DE69310134T2

DE69310134T2 - Ladungspumpenschaltung

Info

Publication number: DE69310134T2
Application number: DE69310134T
Authority: DE
Inventors: Roberto Gariboldi; Francesco Pulvirenti
Original assignee: CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno; SGS Thomson Microelectronics Inc
Current assignee: CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno; STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 1993-02-17
Filing date: 1993-02-17
Publication date: 1997-09-18
Anticipated expiration: 2013-02-18
Also published as: DE69310134D1; JPH06343260A; EP0612140A1; EP0612140B1; US5481221A

Description

1. Umfeld der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierte Ladungspumpschaltung zur Implementierung eines Spannungsmultiplikators in integrierten Schaltungen, welche betrieben werden bei einer relativ niedrigen Zufuhrspannung. Die Schaltung ist insbesondere gut geeignet zum Antreiben einer Hochseitenantriebsleistungseinrichtung einer Halbbrückenausgangsstufe, welche integriert DMOS- Transistoren verwendet.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Die Integration in demselben Chip von komplexen Systemen, häufig gebildet aus distinkten Schaltungsabschnitten, welche notwendigerweise realisiert sind mit strukturell und funktionell unterschiedlichen Einrichtungen, Löschen und Programmieren von Nur-Lese-Speicherzellen, Optimierung der Antriebsbedingungen der integrierten Leistungseinrichtungen in einer Halbbrückenkonfiguration erfordert oder profitiert von der Verfügbarkeit einer Vorspannung oder Antriebsspannung, welche höher ist als die Zufuhrspannung der integrierten Schaltung.
Häufig werden diese Anforderungen erfüllt durch Integrieren spezieller Spannungsmultiplikationsschaltungen, welche in der Lage sind, an einer Ausgangsballastkapazität bzw. einem Ausgangsballastkondensator (Speicherkondensator) eine Spannung zu erzeugen, welche höher ist als die Zufuhrspannung (VCC> . Diese Schaltungen werden üblicherweise als Spannungsmultiplikatoren oder Ladungspumpschaltungen bezeichnet.
Ein Basisdiagramm einer Ladungspumpschaltung ist in Figur 1 angedeutet. Grundsätzlich speichert der Kondensator bzw. die Kapazität C2 elektrische Ladung, welche dahin zugeführt bzw. gespeist ist durch Übertragung (Pumpen) der Ladung, welche momentan gespeichert ist in einer Transferkapazität bzw. einem Transferkondensator C1, und zwar über eine Transferdiode D2. Das intermittierende Laden von C1 über eine Diode D1, verbunden mit VCC, und das Entladen der elektrischen Ladung, welche darin gespeichert ist, in eine Ausgangskapazität bzw. einen Ausgangskondensator C2, werden gesteuert durch einen freilaufenden Lokaloszillator (OSC LOC). Im fertigen bzw. Laufzustand bzw. Wartezustand wird die Schaltung wie folgt betrieben.
Während eines anfänglichen Halbzyklus ist der Ausgang bzw. die Ausgabe des Lokaloszillators OSC LOC niedrig bzw. gering, und der Kondensator C1 lädt sich über die Diode D1 auf eine Spannung, welche gegeben ist durch: VCC-Vd, wobei Vd den Spannungsabfall über die Ladediode D1 repräsentiert. In dem folgenden Halbzyklus erreicht der Ausgang bzw. die Ausgabe des Oszillators eine Spannung VR, wobei der Knoten A die Spannung annimmt, welche gegeben ist durch: VCC+VR-Vd, wobei der Kondensator C1 die elektrische Ladung entlädt, welche darin gespeichert wurde während dem vorangegangenen Halbzyklus, und zwar in bzw. zu dem Ausgangsspeicherkondensator bzw. der Ausgangsspeicherkapazität C2. Der Kondensator C2 erreicht bzw. nimmt an die Spannung VCP, welche durch die folgende Beziehung gegeben ist:
VCP = VCC+VR-2 Vd
Es kann beobachtet werden, daß für: VR=VCC die Schaltung im wesentlichen ein Spannungsduplikator wird und eine Ausgangsspannung bereitstellt, welche zweimal der Zufuhrspannung abzüglich des Spannungsabfalls über die Dioden entspricht.
Natürlich kann die Schaltung gebildet sein aus einer N-Anzahl von solchen Basisschaltungsmodulen, zum Erhalten einer Ausgangs- bzw. Ausgabespannung, welche N-mal der Zufuhrspannung abzüglich N-mal dem ohmschen Abfall über eine Diode entspricht.
Eine praktische Ausführungsform dieses Types von Schaltung ist in Figur 2 angedeutet. Eine geregelte Referenzspannung VR wird erhalten, und zwar in dem einfachsten Fall durch Verwendung einer gemeinsamen Spannungsregel- bzw. -reglerstufe, gebildet aus dem Transistor Q1, dem Widerstand R1, der Diode D3 und der Zenerdiode DZ1. Unter Berücksichtigung der Spannung über die direkt vorgeladene bzw. vorgespannte Basis-Emitterverbindung des Transistors Q1 ist diese in etwa angegeben durch: Vbe&sub1; =Vd&sub3;, wobei Vd&sub3; die Spannung über bzw.
durch die Diode D3 ist, wobei die geregelte Spannung VR angegeben wird durch die folgenden Beziehungen:
VR=VZ für VCC> VZ+Vdrop
VR=VCC-Vdrop für VCC< VZ+Vdrop,
wobei VCC die Zufuhrspannung, VZ die Zenerspannung und Vdrop die Summe der Übergangs- bzw. Verbindungs- bzw. Verbindungspunktspannung Vbe&sub1; und des Spannungsabfalles über den Widerstand R1, bedingt durch den Strom, ist, welcher durch die Basis des Regel- bzw. Reglertransistors Q1 absorbiert ist.
In einer typischen Schaltung, wie jene, welche in Figur 2 angedeutet ist, beträgt Vdrop etwa 1,2V. Jedoch bei einer großen Anzahl von Anwendungen kann ein relativ hoher Strom erforderlich sein, und daher wird der Transistor Q1 häufig ersetzt durch ein Darlington-Paar. In diesem letzten Fall beträgt Vdrop etwa 2V.
Die Spannungsregel- bzw. regulierende bzw.-reglerstufe stellt eine geregelte Zufuhr für den Lokaloszillator OSC LOC und die Leistungsstufe bereit, welche gebildet ist durch die zwei MOS-Transistoren M1 und M2. Die Leistungsstufe erfüllt die Funktion des Antreibens der Ladung und Entladung der Pumpkapazität bzw. des Pumpkondensators C1. Wenn die Last, verbunden bzw. geschaltet zu bzw. mit einer multiplizierten Spannungsquelle relativ stark bzw. heftig ist, und/oder wenn die Transistoren, welche mit der VCC-Leitung verbunden sind, bei einer hohen Frequenz schalten, werden relativ große Kapazitäten benötigt, und zwar sowohl für C1 (in der Größenordnung von 10 nF) als auch für C2 (mehrere Hundert nF). Als Folge muß die Leistungsstufe (M1-M2) in der Lage sein, relativ große bzw. hohe Stromspitzen zu liefern (in der Größenordnung von zehn mA).
Die Nachteile der üblichen Schaltungskonfiguration, wie jene, wie oben beschrieben, sind die folgenden:
a) Über den Bereich der Zufuhrspannung wird der Spannungsabfall über die Transfer- bzw. Übertragungsdioden D1 und D2 (äquivalent zu etwa 1,4V) "abgezogen" von der Ausgangs- bzw. Ausgabespannung VCP, wie es beobachtet werden kann unter. Berücksichtigung der folgenden Beziehung:
VCP=VCC+VZ-2*Vd für VCC> VZ-Vdrop;
Im dem Fall einer relativ niedrigen bzw. geringen Zufuhrspannung (z.B. VCC< VZ+Vdrop) wird ebenfalls der Spannungsabfall über den Spannungsregler bzw. die Spannungsregeleinrichtung bzw. den Spannungsregulator (Vdrop ≈2 V) von der verfügbaren Ausgangs- bzw. Ausgabespannung VCP abgezogen, wie es beobachtet werden kann aus der folgenden Beziehung:
VCP =2 *VCC-Vdrop-2vd für VCC< VZ + Vdrop;
wobei beide Spannungsabfälle dazu beitragen, die Effizienz der Schaltung zu begrenzen bzw. einzuschränken, wenn betrieben bzw. betätigt bei einer niedrigen bzw. geringen Zufuhrspannung;
c) der Strom, welcher die Pumpkapazität bzw. den Pumpkondensator C1 antreibt, welcher relativ hohe bzw. große Spitzen aufweisen kann, wird von der geregelten Spannungsleitung VR entnommen bzw. abgesaugt.
Dies bringt den Bedarf mit sich&sub1; in geeigneter Weise bzw. deutlich den Spannungsregler bzw.-regulator bzw. die Spannungsreglereinrichtung auszulegen, wobei größenmäßig große Komponenten zu verwenden sind.
Die FR-A-2321 144 offenbart eine Ladungspumpschaltung, welche geeignet ist zum Bilden bzw. Generieren einer negativen Spannung aus einer positiven Zufuhrspannung, wobei die Funktionen der zwei Dioden der herkömmlichen Schaltungskonfiguration erreicht werden durch ein Paar von bistabiler CMOS- Schaltungen, welche durch ein Taktsignal F angetrieben werden.

Aufgaben und Zusammenfassung der Erfindung

Die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Bedarf zu decken für eine integrierte Ladungspumpschaltung bzw. Ladungspumpenschaltung, welche unverändert ihre Effizienz beibehalten wird ebenfalls bei einer niedrigen bzw. geringen Zufuhrspannung, und welche nicht eine spannungsregulierende bzw. Regeleinrichtung erfordert, welche für einen relativ hohen Strompegel ausgelegt ist.
Diese Aufgaben werden erreicht durch die integrierte Schaltung der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung ist dadurch gekennzeichnet, daß die elektrischen Ladungstransfer-bzw.-übertragungseinrichtungen, welche gemäß der herkömmlichen Konfiguration funktionsmäßig bzw. funktionell gebildet sind durch Dioden (D1 und D2), ersetzt sind durch Schalter, welche implementiert sind über ein komplementäres Paar von MOS-Transistoren, gebildet in zwei distinkten Taschen der integrierten Schaltung. In dieser Weise können die Spannungsabfälle über die Ladungstransfer-bzw.-übertragungseinrichtungen wesentlich reduziert werden. Des weiteren, durch Verwenden ener Halbbrückenleistungs-bzw.-stromstufe, bereitgestellt mit einer "Bootstrap"-Kapazität bzw. einem "Bootstrap"-Kondensator, kann der Spannungsabfall (Vdrop) über die spannungsregulierende bzw. -regelnde bzw. Spannungsregelstufe ebenfalls vermieden werden.
Die zwei komplementären MOS-Transistoren, welche die zwei Ladungstransferdioden ersetzen, hin zu und weg von der Pumpkapazität bzw. dem Pumpkondensator C1, sind in entgegengesetzter Phase geschaltet, wobei sie in der Praxis ein erstes CMOS-Paar (Inverter) bilden. Die Stufe bzw. der Zustand des Leitens bzw. der Leitfähigkeit und des Sperrens der zwei komplementären Transistoren, welche das CMOS-Paar bilden, wird aufrechterhalten für einen gesamten Halbzyklus der Oszillation durch ein zweites CMOS-Paar (Inverter), welches zusammen mit dem ersten CMOS-Paar eine bistabile Schaltung bildet, "blicherweise als Klinke oder Fiip-Flop bezeichnet.
Die Halbbrückenleistungs- bzw. -stromstufe ist funktionell bzw. wirkungsmäßig verbunden bzw. geschaltet zwischen den Zufuhrknoten VCC und die Erde bzw. Erdung, und kann gebildet sein mit DMOS-Einrichtungen (z.B. mit VDMOS- Transistoren). Die Leistungseinrichtung&sub1; welche die sogenannte Hochseitenantriebseinrichtung der Halbbrückenleistungsstufe bildet, wird gesteuert bzw. geregelt durch einen Inverter bzw. invertierende Stufe. Die Inverterstufe kann angetrieben werden durch ein Signal, erzeugt durch den Lokaloszillator, und ist funktionell verbunden bzw. geschaltet zwischen die geregelte bzw. regulierte Spannungsleitung und Erdung. Gleichzeitig kann die andere Leistungseinrichtung der Stufe bzw. des Zustandes (Niederseitenantriebseinrichtung) direkt angetrieben werden durch das durch den Lokaloszillator erzeugte Signal.
Anspruch 1 offenbart die integrierte Ladungspumpschaltung der Erfindung. Ansprüche 2 bis 4 betreffen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung. Anspruch 5 offenbart einen integrierten Spannungsmultiplikator unter Verwendung der integrierten Ladungspumpschaltung der Erfindung. Anspruch 6 bezieht sich auf eine bevorzugte Ausführungsform des Spannungsmultiplikators.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die unterschiedlichen Gesichtspunkte und Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltung werden offensichtlicher beim Lesen der folgenden Beschreibung mehrerer wichtiger bevorzugter Ausführungsformen, und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen.
Figuren 1 und 2 zeigen eine Ladungspumpschaltung gemäß dem Stand der Technik, wie weiter oben beschrieben.
Figur 3 zeigt eine Pumpschaltung, hergestellt gemäß der vorliegenden Erfindung.
Figur 4 ist ein teilweises Funktionsdiagramm einer alternativen Ausführungsform der Ladungstransfer-bzw.-übertragungseinrichtungen.
Figur 5 ist ein Blockdiagramm eines Spannungsmultiplikators bei einer geraden bzw. für eine gerade Anzahl, unter Verwendung der Ladungspumpschaltung gemäß der Erfindung.
Figur 6 ist ein Blockdiagramm eines Spannungsmultiplikators für bzw. bei einer ungeraden Anzahl, unter Verwendung der erfindungsgemäßen Ladungspumpschaltung.

Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen

Unter Bezugnahme auf das Diagramm von Figur 3 ist der Betrieb der Ladungspumpstufe gemäß der Erfindung wie folgt.
1. Betrieb der Leistungsstufe bzw. des Leistungszustandes der Ladungspumpschaltung
Während einem ersten Halbzyklus, wenn der Ausgang bzw. die Ausgabe des Lokaloszillators OSC LOC hoch ist (an bzw. bei der regulierten bzw. geregelten Spannung VR), ist der Leistungstransistor M1 (Hochseitenantriebseinrichtung) AUS (OFF) und der Leistungstransistor M2 (Niederseitenantriebseinrichtung) AN (ON). Daher befindet sich der Ausgangs- bzw. Ausgabeknoten M der Halbbrückenleistungsstufe auf Erdungspotential, und die Bootstrap-Kapazität bzw. der Bootstrap-Kondensator Cb lädt sich über bzw. durch den Transistor Q2 auf die geregelte Spannung VR, vorliegend an dem Knoten R.
Während dem nachfolgenden Oszillationshalbzyklus, wenn der Ausgang bzw. die Ausgabe des Osziallators kommutiert von der Spannung VR zu Erdungspotential, wird M2 AUS-(OFF)geschaltet, und M1 wird AN-(ON)geschaltet, wodurch der Knoten bzw. Knotenpunkt R (mit welchem der Bootstrap- Kondensator Cb verbunden ist) "kurzgeschlossen" mit dem Gatter von M1 wird, und zwar über den Transistor M3. Als Folge nimmt der Ausgangs- bzw. Ausgabeknoten M der Halbbrückenstufe eine Spannung VR' an, wobei der Leistungstransistor M1 im eingeschalteten Zustand gehalten wird während dem gesamten Halbzyklus, und zwar durch die in dem Bootstrap- Kondensator Cb gespeicherte Ladung. Die durch den Antriebsknoten bzw. -knotenpunkt M angenommene Spannung VR' wird die folgenden Werte aufweisen:
VR'=VZ+VBE fürVCC> VZ+VBE
VR'=VCC fürVCC< VZ+VBE.
Der Transistor Q3 und die Zener bzw. Zenerdiode DZ2 sind vorgesehen zum Zwecke der Beschränkung bzw. Einschränkung der Spannung an dem Knoten bzw. Knotenpunkt M auf den Wert VR', angegeben durch die erste der oben angegebenen Gleichungen. In der Tat, sobald die erforderliche Spannung erreicht ist (d.h. VZ+VBE), schaltet der Transistor Q3 den Leistungstransistor M1 ab bzw. AUS (0FF), wodurch ein unnötiger Verbrauch von Strom durch bzw. über den Leistungstransistor Ml selbst verhindert bzw. gehemmt wird.

2. Betrieb der Ladungstransfer-bzw.-übertragungsschalter

Sobald die anfängliche Einschalt (ON)-Transientperiode beendet ist, nimmt die Ausgangs- bzw. Ausgabeladungsspeicherkapazität bzw. der Ausgangsladungsspeicherkondensator C2 ein Potential an, welches gegeben ist durch VCC-2Vd', wobei Vd' den Spannungsabfall über die "Körper"-Diode einer generischen Leistungs-MOS-Struktur repräsentiert (wenn M7 und M8 in derselben Tasche bzw. Kammer integriert sind, wird die Anfangs- bzw. Startspannung, angenommen durch die Kapazität bzw. den Kondensator C2, angegeben sein durch VCC- Vd", wobei Vd" den Spannungsabfall über die "Körper"-Diode der Tasche repräsentiert).
Solange die Spannung VCP-VCC geringer bzw. niedriger bleibt als die Schwellenspannung der CMOS-Transistoren (M5, M6, M7 und M8), wird C2 weiter geladen bzw. wird sich weiter laden über die Dioden, welche intrinsisch für die integrierte Struktur der Transistoren sind. Sobald die Spannung VCP-VCC größer wird als die Schwellenspannung der CMOS-Transistoren, werden M5 und M6, angetrieben durch bzw. über die invertierende Stufe bzw. den invertierenden Zustand bzw. die Inverterstufe, gebildet durch das CMOS-Paar M7 und M8, alternativ leiten, und zwar zusammenwirkend zum "Pumpen" elektrischer Ladung in bzw. nach bzw. zu C2.
Der Stationär-bzw. Fertig-bzw. Wartezustandsbetrieb kann wie folgt beschrieben werden.
Während dem Halbzyklus der Oszillation, wenn der Antriebsknoten M auf Erdungspotential vorliegt, lädt sich die Kapazität bzw. der Kondensator C1 bzw.
wird beladen auf VCC über den MOS-Transistor M5, welcher EIN bzw. AN (ON) gehalten wird durch die invertierende bzw. Inverterstufe, welche gebildet ist durch das Paar von CMOS-Transistoren M7 und M8. In der Tat sind die Transistoren M5, M6, M7 und M8 gebildet bzw. konfiguriert in einem positiven Reaktions- bzw. Ansprech- bzw. Wechselwirkungsmodus (d.h. in einer Konfiguration, welche im wesentlichen eine Klinke oder einen Fiip-Flop implementiert), und als eine Folge bleibt die Bedingung M5, M6 bestehen bis zu dem nächsten Schalten des Antriebsknotens M.
Während dem folgenden Halbzyklus, wenn der Antriebsknoten M das VR'- Potential annimmt, wird die elektrische Ladung, welche gespeichert wurde in der Transfer- bzw. Übertragungskapazität bzw. dem Transfer- bzw. Übertragungskondensator C1 während dem vorangegangenen Halbzyklus, übertragen, wodurch sie bzw. er geladen wird, und zwar in bzw. zu der Ausgangsspeicherkapazität bzw. dem Ausgangs- bzw. Ausgabespeicherkondensator C2 über bzw. durch den Transistor M6, welcher leitend gehalten wird während diesem Halbzyklus, und zwar bis zu einem sukzessiven bzw. nachfolgenden Schalten des Antriebsknotens M, bedingt durch die positive Reaktion bzw. Wechselwirkung, welche über M7-M8 implementiert ist.
Aus den obigen Betrachtungen kann einfach nachvollzogen werden, daß die Ausgangsspannung VCP die folgenden Werte annimmt:
VCP=VCC+VZ+VBE fürVCC> VZ+VBE
VCP=2*VCC für VCC< VZ+VBE
Die obigen Gleichungen gelten für rein kapazitive Lasten bzw. Belastungen bzw. Verbraucher.
Natürlich, wenn der durch die Last absorbierte Strom einen nicht vernachlässigbaren Wert aufweist, muß der interne bzw. innere AN- bzw. EIN-(ON)-Widerstand der Transistoren M1, M2 und M5 und M6 berücksichtigt werden.
Die erfindungsgemäße Schaltung weist nennenswerte Vorteile auf, wenn verglichen mit bekannten Schaltungen. Die Hauptvorteile können wie folgt angegeben werden:
a) Reduktion der maximalen (multiplizierten) Ausgangsspannung um ein quantitatives Äquivalent zu dem Spannungsabfall über die Transferdioden der bekannten Schaltungen kann vermieden werden, und zwar über den gesamten Bereich der Zufuhrspannung;
b) Reduktion der maximalen Ausgangsspannung um ein quantitatives Äquivalent zu dem Spannungsabfall (Vdrop) über den Spannungsregler bzw. Regulator bzw. die Spannungsregeleinrichtung, und zwar unter Bedingungen von niedriger bzw. geringer Zufuhrspannung, kann ebenfalls vermieden werden;
c) da der Halbbrückenleistungszustand bzw. die Halbbrückenleistungsstufe, hergestellt mit den Leistungstransistoren M1 und M2, elektrisch verbunden bzw. geschalten ist mit der Zufuhrleitung VCC, müssen die hohen Stromspitzen&sub1; welche auftreten zum Antreiben der Transfer- bzw. Übertragungskapazität bzw. des Transfer-bzw. Übertragungskondensators C1 nicht länger entfernt bzw. abgesaugt bzw. abgeführt werden von der Spannungsregel-bzw.-regler-bzw.-regulator-bzw. regelnden Schaltung.
Gemäß einer alternativen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung, in Figur 4 angedeutet, kann die Effizienz der Schaltung weiter erhöht werden.
Wie es schematisch gezeigt ist in dem teilweisen bzw. Partialdiagramm von Figur 4 können die MOS-Transistoren M5 und M6, welche funktionell die Dioden D1 und D2 einer herkömmlichen Schaltung, wie in den Figuren 1 und 2 angedeutet, ersetzen, separat bzw. getrennt angetrieben werden, zum Vermeiden von Kreuzströmen und Rückkehrströmen beim Schalten. In der Praxis kann dies implementiert werden durch Verwenden von zwei Komparatoren bzw. Vergleichern: A1 und A2, oder einfacher durch zwei Inverter, und zwar einen mit einer geringen Schwelle zum Antreiben des N-Kanaltransistors M5, und einen mit einer hohen Schwelle zum Antreiben des P-Kanaltransistors M6.
Bei der erfindungsgemäßen Ladungspumpschaltung sind die Transistoren M5 und M6 in separaten bzw. getrennten Taschen angeordnet, wobei die Tasche von M5 vorgespannt bzw. vorbeaufschlagt ist auf das Bulk-bzw. Roh-bzw. Basispotential. Des weiteren ist es möglich, den Gewinn bzw. die Verstärkung des parasitären PNP-Transistors der integrierten Struktur von M6 zu minimieren, ebenso wie das Minimieren der parasitären Kapazitäten von den R- und S-Knoten der in Figur 3 angedeuteten Schaltung.
Die Ladungspumpschaltung der Erfindung, wie oben dargestellt, für einen Spannungs"duplikator" kann einen Baustein bilden zum Realisieren eines Spannungsmultiplikators in N-Ordnung, wobei N theoretisch so groß wie gewünscht sein kann.
Ein gerader N-Multiplikator bzw. ein Multiplikator von N-Ordnung, wobei N gerade ist, ist in Figur 5 angedeutet, wobei jeder Drei-Aschlußklotz (Blk) gebildet sein kann durch eine Schaltung, wie jene, gebildet durch die Transistoren M5, M6, M7 und M8 von Figur 3, oder durch eine Schaltung ähnlich zu jener, gebildet durch Transistoren M5 und M6 und den jeweiligen Antriebsschwellen- bzw. -schwellenstrom-bzw.-schwellenspannungsvergleicher A1 und A2 von Figur 4.
Ein ungerader N-Multiplikator bzw. ein Multiplikater in der N-Ordnung, wobei N ungerade ist, ist in Figur 6 angedeutet, wobei jeder Drei-Anschlußklotz (Blk) eine Schaltung sein kann, wie jene gebildet aus den Transistoren M5, M6, M7 und M8 von Figur 3, oder eine Schaltung, wie jene, gebildet aus Transistoren M5 und M6 und den jeweiligen Antriebsschwellenvergleichern A1 und A2 von Figur

Claims

1. Integrierte Ladungspumpschaltung, umfassend:

eine Speicherkapazität (C2), funktionell geschaltet zwischen einen Ausgangsknoten (VCP) der Schaltung und einen Erdungsknoten,

zwei Ladungstransferschalteinrichtungen, funktionell in Serie geschaltet zwischen einen Zufuhrknoten, gekoppelt mit einer Zufuhrspannung (VCC), und den Ausgangsknoten (VCP),

eine Ladungstransferkapazität (C1), funktionell geschaltet zwischen einen zwischengelagerten Knoten zwischen den zwei in Serie geschalteten Einrichtungen und einen Antriebsknoten (M),

einen Spannungsregler (Q1) mit einem Eingang gekoppelt mit dem Zufuhrknoten (VCC), welcher eine geregelte Spannung (VR) aus der Zufuhrspannung erzeugt und einen Reglerausgangsknoten aufweist zum Ausgeben der geregelten Spannung,

einen Lokaloszillator (OSC.LOC.) zum Erzeugen eines lokal oszillierenden Signales an einem Ausgangsknoten (N) davon;

eine Halbbrückenleistungsstufe (M1, M2), gesteuert durch die geregelte Spannung (VR) und angetrieben über einen Inverter (M3, M4), durch den Oszillator (OSC.LOC.), und welche funktionell geschaltet ist zwischen einen Knoten (R) bei der geregelten Spannung (VR) und einen Erdungsknoten (GND), wobei dessen Ausgangsknoten den Antriebsknoten (M) bildet&sub1;

eine Bootstrap-Kapazität (Cb), geschaltet zwischen den Antriebsknoten (M) und einen Knoten (R) bei der geregelten Spannung (VR), wobei die Ladungstransferschalteinrichtungen gebildet sind durch ein Paar von komplementären MOS-Transistoren (M5, M6), gebildet in distinkten Taschen der integrierten Schaltung, wovon eine vorgespannt ist auf ein Rohpotential der integrierten Schaltung, wobei die komplementären MOS- Transistoren (M5, M6) angetrieben sind in einander entgegengesetzten Phasen durch einen Inverter, gebildet aus einem zweiten Paar von komplementären MOS-Transistoren (M7, M8), welche in derselben Tasche der integrierten Schaltung gebildet sind.

2. Integrierte Ladungspumpschaltung nach Anspruch 1, bei welcher jeder der komplementären MOS-Transistoren (M5, M6), welche die Ladungstransferschalteinrichtungen bilden, unabhängig angetrieben wird durch zwei Inverter oder Schwellenvergleicher (A1, A2) mit jeweils einer bestimmten Triggerschwelle.

3. Integrierte Ladungspumpschaltung nach Anspruch 1, bei welcher die Leistungsstufe (M1, M2) eine Einrichtung aufweist, welche in der Lage ist, die maximale Spannung zu begrenzen, welche durch den Antriebsknoten (M) erreicht wird.

4. Integrierte Ladungspumpschaltung nach Anspruch 3, bei welcher die begrenzende Einrichtung gebildet ist aus einer Leitung, umfassend einen Transistor (Q3) und eine Zenerdiode (DZ2), funktionell geschaltet zwischen den Ausgangsknoten des bzw. der Inverter (M3, M4), welche durch den Oszillator (OSC.LOC.) angetrieben wird bzw. werden, und einen Erdungsknoten (GND) und den Transistor (Q3) als Steueranschluß, welcher funktionell mit dem Antriebsknoten (M) verbunden ist.

5. Integrierter Spannungsmultiplikator, umfassend eine Mehrzahl (N) von Drei-Anschlußklötzen, mit jeweils einem Eingang, einem Ausgang und einem Antriebsanschluß, funktionell kaskadiert. geschaltet zwischen einen Zufuhrknoten (VCC) und einen Ausgangsknoten (VCP) der Multiplikatorschaltung, wobei der Antriebsanschluß von jedem Klotz mit einer Ladungstransferkapazität (C1, C3, ... CN-1) verbunden ist, und wobei der Ausgang von jedem Klotz mit einer Speicherkapazität (C2, C4, ..., CN) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß

jeder Klotz gebildet ist aus einem Paar von komplementären MOS-Transistoren (M5, M6), gebildet in distinkten Taschen der integrierten Schaltung, wobei eine Tasche mit dem Rohpotential der integrierten Schaltung gekoppelt ist, wobei die Transistoren in entgegengesetzter Phase angetrieben werden und funktionell in Serie geschaltet sind zwischen den Eingang und den Ausgang des Klotzes, wobei ein zwischengelagerter Verbindungsknoten zwischen den Transistoren (M5, M6) den dritten Antriebsanschluß des Klotzes bildet, sowie einen Antriebsinverter, gebildet aus einem Paar von komplementären MOS-Transistoren (M7, M8), welche beide in derselben Tasche der integrierten Schaltung gebildet sind und einen Eingang aufweisen, welcher mit dem Antriebsanschluß gekoppelt ist, sowie einen Ausgang, mit den Gattern der komplementären Transistoren (M5, M6) gekoppelt.

6. Multiplikatorschaltung nach Anspruch 5, bei welcher die komplementären MOS-Transistoren (M5, M6) jeweils angetrieben werden durch ein Paar von Schwellenvergleichern oder Invertern (A1, A2).