DE69324379T2 - Verfahren und vorrichtung zum abstimmen eines bandpassfilters - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Abstimmen der Frequenz eines HF-Bandpaßfilters, insbesondere eines Kombinatorfilters, umfassend Abzweigen einer HF-Signalprobe, die zu der zu dem Bandpaßfilter weitergeleiteten, am Eingang des Bandpaßfilters reflektierten, oder das Bandpaßfilter passierenden HF-Leistung eines modulierten Signals proportional ist; Abwärtswandeln der Signalprobe mittels eines anderen HF- Signals; Erfassen der Signalstärke des Mischergebnisses Einstellen der Mittenfrequenz des Durchlaßbands des Bandpaßfilters auf Grundlage der erfaßten Signalstärke.
• Eine bekannte Möglichkeit zum Verbinden mehrerer Funksender mit derselben Antenne oder Antennenleitung ist das Anschließen eines jeden Funksenders über ein getrenntes Bandpaßfilter, dessen Mittenfrequenz auf die Sendefrequenz des Funksenders abgestimmt ist. Solche Bandpaßfilter werden als Kombinatorfilter bezeichnet. Die Funktion des Kombinatorfilters liegt im Zuführen des Sendesignals des jeweiligen Funksenders zu der Antenne unter geringsmöglichen Verlusten und im größtmöglichen Verhindern des Einstreuens von Sendesignalen mit anderen Frequenzen anderer Funksender aus der Antennenrichtung in diesen speziellen Funksender. Üblicherweise werden Kombinatorbandpaßfilter fest auf die Sendefrequenzen der Funksender abgestimmt. Daher war es nicht möglich, die Sendefrequenz des Funksenders ohne Änderung das Kombinatorfilters oder dessen Abstimmung zu ändern.
• In bestimmten Fällen ist es allerdings wünschenswert, die Frequenzen der Funksender auf einfache Weise und schnell zu ändern. Einen solchen Fall bildet die Basisstation eines zellularen Mobilfunksystems, dem vorbestimmte Sende- und Empfangskanäle zugeordnet sind. Falls die Kanalzuweisung des Systems auf Wunsch durch Ändern der Sende- und Empfangsfrequen zen der Basisstationen geändert werden kann, ist eine flexible und wirksame Verwendung der Kanalkapazität des Systems unter veränderten Bedingungen möglich. Daher wurden Kombinatorfilter entwickelt, bei denen sich die Mittenfrequenz automatisch mit der Sendefrequenz ändert.
• Die Abstimmung bekannter automatisch abstimmbarer Kombinatorfilter basiert auf einem Messen der am Eingang des Filters reflektierten HF-Leistung oder der das Kombinatorfilter passierenden HF-Leistung, und einem Verriegeln auf einen Minimal-/Maximalwert der gemessenen Leistung. Ein Problem dieses Abstimmungsverfahrens liegt allerdings in der geringen Abstimmgenauigkeit und dem schmalen Dynamikbereich. Da die Frequenzselektivität des gesamten Abstimmsystems von dem Kombinatorfilter abhängig ist, führen über das Kombinatorfilter zu dessen Eingang eingestreute Leistungskomponenten anderer Funksender zu einem minimalen Reflexionsunterdrückungswert der Reflexionunterdrückungsmessung am Filtereingang von ungefähr 7 dB, so daß sich ein schmaler Dynamikbereich für die Messung ergibt. Bei der auf der Messung der das Kombinatorfilter passierenden Leistung basierenden Einstellung bleiben aus denselben vorgenannten Gründen auch die Meßdynamiken des maximalen Leistungswerts gering. Darüber hinaus ermöglicht das auf diesem bekannten Abstimmungsverfahren basierende automatisch abstimmbare Kombinatorfilter keine Veränderung der relativen Leistungspegel zwischen den Funksendern, d. h. die "gegenseitigen Dynamiken" betragen nahezu 0 dB, da eine Änderung des Leistungspegels eines Senders unmittelbar die Leistungsmessung der Abstimmschaltungen des Kombinatorfilters des anderen Funksenders beeinflußt, was zu einem Abstimmfehler führt.
• Die EP-A-0583306 offenbart eine Abstimmanordnung für ein Kombinatorbandpaßfilter, wobei die Abstimmgenauigkeit und der Dynamikbereich durch eine frequenzselektive Leistungsmessung verbessert sind. Bezugnehmend auf Fig. 7 basiert die bekannte Messung auf einem Mischen eines zu einem Kornbinatorfilter weitergeleiteten Sendesignals Pf (Fig. 7a) mit einem ähnlich modulierten Sendesignal Pr (Figur Th), das von dem Kombinatorfilter reflektiert wurde oder dieses passiert hat. Das somit als Mischergebnis erhaltene Gleichsignal (Fig. 7c) wird einer Tiefpaßfilterung unterzogen, und das erhaltene Signal wird zum Berechnen des Abstimmzustands des Kombinatorfilters verwendet. Dieses bekannte Meßprinzip weist die folgenden Eigenschaften auf:
• - die dem Mischer zugeführten Signale weisen eine identische Modulation auf, so daß das von dem Mischer erhaltene Meßsignal ein Gleichsignal ist, falls das Sendesignal ein Signal mit konstanter Amplitude ist;
• - der Phasenunterschied zwischen den Signalen an den Mischereingängen führt zu einer wesentlichen Beeinflussung des Ausgangssignals des Mischers, so daß die Phasen der Eingangssignale in geeigneter Weise eingestellt werden müssen, um die gewünschte Operation zu erzielen;
• - zum Optimieren der Signalpegel des Mischers an den Eingangszweigen des Mischers sind einstellbare Verstärker erforderlich, um die Gleichsignal-Offsetfehler des Mischers zu eliminieren.
• Aufgrund dieser Eigenschaften erfordert die bekannte Meßordnung eine Vorrichtung, deren Herstellungsprozeß Abstimmungs- und Meßschritte zum Eliminieren aller beispielsweise durch Phasenunterschiede hervorgerufenen Ungenauigkeiten des Endprodukts umfaßt.
• Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, den Aufbau der bei der frequenzselektiven Messung verwendeten Vorrichtung zu vereinfachen und die vorgenannten Schritte aus dem Herstellungsprozeß der Vorrichtung zu eliminieren.
• Dies wird erzielt durch ein Verfahren der eingangs genannten Art, das erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet ist, daß die Abwärtswandlung der Signalprobe umfaßt Mischen der Signalprobe mit einem HF-Signäl, das eine deutlich abweichende Frequenz aufweist und unmoduliert ist oder dessen Modulation in solchem Maße abweicht, daß das als Mischergebnis erhaltene Signal ein Wechselsignal mit einer geringeren Frequenz ist; und daß die Gleichkomponente mittels eines vor der Erfassung vorgesehenen Filtervorgangs aus dem Wechselsignal entfernt wird.
• Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Vorrichtung zum Abstimmen eines HF-Bandpaßfilters, insbesondere eines Kombinatorfilters, mit einer Einrichtung zum Abzweigen einer HF- Signalprobe, die zu der zu dem Bandpaßfilter weitergeleiteten, am Eingang des Bandpaßfilters reflektierten, oder das Bandpaßfilter passierenden HF-Leistung eines modulierten Signals proportional ist; einer Mischeinrichtung zum Abwärtswandeln der Signalprobe; einer Erfassungseinrichtung zum Erfassen der Stärke der abwärtsgewandelten Signalprobe; einer Steuereinrichtung zum Abstimmung der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters im Ansprechen auf das Erfassungsergebnis. Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Mischungseinrichtung die Probe mit einem HF-Signal mischt, das eine deutlich abweichende Frequenz aufweist und unmoduliert ist oder in seiner Modulation in solcher Weise abweicht, daß das als Mischergebnis erhaltene Signal ein Wechselsignal mit einer geringeren Frequenz ist, und daß die Vorrichtung weiterhin vor der Erfassungseinrichtung eine Filtereinrichtung aufweist zum Entfernen der Gleichkomponente aus dem Wechselsignal.
• Bei der vorliegenden Erfindung liegt ein deutlicher Frequenz- oder Modulationsunterschied zwischen den zu mischenden Signalen vor, so daß das Mischergebnis ein Wechselsignal mit ge ringerer Frequenz ist. Es ist keine genaue Einstellung der Phasenbeziehung zwischen den zu mischenden Signalen erforderlich. Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der Frequenz- oder Phasenunterschied zwischen den zu mischenden Signalen erzielt durch Verwendung der bei der Übertragung dann vorliegenden Phasenmodulation, wenn eines der Signale unmoduliert ist. Die Gleichkomponente wird aus dem Wechselsignal ausgefiltert, wodurch Meßprobleme aufgrund der Gleichsignaloffseteigenschaften des Mischers eliminiert werden. Auf den in der bekannten Vorrichtung verwendeten einstellbaren Verstärker kann verzichtet werden.
• Die Erfindung wird im folgenden anhand dargestellter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
• Fig. 1 ein Blockschaltbild einer typischen durch Kombinatorfilter realisierten Senderanordnung;
• Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltanordnung zum Abstimmen eines Bandpaßfilters, wobei eine am Eingang des Filters reflektierte Leistung gemessen wird;
• Fig. 3 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltanordnung zum Abstimmen eines Bandpaßfilters, wobei eine Vorwärtsleistung und die reflektierte Leistung gemessen werden;
• Fig. 4 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltanordnung zum Abstimmen eines Bandpaßfilters, wobei die Vorwärtsleistung und eine Durchgangsleistung gemessen werden;
• Fig. 5 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltanordnung zum Abstimmen eines Bandpaßfilters, wobei die Vorwärtsleistung, die reflektierte Leistung und die Durchgangsleistung gemessen werden;
• Fig. 6a-e die erfindungsgemäße selektive Messung im Frequenzbereich;
• Fig. 7a, 7b und 7c die bekannte frequenzselektive Messung. Bezugnehmend auf Fig. 1 sind n Funksender ..... Txn mit jeweiligen Sendefrequenzen f&sub1; ... f&sub0; über auf die jeweiligen Frequenzen abgestimmte Bandpaßfilter 1&sub1;, 1&sub2;, ...1n mit einem gemeinsamen Summationspunkt P1 verbunden und des weiteren über eine Antennenleitung mit einer gemeinsamen Sendeantenne ANT. Somit umfaßt ein der Sendeantenne ANT zugeführtes Funkfrequenz- (HF) -Signal die Frequenzen f&sub1; .... fn aller Sender. Die Sendefrequenzen f&sub1; ... fn befinden sich beispielsweise innerhalb des Bereichs 920-960 MHz. Solche mehrere Sender mit einer gemeinsamen Antenne verbindende Bandpaßfilter werden im allgemeinen als Kombinatorfilter bezeichnet. Die Erfindung wird nachstehend in Verbindung mit Kombinatorfiltern beschrieben, in denen sie in besonders vorteilhafter Weise eingesetzt werden kann, wobei aber die Erfindung auch in für andere Zwecke beabsichtigten Filtern eingesetzt werden kann, wenn eine frequenzselektive Leistungsmessung bei der Frequenzabstimmung erforderlich ist.
• Im folgenden wird auf Fig. 2 Bezug genommen, die ein die Messung der reflektierten Leistung verwendendes Kombinatorfilter zeigt. Ein in Fig. 6b im Frequenzbereich gezeigtes frequenz- oder phasenmoduliertes Sendefrequenz-HF-Signal wird von einem Funksender an einen Eingang IN angelegt und über eine Richtkopplereinrichtung 21 oder dergleichen einem Bandpaßfilter 22 und des weiteren einem Ausgang OUT des Bandpaßfilters zugeführt, wobei der Ausgang beispielsweise mit einem Antennensummationspunkt P1 der in Fig. 1 gezeigten Art verbunden sein kann. Bei dem Bandpaßfilter 22 handelt es sich um ein Schmalbandfilter, dessen Mittenfrequenz in größtmöglicher Nähe zu der Frequenz des Sendeträgers des Funksenders abgestimmt sein sollte, so daß ein zu sendendes Signal unter geringstmöglichen Verlusten zu der Antenne ANT weitergeleitet wird. Die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 22 wird auf Grundlage der Leistung der am Eingang des Bandpaßfilters 22 reflektierten Funkfrequenzsignalkomponente abgestimmt, so daß die reflektierte Leistungskomponente minimiert wird. Zu diesem Zweck zweigt die Richtkopplereinrichtung 21 eine zur Leistung der Signalkomponente proportionale Signalprobe Pr von der am Eingang des Bandpaßfilters 22 reflektierten Signalkomponente ab, wobei die Probe an den Eingang eines Mischers 29 angelegt wird. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugt ein Überlagerungsoszillator 24 ein unmoduliertes Punktfrequenz-Überlagerungsoszillatorsignal LO, das an einen Überlagerungsoszillatoreingang LO des Mischers 29 angelegt wird. Aufgrund der Modulation ergibt sich eine Phasendifferenz zwischen den erfindungsgemäßen Signalen Pr und L0, so daß ein niederfrequentes (null-zwischenfrequentes) Wechselsignal 29a als Mischergebnis an einem Mischerausgang IF erhalten wird; die durch den zu messenden Kanal in dem Wechselsignal hervorgerufenen Spektralkomponenten liegen vorzugsweise unterhalb von 150 kHz, wobei der Pegel des Signals proportional zu dem von dem Kombinatorfilter 22 reflektierten HF- Signal ist. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung entspricht die Frequenz des Generators 24 der Mittenfrequenz des modulierten HF-Signals des Senders, wie in Fig. 6a im Frequenzbereich dargestellt ist. Es liegt somit ein der Frequenzmodulation des HF-Signals entsprechender deutlicher Frequenzunterschied zwischen den Eingangssignalen RF und LO des Mischers 29 vor, und das Ausgangssignal IF zeigt als Mischergebnis das der in dem HF-Signal enthaltenen Modulation entsprechende Wechselsignal 29A, wie in Fig. 6c dargestellt ist (die Modulation unterhalb der Mittenfrequenz ist in einen Bereich oberhalb des Gleichsignalpegels gefaltet). Fig. 6d zeigt das Spektrum gemäß Fig. 6c in einem vergrößerten Maßstab.
• Als weitere Möglichkeit kann auch das Signal L0 moduliert sein, wobei allerdings eine andere Modulation als bei der Signalprobe enthalten ist. Die Signale LO und RF können auch voneinander vollständig verschiedene Frequenzen aufweisen, wobei sich in diesem Fall ein nicht in der Nähe der Nullzwischenfrequenz liegendes Mischergebnis ergibt.
• Eine Steuereinheit 23 steuert den Überlagerungsoszillator 24 mittels eines Steuersignals 30. Die Steuereinheit 23 wiederum erhält eine Information über den aktuellen Übertragungskanal in Form eines Signals CHDATA von derselben Steuerung, die die Kanaldaten dem Funksender selbst zuführt. Beim Empfang neuer Kanaldaten steuert die Steuereinheit 23 den Überlagerungsoszillator 24 mittels des Steuersignals 30 auf eine dem neuen Kanal entsprechende Sendefrequenz.
• Ein hinter dem Mischer 29 vorgesehenes Hochpaßfilter 26 (Grenzfrequenz beispielsweise 0,5 kHz) trennt die Gleichsignalkomponente von dem Wechselsignal, was durch die Fläche A in Fig. 6e dargestellt ist. Ein Tiefpaßfilter 27 (Grenzfrequenz beispielsweise unter 30 kHz) filtert Funkfrequenzkomponenten (Fläche B in Fig. 6e) und von anderen Sendern eingestreute Spektralkomponenten mit niedrigen Frequenzen über 500 kHz. Ein gefiltertes Wechselsignal 27A (mit einem durch die Fläche C in Fig. 6e dargestellten Frequenzspektrum) wird durch einen Gleichrichter oder Detektor 28 detektiert, und das Erfassungsergebnis wird der Steuereinheit 23 zugeführt, wo es A/D-gewandelt wird. Bei dem Detektor handelt es sich vorzugsweise um einen zweiseitigen Spitzenwertgleichrichter. Eine zweiseitige Spitzenwertgleich richtung ist erforderlich, da das vorhergehende Tiefpaßfilter 27 Schwankungen in der Signalamplitude verursacht, die zu Meßproblemen nach der Gleichrichtung führen würden. Bei einer TDMA-Übertragung kann sich die Sendeleistung von einem Zeitschlitz zu einem anderen schnell ändern (der Zeitschlitz beträgt beispielsweise 577 us), so daß durch die Spitzenwertgleichrichtung auch eine Verbreiterung der Meßdynamik ermöglicht wird. Wird bei dem Sender beispielsweise ein einzelner Zeitschlitz verwendet, so wird die Meßdynamik um ungefähr 113 dB verbessert, wenn eine langsame A/D-Umwandlung bei der in dem Steuerblock 23 stattfindenden Messung eingesetzt wird.
• Die Filterfrequenzgänge der Tief- und Hochpaßfilter 26 und 27 werden vorzugsweise so gewählt, daß sie das Spektrum einer abwärtsgewandelten Signalprobe so gewichten, daß bei der Messung die Wirkung der Signalkomponenten bei den Mittenfrequenzen des Sendekanals angehoben wird. Auf diese Weise kann die Neigung des Misch- und Meßverfahren, das Kornbinatorfilter in Übereinstimmung mit der Spektralverteilung des Sendesignals abzustimmen, verhindert werden, und eine gute Abstimmgenauigkeit wird sichergestellt.
• Der Richtkoppler 21 zweigt eine Signalprobe Pf der Vorwärts- HF-Leistung ab, und die Signalprobe wird unmittelbar durch einen Diodendetektor 25 erfaßt und der Steuereinheit 23 zugeführt. Die Steuereinheit 23 neigt zum Abstimmen der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 22 in der Weise, daß der aus den Erfassungsergebnissen errechnete Reflexionskoeffizient, d. h. das Verhältnis der reflektierten Leistung zur Vorwärtsleistung, minimiert wird. Wird allerdings eine direkte Erfassung det Vorwärtsleistung Pf eingesetzt, so handelt es sich bei dem zu messenden Signal um ein Funkfrequenzsignal, das im vergleich zu einer von dem Erfassungszweig der reflektierten Leistung Pr abgezweigten Probe schwer zu verarbeiten ist. Wird der vorgenannte Reflexionskoeffizient als Abstimmkriterium verwendet, wäre es jedoch vorteilhafter, eine ähnliche Signalverarbeitung bei beiden Signalproben Pr und Pf anzuwenden.
• Fig. 3 zeigt eine Schaltanordnung, bei der die mit den in Fig. 2 gezeigten Komponenten oder Funktionen übereinstimmenden Komponenten oder Funktionen durch dieselben Bezugszeichen und Symbole gekennzeichnet sind. um Unterschied zur Fig. 2 umfaßt die Signalverarbeitung der Signalprobe Pf der Vorwärtsleistung allerdings anstelle des Diodendetektors 25 einen Mischer 31, ein Hochpaßfilter 32, ein Tiefpaßfilter 33 und einen Gleichrichterdetektor 34, die in Aufbau und Funktion den entsprechenden Elementen 29, 26, 27 und 28 des Pr- Zweigs entsprechen. Das Signal LO des Generators 24 wird ebenfalls dem Überlagerungsoszillatoreingancj LO des Mischers 31 zugeführt. Ein Vorteil des in Fig. 3 gezeigten Aufbaus liegt darin, daß die Pr- und Pf-Meßzweige symmetrisch sind, so daß beispielsweise das Temperaturverhalten eines jeden Meßzweigs ähnlich ist.
• Fig. 4 zeigt einen Aufbau, bei dem der Pr-Meßzweig weggelassen wurde; stattdessen wird die Messung der Durchgangsleistung des Kombinatorfilters 22 verwendet. Die mit den Fig. 2 und 3 übereinstimmenden Komponenten oder Funktionen werden durch dieselben Bezugszeichen und Symbole gekennzeichnet. Ein weiterer Richtungskoppler 41 oder dergleichen ist mit dem Ausgang des Bandpaßfilters 22 verbunden, wobei der Richtungskoppler eine Signalprobe Pf' aus dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters abzweigt; die Signalprobe Pf' wird einem durch einen Mischer 49, ein Hochpaßfilter 46, ein Tiefpaßfilter 47 und einen Gleichrichterdetektor 48 gebildeten Meßzweig zugeführt. Hinsichtlich des Aufbaus und der Signalverarbeitung entspricht der Pf'-Meßzweig vollständig dem in Fig. 2 gezeigten Pr-Meßzweig. Die Frequenz des Generators 24 wird dem Überlagerungsoszillatoreingang LO dies Mischers 49 zugeführt. Das Erfassungsergebnis des Detektors 48 wird der Steuereinheit 23 zugeführt, die die Mittenfrequenz des Filters so abstimmt, daß das Verhältnis zwischen der Durchgangsleistung Pf' und der Vorwärtsleistung Pf maximiert wird.
• Fig. 5 zeigt eine noch weitere Schaltanordnung zum Abstimmen der Frequenz eines Bandpaßfilters, wobei die Messung der Vorwärtsleistung Pf, der reflektierten Leistung Pr und der Durchgangsleistung Pf' verwendet wird. Die Schaltanordnung gemäß Fig. 5 stellt somit eine Kombination der Schaltanordnungen gemäß den Fig. 3 und 4 dar. Die Steuereinheit 23 stimmt das Filter 23 so ab, daß die Leistungsverhältnisse Pr/Pf und Pf'/Pf gewünschte Werte aufweisen.
• Die Figuren und auf diese bezogene Beschreibung dienen lediglich der Erläuterung der vorliegenden Erfindung. Das Verfahren und die Vorrichtung gemäß der Erfindung können in ihren Einzelheiten innerhalb des Umfangs der beiliegenden Patentansprüche variieren.

Claims (11)

1. Verfahren zum Abstimmen eines HF-Bandpaßfilters, insbesodere eines Kombinatorfilters, umfassend:

Abzweigen einer HF-Signalprobe, die zu der zu dem Bandpaßfilter weitergeleiteten, am Eingang des Bandpaßfilters reflektierten, oder das Bandpaßfilter passierenden HF-Leistung eines modulierten Signals proportional ist;

Abwärtswandeln der Signalprobe anhand eines anderen HF- Signals;

Erfassen der Signalstärke des Mischergebnisses;

Abstimmen der Mittenfrequenz des Durchlaßbands des Bandpaßfilters auf Grundlage der erfaßten Signalstärke,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Abwärtswandlung der Signalprobe umfaßt Mischen der Signalprobe mit einem HF-Signal, das eine deutlich andere Frequenz aufweist und unmoduliert ist oder in seiner Modulation so abweicht, daß das als Mischergebnis erhaltene Signal ein Wechselsignal mit einer geringeren Frequenz ist; und daß die Gleichsignalkomponente durch einen vor der Erfassung vorgesehenen Filtervorgang aus dem Wechselsignal entfernt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Abwärtswandlung der Signalprobe umfaßt Mischen der Signalprobe mit einem HF-Signal einer Frequenz, die zumindest in einem der Frequenzmodulation der Signalprobe entsprechenden Grad von der der Signalprobe abweicht.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß

die Signalprobe proportional zu der reflektierten HF-Leistung ist, und daß das Bandpaßfilter so abgestimmt wird, daß der Pegel des Mischergebnisses seinen Minimalwert aufweist.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Signalprobe proportional zu der das Bandpaßfilter passierenden Vorwärts-HF-Leistung ist, und daß das Bandpaßfilter so abgestimmt wird, daß der Pegel des Mischergebnisses seinen Minimalwert aufweist.

5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste zu der reflektierten RE-Leistung proportionale Signalprobe und eine zweite zu der Vorwärts-RE-Leistung proportionale Signalprobe abgezweigt werden jede Signalprobe mit dem im wesentlichen gleichen HF-Signal zum Bilden eines ersten und zweiten Wechselsignals gemischt wird; Gleichsignalkomponenten von den Wechselsignalen getrennt werden, die Stärke der Wechselsignale erfaßt wird; und das Bandpaßfilter auf Grundlage eines aus den Erfassungsergebnissen berechneten Reflexionskoeffizienten eingestellt wird.

6. Vorrichtung zum Abstimmen eines HF-Bandpaßfilters, insbesondere eines Kombinatorfilters, mit:

einer Einrichtung (21, 41) zum Abzweigen einer HF-Signalprobe, die zu der zu dem Bandpaßfilter weitergeleiteten (Pf), am Eingang des Bandpaßfilters reflektierten (Pr), oder das Band- paßfilter passierenden (Pf RE-Leistung eines modulierten Signals proportional ist;

einer Mischeinrichtung (29, 31, 49) zum Abwärtswandeln der Signalprobe (Pf, Pr, Pf');

einer Erfassungseinrichtung (28, 34, 48) zum Erfassen der Stärke der abwärtsgewandelten Signalprobe;

einer Steuereinrichtung (23) zum Abstimmen der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters im Ansprechen auf das Erfassungsergebnis;

dadurch gekennzeichnet, daß

die Mischeinrichtung (29, 31, 49) die Probe mit einem HE- Signal mischt, daß eine deutlich unterschiedliche Frequenz aufweist und unmoduliert ist oder in seiner Modulation so abweicht, daß das als Mischergebnis erhaltene Wechselsignal eine niedrigere Frequenz aufweist, und daß die Vorrichtung deiterhin umfaßt:

eine vor der Erfassungseinrichtung angeordnete Filtereinrichtung (26, 32, 46) zum Entfernen der Gleichsignalkomponente aus dem Wechselsignal.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des HF-Signals zumindest in einem der Frequenzmodulation der Signalprobe entsprechenden Grad von der der Signalprobe abweicht.

8. Vorrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine einstellbare Oszilatoreinrichtung (24) zum Erzeugen des Signals mit deutlich unterschiedlicher Frequenz.

9. Vorrichtung nach Anspruch 6, 7 oder 8, gekennzeichnet durch eine Filtereinrichtung (27, 31, 47) zum Tiefpaßfiltern der abwärtsgewandelten Signalprobe vor der Erfassung, wobei die Filterfrequenzgänge der Tiefpaß- und Hochpaßfiltereinrichtung so gewählt sind, daß die Mittenfrequenzen der abwärtsgewandelten Signalprobe einer Gewichtung unterzogen werden.

10. Vorrichtung nach Anspruch 6, 7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß

die Vorrichtung umfaßt:

eine Einrichtung (21) zum Abzweigen einer ersten HF- Signalprobe (Pf), die zu der zu dem Bandpaßfilter weiterge leiteten Vorwärts-HF-Leistung proportional ist, und einer zweiten HF-Signalprobe (Pr), die zu der an dem Eingang des Bandpaßfilters reflektierten HF-Leistung proportional ist;

eine erste (29) und zweite Mischeinrichtung (31) zum Abwärtswandeln der ersten bzw. der zweiten HF-Signalprobe;

ein erstes (26) und zweites (32) Hochpaßfilter zum Filtern der ersten bzw. der zweiten abwärtsgewandelten Signalprobe;

eine erste (28) und eine zweite (39) Detektoreinrichtung zum Erfassen der Stärke der ersten und der zweiten abwärtsgewandelten Signalprobe; und daß

die Steuereinrichtung (23) auf die Erfassungsergebnisse sowohl in der ersten als auch in der zweiten Detektoreinrichtung anspricht, um das Bandpaßfilter zu steuern.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung umfaßt:

eine Einrichtung (41) zum Abzweigen einer dritten Signalprobe (PE'), die zu der HF-Leistung des das Bandpaßfilter passierenden frequenzmodulierten Signals proportional ist;

eine dritte Mischeinrichtung (49) zum Abwärtswandeln der entsprechenden dritten HF-Signalprobe;

ein drittes Hochpaßfilter (46) zum Filtern der dritten abwärtsgewandelten Signalprobe;

eine dritte Detektoreinrichtung (48) zum Erfassen der Stärke der dritten abwärtsgewandelten Signalprobe und daß die Steuereinrichtung (23) auf das Erfassungsergebnis der ersten, der zweiten und der dritten Detektoreinrichtung anspricht, um das Bandpaßfilter abzustimmen.