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Die Erfindung betrifft einen Basisband-Signalkombinierer und
einen Abtaster zur Verwendung typischerweise in
Richtfunksystemen, aber auch in allgemeinen Fernmeldesystemen. Einer der
Nachteile, die häufig bei Freiraumverbindungen auftreten, ist
das Mehrwegphänomen. Unter diesen Umständen ist das über die
Empfangsantenne verfügbare Signal eine Kombination diverser
verzögerter und/oder gedämpfter Signale. Diese Kombination
von Signalen kann unter gewissen Umständen dazu führen, dass
die Verbindung nicht aufrechterhalten werden kann. Eine
übliche Maßnahme gegen diesen Nachteil ist der Rückgriff auf
Raum- und/oder Frequenz-Diversitätstechniken, die in der
Verwendung von zwei geeignet beabstandeten Empfangsantennen oder
von zwei Übertragungsfrequenzen beruhen. Durch geeignetes
Kombinieren der zwei Empfangssignale können die oben
erwähnten Nachteile kompensiert werden. Eine der ersten Arbeiten
über Basisband-Kombinierer ist bekannt aus dem Artikel
"Decision Directed Diversity Combiners Principles and Simulation
Results" von J. A. Henriksson veröffentlicht in IEEE Journal
On Selected Areas in Communications, Band SAC-5, Nr. 3, April
1987, wo vorgeschlagen wird, das mittlere Fehlerquadrat (Mean
Square Error MMSE) am Ausgang des Kombinierers zu minimieren,
um die zwei Empfangssignale bestmöglich zu kombinieren, und
wo auch das Konzept der "minimalen Projektionsstrategie"
eingeführt wird, das darin beruht, das mittlere Quadrat der
Ablenkung zwischen dem Empfangssignal und der gewünschten
Referenzrichtung zu minimieren.
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In dem Artikel "MMSE Baseband Combiner for Microwave Digital
Radio" von A. N. D'Avolio, M. Mariano, U. Mengali, A.
Spalvieri, veröffentlicht in Conference Record, 2nd European
Conference on Radio Relay System, Seiten 235 bis 242, April 1989
ist ein Kombinierer offenbart, der die MMSE Technik anwendet
und eine Lösung für die Zeitsteuerung des Abtasters durch
Anwendung eines speziellen Algorithmus liefert. In beiden
Werken sind gewisse Aspekte nicht gründlich untersucht. Der
erste Aspekt betrifft die Wechselwirkung zwischen dem
Kombinierer/Abtaster und der in dem Demodulator vorhandenen
Trägerrückgewinnungsschaltung. Ein zweiter Aspekt betrifft die
tatsächliche Zusammenwirkung des Kombinierers und des Abtasters
unter besonderer Berücksichtigung der Kapazität zum
Konvergieren auf die optimale Betriebsbedingung.
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Proceedings of 1986 IEEE Military Communications Conference -
Milcom '85, 5. bis 9. Oktober 1986, Nonterey, Californien
(USA), New York (USA) (D1), das als nächstkommender Stand der
Technik angesehen wird, offenbart ein Verfahren zum Erhalten
eines kombinierten Signals aus wenigstens zwei komplexen
Basisbandsignalen mit den Schritten des Multiplizierens
wenigstens eines Signals mit einem Koeffizienten und Summieren der
Signale, wobei der Koeffizient festgelegt ist durch
Bearbeiten des kombinierten Signals unabhängig von dessen Phase. D1
offenbart nicht den Schritt des Multiplizierens jedes der
Signale mit einem einzigen Koeffizienten und auch nicht den
Schritt des Abtastens der Signale entsprechend
Abtastzeitpunkten, die durch Bearbeiten des kombinierten Signals
unabhängig von dessen Phase festgelegt werden.
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Electronics and Communications in Japan, Teil I -
Communications, Band 74, Nr. 9, September 1991, New York (USA), Seiten
43 bis 53, T. Ohgane (D2) lehrt ein Kombinierverfahren, das
unabhängig von der Phase des kombinierten Signals ist. In D2
werden Antennengewichte anstelle von Basisbandgewichten
verwendet, und außerdem offenbart D2 auch nicht den Schritt des
Multiplizierens jedes der Signale mit einem einzigen
Koeffizienten und auch nicht den Schritt des Abtastens der Signale
zu Abtastzeitpunkten, die durch Bearbeiten des kombinierten
Signals unabhängig von dessen Phase festgelegt werden.
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Schließlich offenbart Telettra Review, Nr. 44, 1989, Italien,
Seiten 43 bis 48, A. N. D'Andrea et al., "MMSE Baseband
Combiner for Digital Microwave Radio" (D3) einen Kombinierer, wo
die Koeffizientenbestimmung mit einem MMSE-Algorithmus
erfolgt, der direkt von der Phase abhängt.
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Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist daher, die Nachteile
des Standes der Technik durch Verwendung eines speziellen
Algorithmus zu überwinden, der es dem Kombinierer erlaubt, die
optimale Betriebsbedingung zu erreichen und so die
Wechselwirkung mit der Trägerrückgewinnungsschaltung zu vermeiden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist daher das Verfahren zum
Kombinieren von Signalen aufgeteilt wie in Schritt 1
dargelegt, der Kombinierer ist in Anspruch 7 dargelegt, der
Empfänger ist in Anspruch 9 dargelegt und das
Kommunikationssystem ist in Anspruch 11 dargelegt. Weitere vorteilhafte
Aspekte der vorliegenden Erfindung sind in den
Unteransprüchen dargelegt.
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Durch Verwendung eines von der kombinierten Signalphase
unabhängigen Algorithmus kann die Wechselwirkung mit der
Trägerrückgewinnungsschaltung vermieden werden. Die Anwendung des
gleichen Algorithmus des Kombinierers auch auf den Abtaster
erlaubt die Rückgewinnung der Taktzeitsteuerung unabhängig
von der Trägerrückgewinnung.
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Ein weiterer Vorteil der Anwendung des gleichen Algorithmus
sowohl auf den Kombinierer als auch auf den Abtaster ergibt
sich durch die Zusammenwirkung der zwei Schaltungen zur
Optimierung des Ausgangssignals. Für die Berechnung der für die
Kombination der zwei Signale notwendigen Koeffizienten und
für die Berechnung der Abtastzeitpunkte wird eine Kostenfunktion
aus der Familie der CMA-(Konstant-Modulus)-Algorithmen
verwendet, die bereits in Equalizern Verwendet werden, wie
z. B. in dem Artikel "Convergence Behaviours of the Constant
Modulus Algorithm" von M. G. Larimote und J. R. Treichler,
veröffentlicht in Conference Record, IEEE International
Conference an Acoustic Speech Signal Processing, Seiten 13 bis 16,
April 1983, offenbart. Eine solche Funktion führt eine
Bewertung der mittleren Abweichung des Signalmoduls oder -betrags
von einem vorgegebenen Pegel aus und wird daher nicht durch
die Phase der Empfangssignale beeinflusst.
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Die vorliegende Erfindung wird deutlicher aus der
nachfolgenden Beschreibung einer nicht beschränkenden Ausgestaltung von
ihr in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
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Fig. 1 ein Blockdiagramm, das die Verbindung eines
Kombinierers mit den Abtastern der zwei komplexen
Diversity-Signale zeigt;
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Fig. 2 ein Blockdiagramm der Schaltung, die den einzigen
Koeffizienten des Kombinierers zeigt (Sonderfall
der Anwendung der Kostenfunktion CMA 2-1);
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Fig. 3 ein Blockdiagramm der Taktgewinnungsschaltung für
das Diversity-Einzelsignal am Eingang des
Kombinierers (Sonderfall der Anwendung der Kostenfunktion
CMA 2-1).
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In Fig. 1 sind der Basisband-Kombinierer und die Diversity-
Signal-Abtaster der Einfachheit halber für den Fall von nur
zwei Signalen gezeigt. Die Signale 101 und 102 sind
diversity-empfangene, geeignet verarbeitete und ins Basisband
konvertierte Signale. Jedes der zwei Signale besteht aus einer
In-Phase-Komponente und einer Quadratur-Komponente und kann
daher als ein komplexes Signal dargestellt werden.
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Das Signal 101 wird dem Eingang einer Abtastschaltung 103
zugeführt, die aus zwei getrennten Vorrichtungen aufgebaut ist,
die jeweils auf den In-Phase-Teil und den Quadratur-Teil des
Eingangssignals wirken. Beide Vorrichtungen werden von dem
einzigen Synchronisationssignal 105 getrieben. Die
Abtastschaltung 103 liefert an ihrem Ausgang 107 die gegebenenfalls
quantisierten Abtastwerte des Eingangssignals zu den vom
Synchronisationssignal 105 vorgegebenen Zeitpunkten.
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In entsprechender Weise wird das komplexe Signal 102 dem
Eingang einer Abtastschaltung 104 zugeführt, die mit der
Abtastschaltung 103 identisch ist und durch das
Synchronisationssignal 106 getrieben ist. Die Ausgabe 108 besteht aus den
Abtastwerten des Signals 102.
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Die Signale 107 und 108 werden dem Eingang eines Kombinierers
117 zugeführt, der an seinem komplexen Ausgang 116 eine
geeignete Linearkombination der Eingaben entsprechend den
komplexen Koeffizienten 111 und 112 liefert. Insbesondere wird
das komplexe Signal 107 mit dem Koeffizienten 111 in dem
Komplex-Multiplizierer 109 multipliziert; das komplexe Signal
108 wird mit dem Koeffizienten 112 in dem
Komplex-Multiplizierer multipliziert; die so erhaltenen komplexen Produkte
113 und 114 werden in dem Komplex-Addierer 115 summiert, der
das kombinierte Signal 116 liefert.
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Im oben Dargelegten versteht sich, dass ein
Komplex-Multiplizierer durch vier Reell-Multiplizierer und zwei
Reell-Addierer realisierbar ist; entsprechend besteht ein ein Komplex-
Addierer aus zwei Addierern, die jeweils auf Real- und
Imaginärteile wirken.
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Die Algorithmen zum Anpassen der Kombiniererkoeffizienten 111
und 112 und der Synchronisationssignale 105 und 106 basieren
auf der Minimierung einer Kostenfunktion CMA p-q am Ausgang
des Kombinierers mit dem stochastischen Gradientenverfahren,
das ein iteratives Minimierungsverfahren ist, das auf einer
verrauschten Abschätzung des Kostenfunktionsgradienten
basiert.
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Diese Familie von Kostenfunktionen hat den doppelten Vorteil,
dass sie die Aufnahme unabhängig von der Verfügbarkeit einer
Datenschätzung erlaubt und unabhängig von der Signalphase ist
und so jede Wechselwirkung mit den für die
Trägerrückgewinnung zuständigen Schaltungen vermeidet. Außerdem
gewährleistet die Anwendung der gleichen Kostenfunktion auf sowohl die
Kombiniererkoeffizienten als auch die Synchronisationssignale
deren Zusammenwirkung:
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Seien yk die Abtastwerte 116 am Ausgang des Kombinierers,
dann ist der Ausdruck für die Kostenfunktion CMA p-q:
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Jpq = E{ yk p - δp q} (1)
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wobei p und q positive reelle Zahlen sind, δp eine positive
reelle Konstante ist, und E{·} die stochastische
Mittelungsoperation bezeichnet.
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Unter dem Gesichtspunkt der Ausführung ist die Auswahl p = 2,
q = 1 besonders zweckmäßig, auf die im folgenden der
Einfachheit halber Bezug genommen wird. In, diesem Fall führt die
Anwendung des stochastischen Gradientenverfahrens auf die
Funktion (1) zu den folgenden Algorithmen für die Aktualisierung
der Kombiniererkoeffizienten und der Abtastzeitpunkte.
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Für die Kombiniererkoeffizienten erhält man:
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wobei c&sub1;(k) und c&sub2;(k) die komplexen Koeffizienten 111 und 112
von Fig. 1 vor der Aktualisierung bezeichnen, c&sub1;(k+1) und c&sub2;(k+1)
die Werte der gleichen Koeffizienten nach der Aktualisierung
bezeichnen, γc eine positive reelle Konstante (Schrittgröße)
ist, die die Konvergenzgeschwindigkeit und Verrauschtheit des
Algorithmus im stationären Zustand beeinflusst, x1k und x2k
die abgetasteten Signale 107 und 108 bezeichnen, (·)* die
komplexe Konjugationsbeziehung bezeichnet, sign [·] den
Vorzeichenoperator bezeichnet, yk das kombinierte Signal 116 ist
und δ2 eine in der Definition der CMA-Funktion enthaltene
geeignete reelle Konstante ist, die von der Statistik des
übertragenen Signals abhängt.
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Entsprechend gilt für die Aktualisierung der
Abtastzeitpunkte:
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wobei t&sub1;(k) und t&sub2;(k) die Abtastzeitpunkte für die Signale 111
und 112 von Fig. 1 vor der Aktualisierung, t&sub1;(k+1) und t&sub2;(k+1)
die Werte der Abtastzeitpunkte nach der Aktualisierung
bezeichnen, γt die Schrittgröße (entsprechend γc) ist, und
die zeitlichen Ableitungen des Signals 113 bzw. 114
bezeichnen, Re{8} den Realteil der komplexen Zahl bezeichnet und
die anderen Symbole die gleiche Bedeutung wie in den
Gleichungen (2) und (3) haben. Die Abtastzeitpunkte t&sub1; und t&sub2;
entsprechen der Phase der Synchronisationssignale 105 und
106.
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Die Blockdiagramme einer möglichen Implementierung der
Algorithmen (2) und (5) sind in Figs. 2 und 3 gezeigt.
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Fig. 2 ist ein Blockdiagramm der Schaltung, die den
Koeffizienten c1 (Signal 111 in Fig. 1) steuert.
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Das Signal 201 ist das Eingangssignal des Kombinierers
(komplexes Signal 107 in Fig. 1). Das Signal 202 entspricht dem
kombinierten komplexen Signal 116 in Fig. 1.
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Das Signal 202 wird dem Eingang des Blocks 203 zugeführt, der
dessen quadrierten Betrag berechnet und die reelle Ausgabe
204 erzeugt, die die Eingabe des Real-Addierers 205 bildet.
Die andere Eingabe 206 des Addierers 205 ist gegeben durch
die Konsante δ2 mit umgekehrtem Vorzeichen: Das Ergebnis 207
der vom Addierer 205 durchgeführten Summation wird zum
Eingang des Blocks 208 geschickt, der deren Vorzeichen 209
berechnet.
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Der Multiplizierer 210 bildet das Produkt des komplexen
Signals 202 mit dem reellen Signal 209. Ein solches Produkt
stellt das komplexe Signal 211 dar.
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Das Signal 201 wird an den Eingang des Blocks 212 angelegt,
der dessen komplex Konjugierte berechnet und am Ausgang 213
liefert.
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Der Multiplizierer 214 berechnet das Produkt 215 der
komplexen Signale 211 und 213.
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Der Multiplizierer 216 berechnet das Produkt 217 des
komplexen Signals 215 mit der reellen Konstante γc (Signal 218).
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Der Block 219 berechnet das Integral des eingegebenen
komplexen Signals 217 und erzeugt so die komplexe Ausgabe 220, die
dem Signal 111 Von Fig. 1 entspricht.
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Die Schaltung, die den Koeffizienten C2 (Signal 112 aus Fig.
1) steuert, ist der von Fig. 2 ähnlich; an den Eingang 201
ist nun das Signal 108 von Fig. 1 angelegt, und entsprechend
stimmt die Ausgabe 220 mit dem Signal 112 von Fig. 1 überein.
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Fig. 3 ist ein Blockdiagramm der Schaltung, die das
Synchronisationssignal 105 von Fig. 1 erzeugt, dessen Phase den
Abtastzeitpunkt t&sub1; festlegt.
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Das Signal 301 ist das Signal c1x1k (komplexes Signal 113 aus
Fig. 1). Das Signal 302 entspricht dem komplexen Signal am
Ausgang des Kombinierers (Signal 116 von Fig. 1).
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Das Signal 302 wird dem Eingang des Blocks 303 zugeführt, der
dessen quadrierte Beträge berechnet und die reelle Ausgabe
304 liefert, die die Eingabe des Real-Addierers 305 bildet.
Die andere Eingabe 306 des Addierers 305 ist gegeben durch
die Konstante δ&sub2; mit umgekehrten Vorzeichen: Das Ergebnis 307
der vom Addierer 305 durchgeführten Summation wird dem
Eingang des Blocks 308 zugeführt, der dessen Vorzeichen 309
berechnet.
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Der Multiplizierer 310 bildet das Produkt des komplexen
Signals 302 mit dem reellen Signal 309. Ein solches Produkt
stellt das komplexe Signal 311 dar.
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Das Signal 301 wird dem Block 312 zugeführt, der dessen
zeitliche Ableitung berechnet und als Ausgabe 313 liefert. Das
komplexe Signal 313 wird im Block 314 konjugiert, um das
Signal 315 zu erzeugen.
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Der Block 316 berechnet den Realteil des Produkts 317 der
komplexen Signale. 311 und 315.
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Der Multiplizierer 318 berechnet das Produkt 319 des
komplexen Signals 317 mit der reellen Konstante γt (Signal 320).
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Das gegebenenfalls durch einen Block 321 gefilterte Signal
319 wird dem Eingang 322 eines spannungsgesteuerten Oszillators
323 zugeführt; letzterer erzeugt das
Synchronisationssignal 324, das dem Signal 105 in Fig. 1 entspricht.
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Die Schaltung zum Erzeugen des Synchronisationssignals 106
von Fig. 1 ist ähnlich der von Fig. 3; die Eingabe 301
entspricht unter diesen Umständen dem komplexen Signal 114 von
Fig. 1, während die Ausgabe 324 das Synchronisationssignal
106 aus Fig. 1 ist.
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Es liegt auf der Hand, dass an dieser Ausgestaltung
Abwandlungen, Ersetzungen und Veränderungen vorgenommen werden
können, die natürlich alle in das Erfindungskonzept der
vorliegenden Erfindung fallen. Z. B. ist hier der Einfachheit halber
eine Ausgestaltung mit zwei Eingängen beschrieben worden,
doch ist die Erfindung auch in Ausgestaltungen mit mehreren
Eingängen anwendbar.