DE69428501T2

DE69428501T2 - CDMA Empfänger für eine Basisstation mit einem gemeinsamen Steuerungssignal

Info

Publication number: DE69428501T2
Application number: DE69428501T
Authority: DE
Inventors: Toshifumi Sato
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-12-16
Filing date: 1994-12-09
Publication date: 2002-05-23
Anticipated expiration: 2014-12-10
Also published as: EP0658985A2; AU8044894A; JPH07170242A; JP2734952B2; CA2137716C; DE69428501D1; EP0658985B1; EP0658985A3; CA2137716A1; US5809058A; AU674111B2

Description

Hintergrund der Erfindung

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen CDMA-(Codemultiplex-Vielfachzugriff)- Empfänger für ein mobiles Kommunikationssystem, wie beispielsweise ein Mobiltelefon und ein tragbares Telefonsystem (ein Zellularsystem), und insbesondere eine Technik zum Verringern des Ausmaßes an Hardware für einen Sender und einen Empfänger zum Auslöschen einer Interferenz zwischen Kanälen.

Beschreibung des zugehörigen Standes der Technik

Als Stand der Technik für ein digitales Mobiltelefon und ein tragbares Telefonsystem mit einem zellularen Layout sind das japanische Standardsystem (PDC: RCR STD 27A) und das nordamerikanische Standardsystem (ETSI GSM) bekannt gewesen, wobei das Zeitmultiplex-Vielfachzugriffs-(TDMA)-Schema angenommen ist. Das nordamerikanische Standardsystem (TIA IS95) ist auch bekannt gewesen, wobei das CDMA-Schema verwendet wird.
In den japanischen offengelegten Patenten Nr. 323926/92 (hierin nachfolgend Referenz 1 genannt) und 351130/92 (hierin nachfolgend Referenz 2 genannt) sind CDMA-Empfänger beschrieben. Der Empfänger der Referenz 1 betrifft ein Empfangen eines DSS-(Direkt Sequence Spread Spectrum = Direkt-Sequenz- Streuausbreitungsspektrums-)Signals und ist dadurch charakterisiert, daß das Basisbandsignal aus dem DSSS-Signal nicht durch ein Wurzel-Nyquist-Filter bzw. ein angepaßtes Filter oder einen Korrelator wiederhergestellt wird, wie es in einem normalen Fall erfolgt, sondern durch ein inverses Filter. Die Abgriffskoeffizienten des Filters sind so eingestellt, daß das Filter eine Ausgangsantwort von nahezu einer Kronecker-Deltafunktionscharakteristik zu einem ankommenden spektral streuausbreitenden PN-(Pseudo-random Noise = Pseudozufallsrausch-)Code liefert, der einen zum Empfänger zugeteilten individuellen Kanal spezifiziert. Der Grund für ein Verwenden des inversen Filters besteht darin, daß ein POP-(= Peak to Off Peak = Spitzen-zu-Nichtspitzen-)Verhältnis verglichen mit einem angepaßten Filter in einem inversen Filter hoch ist, wobei das hohe POP-Verhältnis zuläßt, daß die Ausgangsantwort des Filters die Deltafunktionscharakteristik hat. Zusätzlich sind die PN-Codesequenzen so ausgebildet, daß das inverse Filter die maximale Verarbeitungsverstärkung hat. Auf diese Weise kann der technische Vorteil der Streuausbreitungsspektrums-Modulationstechnik dem zellularen mobilen Kommunikationssystem effektiv dienen.
Die Referenz 2 stellt ein Verfahren für einen Vielfachzugriff zum gleichzeitigen Austauschen einer Vielzahl (sagen wir N) von Datenströmen, die zwischen einer Vielzahl von Teilnehmern in einem Kommunikationssystem kommuniziert werden, zur Verfügung. Bei diesem Verfahren werden die N Datensequenzen unter Verwendung einer einzelnen PN-Codesequenz spektral ausgebreitet, um entsprechende N DSSS-Signale zu erzeugen. Bei einer Übertragung werden die N spektral ausgebreiteten Sequenzen in einem einzigen Übertragungssignal überlagert, wobei die Überlagerung durch Verschieben unterschiedlicher Sequenzen der DSSS-Signale um ein Zeitintervall bewirkt wird, das länger als ein vorgeschriebener minimaler Wert ist. Auf der Empfangsseite wird das empfangene Signal mittels eines Streuausbreitungsspektrums-Demodulationsfilters gefiltert, das die gemeinsame PN-Codemodulation zum Wiederherstellen der um das Zeitintervall verschobenen N ursprünglichen Basisbandsignale demoduliert. Auf diese Weise können die Vorteile der Verfahren TDMA und CDMA gemeinsam realisiert werden. Insbesondere können Kommunikationen von Anwendern virtuell vollständig frei von einer Interferenz sein, ohne daß irgendeine exakte Synchronisierung nötig ist, die normalerweise für ein TDMA-System erforderlich ist.
Bei dem TDMA-Verfahren ist es jedoch ein Problem gewesen, daß deshalb, weil es unmöglich ist, eine Interferenz derselben Frequenz auszulöschen, dieselbe Frequenz nur in den Zellen verwendet werden kann, die "entfernt" voneinander sind. Aus diesem Grund ist ein zellulares Telefonsystem in Gruppen bzw. Cluster aufgeteilt worden, die jeweils aus, sagen wir, vier oder sieben Zellen aufgebaut sind, so daß die Zellen, die zu unterschiedlichen Gruppen gehören, in dem oben beschriebenen Sinn "entfernt" sein können, und daß dieselbe Frequenz innerhalb derselben Gruppe nicht verwendet werden kann. Ein solches Layout resultiert jedoch in einer niedrigen Nutzeffizienz von Frequenzen. Darüber hinaus macht eine schmale Frequenzbandbreite, die im TDMA-System pro einem Kanal zugeteilt ist, es unmöglich, ein Fading bzw. einen Schwund bei einem Mehrfachpfad zu separieren, wodurch veranlaßt wird, daß ein Frequenzdiversityeffekt nicht realisierbar ist, und wodurch einem Zellenlayout eine große Schwundreserve bzw. Fadingreserve zugeteilt wird.
Das CDMA-System hat andererseits die Vorteile, daß dieselbe Frequenz in allen Fällen verwendbar ist, und daß der Diversityeffekt durch einen einfachen RAKE- Empfänger realisierbar ist. Jedoch ist selbst dieses System unfähig zum vollständigen Löschen einer Interferenz zwischen Kanälen. Dies gibt Anlaß zu einem Nachteil, daß ein Signalempfang nicht erreicht werden kann, bis er nicht unter einer strengen Steuerung der Leistung des übertragenen Signals in dem Fall erfolgt, daß eine CDMA-Übertragung auf einen Zugriff nach oben von einem Mobiltelefon zu einer Basisstation angewendet wird.
Zum Vermeiden des obigen Nachteils ist ein Verfahren in der japanischen Patentanmeldung Nr. 169092 (hierin nachfolgend Referenz 3 genannt) vorgeschlagen, wobei die Interferenz mit einem Streuausbreitungsspektrums- Demodulationsadaptivfilter eliminiert wird. Jedoch ist es ein Problem gewesen, daß ein RLS-Algorithmus, der dafür verwendet wird, Abgriffskoeffizienten des Filters mit einer kurzen Sequenz von einem Trainingssignal konvergieren zu lassen, wie es der Fall in der Referenz 3 ist, dazu neigt, ein großes Ausmaß an Hardware zu erfordern.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger anzubieten, der mit einem Streuausbreitungsspektrums-Demodulationsadaptivfilter für eine Basisstation mit einem verringerten Ausmaß an Hardware versehen ist.

Zusammenfassung der Erfindung

Zum Erreichen der obigen Aufgabe weist eine CDMA-Signal-Empfangsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes auf:
eine Empfangsantenne und eine Radioempfangseinrichtung zum Demodulieren eines Radiosignals zum Erzeugen eines analogen Streuausbreitungsspektrums-moduliertes Basisbandsignal,
eine Analog-zu-Digital-Wandlereinrichtung zum Umwandeln des analogen Streuausbreitungsspektrums-modulierten Basisbandsignals in ein digitales Streuausbreitungsspektrums-moduliertes Basisbandsignal,
eine Vielzahl von Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen, die jeweils zu einem individuellen Kanal gehören, wobei jede der Kanalsignal- Verarbeitungseinrichtungen das digitale Streuausbreitungsspektrums-modulierte Basisbandsignal empfängt und eine Empfangsverarbeitung des Kanalsignals mittels einer Streuausbreitungsspektrums-Demodulation unter Verwendung gemeinsamer Daten durchführt, wobei das Kanalsignal auf ein digitales Streuausbreitungsspektrums-demoduliertes Basisbandsignal bezogen ist, das für den betrachteten Kanal bestimmt ist,
eine Einrichtung zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals zum Berechnen, aus dem digitalen Streuausbreitungsspektrums-modulierte Basisbandsignal, von Werten, die gemeinsam für alle Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen für die in jeder der Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen zu verarbeitende Streuausbreitungsspektrums-Demodulation erforderlich sind, um die Werte als die gemeinsamen Daten auszugeben, und
eine Taktsignal-Erzeugungseinrichtung zum Zuführen eines Taktsignals zu allen Einrichtungen.
Da eine einzige Einrichtung zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals die Belastung für Berechnungen auf sich nimmt, die gemeinsam für alle Kanalsignal- Verarbeitungseinrichtungen erforderlich sind, wird die Hardware der Signalempfangsvorrichtung der vorliegenden Erfindung verglichen mit der Hardware in dem Fall verringert, bei welchem jede der Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen Berechnungen zum Bestimmen der Fehlerkoeffizienten unabhängig durchführt, wie es der Fall beim Stand der Technik ist.
Wenn der Fehlerquadratalgorithmus zum Bestimmen der Filterkoeffizienten verwendet wird, wird die Berechnung der Korrelationsfunktionsmatrix vorzugsweise zu der Einrichtung zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals zugeteilt.
Wenn der rekursive Fehlerquadratalgorithmus verwendet wird, wird die Berechnung der Vektorverstärkung vorzugsweise der Einrichtung zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals zugeteilt.
Die obige und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen klar werden, die Beispiele bevorzugter Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung darstellen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen:

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, und
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur eines Beispiels für ein Streuausbreitungsspektrums-Demodulations-Adaptivfilter zeigt.

Detaillierte Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm, das ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
Gemäß Fig. 1 weist die Empfangsvorrichtung für eine CDMA-Basisstation gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes auf: eine Empfangsantenne 101, einen Radioempfängerabschnitt 102 zum Demodulieren eines ankommenden Radiosignals zum Erzeugen eines multiplexten Basisbandsignals r von analogen Streuausbreitungsspektrums-modulierten Basisbandsignalen (die hierin nachfolgend analoge ssm-Basisbandsignale genannt sind) für eine Vielzahl von Kanälen, auf die gleichzeitig zugegriffen wird, einen Analog-zu-Digital-Wandler 103 zum Umwandeln des analogen ssm-Basisbandsignals in digitale Streuausbreitungsspektrums-modulierte Basisbandsignale (die hierin nachfolgend ssm-Basisbandsignale genannt sind), Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitte 105, 106, ..., 105+k-1 für k Kanäle CH1, CH2, ..., OHk, einen Abschnitt zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals 108 zum Ausführen einer Signalverarbeitung, die für alle Kanäle gemeinsam ist, die der betrachteten Basisstation zugeteilt sind, und einen Taktgeneratorabschnitt 109 zum Zuführen von Taktsignalen zu allen oben beschriebenen Abschnitten. Die Ausgabe des Abschnitts 108 zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals wird zu allen Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitten als gemeinsame Daten verteilt.
Jeder der Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitte 105, ..., 105+k ist mit einem Adaptivfilter 110 für eine Streuausbreitungsspektrums-Demodulation, einem Adaptivsteuerabschnitt 111 und einem Entscheidungsabschnitt 112 versehen. Das Streuausbreitungsspektrums-Demodulationsfilter 110 empfängt das multiplexte Basisbandsignal r und läßt das Basisbandsignal durch, das den betrachteten Kanal bezeichnet. Hierin nachfolgend wird die Funktion des Streuausbreitungsspektrums- Demodulationsfilters, durch welches das Basisbandsignal von Interesse aus dem multiplexten Basisbandsignal r gefiltert wird, Streuausbreitungsspektrums- Demodulation (ssd) genannt, und ein Streuausbreitungsspektrums-demoduliertes Basisbandsignal wird Kanalsignal genannt. Der Entscheidungsabschnitt 112 entscheidet über einen digitalen Wert des Kanalsignals und gibt ein Ergebnis der Entscheidung als Entscheidungssignal aus. Der Adaptivsteuerabschnitt 111 berechnet aus sowohl dem als eine erwünschte Antwort des Adaptivfilters 10 verwendeten Entscheidungssignal als auch den gemeinsamen Daten Werte, die insbesondere für den Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitt sind, der dafür erforderlich ist, daß die Streuausbreitungsspektrums-Demodulation verarbeitet wird, und berechnet die Gruppe der Filterkoeffizientenwerte aus den gemeinsamen Daten und den Werten, die insbesondere für den Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitt sind.
Fig. 2 zeigt ein schematisches Diagramm eines Beispiels des auf die vorliegende Erfindung angewendeten Streuausbreitungsspektrums-Demodulationsfilters 110. Das Filter 110 weist Abtastschaltungen 201, 205, ein Schieberegister 202, Multiplizierer für einen variablen Koeffizienten 203&sub0;, 203&sub1;, ..., 2036M-1 und einen Addierer 204 auf. Die Abtastschaltung 201 tastet das multiplexte Basisbandsignal r der mit Pseudozufallsrausch-(PN-)Codes oder Streuausbreitungsspektrums-Codes modulierten digitalen ssm-Basisbandsignale entsprechend bestimmten Kanälen ab. Die Abtastrate ist beim vorliegenden Ausführungsbeispiel das Zweifache der Chip-Rate fc. Das Schieberegister 202 dient als Verzögerungsleitung eines FIR-Adaptivfilters. Die Anzahl von Abgriffen ist derart vorgeschrieben, daß sie 6M ist, wobei M ein Streuausbreitungsspektrums-Verhältnis für die CDMA-Übertragung bezeichnet, und ein Abgriffsabstand ist zur Hälfte der Chip-Periode gemacht.
Eine Gruppe der Filterkoeffizienten [a&sub0;, a&sub1;, ..., a6M-1] wird vom Adaptivsteuerabschnitt 111 zum Adaptivfilter 110 zugeführt, während eine Gruppe von Abgriffseingaben [u&sub0;, u&sub1;, ..., u6M-1] dem Adaptivsteuerabschnitt 111 vom Adaptivfilter 110 zugeführt wird. Jede der Abgriffseingaben u&sub1;, (i = 0, 1, ..., 6M-1) wird mit dem entsprechenden Filterkoeffizienten aj mittels der Multiplizierer 203j multipliziert, um eine Gruppe von gewichteten Abgriffsausgaben [a&sub0;u&sub0;, a&sub1;u&sub1;, ..., a6M-1u6M-1] zu erzeugen, die dann durch einen Addierer 204 aufsummiert werden. Die resultierende Summe wird durch die Abtastschaltung 205 bei einer Symbolperiode abgetastet, um eine Ausgabe des Streuausbreitungsspektrums-Demodulationsfilters zu erzeugen.
Nun wird nachfolgend die Operation der CDMA-Empfangsvorrichtung der vorliegenden Erfindung beschrieben. Im CDMA-System ist dieselbe Radiofrequenz für alle Kanäle, die einer Basisstation zugeteilt sind, bestimmt. Demgemäß werden dieselben Schaltungen von allen Kanälen, die zur selben Basisstation gehören, bei den Stufen zum Empfangen eines ankommenden Radiosignals, zum Demodulieren des empfangenen Radiosignals, zum Erzeugen eines analogen Basisbandsignals und zum Umwandeln des analogen Basisbandsignals in ein digitales Basisbandsignal gemeinsam genutzt. Aus diesem Grund bieten die Antenne 101, der Radio-Empfängerabschnitt (Demodulator) 102 und der Analog-zu-Digital-Wandler 103 gemeinsame Dienste für alle Kanäle der Basisstation von Interesse.
Das multiplexte Basisbandsignal r enthält die Basisbandsignalkomponenten anderer Kanäle sowie des Kanals von Interesse, wobei diese Komponenten gemäß dem CDMA-Schema multiplext werden. Somit handeln die Signalkomponenten anderer Kanäle als Interferenzsignale mit der Signalkomponente von Interesse. Zum ausschließlichen Herausnehmen der Basisbandsignalkomponente von Interesse (des Kanalsignals) aus dem multiplexten Basisbandsignal r ist die vorliegende Erfindung auf ein Durchführen einer Streuausbreitungsspektrums-Demodulation gerichtet, wobei eher ein Streuausbreitungsspektrums-Demodulationsfilter verwendet wird, als daß ein angepaßtes Filter bzw. ein Wurzel-Nyquist-Filter oder ein inverses Filter mit einer Ausgangsantwort einer Kronecker-Deltafunktionscharakteristik (siehe die obige Referenz 2) verwendet wird.
In einem mobilen Kommunikationssystem findet oft ein Phänomen eines Fadings bzw. eines Schwunds bei einem Mehrfachpfad aufgrund einer Kommunikation außerhalb einer Perspektive, wie man sie normalerweise zwischen einer Basisstation und einem Mobiltelefon hat, sowie aufgrund einer Bewegung eines Mobiltelefons statt. Unter solchen Umständen muß der Adaptivsteuerabschnitt die Filterkoeffizienten derart einstellen, daß sie der Veränderung in bezug auf eine Übertragungscharakteristik folgen, die durch das Mehrfachpfad-Fading verursacht wird. Der RLS-(rekursive Fehlerquadrat-)Algorithmus wird beim vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet, um einen Vorteil aus seiner schnellen Konvergenz-(seiner schnellen Nachfolge-)-Charakteristik bzw. -Eigenschaft zu ziehen.
Gemäß dem LS-(Fehlerquadrat-)Algorithmus wird die normale Gleichung für ein Adaptivfilter derart formuliert, daß sie folgende ist (s. S. Haykin, "Introduction to Adaptive Filter", Macmillan Publishing Company New York, 1984; Übersetzung: K. Takebe, 1987, Kapitel 5):
Q(n)a(n) = q(n) (1)
wobei a(n) einen 6M-dimensionalen Spaltenvektor von Filterkoeffizienten bei einer diskreten Zeit n, ausgedrückt in einer Einheit einer Abtastperiode, darstellt, und Q(n) eine 6M · 6M Autokorrelationsmatrix von Abgriffseingaben uj = u(n-j), j = 0, 1, 2, ..., 6M-1 mit einem k, m-Element darstellt:
Qkm = Σu(i-k)u(i-m) (2)
wobei Σ eine Summe über i = 1 bis i = n darstellt und q(n) eine 6M · 1- Kreuzkorrelationsmatrix von Abgriffseingaben und erwünschten Antworten d(i) des Adaptivfilters zu einer diskreten Zeit i mit einem k, l-Element darstellt.
Qk = Σd(i)u(i-k) (3)
Unter der Annahme, daß Q(n) nicht singulär ist, folgt daraus, daß folgendes gilt:
a(n) = Q(n)&supmin;¹q(n) = P(n)q (4)
wobei P(n) eine inverse Matrix von Q(n) ist.
Grundsätzlich wird deshalb, weil die Berechnung von P gemeinsam für alle Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitte erforderlich ist, die Berechnung durch den Abschnitt 108 zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals ausgeführt. Gegensätzlich dazu werden deshalb, weil q Parameter d(i) enthält, die insbesondere für jeden der Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitte sind, die Berechnung von q und die Berechnung des Produkts von P und q, das auf der rechten Seite der Gleichung (4) dargestellt ist, durch den Adaptivsteuerabschnitt jedes Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitts durchgeführt.
Es wird bevorzugt, die Filterkoeffizienten a gemäß der Rekursivformel rekursiv zu berechnen, die aus der Gleichung (4) abgeleitet wird. Die Art zum Ableiten der Rekursivformel, die an angegebener Stelle (S. Haykin) angegeben ist, wird zusammengefaßt wie folgt:
Der Spaltenvektor der Abgriffseingaben soll u(n) = [u(n) u(n-1) u(n-2) ... u(n- 6M + 1)]T sein, wobei die Hochstellung T eine transponierte Matrix bezeichnet, und ein Verstärkungsvektor soll
k(n) = P(n-1)u(n)/(1+uT(n)P(n-1)u(n)) (5)
sein; dann werden die Rekursivformeln der Autokorrelations- und Kreuzkorrelationsmatrizen direkt aus den Definitionen abgeleitet, die jeweils in den Gleichungen (2) und (3) dargestellt sind.
P(n) = P(n-1)-k(n)uT(n)P(n-1) (6)
q(n) = q(n-1)+d(n)u(n) (7)
Ein Einsetzen der Gleichungen (6), (7) in die normale Gleichung (1) ergibt folgendes:
a(n) = a(n-1)+d(n)[P(n-1)u(n)-k(n)uT(n)P(n-1)u(n)] -k(n)uT(n)a(n-1) (8)
Aus der Gleichung (5) ist der Ausdruck, der auf der rechten Seite der Gleichung (8) in Klammern gesetzt ist, gleich k(n). Somit gilt folgendes:
a(n) = a(n-1)+k(n)[d(n)-uT(n)a(n-1)] (9)
Der Klammerausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (9) stellt einen Fehler e(n) in der Filterausgabe in bezug auf die erwünschte Antwort d(n) zu einer diskreten Zeit n dar. Somit wird der Aktualisierungsausdruck, nämlich der zweite Ausdruck der rechten Seite der Gleichung (9), durch Multiplizieren des Fehlers e mit dem Verstärkungsvektor k erhalten.
Da k nur von den Abgriffseingaben u und ihrer Autokorrelation abhängt, wie es aus der Gleichung (5) bekannt ist, wird der Verstärkungsvektor k(n) durch den Abschnitt 108 zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals berechnet. Demgemäß berechnet der Adaptivsteuerabschnitt 111 dann, wenn die Filterkoeffizienten a(n-1) einmal bestimmt sind, den Fehler e, bestimmt den Aktualisierungswert aus dem Fehler und dem Verstärkungsvektor k, der vom Abschnitt 108 zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals zugeführt wird, und aktualisiert die Fehlerkoeffizienten a.
Während der Zeitperiode, die direkt nach einem Burstsignalempfang beginnt, tauschen ein Sender und ein Empfänger vorgeschriebene Trainingssignale aus, bis die Abgriffskoeffizienten des Adaptiv-FIR-Filters (die Filterkoeffizienten) konvergieren. Die Operation des Kanalsignal-Verarbeitungsabschnitts zum Veranlassen, daß die Filterkoeffizienten konvergieren, beginnt mit Anfangsbedingungen:
P = I/c, (10)
a = 0, (11)
wobei I eine 6M · 6M-Einheitsmatrix bezeichnet, 0 einen 6M-dimensionalen Nullvektor bezeichnet und c eine kleine positive Konstante bezeichnet, die in Abhängigkeit vom Anfangswert der Autokorrelationsmatrix Q (s. Haykin loc. cit.) bestimmt ist, und wobei M das Streuausbreitungsspektrums-Verhältnis ist, wie es oben beschrieben ist.
Nachdem die Filterkoeffizienten a konvergieren, stellt der Entscheidungsabschnitt 112 richtig entschiedene Daten rd zur Verfügung. Der Adaptivsteuerabschnitt 111 steuert die Filterkoeffizienten a, um Variationen von Charakteristiken des Übertragungspfads durch rekursives Aktualisieren der Filterkoeffizienten a zu folgen, um die Fehlersignalleistung e² der Adaptivfilterausgaben re = uT(n)a(n-1) zu minimieren.
In den meisten Fällen sind die Ursachen einer Fehlererzeugung Signalkomponenten anderer Kanäle (Interferenzsignale) und ein thermisches Rauschen des Empfängers. Demgemäß handelt das Streuausbreitungsspektrums-Demodulationsfilter dann, wenn Interferenzsignalleistung > > Rauschsignalleistung gilt, zum effektiven Löschen der Interferenzsignale.
Wie es oben beschrieben ist, bietet die CDMA-Empfangsvorrichtung für eine Basisstation gemäß der vorliegenden Erfindung einen Vorteil, daß sie ein reduziertes Hardwareausmaß der Vorrichtung hat, indem die für eine Adaptivsteuerung des Streuausbreitungsspektrums-Demodulationsfilters erforderlichen Prozeduren in die Prozeduren aufgeteilt hat, die gemeinsam für alle Kanäle sind, die der Basisstation zugeteilt sind, und die Prozeduren für individuelle Kanäle, und indem zugelassen ist, daß die gemeinsamen Prozeduren durch einen einzigen Abschnitt zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals ausgeführt werden.
Es ist jedoch zu verstehen, daß, obwohl die Charakteristiken und Vorteile der vorliegenden Erfindung in der vorangehenden Beschreibung aufgezeigt worden sind, die Offenbarung nur illustrativ ist und Änderungen in bezug auf die Anordnung bzw. den Aufbau der Teile innerhalb des Schutzumfangs der Ansprüche durchgeführt werden können.

Claims

1. Codemultiplex-Vielfachzugriffssignal-Empfangsvorrichtung für eine Basisstation, die eine Signalempfangsverarbeitung einer Vielzahl von Kanälen bewirkt, welche Vorrichtung folgendes aufweist: eine Empfangsantenne (101), eine Radioempfangseinrichtung (102) zum Demodulieren eines Radiosignals zum Erzeugen eines analogen Streuausbreitungsspektrums-modulierten Basisbandsignals, eine Analog-zu-Digital-Wandlereinrichtung (103) zum Umwandeln des analogen Streuausbreitungsspektrums-modulierten Basisbandsignals in ein digitales Streuausbreitungsspektrums-moduliertes Basisbandsignal, eine Streuausbreitungsspektrums-Demoduliereinrichtung (105, 106, 105+k, 108) für ein Streuausbreitungsspektrums-Demodulieren des digitalen Streuausbreitungsspektrums-modulierten Basisbandsignals zum Erzeugen eines digitalen Streuausbreitungsspektrums-demodulierten Basisbandsignals und eine Taktsignalerzeugungseinrichtung (109) zum Zuführen eines Taktsignals zu allen Einrichtungen, dadurch gekennzeichnet, daß die Streuausbreitungsspektrums-Demoduliereinrichtung folgendes aufweist:

eine Vielzahl von Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen (105, 106, 105 + k), die jeweils zu einem individuellen Kanal gehören, wobei jede Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtung das digitale Streuausbreitungsspektrumsmodulierte Basisbandsignal empfängt und eine Empfangsverarbeitung eines Kanalsignals mittels einer Streuausbreitungsspektrums-Demodulation unter Verwendung von gemeinsamen Daten durchführt, wobei sich das Kanalsignal auf ein digitales Streuausbreitungsspektrums-demoduliertes Basisbandsignal bezieht, das für den betrachteten Kanal bestimmt ist, und

eine Einrichtung (108) zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals zum Berechnen, aus dem digitalen Streuausbreitungsspektrums-modulierten Basisbandsignal, von Werten, die gemeinsam für alle der Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen für die in jeder der Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen zu verarbeitenden Streuausbreitungsspektrums- Demodulation erforderlich sind, um die Werte als die gemeinsamen Daten auszugeben.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei jede der Kanalsignal- Verarbeitungseinrichtungen ein transversales Adaptivfilter (110) für eine Streuausbreitungsspektrums-Demodulation hat, gekennzeichnet durch eine Gruppe von Filterkoeffizientenwerten zum Wiederherstellen des Kanalsignals, wobei jedes Adaptivfilter dieselbe Abgriffsanzahl und eine identische Verzögerungscharakteristik hat; eine Entscheidungseinrichtung (112) zum Entscheiden über einen digitalen Wert des Kanalsignals und zum Ausgeben eines Ergebnisses der Entscheidung als Entscheidungssignal; und eine Adaptivsteuereinrichtung (111), die aus sowohl dem als eine erwünschte Antwort des Adaptivfilters verwendeten Entscheidungssignal als auch den gemeinsamen Daten Werte berechnet, die speziell für die Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen sind, die für die zu verarbeitende Streuausbreitungsspektrums-Demodulation erforderlich sind, und die Gruppe der Filterkoeffizientenwerte aus sowohl den gemeinsamen Daten als auch den Werten, die speziell für die Kanalsignal-Verarbeitungseinrichtungen sind, bestimmt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Einrichtung zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals als die gemeinsamen Daten eine NxN-Matrix P(n) berechnet, die eine inverse Matrix einer NxN-Matrix Q(n) ist, wobei N für eine Abgriffszahl des Adaptivfilters steht, und ein k, m-Element der Matrix Q(n) eine Korrelationsfunktion von Eingangssignalen der k-ten und m-ten Abgriffe ist, ausgedrückt durch

Q(n; k, m) = Σu(i-k)u(i-m), k, m = 0,1, ... N-1,

wobei n eine betrachtete diskrete Zeit bezeichnet, die in einer Einheit von einer Periode einer Abtastung ausgedrückt ist, die vor einem Eingeben zum Adaptivfilter bewirkt wird, wobei u(i-s) ein Eingangssignal des s-ten Abgriffs bei einer diskreten Zeit i darstellt, wobei Σ eine Summe bezeichnet, die über ein progressiv fortschaltendes Intervall von i = 1 bis i = n entsprechend einer Datenlänge von Interesse berechnet wird; und die Adaptivsteuereinrichtung einen N-dimensionalen Spaltenvektor q(n) speziell für den individuellen Kanal und ein Produkt P(n)q(n) berechnet, wobei die k-te Komponente des Vektors q folgendes ist:

q(n; k) = Σd(i)u(i-k), k = 0,1, .... N-1 und die Gruppe von Filterkoeffizienten durch Gleichsetzen des Produkts P(n)q(n) mit einem Filterkoeffizientenvektor a gemäß dem Fehlerquadratalgorithmus bestimmt, wobei der Vektor a ein N-dimensionaler Spaltenvektor der k-ten Komponente a(k) davon ein Filterkoeffizient für den k-ten Abgriff ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Einrichtung zum Verarbeiten eines gemeinsamen Signals einen Verstärkungsvektor k(n) als die gemeinsamen Daten berechnet, und die Adaptivsteuereinrichtung rekursiv a(n) unter Verwendung der Rekursivformel gemäß dem rekursiven Fehlerquadratalgorithmus berechnet, wobei der Verstärkungsvektor folgendes ist:

k(n) = P(n-1)u(n)/[1+uT(n)P(n-1)u(n)],

wobei die Rekursivformel folgendes ist:

a(n) = a(n-1)+k(n)[d(n)-uT(n)a(n-1)),

wobei T die Transpositionsoperation einer Matrix bezeichnet und wobei d(n) das als eine erwünschte Antwort verwendete Entscheidungssignal bezeichnet.