DE69323742T2

DE69323742T2 - Elektrodenlose entladungslampe mit filter und impedanzanpassungsschaltung

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Publication number: DE69323742T2
Application number: DE69323742T
Authority: DE
Inventors: Roger Mountain View Ca 94043 Siao
Original assignee: Diablo Research Corp
Current assignee: Diablo Research Corp
Priority date: 1992-05-20
Filing date: 1993-05-20
Publication date: 1999-07-01
Anticipated expiration: 2013-05-21
Also published as: EP0641510A4; CA2136086A1; PH29972A; EP0641510A1; MX9302912A; DE69323742D1; EP0641510B1; AU4249893A; WO1993023975A1

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrodenlose Entladungslampe mit einem Hochfrequenzverstärker mit zwei Ausgängen, mit einer Induktionsspulenschaltung mit zwei Eingängen sowie mit einer zwischen dem Verstärker und der Induktionsspulenschaltung angeordneten Filterschaltung.
Eine elektrodenlose Entladungslampe dieser Art ist in US-A-4 383 203 (Stanley) beschrieben. Bei dieser sorgt eine Filter- und Anpassungsschaltung für eine bestimmte Impedanztransformation am Ausgang des Hochfrequenzfilters, um zu erreichen, daß die Induktionsspule eine relativ genau festgelegte Lichtleistung abgibt.
Ähnliche elektrodenlose Entladungslampen sind auch in anderen Quellen beschrieben, z. B. in dem US-Patent 4 010 400 (Hollister), das eine elektrodenlose Entladungslampe mit einer Induktionsspule offenbart, die in einem von einem dichten Behälter umschlossenen zentralen Hohlraum angeordnet ist. Der Behälter enthält eine Mischung aus einem Metalldampf und einem ionisierbaren Gas. Hierzu werden häufig Quecksilberdampf und Argon benutzt. Die Induktionsspule bildet zusammen mit einer Kondensatorschaltung eine LC-Kombination, die mit einem Hochfrequenzsignal gespeist wird, das von einem Oszillator erzeugt und über einen Verstärker zugeführt wird. Wenn die LC-Kombination mit diesem Signal gespeist wird, tritt Resonanz auf, und die Induktionsspule erzeugt elektromagnetische Energie, die zu der Gasmischung in dem dichten Behälter übertragen wird.
Elektrodenlose Entladungslampen arbeiten in zwei Stadien. In dem elektromagnetischen "Start-Entladungsmodus" beim Einschalten der Lampe bewirkt das elektrische Feld aus der Induktionsspule, daß einige der Atome in der Gasmischung ionisiert werden. Die Elektronen, die in diesem Prozeß freigesetzt werden, zirkulieren um die Induktionsspule in dem dichten Behälter. Durch Kollisionen zwischen diesen Elektronen und den Atomen werden weitere Elektronen freigesetzt, bis sich ein Plasma aus zirkulierenden geladenen Partikeln ausbildet. Die Induktionsspule und das Plasma verhalten sich ähnlich wie ein Transformator, wobei die Spule als Primärwicklung und der Entladestrom als Sekundärwicklung wirkt. Wegen der Luftspalte zwischen der Spule und dem dichten Behälter selbst, der üblicherweise aus Glas besteht, ist die magnetische Koppelung zwischen der Spule und der Gasmischung normalerweise ziemlich schlecht.
Viele dieser Kollisionen regen die Quecksilberatome zu einem höheren Energiezustand an, statt sie zu ionisieren. Wenn die Quecksilberatome aus dem höheren Energiezustand zurückfallen, emittieren sie Strahlung, und zwar primär unsichtbares Licht im UV-Bereich des Spektrums. Diese Strahlung trifft auf Phosphore, mit denen die Innenfläche des Behälters beschichtet ist. Die Phosphore werden ihrerseits durch die UV-Strahlung angeregt und emittieren sichtbares Licht. Im stationären Betriebszustand nach der Erzeugung des Plasmas wird das von der Induktionsspule erzeugte Magnetfeld zum wichtigsten Faktor für die Aufrechterhaltung der Entladung.
Um die Gasmischung zu ionisieren, muß der Spannungsgradient in dem Plasma einen Mindestwert haben. Eine Möglichkeit zur Erzeugung einer Hochspannung an der Spule und zur Erzielung dieses elektrischen Feldes besteht in der Verwendung einer Serienresonanz-LC- Schaltung. Wegen der nichtlinearen Impedanzkennlinie der Plasma-Last, die zurück in die Induktionsspule reflektiert wird, ist es jedoch schwierig, die exakte Eigenfrequenz der Serienresonanzschaltung einzuhalten. Die Impedanz, die die LC-Serienschaltung (die Kombination aus Induktionsspule und Kondensator) nach außen zeigt, ist etwa R ± jx, wobei sowohl R als auch jx von der Temperatur und dem Druck der Gasmischung, der Eingangsleistung, der Windungszahl der Spule und der tatsächlichen physikalischen Größe des Kolbens abhängen.
Für eine gegebene Kombination dieser Parameter muß die Kombination aus Induktionsspule und Plasma verschiedene wichtige Bedingungen erfüllen. Die wichtigsten dieser Bedingungen sind folgende:
1. Während des Startstadiums bewirkt das von der Spannung an der Induktionsspule erzeugt elektrische Feld die Anfangsionisierung. Bei einem Eingangsleistungspegel von etwa 3 bis 6 Watt wandelt sich die Plasmaionisierung von einem E-Feldmodus in einen H-Feldmodus. Dieser Pegel wird als Einschaltspannung bezeichnet. Das Einschalten muß bei einer Spannung erfolgen, die wesentlich kleiner ist als die stationäre Endspannung, weil die Eingangsgleichspannung normalerweise eine gleichgerichtete Wechselspannung ist, die erheblichen Schwankungen unterliegt. Andernfalls wird der Betrieb der Lampe gestört, wenn die Versorgungsspannung unter den Spannungsschwellwert absinkt, der zum Einschalten der Lampe benötigt wird.
2. Während die Lampe im stationären Zustand betrieben wird, muß die Induktionsspule der Gasmischung Leistung mit einem vorbestimmten Pegel zuführen.
3. Die Wellenform des von den Versorgungsquellen gelieferten Stroms ist häufig eine rechteckige oder eine ähnliche Welle mit vielen Harmonischen. Um Hochfrequenzstörungen (RFI) in Fernsehern und anderen Geräten möglichst klein zu halten, müssen diese unerwünschten Harmonischen stark gedämpft werden.
So wird in einer Ausführungsform einer elektrodenlosen Entladungslampe beispielsweise eine Induktionsspule über einen Klasse-D-Verstärker gespeist. Die Versorgungsspannung des Verstärkers beträgt 130 Volt, und der Verstärker arbeitet bei 13,56 MHz. Das Ausgangssignal des Verstärkers ist eine modifizierte Rechteckwelle mit vielen Harmonischen. Um einen angemessen Abstand zwischen der Versorgungsspannung und der Einschaltspannung sicherzustellen, sollte die Lampe bei etwa 60 bis 100 Volt oder etwa dem halben Wert der dem Verstärker zugeführten Gleichspannung eingeschaltet werden. Die Hochfrequenzleistungsaufnahme der Lampe im stationären Zustand ist typischerweise auf etwa 19 Watt festgelegt.
Der Stand der Technik offenbart keine Vorrichtung, bei der gewährleistet ist, daß alle oben genannten Bedingungen in einer solchen Lampe erfüllt werden.
Bei einer solchen bekannten elektrodenlosen Entladungslampe tritt jedoch das Problem auf, daß die Induktionsspule auch dann, wenn ein Rauschsignal von der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung ausgesiebt wird, bei der Grundfrequenz arbeitet und ihre Energie in den freien Raum strahlt. Selbst wenn dies in einem Band geschieht, das von der zuständigen Behörde (FCC) für industrielle, wissenschaftliche und medizinische zugelassen ist (ISM-Band), sollte die Stärke dieser Strahlung so klein wir möglich sein. Die ausgestrahlte überschüssige Energie kann nämlich z. B. bei Fernsehgeräten, insbesondere bei älteren Fernsehgeräten, zur Sättigung der Eingangsstufe führen.
Es ist deshalb ein Ziel der vorliegenden Erfindung dieses Problem zu lösen, d. h. eine elektrodenlose Entladungslampe zu schaffen, bei der die störende Strahlung minimiert ist.
Die Lösung dieses Problems wird durch die in Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen erreicht.
Weitere Vorteile ergeben sich durch die in den abhängigen Ansprüchen 2 bis 21 angegebenen Weiterbildungen.
Bei der Verkörperung der Erfindung nach Anspruch 1 ist die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung auf zwei im wesentlichen symmetrische Schaltungen aufgeteilt, die mit den Ausängen des Verstärkers verbunden sind. Durch die beiden symmetrischen Impedanzanpasungs- und Filterschaltungen wird das Ausgangssignal des Verstärkers, falls es unsymmetrisch ist, effektiv in symmetrische Ausgangssignale umgewandelt, die auf eine "virtuelle" Erde an einem gemeinsamen Knoten zwischen den beiden Schaltungen bezogen sind. Diese virtuelle Erde ist vorteilhafterweise an ein Metallgehäuse gebunden, das die elektronischen Komponenten der Lampe umschließt. Da die virtuelle Erde durch die beiden Filter von den harmonischen "Rauschsignalen" isoliert ist, wird die Abstrahlung der Harmonischen aus der Lampe erheblich reduziert. Die Schaltungen können auch mit den Ausgängen eines Gegentaktverstärkers verbunden sein.
Die Induktionsspule wirkt deshalb an einem von ihr entfernten Punkt wie eine Punktstrahlungsquelle, die im wesentlichen kein elektrisches Feld in lateraler Richtung erzeugt. Der mit der Induktionsspule verbundene Kondensator zur Erzeugung der Resonanz ist in zwei Kondensatoren gleicher Kapazität aufgeteilt, die mit den beiden Seiten der Spule verbunden sind. Bei dieser Konfiguration haben die an den Enden der Induktionsspule anliegenden Signale gleiche Amplitude, sind jedoch stets um 180º phasenverschoben, so daß die Induktionsspule als Dipolantenne wirkt, die um eine virtuelle Erde am Mittelpunkt der Spule oszilliert. Die Fernfelder der beiden Hälften der Dipolantenne löschen in einem gegebenen Abstand einander aus und eliminieren deshalb alle elektrischen Felder in Richtung entlang einer Linie von der Induktionsspule zu einem von ihr entfernten Punkt.
Gemäß der Erfindung wird diese Wirkung dadurch erzielt, daß die beiden Impedanzanpassungs- und Filterschaltungen präzise aufeinander abgeglichen werden.
Die Verwendung der symmetrischen Filterschaltung gemäß der Erfindung liefert bemerkenswerte Ergebnisse bezüglich der Verringerung von HF-Interferenzen (RFI-Reduzierung). Man erreicht dies ohne irgendwelche Metallbeschichtungen oder andere elektrische Abschirmungen auf dem Lampenkolben oder anderweitige Umschließungen des Plasmas. Vielmehr ist das der Induktionsspule zugeführte Signal im wesentlichen "sauber" (d. h. frei von Harmonischen), und die Induktionsspule selbst wirkt ähnlich wie eine Punktquelle, so daß die Größe der Strahlung bei der Grundfrequenz drastisch reduziert wird.
Bei anderen Ausführungsbeispielen, die die oben beschriebene Impedanzanpassungs- und Filterschaltung aufweisen, besitzt die Spulen/Plasma-Last eine Eigenimpedanz, die sich mit der Eingangsleistung sowie mit anderen Parametern, wie der Temperatur und dem Druck des Entladungsgases, ändert. Die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung ist so aufgebaut, daß sie in Kombination mit der Spulen/Plasma-Last sowohl beim Starten als auch eine im stationären Zustand jeweils eine gewünschte Impedanz ergibt. In einem Ausführungsbeispiel stellt die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung z. B. sicher, daß während des Startens eine HF-Leistung von 3 bis 6 Watt bei einer Gleichspannung von 60 bis 100 Volt zugeführt werden. Sie gewährleistet außerdem, daß während des stationären Betriebs etwa 19 Watt HF-Leistung bei 130 Volt zugeführt werden. Die Lampe arbeitet bei einer Frequenz von 13,56 MHz, und die Schaltung filtert die Harmonischen dieser Grundfrequenz aus, bevor sie die Spulen/Plasma-Schaltung erreichen. Wenn diese Harmonischen nicht reduziert werden, kann dies zu unerwünschter elektrischer Strahlung führen, die Störungen in Fernsehern und anderen Kommunikationsgeräten verursachen kann.
In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung umfaßt die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung drei Induktivitäten, die mit der Spulen/Plasma-Kombination in Reihe geschaltet sind, sowie drei Kondensatoren, die zu der Spulen/Plasma-Kombination parallel geschaltet sind. Wie weiter unten beschrieben wird, werden die Werte der Induktivitäten und der Kondensatoren durch ein definiertes Verfahren bestimmt, das sicherstellt, daß alle gewünschten Betriebsbedingungen erfüllt werden. Wenn die Erde hinreichend "schwer" gemacht wird (d. h. niedrige Impedanz aufweist) und die Komponenten hinreichend gut gegeneinander elektrisch isoliert sind, kann die von den Lampen erzeugte Hochfrequenzstörung innerhalb der von den Forderungen des FCC gesetzten Grenzen gehalten werden.
Das oben beschriebene Ausführungsbeispiel kann wegen der engen physikalischen Nachbarschaft der Komponenten trotzdem unannehmbar große Hochfrequenzstörpegel erzeugen. Wenn beispielsweise der Leistungsverstärker, die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung und die Induktionsspule eine gemeinsame Schaltungserde haben, können die von dem Verstärker erzeugten harmonischen Ströme um die kleine Erdungsfläche zirkulieren, die eine endliche Impedanz aufweist. Dadurch entwickelt sich entlang der Erdungsfläche ein Oberflächenspannungspotential. Da ein Ende der Induktionsspule mit dieser Schaltungserde entweder direkt oder kapazitiv verbunden ist, wirkt sie als Sendeantenne und strahlt einen breiten Bereiche von Harmonischen in den freien Raum.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Teils einer elektrodenlosen Entladungslampe mit einer Impedanzanpassungs- und Filterschaltung nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 zeigt das Schaltungsdiagramm einer Impedanzanpassungs- und Filterschaltung nach dem Stand der Technik,
Fig. 3A bis 3L zeigen Darstellungen zur Erläuterung der von den Komponenten der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung durchgeführten Impedanztransformationen,
Fig. 4 zeigt schematisch die Ergebnisse bei einem Verstärker und einer /Induktionsspule, die eine gemeinsame Schaltungserde haben,
Fig. 5 zeigt eine Ersatzschaltung der Elemente von Fig. 4 mit Stromquellen,
Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm einer elektrodenlosen Entladungslampe mit dualen Filtern gemäß der Erfindung,
Fig. 7 zeigt ein Schaltungsdiagramm von dualen Filtern,
Fig. 8 zeigt zwei gegenläufig gewickelte Induktivitäten auf einem Ringkern,
Fig. 9 zeigt eine Querschnittsansicht der elektronischen Komponenten einer elektrodenlosen Entladungslampe, die in einer von einem Metallchassis gebildeten Abschirmung angeordnet sind,
Fig. 10 zeigt die Faktoren, die die Stärke des elektrischen Feldes an einem von der Induktionsspule entfernten Punkt bestimmen,
Fig. 11 zeigt zwei symmetrische Filter in einer Impedanzanpassungs- und Filterschaltung gemäß der Erfindung,
Fig. 12, 13 und 14 zeigen Ersatzschaltungen zur Bestimmung der Spannungen an den Eingängen der Induktionsspule in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 11.
Wie oben diskutiert wurde, arbeitet eine elektrodenlose Entladungslampe im wesentlichen in zwei Stadien, die als Startstadium bzw. als stationäres Stadium bezeichnet werden. In dem Startstadium bewirkt ein von der Induktionsspule erzeugtes elektrisches Feld, daß einige der Atome in der Gasmischung ionisiert werden. Wenn in diesem Prozeß immer mehr Elektronen freigesetzt werden, bildet sich ein Plasma aus zirkulierenden geladenen Partikeln aus. Bei einer spezifischen Gleichspannung für einen gegebenen magnetischen Fluß durch die Induktionsspule sollte die Lampe eingeschaltet werden (d. h. es sollte der H-Feld-Ionisierungsprozeß beginnen). Die spezifische Spannung sollte so niedrig wie möglich sein. Sie wird normalerweise von der erforderlichen Eingangsleistung (Pmin) für die LC-Reiheninduktionsschaltung bestimmt. Aus Kostengründen und mit Rücksicht auf die physikalische Größe besitzt die geregelte Gleichspannungsstromversorgung, die den Verstärker speist, normalerweise eine schlechte Filterung für 60-Hz-Wechselspannung, so daß Wechselspannungsschwankungen auftreten. Die Spannungsschwankungen der Gleichspannungsversorgungsquelle haben zur Folge, daß die HF-Spannung an der Induktionsspule niederfrequent amplitudenmoduliert ist. Während des stationären Betriebs sollten die "Täler" der Wechselspannungswelligkeit aus der Gleichspannungsversorgungsquelle nicht dazu führen, daß die Eingangsleistung unter die erforderliche Eingangsleistung Pmin fällt.
Es wurde herausgefunden, daß für die Einleitung der Ionisierung ein Spannungsgradient von etwa 1 V/cm in dem induzierten Plasma erzeugt werden muß, das die Induktionsspule im allgemeinen umgibt. Zur Erzeugung dieses Spannungsgradienten ist eine definierte Eingangsleistung (Pmin) erforderlich.
Die Lampe ist so konstruiert, daß sie im stationären Betrieb eine spezifische Leistung (die Nennleistung PR) aufnimmt. Die Effizienz der Leistungsübertragung zu der Plasma-Last ist eine Funktion des magnetischen Kopplungsfaktors, der chemischen Natur der Lampe (Gaszusammensetzung, Temperatur, Druck usw.) und des Verhältnisses von "belastetem" Gütewert Q (QL) zu "unbelastetem" Q (QU) der Induktionsspulenschaltung (die die Spule, dem Serienkondensator und das Plasma umfaßt). QU wird definiert, wenn absolut keine Ionisierung stattfindet. QN wird definiert, wenn das Plasma das Magnetfeld der Induktionsspule belastet. Der Grad der Belastung in der Induktionsspule erweist sich als eine Funktion der an das Plasma gelieferten Eingangsleistung. Bei einem gut konstruierten Induktionsspulensystem sollte das Verhältnis von belastetem Q zu unbelastetem Q (d. h. QL/QU) so klein wie möglich sein. Dadurch wird der Leistungsverlust in der Spule minimiert. Ein typisches Verhältnis ist etwa 10/150 (0,067). Da das Verhältnis QL/OU klein ist, fällt die Eingangsimpedanz der abgestimmten Serien-LC-Induktionsspulenschaltung zwischen zwei Extremwerten ab, d. h. Z&sub1; ≤ ZL ≤ Z&sub2;, wobei die untere Grenze vor dem Startstadium gegeben ist und die obere Grenze Z&sub2; dann auftritt, wenn sich im stationären Betrieb der Lampe ein Plasma entwickelt hat. Das Verhältnis Z&sub1;/Z&sub2; ist dem Verhältnis QL/QU direkt proportional.
Das Verhalten der reflektierten Impedanz an der Induktionsspulenschaltung beim Übergang aus dem Zustand unmittelbar vor in den Zustand unmittelbar nach dem Startstadium ist nicht wohldefiniert. Es ist jedoch bekannt, daß ZL in diesem Bereich einen stark nichtlinearen Verlauf hat. Das Verhalten von ZL während des Übergangs aus dem Zustand unmittelbar nach dem Starten in das stationäre Stadium ist annähernd linear. In diesem Bereich ist ZL annähernd proportional zu der von dem Plasma aufgenommenen Leistung.
Wenn man die obigen Tatsachen in Rechnung stellt, gelten offensichtlich die folgenden allgemeinen Entwurfskriterien für eine elektrodenlose Entladungslampe:
1. Das Verhältnis QL/QU sollte klein gehalten werden und vorzugsweise kleiner sein als 0,1.
2. Im stationären Betrieb sollten die "Täler" der Wechselstromwelligkeit aus der Gleichstromquelle die Eingangsleistung nicht unter die erforderliche Eingangsleistung Pmin fallen lassen.
3. Der Übergang aus dem Zustand unmittelbar vor in den Zustand unmittelbar nach dem Starten (der Bereich mit der stärksten Nichtlinearität) sollte bei einem niedrigen Pegel der Versorgungsgleichspannung liegen (etwa 2/3 der Nenngleichspannung), so daß die nichtlineare Energierückkopplung zu dem Verstärker (oder den Treibervorrichtungen) auf einem Minimum gehalten wird. Die Stabilität und die Zuverlässigkeit des Verstärkers werden wesentlich verbessert, wenn dieses Kriterium erfüllt ist.
4. Zwischen der Induktionsspulenschaltung und dem Verstärker sollte eine gut konstruierte geeignete Impedanzanpaß- und Filterschaltung F(S) angeordnet sein, um sicherzustellen, daß die oben in den Abschnitten 2 und 3 genannten Kriterien erfüllt werden. Die Schaltung F(S) sollte geeignete Impedanztransformationen von Z&sub1; und Z&sub2; ermöglichen und gleichzeitig die von dem Verstärker erzeugten unerwünschten Harmonischen auf niedrige Pegel dämpfen.
Diese Filterung verringert die Abstrahlung von Hochfrequenzstörungen (RFI) aus der Induktionsspulenschaltung.
5. Die Schaltung F(S) sollte nur rein ohmsche oder induktive Impedanztransformationen am Ausgang des Verstärkers liefern. Kapazitive Impedanztransformationen vergrößern die cv²f- Verluste in dem Verstärker. Das erste Serienelement der Schaltung F(S) sollte eine Induktivität sein, um eine hohe Impedanz für Harmonische zu bilden und während des schnellen Signalübergangs am Ausgang des Verstärkers hohe Stromspitzen nach Erde zu verhindern. Minimale zirkulierende Ströme in der Schaltung F(S) sind erforderlich, um den Einfügungsverlust der Schaltung bei der gewünschten Frequenz zu minimieren.
Wie die als Blockdiagramm dargestellte Grundschaltung von Fig. 1 zeigt, besitzt eine elektrodenlose Entladungslampe 10 einen Oszillator 11, der ein Hochfrequenzsignal an einen Verstärker 12 liefert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 12 verläuft über eine Impedanzanpassungs- und Filterschaltung F(S) 13. Das Ausgangssignal der Schaltung F(S) 13 wird einer Induktionsspule 14 zugeführt, die in einem zentralen Hohlraum eines dichten Behälters 15 angeordnet ist. Ein Kondensator 16 ist mit der Induktionsspule 14 in Reihe geschaltet, so daß Kondensator 16 und Induktionsspule 14 bei der von dem Oszillator 11 erzeugten Frequenz in Resonanz schwingen. Die Induktionsspule 14, der dichte Behälter 15 und der Kondensator 16 sind Komponenten einer Induktionsspulenschaltung 17. Die Eingangsimpedanz an den Schaltungspunkten a und b der Induktionsspulenschaltung 17 ist gleich ZL. Wie oben beschrieben wurde, nimmt ZL in Abhängigkeit von der Eingangsleistung entweder den Wert Z&sub1;, oder den Wert Z&sub2; ein, wobei Z&sub1; die Impedanz beim Starten und Z&sub2; die Impedanz im stationären Betrieb bedeuten. Z&sub2; sollte mindestens 10 mal größer sein als Z&sub1;.
Wenn die Induktionsspule 14 mit einem oszillierenden Signal gespeist wird, wirkt sie als Antenne und sendet elektromagnetische Strahlung in die Umgebung. Der Verstärker 12 kann ein Klasse-D-Verstärker oder eine Klasse-E-Verstärker sein, der ein Ausgangssignal mit vielen Harmonischen liefert. Die Grundfrequenz des Oszillators kann auf eine Frequenz innerhalb des von der FCC genehmigten Frequenzbandes eingestellt sein, die Harmonischen können jedoch in Bändern liegen, die für elektrodenlose Entladungslampen nicht zugelassen sind. Elektrodenlose Entladungslampen werden z. B. häufig bei 13,56 MHz betrieben, einer Frequenz, die für industrielle, wissenschaftliche und medizinische (ISM) Zwecke zugelassen ist. Die zweite Harmonische (27,12 MHz) und die dritte Harmonische (40,68 MHz) liegen ebenfalls in dem für ISM-Zwecke zugelassenen Bereich, während die vierte und fünfte Harmonische sehr nahe bei den Fernsehkanälen 2 bzw. 4 liegen. Die verbotenen Frequenzen oberhalb der dritten Harmonischen müssen speziell ausgefiltert werden, um Probleme mit Hochfrequenzstörungen (RFI) zu vermeiden. Die HF-Strahlung in den unteren Frequenzen sollte ebenfalls möglichst klein sind.
Fig. 2 zeigt das Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 mit zwei Eingängen c und d. Diese Impedanzanpassungs- und Filterschaltung ermöglicht eine kräftige Filterung der Harmonischen und transformiert Z&sub1; und Z&sub2; in die gewünschten Impedanzwerte, die als Z&sub1;' bzw. Z&sub2;' bezeichnet werden.
Für zwei beliebige Lastimpedanzen Z&sub1; und Z&sub2;, wobei Z&sub2; wenigstens 10 mal größer ist als Z&sub1;, liefert die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 im allgemeinen eine ideale Möglichkeit, um (i) eine gute Impedanzanpassung zu erreichen, (ii) die Impedanztransformationen mathematisch zu berechnen, (iii) die Anzahl und Kosten für die Bauteile zu minimieren und (iv) Kennlinien mit kräftiger Dämpfung der Harmonischen zu realisieren (40 dB oder besser für Harmonische über der dritten Harmonischen). Die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 enthält eine erste Serieninduktivität L&sub1;, gefolgt von zweiweiteren Serieninduktivitäten L&sub2; und L&sub3;. Es sind weiterhin drei parallele Kapazitäten vorgesehen. Eine Kapazität C&sub1; ist zwischen den Induktivitäten L&sub1; und L&sub2; und Erde angeordnet; eine Kapazität C&sub2; ist zwischen den Induktivitäten L&sub2; und L&sub3; und Erde angeordnet, und eine Kapazität C&sub3; ist zwischen der Induktivität L&sub3; und der Schaltung 17 und Erde angeordnet. Die Induktivität L&sub3; ist normalerweise veränderlich, um eine Endjustierung für die Impedanzanpassung der Filterschaltung 13 zu ermöglichen.
Im folgenden wird das Verfahren für den Entwurf der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 allgemein beschrieben. Wie oben erwähnt wurde, ist Z&sub2; ≥ 10Z&sub1;.
1. Bei der Transformation Z&sub2; in Z&sub2;' müssen die Q's der Schaltung 13 niedrig, d. h. kleiner als zwei, gehalten werden, um die Amplituden der in den LC-Schleifen zirkulierenden Ströme i&sub1;, i&sub2;, i&sub3; und i&sub4; in Fig. 2 zu minimieren. Wenn diese Ströme zu groß sind, erzeugen sie exzessive ohmsche Verluste und Kernverluste, so daß der Wirkungsgrad der Lampe beeinträchtigt wird. Außerdem wird bei Transformationen mit niedrigem Q die Empfindlichkeit der Schaltung 13 gegenüber Änderungen der Komponenten durch Toleranzen und Temperatureinflüsse herabgesetzt.
2. Der Blindwiderstand des Kondensators C&sub3; wird bei der Resonanzfrequenz (des Oszillators 11) sehr groß gemacht, so daß er nur geringe Auswirkung auf die Impedanztransformation von Z&sub2; und nur eine unerhebliche Auswirkung auf die Impedanztransformation von Z&sub1; hat. Für Frequenzen, die wesentlich größer sind als die Resonanzfrequenz (d. h. Harmonische), wird der Blindwiderstand der Kapazität C&sub3; jedoch sehr klein gemacht, so daß eine hohe Dämpfung der harmonischen Frequenz erreicht werden kann.
3. Die Werte der Induktivität L&sub3; und der Kapazität C&sub2; werden so gewählt, daß die Parallelresonanzfrequenz der Induktivität L&sub3; und der Kapazität C&sub2; gleich der von dem Oszillator 11 gelieferten Frequenz ist (d. h. der Betriebs- oder Resonanzfrequenz der Schaltung 13). Der induktive Widerstand der Induktivität L&sub3; bei der Resonanzfrequenz muß wesentlich größer sein als Z&sub1;, so daß Z&sub1; sehr geringen Einfluß auf die Eigenfrequenz der LC-Kombination aus der Induktivität L&sub3; und der Kapazität C&sub2; hat. Die Induktivität L&sub3; ist variabel und ermöglicht eine Feinjustierung, mit der Induktivitäts- und Kapazitätstoleranzen berücksichtigt werden. Eine solche Justierung hat nur geringe Auswirkungen auf Z&sub1;. Um einen guten Frequenzverlauf zu gewährleisten, sollte die Eigenresonanzfrequenz der Induktivität L&sub3; wesentlich (z. B. 15 mal) größer sein als die Frequenz des Oszillators 11. Die Induktivität L&sub3; dient zur Aufwärts-Impedanztransformation sowohl von Z&sub1; als auch von Z&sub2;.
4. Der Wert der Kapazität C&sub2; ist so gewählt, daß die Kapazität C&sub2; mit der Induktivität L&sub3; bei der Transformation von Z&sub1; in Resonanz ist. Die Kapazität C&sub2; bewirkt eine Abwärts-Impedanztransformation von Z&sub2;.
5. Die Induktivität L&sub2; bewirkt eine Aufwärts-Impedanztransformation von Z&sub2;. Die Induktivität L&sub2; hat jedoch nur sehr geringe Auswirkung auf die Impedanztransformation von Z&sub1;, weil Z&sub1; bereits erheblich heraufgesetzt wurde. Die Eigenresonanzfrequenz der Induktivität L&sub2; liegt in der Nähe der zehnten Harmonischen der Resonanzfrequenz (des Oszillators 11), um eine starke Dämpfung von Frequenzen zwischen der vierten und fünfzehnten Harmonischen zu gewährleisten.
6. Die Kapazität C&sub1; bewirkt Abwärts-Impedanztransformationen sowohl von Z&sub1; als auch von Z&sub2;. (Die Resonanz zwischen der Induktivität L&sub3; und der Kapazität C&sub2; hat zur Folge, daß Z&sub1; zu hoch wird).
7. Die Induktivität L&sub1; bewirkt Abwärts-Impedanztransformationen von Z&sub1; und Z&sub2;. Ihre elektrische Kennlinie ist ähnlich gewählt wie diejenige der Induktivität L&sub2;. Die Induktivität L&sub1; und die Kapazität C&sub1; bewirken in Kombination zusätzliche Impedanztransformationen sowohl von Z&sub1; als auch von Z&sub2;. Die Induktivität L&sub1; wird sorgfältig bemessen, um den Einfügungsverlust bei der Grundfrequenz zu minimieren. Darüber hinaus wird ihre Eigenresonanzfrequenz etwa um die Größenordnung einer Harmonischen niedriger gewählt als diejenige der Induktivität L&sub2;, so daß sie die Induktivität L&sub2; bei der Ausfilterung unerwünschter harmonischer Frequenzen unterstützt. Auf diese Weise liefert die Induktivität L&sub1; eine sehr effektive Polstelle für die unteren Harmonischen. Als erstes Serienelement der Schaltung ist die Induktivität L&sub1; wichtig für die Verhinderung eines impulsförmigen Stromes aus dem Verstärker 12, der eine rechteckförmige Welle mit kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten ausgibt. Dadurch werden die harmonischen Ströme minimiert und die Effizienz des Verstärkers und des Filters erhöht.
8. Die Blindwiderstände der Kapazitäten C&sub1; und C&sub2; sind bei Frequenzen, die über der zehnten Harmonischen liegen, sehr klein gewählt. Die niedrigen Impedanzen bei diesen Frequenzen stellen sicher, daß die Schaltung 13 ein besseres oder breiteres Frequenzbandverhalten hat. Für niedrigere Harmonische sind die Blindwiderstände der Kapazitäten C&sub1; und C&sub2; klein im Vergleich zu denjenigen der Induktivitäten L&sub1; und L&sub2;, so daß die Polstellen der Schaltung 13 ebenso effektiv sind wie diejenigen einer Schaltung mit kleinen Induktivitäten und großen Kapazitäten. Mit dieser Anordnung wird erreicht, daß die zirkulierenden Ströme (i&sub1; bis i&sub4;) minimal sind.
9. Die Q's aller Schaltungselemente (Induktivitäten L&sub1; bis L&sub3; und Kapazitäten C&sub1; bis C&sub3;) sollten größer sein als 100, um einen minimalen Filtereinfügungsverlust bei der Resonanzfrequenz zu erreichen.
Die Kombination der Induktivitäten L&sub2; und L&sub3; und der Kapazität C&sub2;, die in der in Fig. 2 dargestellten Weise miteinander verbunden sind, kann zwischen beliebigen Schaltungen angeordnet sein, um zwei verschiedene Impedanzanpassungen durchzuführen, wenn eine wesentliche Änderung in der Schaltungsimpedanz auftritt. Elektrodenlose Entladungslampen sind Beispiele von Vorrichtungen, die zwei verschiedene Impedanztransformationen erfordern.
An dem folgenden Beispiel soll der Aufbau einer Impedanzanpassungs- und Filterschaltung beschrieben werden, bei der die oben dargelegten Prinzipien verwirklicht sind. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Prinzipien der Erfindung auch auf elektrodenlose Entladungslampen anwendbar sind, deren Eigenschaften sich von denjenigen des Beispiels unterscheiden. Die Spezifikationenen der Lampe sind folgende:
Vor dem Starten ist die Impedanz der Induktionsspulenschaltung Z&sub1; = 3,5 + j2,9 Ω bei 4 Watt HF-Eingangsleistung für die Induktionsspulenschaltung.
Das Einschalten (oder Starten) der Lampe erfolgt bei 60 ≤ Vin ≤ 100 V Gleichspannung.
Die stationäre Versorgungsgleichspannung beträgt 130 Volt, wobei eine HF-Leistung von 19 Watt in die Induktionsspulenschaltung geliefert wird.
Im stationären Betrieb bei einer Eingangsleistung von 19 Watt beträgt die Eingangsimpedanz der Induktionsspulenschaltung 17: Z&sub2; = 47 - j18 Ω.
Die Q's der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung sind ≤ 2.
Die Dämpfung muß für f ≥ 3f&sub0; größer als 40 dB sein, wobei f&sub0; die Oszillatorfrequenz bedeutet, die gleich 13,56 MHz ist.
Die Induktionsspule hat eine Induktivität von 5,3 uH und einen äquivalenten Serienwiderstand (ESR) von 2 Ω.
Als Treiber für die Induktionsspule wird ein komplementärer Klasse-D-Verstärker benutzt.
Die folgenden Ausführungen veranschaulichen den Prozeß für den Entwurf der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung. Die folgende Gleichung beschreibt die Beziehung zwischen der Versorgungsspannung (VDD), der Eingangsleistung (P) für die Spule und den transformierten Widerstand (R) der Spule.
somit
Wenn als HF-Leistung beim Starten eine Leistung von 4 Watt und 60 V VDD 100 V angenommen wird, ist
182 Ω ≤ R ≤ 507 Ω
Für den stationären Betrieb (19 Watt) muß der Realteil von Z&sub2; transformiert werden in
Da der Einschaltwiderstand von MOSFET-Leistungstransformatoren, die üblicherweise in Klasse-D-Verstärkern benutzt werden, etwa 6 Ohm beträgt, wird die tatsächliche Eingangsleistung, die dem Verstärker im stationären Zustand zugeführt wird:
Mit Pin = 19,6 W und einem Gesamtwiderstand R = 180 + 6 = 186 Ω muß die Versorgungsgleichspannung auf 134 V gehalten werden.
1. Der erste Schritt besteht darin, einen Wert für die Kapazität C&sub3; zu wählen. Wie in dem Fall der anderen Schaltungselemente wird auf der Basis der oben beschriebenen Betrachtungen ein Wert ausgewählt, und die Schaltung wird dann geprüft, um festzustellen, ob die ge wünschten Kriterien erfüllt sind. Zunächst wird für die Kapazität C&sub3; ein Wert von 15 pF gewählt. Bei f&sub0; = 13,56 MHz ist die Impedanz von C&sub3; (Xc3) = 782 Ω.
Fig. 3A veranschaulicht die Transformation von Z&sub1; als Ergebnis von C&sub3;. Wenn man die Norton- und Thevenin-Regeln anwendet, wird die Parallelschaltung von C&sub3; in die äquivalente Reihenschaltung umgewandelt. Fig. 3B veranschaulicht die Transformation von Z&sub2; als Ergebnis von C&sub3;. Wie Fig. 3A und 3B zeigen, ist Q in jedem Zeitpunkt kleiner als 2, und die Kapazität C&sub3; hat nur geringe Auswirkung auf die Impedanztransformationen von Z&sub1; und Z&sub2;.
Es ist weiter zu beachten, daß
Es ist weiterhin zu beachten, daß das unbelastete Q:
worin ESR den äquivalenten Reihenwiderstand der Induktionsspule bedeutet. Das belastete Q wird folgendermaßen abgeleitet
Schließlich zeigt sich, daß
2. Als nächstes wird für die Induktivität L&sub3; ein Wert von 1,025 uH gewählt, so daß der Blindwiderstand von L&sub3; (XL3) sehr viel größer ist als Z&sub1;. So ist die Impedanz von L&sub3; bei 13,56 MHz gleich 0,8 + j87,3. Fig. 3C zeigt die Transformation von Z&sub1;, und Fig. 3D zeigt die Transformation von Z&sub2;. Es ist zu beachten, daß Q in dem Fall von Z&sub2;
ist, so daß die Forderung erfüllt ist, daß Q kleiner als 2 sein soll.
3. Für die Kapazität C&sub2; wird ein Wert von 130 pF gewählt, so daß die Kapazität C&sub2; mit der Induktivität L&sub3; (Parallelinduktivität 90,4 Ω) in Resonanz ist. Die Impedanztransformationen von Z&sub1; und Z&sub2; sind in Fig. 3E und 3F dargestellt. Es ist zu beachten, daß in dem Fall von Z&sub2;
ist, so daß wieder die Forderung erfüllt ist, daß Q kleiner als 2 sein soll.
4. Die Aufgabe der Induktivität L&sub2; besteht hauptsächlich in der Aufwärts-Transformation des Realteils von Z&sub2; (Fig. 3F) auf einen neuen Widerstandswert, der etwa zwei mal so groß ist wie der alte Wert. Die Induktivität L&sub2; wird zu 2,2 uH gewählt, die einen ESR von 1,0 hat. Die Transformation von Z&sub2; ist in Fig. 3 G dargestellt, und es zeigt sich, daß für Q der folgende Wert gewonnen wird:
Die Transformation von Z&sub1; ist in Fig. 3H dargestellt.
Bezüglich Z&sub2; ist festzustellen, daß der Widerstandswert von 342 Ω, etwa 2,4-mal so groß ist wie der alte Widerstandswert von 142,16 Ω.
Es ist außerdem anzumerken, daß der Einfluß der Induktivität L&sub2; auf die Impedanztransformation von Z&sub1; unerheblich ist.
5. Der Wert der Kapazität C&sub1; ist so gewählt, daß der Realteil von Z&sub2; auf etwa 180 Ω transformiert wird. Um der Kapazität C&sub1; einen Wert zuzuteilen, wird die folgende Norton-Formel für die zehnte Transformation benutzt, mit der das passende Q für die Korrektur der Impedanztransformation ermittelt wird:
C&sub1; = (161 · 2π · 13,56 Mhz)&supmin;¹ = 72,9 pF
Auf dieser Basis wird für den Wert der Kapazität C&sub1; der genormten Wert 75 pF ausgewählt. Bei der Resonanzfrequenz von 13,56 MHz ist der Blindwiderstand der Kapazität C&sub1; gleich 156,5 Ω. Fig. 3I zeigt die Impedanztransformation von Z&sub2; als Ergebnis von C&sub1;, und Fig. 3J zeigt die Impedanztransformation von Z&sub1; als Ergebnis von C&sub1;. Bezüglich Z&sub2; ist Q gleich 1,01.
6. Die Induktivität L&sub1; wird mit Hilfe der Thevenin-Norton-Transformationsgleichung RP = (1 + Q²)RS berechnet, wobei RP = 180, RS = 169,3 ist. Die Lösung ergibt für Q:
deshalb gilt
ΔX = Q · 169,3
und
so daß ihr Blindwiderstand den 171 Ω-Blindwiderstand von Z&sub2; (Fig. 3J) teilweise auslöscht und den äquivalenten Serienwiderstand (ESR) von 169,3 in 180 transformiert
ΔX = 0,2513 · 169,3 = 42,54 Ω
XL1 = 171 + 42,54 214 Ω
[EMI-MF]Für L&sub1; wird der genormte Wert 2,7 uH gewählt. Fig. 3K und 3L zeigen die Impedanztransformationen für Z&sub2; bzw. Z&sub1;. Es ist zu beachten, daß das endgültige Q von Z&sub2; gleich 0,2513 ist und damit weit unter der Grenze von 2 liegt.
Um die vorangehende Diskussion zusammenzufassen, wird also in den endgültigen Impedanztransformationen das ursprüngliche Z&sub1; = 3,5 + j2,9 Ω transformiert in Z&sub1;' = 13 + j57 Ω. Das ursprüngliche Z&sub2; = 47 - j18 Ω wird in ein neues Z&sub2;' = 169,3 + j42,54 Ω transformiert. Die äquivalenten parallelen Impedanzen sind Z'1P = 293 - j67 Ω und Z'2P = 180 - j716 Ω. Die Bedingungen 182 ≤ R = 293 ≤ 507 und R = 180 ≤ sind also erfüllt.
Die beschriebene Impedanzanpassungs- und Filterschaltung erfüllt also die gestellten Bedingungen. Die vorangehende Diskussion zeigt auch, daß die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 verschiedene Funktionen ausführt, um die gestellten Bedingungen zu erfüllen. Zunächst transformiert sie die Eigenimpedanz der Spule und des Kondensators in einem Satz von Bedingungen (Z&sub1;) auf eine gewünschte Impedanz, um sicherzustellen, daß das Einschalten bei einem gewünschten Spannungspegel erfolgt. Zweitens transformiert sie die Eigenimpedanz der Spule und des Kondensators in einem anderen Satz von Bedingungen (Z&sub2;) auf eine gewünschte Impedanz, um sicherzustellen, daß die Lampe im stationären Betrieb eine gewünschte Leistung aufnimmt. Wenn die Erdungsfläche genügend kräftig ausgebildet ist (niedrige Impedanz hat) und die Komponenten hinreichend gut gegeneinander isoliert sind, stellt die Schaltung auch sicher, daß die Harmonischen der Grundfrequenz, die hinreichend stark wären, um Probleme mit Hochfrequenzstörungen zu erzeugen, im wesentlichen ausgefiltert werden. Auf diese Weise kann die Lampe so konstruiert werden, daß sie die FCC- Forderungen bezüglich der zulässigen Emissionen von Hochfrequenzstörungen erfüllt.
Die in Fig. 1 und 2 dargestellte Impedanzanpassungs- und Filterschaltung liefert in einigen Anwendungsfällen zwar eine angemessene Filterung der Hochfrequenzstörungen, in anderen Fällen kann es jedoch auch vorkommen, daß sie diese Funktion nicht erfüllt. Die Eingänge c und d der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 (Fig. 2) sind direkt mit dem unsymmetrischen Ausgang des Verstärkers 12 verbunden, der einen erheblichen Anteil an Harmonischen haben kann. Ein Leistungsverstärker der Klasse D oder der Klasse E kann beispielsweise einen Wirkungsgrad von 80% oder mehr haben, seine Ausgangssignale können jedoch von einer reinen Sinusschwingung abweichen und sind deshalb stark "rauschbehaftet". Es ist sehr schwierig, für einen solchen Verstärker eine wirksame Filterschaltung zu entwerfen, die in den kleinen Raum paßt, der in einer elektrodenlosen Lampe zur Verfügung steht und gleichzeitig eine adäquate Isolation zwischen den Komponenten zu erreichen. Dies gilt insbesondere dann, wenn der Verstärker, die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung und die Induktionsspule auf einer gemeinsamen gedruckten Schaltungsplatte mit einer relativ kleinen Schaltungserde angeordnet sind. In dieser Situation zirkulieren die von dem Verstärker erzeugten harmonischen Ströme durch die Schaltungserde, die eine endliche Impedanz hat. Dadurch entwickelt sich entlang der Erdungsfläche ein Oberflächenspannungspotential. Da ein Ende der Induktionsspule mit dieser Schaltungserde entweder direkt oder kapazitiv verbunden ist, wirkt sie als Sendeantenne und strahlt einen breiten Bereich von Harmonischen in den freien Raum.
Diese Situation ist in Fig. 4 schematisch dargestellt, die den Oszillator 11, den Klasse-D-Verstärker 12, die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 und eine Induktionsspulenschaltung 17 zeigt, die alle mit einer gemeinsamen Schaltungserde 41 (PC-Schaltungsplatte) verbunden sind. In Fig. 4 repräsentiert ip den pulsierenden Strom, der von dem Verstärker 12 zur Schaltungserde fließt, if den von der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 zur Erde zurückfließenden Strom und il den Laststrom. Nach dem Kirchhoff'schen Gesetz summieren sich diese Ströme in der Schaltungserde 41 und ergeben einen Gesamtstrom it
it = ip + if + il
der durch eine endliche Impedanz ZB fließt.
In einem komplementären spannungsgeschalteten Klasse-D-Verstärker mit einer Versorgungsgleichspannung von 150 V, einer Ausgangskapazität von 5 pF und einer Schaltfrequenz von 13,56 MHz beträgt die von dem Schaltstrom ip verursachte Verlustleistung etwa 1,5 Watt. Diese Verlustleistung repräsentiert die Summe der Verluste der einzelnen harmonischen Komponenten der von dem Verstärker beim Aufladen und Entladen der Ausgangskapazität erzeugten Wellenform.
Da ilZL » ilZB ist, worin ZL die Impedanz der Induktionsspulenschaltung 17 und ZB die Flächenimpedanz der Schaltungserde 41 bedeuten, läßt sich ein vereinfachtes Modell mit zwei äquivalenten Stromquellen Go und Gn entwickeln, wie es in Fig. 5 dargestellt ist. Go repräsentiert den Strom, der aus der Grundfrequenz resultiert, Gn die Ströme, die aus den harmonischen Frequenzen resultieren. Deshalb gilt: Go = il ZL und Gn (ip + if) ZB. Wie in der Zeichnung dargestellt ist, liegt Go in einem Kreis, der die Induktionsspulenschaltung 17 enthält. Deshalb strahlt die Induktionsspule 14 mit der Grundfrequenz. Auf der anderen Seite muß der von Gn erzeugte Strom durch einen Kreis fließen, der eine externe "Empfangsantenne" 51 (die irgend ein Objekt sein kann, das von der Induktionsspule 14 Strahlung aufnimmt) und einem Pfad durch die Erdung fließen. ZM repräsentiert die Impedanz des freien Raums zwischen der Induktionsspule 14 und der Antenne 51, ZG die Impedanz zwischen der Lampe 10 und Erde, Z'G die Impedanz zwischen der Antenne 51 und Erde und ZEG die Erdflächenimpedanz zwischen der Empfangsantenne und der Lampe. Aus Fig. 5 geht hervor, daß in diesem Schaltungspfad irgendein Hindernis angeordnet werden muß, um zu verhindern, daß die Induktionsspule 14 bei den Frequenzen der Harmonischen abstrahlt.
Mit anderen Worten, Fig. 5 zeigt, daß die Induktionsspule 14 eine von den Stromquellen Go und Gn gespeiste Hochfrequenzsendeantenne wird, falls sie nicht mit einer Faraday-Abschirmung versehen wird. Selbst wenn die Frequenz von Go in einem von der FCC zugelassenen Band liegt (z. B. dem Band für ISM-Zwecke) enthält die Frequenz von Gn die geradzahligen und ungeradzahligen Harmonischen der Grundfrequenz. Um die FCC-Grenzen einzuhalten, müssen die von der Stromquelle Gn erzeugten Harmonischen entweder eliminiert oder erheblich reduziert werden, bevor sie die Induktionsspule 14 erreichen. Gemäß der Erfindung ist ein Verfahren zum Abtrennen, Filtern und Isolieren der Stromquelle Gn vorgesehen. Dies wird dadurch erreicht, daß alle Eingänge und Ausgänge des Verstärkers 12 und des Oszillators 10 mit Filtern verbunden werden und zusätzlich um diese Komponenten eine leitfähige Faraday-Abschirmung angeordnet wird.
Fig. 6 zeigt das Blockdiagramm einer elektrodenlosen Entladungslampe 60, die diesem Aspekt der Erfindung Rechnung trägt. Die Lampe 60 besitzt einen herkömmlichen Edisonsockel 61, so daß sie mit gewöhnlichen Glühlampenkolben kompatibel ist. Der Sockel 61 besitzt "heiße" und "neutrale" Kontakte, die mit den mit H und N bezeichneten Anschlüssen eines Leitungsfilters 62 verbunden sind. Die Ausgänge des Leitungsfilters 62 sind mit einer Stromversorgung 63 verbunden, die vorzugsweise mit einer Leistungsfaktorsteuerung ausgerüstet ist. Die Stromversorgung 63 liefert eine Ausgangsgleichspannung, die den Versorgungseingängen des Oszillators 11 und des Verstärkers 12 zugeführt wird.
In diesem Ausführungsbeispiel ist die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 auf zwei Filter aufgeteilt, die als Filter 13A und als Filter 13B bezeichnet werden. Die Filter 13A und 13B sind miteinander verbunden, und der gemeinsame Knoten ist mit einer "virtuellen" Erde 66 verbunden. Die virtuelle Erde 66 ist außerdem mit einem Metallchassis 100 verbunden, das in Fig. 9 dargestellt ist und als Faraday-Abschirmung für die elektronischen Komponenten von Fig. 6 dient. Die betreffenden Ausgänge der Filter 13A und 13B sind über Kondensatoren 16A bzw. 16B mit der Induktionsspule 14 verbunden. Die Filter 13A und 13B sind Filter mit teilweiser oder voller magnetischer Kopplung, die von dem Grad der Symmetrie und des Abgleichs abhängt. Zur Minimierung der Kosten und zur Platzeinsparung können die Filter 13A und 13B auf einen einzigen Kern gewickelt sein, der magnetische Kopplungsgrad zwischen ihnen sollte klein sein. Für den Grad der Symmetrie zwischen den Filtern 13A und 13B gibt es etwas Spielraum. Dies wird weiter unten diskutiert.
Die Verbindung der symmetrischen Anpassungsfilter 13A und 13B mit dem Verstärker 12 wandelt die unsymmetrischen Ausgänge e und f (Schaltungserde) des Verstärkers 12, bezogen auf die virtuelle Erde (das Metallchassis 100) in symmetrische Ausgänge um, die in Fig. 6 als Knoten g und h bezeichnet sind. Falls die symmetrischen Anpassungsfilter 13A und 13B exakt abgeglichen sind (jede korrespondierende Komponente einen perfekten Abgleich darstellt), haben die Ausgangssignale der Filter 13A und 13B an den Punkten g und h, bezogen auf die virtuelle Erde, gleiche Amplituden, jedoch entgegengesetzte Phasen. Die Differenz zwischen den Signalen an den Knoten g und h ist gleich der Amplitude des Ausgangssignals des Filters 13.
Fig. 7 zeigt ein Schaltungsdiagramm für ein Ausführungsbeispiel der Filter 13A und 13B. Im wesentlichen ist jede der Komponenten der Impedanzanpassungs- und Filterschaltung 13 (Fig. 2) in zwei Komponenten aufgeteilt, die auf die Filter 13A und 13B verteilt sind. So ist die Induktivität L&sub1; in Induktivitäten L1A und L1B aufgeteilt, die den Filtern 13A bzw. 13B zugeordnet sind. Das gleiche gilt für die Induktivitäten L&sub2; und L&sub3; und die Kapazitäten C&sub1; und C&sub2;. Die Kapazität C&sub3; von Fig. 2 kann entfallen, weil an den Knoten g und h kein hochfrequentes Rauschen auftritt. Das Weglassen von C&sub3; hat nur unerhebliche Auswirkung auf die Anpassungscharakteristiken der in Fig. 7 dargestellten Filter. Die gemeinsamen Punkte zwischen den Kapazitäten C1A und C1B und den Kapazitäten C2A und C2B sind miteinander und mit der virtuellen Erde 66 verbunden.
Alle Induktivitätenpaare (die Induktivitäten L1A und L1B, L2A und L2B und L3A und L3B) haben gleiche Größe und erfüllten vorzugsweise die folgenden Bedingungen:
L1A = L1B und L1A in Reihe mit L1B = L&sub1;
L2A = L2B = L&sub2;/2
L3A = L3B und L3A in Reihe mit L3B = L&sub3;
Die paarweise angeordneten Induktivitäten sind vorzugsweise auf einem einzigen gegensinnig bewickelten Ringkern ausgebildet, wie dies in Fig. 8 dargestellt ist. Die magnetische Kopplung zwischen den einzelnen Induktivitäten sollte so klein wie möglich gehalten werden (0,4 oder kleiner), um bessere Filterkennlinien zu ermöglichen.
Die paarweise angeordneten Kapazitäten (Kapazität C1A und C1B und die Kapazitäten C2A und C2B) sollten vorzugsweise folgende Werte haben
C1A = C1B = 2C&sub1;
C2A = C2B = 2C&sub2;
Aus Fig. 6 und 7 ist erkennbar, daß die Knoten g und h und damit die Induktionsspule 14 durch die Filter 13A und 13B gegen das Rauschen isoliert sind, das an den Knoten e und f auftritt. Die virtuelle Erde 66, auf welche die Knoten g und h bezogen sind, ist ebenfalls von den Knoten e und f isoliert. Somit besteht, abweichend von den in Fig. 2 und 4 dargestellten Realisierungsformen, keine direkte Verbindung zwischen der Induktionsspule 14 und einer "rauschbehafteten" Schaltungserde.
Aus Fig. 9 geht hervor, wie der Verstärker 12, die Filter 13A und 13B und die übrigen Komponenten der Lampe 10 in einem Metallchassis montiert sind. Das Metallchassis 100 ist durch innere Trennwände 101, 102 und 103, die ebenfalls aus Metall bestehen, in Fächer unterteilt. Die Filter 13A und 13B und die Kapazitäten 16A und 16B befinden sich auf einer gedruckten Schaltungsplatte 104. Der Oszillator 11 und der Verstärker 12 befinden sich auf einer gedruckten Schaltungsplatte 105. Die Stromversorgung 63 befindet sich auf einer gedruckten Schaltungsplatte 106, und das Leitungsfilter 62 befindet sich auf einer gedruckten Schaltungsplatte 107. Die gedruckten Schaltungsplatten sind an den Wänden und den Trennwänden des Metallchassis 100 montiert. Die gedruckten Schaltungsplatten 104 und 107 sind mit der virtuellen Erde 66 (Metallchassis 100) verbunden. Die gedruckten Schaltungsplatten 105 und 106, die den Oszillator 11, den Verstärker 12 und die Stromversorgung 63 enthalten, sind "schwimmend" angeordnet. Die gedruckte Schaltungsplatte 104 ist mit der außerhalb des Metallchassis 100 angeordneten Induktionsspule 14 verbunden.
Das oben beschriebene Ausführungsbeispiel liefert eine hervorragende Abschirmung gegen die von dem Verstärker 12 erzeugten harmonischen Frequenzen und erlaubt es, die Komponenten nahe beieinander in einem eng begrenzten Raum, z. B. innerhalb einer elektrodenlosen Entladungslampe, anzuordnen. Falls keine weiteren Vorkehrungen getroffen werden, wird die Grundfrequenz nach wie vor von der Induktionsspule 14 abgestrahlt. Im folgenden wird eine Anordnung beschrieben, mit der die Abstrahlung der Grundfrequenz minimiert wird.
Fig. 10A zeigt eine Ansicht der Induktionsspule 14, aus der hervorgeht, daß ihre physikalische Länge D sehr viel kleiner sein muß als die Längenwelle der Grundfrequenz. In einem Ausführungsbeispiel kann D etwa 1 Zoll (2,54 cm) betragen. Bei einer Frequenz von 13,56 MHz ist die Wellenlänge λ = 22,1 Meter. Die Induktionsspule 14 ist um eine x-Achse symmetriert, die durch ihren Mittelpunkt läuft, d. h. die Last in einem gegebenen Abstand über der x-Achse ist immer gleich und entgegengesetzt der Last in dem gleichen Abstand unter der x-Achse.
Der Punkt P in Fig. 10A repräsentiert einen Punkt, der, bezogen auf die Länge D der Spule 14, großen Abstand von der Spule 14 hat. λ ist die Wellenlänge des von der Spule 14 ausgesendeten Signals, und X ist der Abstand zwischen dem Punkt P und der Spule 14. Mit ≤ » D und X » D sieht der Punkt P die Spule 14 im wesentlichen als Punktquelle.
Das elektrische Feld, das in dem Punkt P für ein gegebenes elektrisches Ladungspartikel im Abstand y im Bezug auf das Zentrum der Spule entlang der y-Achse wirkt, läßt sich folgendermaßen ausdrücken:
worin &epsi;&sub0; = 8,85418 · 10&supmin;¹²C²/N·M² die Dielektrizitätskonstante des Coulomb'schen Gesetzes und X der Abstand des Punkts P von der Spule 14 auf der x-Achse bedeuten. Wenn die Spule 14 symmetriert ist, gilt die folgende Beziehung:
Wenn sich der Winkel A, wie in Fig. 10B dargestellt, dem Wert Null nähert, weil X » D und λ » D ist, nähert sich auch sin θ dem Wert 0. Deshalb gilt
dEy- = dEy+ = 0 und
dEx- - -dEx+
worin dEX die x-Komponente von dE bedeutet.
Wenn diese Bedingungen erfüllt sind (d. h. die Spule 14 um ihr Zentrum symmetriert ist), ist an derrl Punkt P weder in x- noch in y-Richtung ein resultierendes elektrisches Feld wirksam.
Fig. 11 zeigt den Teil der Lampe 60 (Fig. 6), der den Verstärker 12, die Filter 13A und 13B und die Kapazitäten 16A und 16B enthält. Zum Zwecke der Erläuterung ist die Spule 14 in zwei gleiche Hälften 14A und 14B innerhalb einer Induktionsspuleneinheit 120 dargestellt. Die Widerstände 120A und 121 B repräsentieren zusammen den von dem induzierten Plasma in denn (nicht dargestellten) dichten Behälter reflektierten Widerstandswert. Der mit z bezeichnete Punkt repräsentiert das physikalische Zentrum der Spule 14. Die Impedanzen der Kapazitäten 16A und 16B haben gleiche Größe, jedoch die entgegengesetzte Phase der Impedanzen der Induktivitäten 14A und 14B, so daß die folgende Beziehung gilt:
X16A = X16B = - X14A = - X14B
Dies erfüllt die Resonanzbedingung der Kapazitäten 16A und 16B und der Induktivitäten 14A und 14B bei der Betriebsfrequenz des Verstärkers 12.
Wenn die Komponenten der Filter 13A und 13B perfekt symmetriert wären, könnten die Kapazitäten 16A und 16B entfallen, die Signale an den Punkten g und h hätten gleiche Amplitude und entgegengesetzte Phasen, und die Klemmenspannungen der Spule 14 an den Punkten s und t wären gegenüber Erde und dem Punkt z (dem Zentrum der Spule 14) symmetrisch. In der Praxis kann die Beschaffung von perfekt abgeglichenen Komponenten, insbesondere Induktivitäten, jedoch sehr aufwendig sein. Abgeglichene Kapazitäten sind erheblich billiger zu beschaffen. Es ist deshalb nützlich, die Natur der Signale an den Punkten x und t unter der Voraussetzung zu betrachten, daß die Kapazitäten 16A und 16B gut abgeglichen sind.
Fig. 12 zeigt eine Ersatzschaltung, in der die Ausgangsspannungen an den Punkten g und h durch äquivalente Signalquellen Ga und Gb mit den Impedanzen Ra bzw. Rb ersetzt wurden. Mit geeigneten Impedanztransformationen kann die Impedanz der Widerstände Ra und Rb sehr viel kleiner gemacht werden als die Impedanzen der Kondensatoren 16A und 16B, der Induktivitäten 14A und 14B und der Widerstände 121A und 121B. Deshalb wird die Änderung in der Impedanz der Widerstände Ra und Rb als Ergebnis von Temperaturschwankungen und Differenzen in den Werten der Komponenten der Filter 13A und 13B für die symmetrierte Schaltung von Fig. 12 unerheblich und kann vernachlässigt werden. Da die Signalquellen Ga und Gb in Fig. 13 einen gemeinsamen Strom durch die Schleife schicken, sind sie weggelassen, und es ist eine äquivalente geschlossene Schleife mit einem zirkulierenden Strom i θ dargestellt. Der Mittelpunkt zwischen den Kondensatoren 16A und 16B ist mit einer Spannung v θ gegenüber Erde dargestellt. (Es wird sich zeigen, daß der Wert von v θ nur dazu dient, die geschlossene Schleife auf Erde zu beziehen und deshalb nicht bekannt sein muß).
Die Spannungen an den Punkten s und t, die mit v θ bezeichnet sind, werden nun berechnet. Die Spannung an dem Punkt s kann folgendermaßen abgeleitet werden (C und 16B):
vs = v θ - i β (-j/ωC/2)
vs = v θ - i/ωC/2 ( β - 90º)
mit σ = β - 90º
wird vs = v θ - iX&sub1;&sub6;σ
vs = v θ - iX&sub1;&sub6;cos σ - iX&sub1;&sub6; sin σ
Durch Anwendung der trigonometrischen Identitäten
- cos σ = cos (180º ± σ)
- sin σ = sin (-σ)
erhält man
vs = v σ + iX&sub1;&sub6;(cos 180º ± σ ) + iX&sub1;&sub6; [sin (-σ)]
Durch eine ähnliche Rechnung läßt sich zeigen, daß die Spannung an dem Punkt t folgenden Wert hat
vt = v σ + iX&sub1;&sub6; (cos σ) + iX&sub1;&sub6; (sin σ)
Deshalb ist vs + vt = 0 (bezogen auf v θ)
oder vs = - vt
Somit hat die Spannung an dem Punkt s die gleiche Amplitude wie die Spannung an dem Punkt t, jedoch die entgegengesetzte Phase. Deshalb wirkt der Punkt z in der Mitte zwischen den Induktivitäten 14A und 14B als virtuelle Erde, und die Kombination der Induktivitäten 14A und 14B wirkt als Dipolantenne. Falls die elektrische Länge der Spulen 14A und 14B, wie oben beschrieben, klein ist im Vergleich zur Wellenlänge der von der "Antenne" ausgesendeten Hochfrequenzstörungen, tritt an einem von den Spulen 14A und 14B entfernten Punkt kein resultierendes elektrisches Feld auf, das auf das an die Spule 14A und 14B angelegten Hochfrequenzsignal zurückgeht.
Fig. 14 zeigt die in Fig. 7 und 11 dargestellte Schaltung. Sie enthält insbesondere die Induktivitäten L3A Und L3B, die Kondensatoren 16A und 16B, die Induktivitäten 14A und 14B und die Widerstände 121A und 121B. Eine andere Möglichkeit, zu zeigen, daß die Spannungen an den Punkten s und t gleiche Amplitude, jedoch entgegengesetzte Phase haben, besteht darin, die Phasenänderung zu betrachten, die jede Schaltungskomponente unter der Annahme erzeugt, daß durch diese Komponenten ein Strom i fließt. Wenn man die Spannung auf der linken Seite der Induktivität L3B als Referenzspannung benutzt, können vt und vs folgendermaßen berechnet werden:
vt = [XL3B +90º + X16B -90º] i 0º
vs = [XL3B +90º + X16B -90º + X14B +90º + X121B 0º + X121A 0º + X14A +90º] i 0º
Well X16A -90º = X16B -90º = X14A +90º = X14B +90º,
gilt vs = [XL3B +90º + X121B 0º + X121A 0º + X14A +90º] i 0º.
Dies zeigt, daß die Spannung vs der Spannung vt um 180º voreilt, vorausgesetzt, daß die Güte Q der Schaltung > 10 ist und daß die Phasendifferenz von den Werten von XL3A und XL3B unabhängig ist.
Das vorangehende Ausführungsbeispiel wurde getestet, und es hat sich herausgestellt, daß es spürbar weniger Hochfrequenzstörungen aussendet, wenn es bei einer Frequenz von 13,56 MHz betrieben wird. Die Ergebnisse dieser Tests sind in der folgenden Tabelle dargestellt, die den Strahlungspegel der Lampe bei der Grundfrequenz und einer Anzahl von Harmonischen zeigt im Vergleich zu der FCC-Vorschrift Teil 15 und Teil 18, 3-Meter-Grenzen (47 CFR Kapitel 15 und 18). Alle Strahlungspegel sind in dBm angegeben.
Wenn die Lampe nach exakten Spezifikationen mit guten mechanischen Verbindungen und guter Elektronik aufgebaut ist, liegt die von der Lampe emittierte Hochfrequenzstörung also mit Sicherheit unter den FCC-Grenzwerten.
Dieser Aufbau stellt einen erheblichen Fortschritt gegenüber elektrodenlosen Entladungslampen nach dem Stand der Technik dar, die üblicherweise ein (z. B. an der Oberfläche des dichten Behälters befestigtes) Drahtnetz oder eine andere Abschirmungstruktur um die strahlende Spule benutzten, um die Hochfrequenzstörung auf die von der FCC zugelassenen Pegel zu reduzieren. Die Lampe gemäß der Erfindung erfüllt diese notwendige Forderung ohne Anbringen einer Metallbeschichtung, eines Drahtnetzes oder anderer Abschirmungsstrukturen an dem dichten Behälter und ohne anderweitige Umschließung der Spule.
Fig. 7 zeigt eine spezielle Form eines symmetrischen Filters. Für den einschlägigen Fachmann ist es jedoch offensichtlich, daß beim Aufbau von symmetrischen Filtern zahlreiche Variationen möglich sind. Einige von ihnen enthalten z. B. Balun-Übertrager, herkömmliche Übertrager und Frequenzfallen. Die breiten Prinzipien dieses Aspekts der Erfindung sollen alle diese verschiedenen Möglichkeiten umfassen. Weiterhin ist der in Fig. 4 und 6 dargestellte Verstärker ein unsymmetrischer Klasse-D-Verstärker. Statt dessen können für die Erzeugung des Eingangssignal für die Filterschaltung gemäß der Erfindung auch andere Typen von unsymmetrischen oder symmetrischen (Gegentakt)-Verstärkern verwendet werden.
Wegen der Natur von elektrodenlosen Lasten mit hohem Wirkungsgrad und wegen der Verwendung von Schaltnetzteilen in Verbindung mit solchen Lasten ist auch am vorderen Ende der Lampe 60 eine Sperrvorrichtung erforderlich, um zu verhindern, daß Rauschen und Harmonische in die Netzleitung eindringen. Letzteren kann nämlich zu ernsten Problemen bei Kommunikationsgeräten führen und außerdem in den Netzleitungen Wärme erzeugen. Aus dem gleichen Grund muß transiente Energie in den Netzleitungen gedämpft werden, bevor sie die elektronischen Komponenten der Stromversorgung 63 und der Lampe 60 erreicht.
Es sei noch einmal auf Fig. 6 Bezug genommen. Der Oszillator 11 und der Verstärker 12 werden von einer Stromversorgung 63 gespeist, die vorzugsweise eine Leistungsfaktorsteuerung besitzt, wie sie in der Patentanmeldung mit der Seriennummer 07/886 718 beschrieben ist. Um zu verhindern, daß das von der Stromversorgung 63 erzeugte Rauschen die 60-Hz-Netzleitungen erreicht, ist ein Leitungsfilter 62 eingefügt. Das Leitungsfilter 62, dessen Aufbau dem einschlägigen Fachmann bekannt ist, schützt auch die elektronischen Komponenten in der Lampe 60 gegen Stoßimpulse und andere transiente Erscheinungen in der 60-Hz-Netzwechselspannung.
Es ist erkennbar, daß die Prinzipien der Erfindung auf elektrodenlose Fluoreszenzlampen und auf elektrodenlose Entladungslampen anwendbar sind, die mit verschiedenen Frequenzen arbeiten und die Kombinationen aus Induktionsspulen und Plasma aufweisen, die verschiedene elektrische Kennlinien haben. Das oben beschriebene Ausführungsbeispiel soll deshalb die Erfindung lediglich veranschaulichen und nicht einschränken.

Claims

1. Elekrodenlose Entladungslampe (10) mit

einem Hochfrequenzverstärker (12) mit zwei Ausgängen,

einer Induktionsspulenschaltung (14, 16) mit zwei Eingängen und

einer Filterschaltung (13), die zwischen dem Verstärker (12) und der Induktionsspulenschaltung (14, 16) angeordnet ist,

dadurch gekennzeichnet,

daß die Filterschaltung (13) ein erstes Filter (13A) und ein zweites Filter (13B) aufweist,

daß das erste Filter (13A) einen ersten Eingang besitzt, der mit einem ersten Ausgang (e) des Verstärkers (12) verbunden ist, sowie einen Ausgang, der mit einem ersten Eingang (g) der Induktionsspulenschaltung (14, 16) verbunden ist,

daß das zweite Filter (13B) einen ersten Eingang besitzt, der mit einem zweiten Ausgang (f) des Verstärkers (12) verbunden ist, sowie einen Ausgang, der mit einem zweiten Eingang (h) der Induktionsspulenschaltung (14, 16) verbunden ist,

daß das erste und das zweite Filter (13A, 13B) jeweils einen zweiten Eingang besitzen und diese zweiten Eingänge in einem gemeinsamen Schaltungsknoten (66) miteinander verbunden sind,

und daß das erste und das zweite Filter (13A, 13B) annähernd symmetrisch sind, so daß die Ausgangssignale der Filter (13A, 13B) im wesentlichen gleiche Amplituden und entgegengesetzte Phasen haben.

2. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 1, mit einer leitfähigen Abschirmung für den genannten Verstärker (12), wobei der gemeinsame Schaltungsknoten (66) mit dieser leitfähigen Abschirmung verbunden ist.

3. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 2, bei der das erste und zweite Filter (13A, 13B) und der Verstärker (12) von der genannten Abschirmung umschlossen sind und die Induktionsspulenschaltung (14, 16) eine Induktionsspule (14) aufweist, die außerhalb der Abschirmung angeordnet ist.

4. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Induktionsspulenschaltung (14, 16) einen ersten Kondensator (16A) aufweist, der zwischen dem ersten Filter (13A) und einer/der Induktionsspule (14) angeordnet ist, sowie einen zweiten Kondensator (16B), der zwischen dem zweiten Filter (13B) und der Induktionsspule (14) angeordnet ist.

5. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 4, bei der der erste und der zweite Kondensator (16A, 168) im wesentlichen gleich sind.

6. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der das erste Filter (13A) eine erste Induktivität (L1A) und eine zweite Induktivität (L2A) und das zweite Filter (13B) eine dritte Induktivität (L1B) und eine vierte Induktivität (L2B) umfassen, wobei die erste und die dritte Induktivität auf einem ersten gemeinsamen Ringkern und die zweite und die vierte Induktivität auf einem zweiten gemeinsamen Ringkern gewickelt sind.

7. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 7, bei der die magnetische Kopplung zwischen der ersten und der dritten Induktivität (L1A, L1B) kleiner als 0,4 und die magnetische Kopplung zwischen der zweiten und der vierten Induktivität (L2A, L2B) kleiner als 0,4 ist.

8. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 7, bei der das erste Filter (13A) einen ersten und einen zweiten Kondensator (C1A, C2A) aufweist und das zweite Filter (13B) einen dritten und einen vierten Kondensator (C1B, C2B) aufweist, wobei alle diese Kondensatoren mit dem gemeinsamen Schaltungsknoten (66) verbunden sind.

9. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 2 und einem der Ansprüche 3 bis 7, soweit von Anspruch 2 abhängig, bei der die Abschirmung und ein Mittelabgriff (Z) der Spule (14) während des Betriebs der Lampe auf der Masse des Chassis (100) gehalten werden.

10. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 9 mit zwei abgeglichenen Kondensatoren (16A, 168), von denen der eine (16A) mit einem Eingang (s) der Spule (14) und der andere (16B) mit dem anderen Eingang (t) der Spule (14) verbunden ist.

11. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 1 bis 10 mit

einem Stromversorgungsteil (63),

einem Hochfrequenzoszillator (11),

und einem Verstärker (12),

wobei die Induktionsspule (14) ein von dem Verstärker (12) geliefertes Hochfrequenzsignal übertragen kann, derart daß in einem Gas ein Plasma aus geladenen Partikeln erzeugt wird,

wobei das erste und das zweite Filter (13A, 13B) zwischen dem Verstärker (12) und der Induktionsspule (14) angeordnet sind, so daß sie den Durchgang von Hochfrequenzstörungen (RFI) zu der Induktionsspule (14) verhindern,

sowie mit einem weiteren Filter (62), das zwischen dem Stromversorgungsteil (63) und einem Netzschalter (61) der Lampe angeordnet ist, so daß es den Durchgang eines Störsignals zu dem Netzschalter (61) verhindert.

12. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 1 bis 10 mit einem Metallgehäuse (100), das den Hochfrequenzverstärker (12) umschließt, wobei die Induktionsspule (14) außerhalb des Metallgehäuses (100) angeordnet ist und wobei das Metallgehäuse (100) und der Mittelabgriff (Z) der Spule (14) auf einer virtuellen Masse gehalten werden.

13. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 1 bis 12, bei der die Filterschaltung (13) so ausgebildet ist, daß sie eine Impedanzanpassung bewirkt, wobei diese Impedanzanpassung zwei ausgewählte Impedanztransformationen für die Induktionsspulenschaltung (14, 16) bei verschiedenen Betriebsbedingungen der Lampe (10) liefert.

14. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 13, bei der eine der genannten Betriebsbedingungen beim Einschalten der Lampe (10) auftritt und die andere Betriebsbedingung dem stationären Betrieb der Lampe (10) entspricht.

15. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 13 oder 14, bei der die Impedanzanpassungs- und Filterschaltung (13) ein Mittel zum Ausfiltern von Harmonischen der von dem Verstärker (12) erzeugten Hochfrequenzsignale aufweist, das den Durchgang dieser Harmonischen zu der Induktionsspulenschaltung (14, 16) verhindert

16. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 14 oder 15,

bei der die Induktionsspulenschaltung eine/die Induktionsspule (14) und weiterhin ein Gefäß (15) umfaßt, das ein ausgewähltes Gas enthält, wobei die Induktionsspule (14) nach dem Einschalten der Lampe (10) ein Plasma aus geladenen Partikeln in dem Gas erzeugt,

bei der die Induktionsspulenschaltung (14, 16) im Anfangsstadium des Einschaltens der Lampe eine an zwei Eingängen der Schaltung gemessene erste Eigenimpedanz und im stationären eingeschalteten Zustand der Lampe (10) eine zweite Eigenimpedanz an den genannten Eingängen besitzt,

und bei der die mit der Induktionsspulenschaltung (14, 16) verbundene Impedanzanpassungs- und Filterschaltung (13) zwei Eingänge aufweist und die genannte im Anfangsstadium des Einschaltens der Lampe vorhandene erste Eigenimpedanz in eine an ihren Eingängen gemessene gewünschte erste Impedanz transformiert und die im stationären eingeschalteten Zustand der Lampe (10) vorhandene zweite Eigenimpedanz in eine an den Eingängen gemessene zweite gewünschte Impedanz transformiert.

17. Elekrodenlose Entladungslampe nach Anspruch 16, bei der die zweite Eigenimpedanz wenigstens zehn mal so groß ist wie die erste Eigenimpedanz.

18. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 1 bis 17, bei der die Filterschaltung (13) mehrere elektrische Komponenten und eine Masse aufweist, wobei diese Masse niedrige Impedanz besitzt und die Komponenten elektrisch gegeneinander isoliert sind.

19. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 16 bis 18, bei der

das Gefäß ein abgedichtetes Gefäß (15) ist, das ein ionisierbares Gas enthält,

in diesem Gefäß (15) ein Plasma aus geladenen Partikeln erzeugt wird, wenn die Lampe (10) in Betrieb ist,

die Induktionsspule (14) in der Nähe des abgedichteten Gefäßes (15) angeordnet ist, ohne daß eine Abschirmungsstruktur um das Plasma vorgesehen ist.

20. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 13 bis 19, bei der sich die beiden ausgewählten Impedanztransformationen um einen Faktor von wenigstens zehn voneinander unterscheiden.

21. Elekrodenlose Entladungslampe nach einem der Ansprüche 1 bis 20, bei der der Verstärker (12) so ausgebildet ist, daß er ein elektrisches Signal mit einer Frequenz von wenigstens 20 kHz erzeugt und ein/das weitere(s) Filter ein Leitungsfilter (62) ist, das mit dem Stromversorgungsteil (63) der Lampe (10) und dem Netzschalter (61) der Lampe (10) verbunden ist, so daß es den Durchgang eines Störsignals zu dem Netzschalter (61) verhindert.