DE69320448T2

DE69320448T2 - Analog-Digitalwandler zur Wandlung mehrerer Analogeingangssignale in Digitalausgangssignale mittels eines einzigen Sigma-Delta-Modulators

Info

Publication number: DE69320448T2
Application number: DE69320448T
Authority: DE
Inventors: Dieter Ernest Michel Nl-5656 Aa Eindhoven Therssen
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1992-12-16
Filing date: 1993-12-09
Publication date: 1999-03-25
Anticipated expiration: 2013-12-10
Also published as: KR940017072A; US5561425A; JPH06232754A; JP3179268B2; TW236054B; HK1013374A1; DE69320448D1; KR100309357B1; SG44872A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Wandler zur Umwandlung einer Anzahl analoger Eingangssignale in ein digitales Ausgangssignal, wobei dieser Wandler die nachfolgenden Elemente aufweist:
einen überabtastenden Sigma-Delta-modulator zur Umwandlung des analogen Signals in ein zweiwertiges Signal mit einer Überabtastfrequenz N*Fs, die ein Vielfachse N einer Abtastfrequenz Fs ist, wobei N eine ganze Zahl über 1 ist, und
einen Dezimator zur Umwandlung des zweiwertigen Signals in ein dezimiertes digitales Signal mit der Abtastfrequenz Fs.
Ein derartiger Analog-Digital-Wandler ist u. a. bekannt aus: "A digital 'decimation' filter for analog-to-digital conversion of hi-fl-audio signals" von J. J. van der Kam, in "Philips Technical Review" 42, Nur 6/7, Seiten 230-238, April 1986, insbesondere Fig. 3 dabei. Zweiwerte oder 1-Bit Signa-Delta-Modulation ist eine Technik, bei der ein analoges Signal in ein 1-Bit digitales Signal umgewandelt wird, und zwar durch Überabtastung mit Hilfe von Quantisierungsmitteln mit vorsetzlich niedriger Auflösung und mit einem hohen Quantisierungsrauschanteil. Das digitale Signal wird mit einem 1-Bit Digital-Analog-Wandler zu einem analogen Rückkopplungssignal zurückverwandelt, das in einer Differenzstufe von dem analogen Eingangssignal subtrahiert wird. Die Differenz der beiden Signale wird in einem Tiefpaßschleifenfilter gefiltert und einer getakteten Vergleichsschaltung zugeführt, die als 1-Bit Quantisierer wirksam ist. Durch Anwendung einer ausreichend hohen Schleifenverstärkung für Frequenzen in dem Basisband des analogen Signals wird erreicht, daß in dem 1-Bit digitalen Signal das Quantisierungsrauschen in dem Basisband relativ gering ist auf Kosten eines relativ größeren Quantisierungsrauschanteils über dem Basisband. Wie aber eingehend in dem obengenannten Artikel beschrieben, kann mit einem dezimierenden digitalen Filter das Rauschen über dem Basisband effektiv unterdrückt werden und zugleich das überabgetastete 1-Bit Signal in ein digitales Mehr-Bit-Signal mit der gewünschten niedrigeren Abtastfrequenz umgewandelt werden. Diese Analog-Digital- Wandlertechnik ist so interessant, weil für die eigentliche Quantisierung eine einfache Entscheidungsschaltung(Vergleichsschaltung) ausreicht.
Bei Analog-Digital-Umwandlung von mehr als nur einem Eingangssignal gibt es das Bedürfnis, die Anzahl Analog-Digital-Wandler zu beschränken. Nun ist es an sich bekannt, bei Analog-Digital-Umwandlung von mehr als nur einem analogen Eingangssignal den Analog-Digital-Wandler in Time-Sharing-Betrieb arbeiten zu lassen, wobei in Reihe mit dem Eingang und dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlers ein analoger Multiplexer bzw. ein digitaler Demultiplexer vorgesehen sind. Für die eigentliche Analog-Digital-Umwandlung ist jeder Analog-Digital-Wandler des üblichen Typs verwendbar, wie die "flash"-, "multistep"- oder "succesive approximation"- Wandler. Diese haben gemein, daß sie die Ausgangssignale unmittelbar in der Gate- Elektrodeewünschten digitalen Wortbreite und auf der gewünschten Abtastfrequenz liefern. Wegen der Unkompliziertheit wäre es erwünscht, auch hier einen 1-Bit Sigma- Delta-Modulator zu verwenden. Dies kann aber nicht wegen der Zeitverzögerung in der Schleife des Sigma-Delta-Modulators. Das 1-Bit Ausgangssignal des Sigma-Delta- Modulators würde dann von einem analogen Eingangssignal subtrahiert werden, das nicht dazu gehört und es entsteht ein unentwirrbares Übersprechen zwischen den einzelnen Eingangssignalen.
In dem US Patent 4.837.527 wird eine Reihenschaltung aus einem überabgetasteten Sigma-Delta-Modulator und einem dezimierenden Netzwerk beschrieben, dem ein Stereo-Multiplexsignal, hergestellt durch Multiplexing der Audiosignale L und R, zugeführt wird. Das Stereo-Multiplexsignal besteht aus einem Basisband- Stereosummensignal (L + R), einem 19 kHz Stereo-Pilotsignal und einem AM-Stereo- Differenzsignal (L - R) auf einem ausgetasteten Träger von 38 kHz. Das dezimierende Netzwerk liefert hier den digitalen Stellvertreter des Stereo-Multiplexsignals, der danach auf digitalem Weg zu den digitalen L- und R-Signalen demoduliert werden soll. Dieses Demodulieren ist jedoch kompliziert, weil der ausgetastete Träger regeneriert werden soll.
In "Japan Patents Abstracts" JP-A-2-95024 wird ein Analog-Digital- Wandler mit einem Sigma-Delta-Modulator und einem Multiplexer zum Zuführen von mehr als nur einem Eingangssignal beschrieben. Es dauert eine bestimmte Übergangs zeit, bevor das Sigma-Delta-Modulatorsignal eine richtige Wiedergabe des Eingangssignals ist. Diese Übergangszeit ist abhängig von der Abtastfrequenz des Sigma-Delta- Modulators. Nach Umschaltung auf ein anderes Eingangssignal muß wieder eine Übergangszeit gewartet werden. Diese Übergangszeit wird in dem bekannten Analog- Digital-Wandler dadurch beherrscht, daß der Sigma-Delta-Modulator jeweils beim Umschalten auf ein anderes Eingangssignal initialisiert wird. Diese Prozedur macht das System relativ träge.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Analog- Digital-Wandler mit einem überabgetasteten 1-Bit-Sigma-Delta-Modulator zu schaffen, der für die Verarbeitung von mehr als nur einem analogen Eingangssignal geeignet ist und der nicht die genannten Nachteile aufweist. Der eingangs erwähnte Analog- Digital-Wandler wiest dazu nach der Erfindung das Kennzeichen auf, daß der Analog- Digital-Wandler weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist:
einen analogen Multiplexer mit K Eingängen für den Empfang von K analogen Signalen und zum Liefern eines Zeitmultiplexsignals zu dem Sigma-Delta-Modulator, wobei dieses Signal innerhalb einer Periodendauer 1/Fs der Abtastfrequenz Fs aus auf einanderfolgenden Portionen der K analogen Signale zusammengesetzt ist, wobei K eine ganze Zahl größer als 1 darstellt,
einen digitalen Demultiplexer zum Empfang des dizimierten digitalen Ausgangssignals und zum Liefern von K digitalen zeitverschobenen Signalen mit der Abtastfrequenz Fs,
einen digitalen Interpolator zur Umwandlung der K digitalen zueinander zeitverschobenen Signale mit der Abtastfrequenz Fs in K gleichzeitig auftretende interpolierte digitale Signale mit der Abtastfrequenz Fs, und
eine digitale Matrix zur Umwandlung der K interpolierten digitalen Signale in K digitale Ausgangssignale mit der Abtastfrequenz Fs, wobei jede der K Ausgangssignale von mindestens einem der K interpolierten Signale hergeleitet ist.
Durch den synchron zu dem Sigma-Delta-Modulator und dem Dezimator arbeitenden analogen Multiplexer und digitalen Demultiplexer entsteht ein vorhersagbares Übersprechen zwischen den demultiplexten digitalen zeitsequentiellen Signa len mit der Abtastfrequenz Fs, wobei dieses Übersprechen mit der digitalen Matrix entfernt wird. Der digitale Interpolator sorgt dafür, daß der digitalen Matrix gleichzeitig digitale Signalabtastwerte angeboten werden.
Eine nähere Ausführungsform eines Analog-Digital-Wandlers nach der Erfindung weist das kennzeichen auf, daß der Dezimater mit einem zeitdiskreten Halbband-Tiefpaßfilter mit endlicher Impulsstoßantwort, mit einer nahezu konstanten Gruppenlaufzeit und einer Amplitudenkennlinie versehen ist, von der eine Tiefpaßflanke eine Halbwertübertragung hat, die auf der Abtastfrequenz Fs liegt und im Wesentlichen gegenüber der Abtastfrequenz Fs punktsymmetrisch ist.
Ein derartiges Halbband-Tiefpaßfilter hat die nachfolgenden Vorteile: das ansteigende Spektrum des Quantisierungsrauschens des Sigma-Delta-Modulators wird zusätzlich ausgetastet und eine einfache Matrizierung mit vorhersagbaren Koeffizienten ist nach wie vor möglich.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandlers und
Fig. 2, 3, 4, 5, 6 und 7 Diagramme zur Erläuterung der Wirkung eines erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandlers.
Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandler, wobei beispielsweise zwei analoge Signale LA und RA zu zwei digitalen Signalen LD und RD digitalisiert werden. Das System kann jedoch auf mehr als zwei Signale erweitert werden. Der Analog-Digital-Wandler umfaßt die Reihenschaltung aus einem analogen Multiplexer 2 mit Eingängen 4 und 6 für den Empfang der analogen Eingangssignale LA und RA, einen 1-Bit Sigma-Delta-Modulator 8, einen Dezimator 10, einen digitalen Demultiplexer 12, einen digitalen Interpolator 14 und eine digitale Matrixausgleichschaltung 16. Alle Elemente arbeiten unter Ansteuerung von Taktimpulsen eines nicht dargestellten Taktimpulsgenerators. Die Taktimpulse sind stark vereinfacht dargestellt. Die Frequenz der Taktimpulse entspricht dem Wert Fs oder einem Vielfachen desselben. Der Multiplexer 2 schaltet im Takte der Abtastfrequenz Fs von dem Ein gang 4 auf den Eingang 6 um. Wie in Fig. 2 dargestellt, entsteht auf diese Weise ein analoges Multiplexsignal MPXA, das die Summe zweier zueinander um 180º verschobener analoger Abtastwert-reihen mit der Wiederholungsfrequenz Fs ist. Das Multiplexsignal MPXA besteht aus einer NF-Komponente (L + R)/2 und einer Trägerkomponente SQWV*(L - R)/2, wobei L und R die augenblicklichen Amplituden der analogen Signale LA und RA sind und SQWV eine Quadratwellenfunktion darstellt, die wechselweise positiv und negativ ist innerhalb der Periode 1/Fs und wie folgt beschrieben werden kann:
Das Frequenzspektrum des Multiplexsignals MPXA ist in Fig. 3 dargestellt und umfaßt das Basisband a und die harmonischen auf ungeradzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz Fs, von denen nur die erste Harmonische b auf Fs und die dritte Harmonische c auf 3*Fs dargestellt sind.
Das Multiplexsignal MPXA wird dem Sigma-Delta-Modulator 8 zugeführt, der mit einer Überabtastfrequenz N*Fs arbeitet und das analoge Multiplexsignal MPXA in ein zweiwertiges, d. h. 1-Bit digitales Signal SDMD umwandlet. Der Effekt eines überabtastlenden 1-Bit Sigma-Delta-Modulators ist u. a., daß das relativ sehr große Quantisierungsrauschen in ein Gebiet verschoben wird, das über dem Nutzfrequenzband des modulierten Signals liegt, hier des Multiplexsignals MPXA. Dies ist in Fig. 4 dargestellt, in der die Amplitude des zweiwertigen Signals SDMD gegenüber der Frequenz aufgetragen ist und worin a und b dieselbe Bedeutung haben wie in Fig. 3. Das Spektrum des Rauschanteils n infolge der groben Quantisierung in dem Sigma- Delta-Modulator ist in einen Frequenzbereich verschoben, der zu dem Durchlaßband des Tiefpaßfilters in der Schleife des Sigma-Delta-Modulators komplementär ist. Das zweiwertige Signal SDMD läßt sich wie folgt beschreiben:
worin
ist, HF die höheren Harmonischen des Signals MPXA sind und
wobei n der Rauschanteil des Sigma-Delta-Modulators ist.
Der Dezimator 10 erfüllt einerseits die Funktion eines digitalen Tiefpaßfilters und verringert zugleich die Abtastfrequenz des zweiwertigen Signals SDMD mit der Abtastfrequenz N*Fs zu einem digitalen Mehr-Bit Multiplexsignal MPXD mit der Abtastfrequenz Fernsehsignalempfänger Die Theorie und die Wirkungsweise von 1-Bit Sigma-Delta-Modulatoren und Dezimatoren ist in u. a. dem bereits genannten Zeitschriftartikel eingehend beschrieben. Fig. 5 zeigt das Frequenzspektrum des digitalen Multiplexsignals MPXD, das eine scharfe Filterung erfahren hat gemäß der Kurve g des Dezimators, wodurch die höheren Harmonischen HF völlig und der Rauschanteil n nahezu völlig ausgetastet sind. Das digitale Multiplexsignal MPXD ist in Fig. 6 dargestellt und besteht aus einer Reihe von Abtastwerten, die aus einer ersten Teilreihe mit Abtastwerten zusammengesetzt ist, die durch 1 bezeichnet ist und aus einer zweiten Teilreihe mit Abtastwerten, die durch 2 bezeichnet sind, wobei die Abtastwerte der zwei Teilreihen einander abwechseln. Je periode 1/Fs tritt nur ein Abtastwert 1 aus der ersten Teilreihe und nur ein Abtastwert 2 aus der zweiten Teilreihe auf. Die Reihe von Abtastwerten in dem digitalen Multiplexsignal MPXD kann unter Berücksichtigung der Phasenverschiebung des Dezimators, wie folgt beschrieben werden:
In dem Demultiplexer werden die zwei Teilreihen zu den digitalen Signalen DM1 und DM2 getrennt, die ebenfalls in Fig. 6 dargestellt sind. Der augenblickliche Wert der Abtastwerte 1 in dem Signal DM1 beträgt:
Der augenblickliche Wert der Abtastwerte in dem Signal D2 beträgt:
Die Signale DM1 und DM2 bestehen je aus einem Gemisch der Signalwerte L und R der analogen Eingangssignale LA und RA. Es ist also möglich, den Wert L und R mit einer Matrixschaltung zu rekonstruieren. Dazu ist es zunächst erforderlich, die Signalwerte wenigstens einer der Teilreihen DM1 und DM2, beispielsweise die der Teilreihe DM1, für diejenigen Zeitpunkte zu berechnen, wo die Abtastwerte in der anderen Teilreihe DM2 auftreten, so daß es scheint, als rührten von beiden Reihen die Abtastwerte von denselben Zeitpunkten her.
Diese Berechnung der zwischenliegenden Abtastwerte erfolgt in dem digitalen Interpolator 14, der aus der Teilreihe DM1 eine neue Teilreihe INT1 macht, wie in Fig. 6 dargestellt und der zugleich in Antwort auf das Signal DM2 ein Signal INT2 liefert. Das Signal INT2 kann dem Signal DM2 entsprechen odedr einer interpolierten version desselben. Im letzteren Fall sind die Signale INT1 und INT2 beide interpolierte Versionen von DM1 und DM2 mit je einer Verzögerung, welche die Hälfte der Zeit zwischen den Abtastwerten in dem digitalen Multiplexsignal beträgt.
In der digitalen Matrix 16 werden die nun gleichzeitig auftretenden Abtastwerte der interpolierten Signale INT1 und INT2 zu den digitalen Ausgangssignalen LD mit der Amplitude L und LR mit der Amplitude Rd umgerechnet. Die Matrixkoeffizienten gehen aus den Gleichungen (4) und (5) hervor:
Interpolatoren sind an sich bekannt aus beispielsweise dem Artikel: "The digital allpass filter: a first versatile signal processing building block" von P. A. Regalia u. a. in "Proceedings of the IEEE", Heft 76, Nr. 1, Januar 1988, Seiten 19-32. Analoge Multiplexer, digitale Demultiplexer und digitale Matrices sind an sich bekannte Bauelemente aus der analogen und digitalen Signalverarbeitung und brauchen keiner näheren Erläuterung.
Aus dem Obenstehenden dürfte es einleuchten, daß das System auch für mehr als nur zwei Signale geeignet gemacht werden kann. Der Multplexer 2 verbindet dann die Eingangssignale zyklisch mit dem Sigma-Delta-Modulator 8, wobei die Periodendauer des Zyklus 1/Fs beträgt. Wenn es K Eingangssignale gibt, wird jedes der K Signale während eines Bruchteils 1/(K*Fs) durchgelassen. Das analoge Multiplexsignal MPXA ist dann die Summe von K abgetasteten analogen Signalen, die untereinander um 360/Kº phasenverschoben sind. Die zugehörigen Formeln (1) ... (3) werden dadurch erhalten, daß das Signal MPXA mit Fourrier-Reihen entwickelt wird. Die erforderlichen Koeffizienten für die zugeordnete Matrix werden durch entsprechende Anpassung der obenstehenden Formeln berechnet.
Auf vorteilhafte Weise kann das letztere Filter des Dezimators 10 mit einem zeitdiskreten Halbband-Tiefpaßfilter mit endlicher Impulsstoßantort und mit einer nahezu konstanten Gruppenlaufzeit ausgebildet sein, deren Amplitudenkennlinie h in Fig. 7 dargestellt ist. Die Kennlinie h ist nahezu flach vor dem Basisband a und weist eine Tiefpaßflanke auf, die gegenüber der Abtastfrequenz Fs punktsymmetrisch ist und deren Halbwertübertragung auf der Abtastfrequenz Fs liegt. Die Tiefpaßflanke kann das ganze Spektrum der ganzen ersten Harmonischen b bedecken, wie in Fig. 7 dargestellt, darf aber auch nur einen Teil des Spektrums b bedecken. Der Verlauf der abfallenden Tiefpaßflanke führt dazu, daß die Summe der Frequenzanteile Kandidatreihe die punktsymmetrisch auf beiden Seiten der Abtastfrequenz Fs liegen, nahezu konstant ist und der Hälfte der Summe der Frequenzanteile b entspricht. Die von dem Halbband-Tiefpaßfilter verursachte frequenzabhängige Dämpfung des digitalen Multiplexsignals MPXD führt zu einer zusätzlichen Dämpfung um einen Faktor 2 der ersten Harmonischen b. Dies läßt sich dadurch begleichen, daß in den obenstehenden Gleichungen (3) bis (7) der Faktor 2α durch α ersetzt wird. Ein derartiges Halbband- Tiefpaßfilter hat die nachfolgenden Vorteile: das ansteigende Spektrum des Rauschanteils n wird zusätzlich ausgetastet und eine einfache Matrizierung mit vorhersagbaren Koeffizienten ist nach wie vor möglich. Das Halbbandfilter kann beispielsweise durch ein FIR-Filter fünfter Ordnung mit 11 Abgriffen ausgebildet sein, das an sich als "Quadrature Mirror Filter (QMF)" bekannt ist, beispielsweise aus dem Artikel: "A trick for the design of FIR half band filters" von P. P. Vaidyanathan u. a. in "IEEE Transactions on Circuits and Systems", Heft CAS 34, Nr. 3 März 1987, Seiten 297- 300.

Claims

1. Analog-Digital-Wandler zur Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal, wobei dieser Wandler die nachfolgenden Elemente aufweist:

einen überabtastenden Sigma-Delta-modulator (8) zur Umwandlung des analogen Signals in ein zweiwertiges Signal mit einer Überabtastfrequenz N*Fs, die ein Vielfaches N einer Abtastfrequenz Fs ist, wobei N eine ganze Zahl über 1 ist, und

einen Dezimator (10) zur Umwandlung des zweiwertigen Signals in ein dezimiertes digitales Signal mit der Abtastfrequenz Fs, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Wandler weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist:

einen analogen Multiplexer (2) mit K Eingängen für den Empfang von K analogen Signalen und zum Liefern eines Zeitmultiplexsignals zu dem Sigma-Delta- Modulator (8), wobei dieses Signal innerhalb einer Periodendauer 1/Fs der Abtastfrequenz Fs aus aufeinanderfolgenden Portionen der K analogen Signale zusammengesetzt ist, wobei K eine ganze Zahl größer als 1 darstellt,

einen digitalen Demultiplexer (12) zum Empfang des dizimierten digitalen Ausgangssignals und zum Liefern von K digitalen zeitverschobenen Signalen mit der Abtastfrequenz Fs,

einen digitalen Interpolator (14) zur Umwandlung der K digitalen zueinander zeitverschobenen Signale mit der Abtastfrequenz Fs in K gleichzeitig auftretende interpolierte digitale Signale mit der Abtastfrequenz Fs, und

eine digitale Matrixausgleichschaltung (16) zur Umwandlung der K interpolierten digitalen Signale in K digitale Ausgangssignale mit der Abtastfrequenz Fs, wobei jede der K Ausgangssignale von mindestens einem der K interpolierten Signale hergeleitet ist.

2. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Dezimater (10) mit einem zeitdiskreten Halbband-Tiefpaßfilter mit endlicher Impulsstoßantwort, mit einer nahezu konstanten Gruppenlaufzeit und einer Amplitudenkennlinie versehen ist, von der eine Tiefpaßflanke eine Halbwertübertragung hat, die auf der Abtastfrequenz Fs liegt und im Wesentlichen gegenüber der Abtastfrequenz Fs punktsymmetrisch ist.