub0; = 50 Ω. Die Werte dieser Widerstände sind fest
vorgegeben, um zwischen dem Port 11' und den Klemmen des Signalgebers 13 eine Dämpfung von
3 dB zu erhalten, die für die ausgewählte MMIC-Technologie dem optimalen Wert entspricht.
Die induktiven Widerstände L&sub1;, L&sub2; und das C-Glied C bilden einen Tiefpaßfilter und haben die
Funktion eines Phasenschieberkreises. Dies kann durch einen Allpaßfilter ersetzt werden. Die
Werte dieser Elemente werden so berechnet, daß man die erforderliche Phasenverschiebung
(60º) im Frequenzbereich erhält und die Eingangsimpedanz am Port 50 Ω beträgt.
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Wenn mehrere Phasenverschiebungszellen L&sub1;, L&sub2;, C von dem in Abb. 2 dargestellten Typ
verwendet werden, erhält man eine Vorrichtung, die über eine Dekade von beispielsweise 1 bis
10 GHz hinweg arbeiten kann.
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In Abb. 3 ist ein elektrisches Schaltschema mit nicht angepaßten Signalgebern dargestellt.
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Bei diesem Schaltkreis gibt es keine gemeinsame Masse zwischen der Gleichstromversorgung
und der Wechselstromversorgung.
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Ein nicht angepaßter Signalgeber umfaßt eine Diode D und ein C-Glied C&sub1; oder C&sub2;, das
zwischen jede der Elektroden der Diode D und eine der beiden Eingangsklemmen eingebracht
ist, die ein Eingangssignal Vsig erhält. Diese Diode wird über eine Stromversorgung V mit
Gleichspannung versorgt, die in Reihe mit einem ersten Polarisierungswiderstand RB1
geschaltet ist, der zwischen der Masse und der Anode dieser Diode angeschlossen ist, wobei
ein Tiefpaßfilter (RF, CF) mit einem zweiten Polarisierungswiderstand RB2 zwischen der Masse
und der Kathode dieser Diode in Reihe geschaltet ist.
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Die erfaßte Spannung Vdet wird an den Klemmen des Filters gemessen. Bei diesem Schaltkreis
gibt es zwei Stromschleifen:
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- eine erste Schleife mit Wechselstrom Isig,
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- eine zweite Schleife mit Gleichstrom I + Idet.
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Diese Topologie wurde gewählt, um für den Strom des ultrahochfrequenten Signals (Isig) und
den Gleichstrom (I + Idet) einen kontinuierlichen Pfad zu erhalten. Die Dioden sind vom
SCHOTTKY-Typ. Die Verbindungs-C-Glieder C&sub1;, C&sub2; ermöglichen die Entkopplung der
kontinuierlichen und ultrahochfrequenten Signale. Die Widerstände RB1, RB2 ermöglichen es,
die ultrahochfrequenten Signale von der Masse zu trennen. Der Widerstand RF und das
C-Glied CF bilden einen Tiefpaßfilter, an dessen Ausgang die Gleichspannung anliegt.
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Bei einem Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung werden die folgenden Werte
zugrundegelegt:
Für die Vorrichtung gemäß der Erfindung:
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R&sub1; = 20 Ω
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R&sub2; = 120 Ω
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R&sub0;&sub1; = 50 Ω
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R&sub0;&sub2; = 50 Ω
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L&sub1; = L&sub2; = 1,9 nH
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C = 1,5 pF
Für jeden Signalgeber:
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C&sub1; = C&sub2; = 3 pE
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RB1 = RB2 = 1 kΩ
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CF = 1,3 pF
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RF = 10 kΩ
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V = 0,74 V
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Die theoretischen Ergebnisse beinhalten innerhalb des Frequenzbereichs von 500 MHz bis
3 GHz einen Übertragungsverlust zwischen den beiden Meßports, mit L&sub1;&sub2; bezeichnet, der +3
dB beträgt, und im ungünstigsten Fall Übertragungsverluste von +12 dB zwischen ebendiesen
Meßports und den vier anderen Ports, an die die Signalgeber angeschlossen sind. Diese
Verluste werden mit Lji (j = 1, 2 und i = 3, 4, 5, 6) bezeichnet.
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Die anhand von elektrischen Modellen der Bauteile einer Gießerei simulierten Ergebnisse sind
in der nachfolgenden Tabelle für denselben Frequenzbereich festgehalten.
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Die Gesamtfläche des Schaltkreises beträgt 1,2 mm², wobei die vier Detektordioden an vier der
sechs Ports der Kopplungsgruppe angeschlossen sind. Ausgehend davon, daß die Werte der
Bauteile des Schaltkreises um 10% variieren, ändern sich die Eigenschaften des Schaltkreises
mit derselben Größenordnung.
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Andererseits ermöglichen es die Eigenschaften der Kopplungsgruppe, eine geringstmögliche
Unsicherheit bezüglich der Messung zu erreichen. Wenn man Qi = (αi/βi), i = 4, 5, 6, wobei αi,
βi komplexe, von den zu bewertenden Spannungen V11', V22' unabhängige Konstanten sind,
festhält und davon ausgeht, daß die Konstante β3 Null ist, kann man nachweisen, daß das
Verhältnis dieser Spannungswerte (V11'/V22') anhand des Schnittpunktes der drei Mittelkreise
Qi und des Radius graphisch bestimmt werden kann
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der dem Produkt des Verhältnisses der Module der Spannungswerte Vii' und V33' und des
Verhältnisses der Module der Konstanten α&sub3; und βi in der komplexen Ebene (V22'/V11')
entspricht.
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Die simulierten Ergebnisse zeigen, daß die Konstante β&sub3; selbst im ungünstigsten Fall immer
noch unter 10&supmin;³ liegt. Ein weiteres Qualitätskriterium von Kopplungsgruppen mit sechs Ports
zum Messen des vektoriellen Verhältnisses der Signale V22' und V11' besteht darin, eine
Gleichverteilung zwischen den Mittelpunkten Qi der Kreise in der komplexen Ebene (V22'/V11') zu
erhalten, d. h. ein konstantes Modul und eine relative Phasenverschiebung um 120º zwischen
den Mittelpunkten Qi der Kreise. Die simulierten Ergebnisse der Mittelpunkte Qi sind in
Abb. 4 in der komplexen Ebene V22'/V11' graphisch dargestellt und in der nachfolgenden
Tabelle für den Frequenzbereich 500 MHz bis 3 GHz tabellarisch zusammengefaßt.