DE69213632T2 - Elektronisches Verschaltgerät für eine Kompaktleuchtstofflampe - Google Patents

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
• Diese Erfindung betrifft eine elektronische Vorschaltanordnung für eine Kompakt-Fluoreszenzlampe.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
• Auf dem Gebiet der Beleuchtung im Heim- und/oder Verbraucherbereich wurden in den zurückliegenden letzten Jahren erhebliche Anstrengungen unternommen, einen breiter gestreuten allgemeinen Einsatz von Kompakt-Fluoreszenzlampen anstelle weniger effizienter Glühlampen zu fördern. Aufgrund der erheblichen Energieeinsparung, die eine Fluoreszenzlampe gegenüber dem Einsatz einer Glühlampe unter Beibehaltung eines vergleichbaren Pegels an Lichtausbeute bietet, könnte eine allgemeine Akzeptanz einer derartigen Lampe zu dem Gesamtziel der Einsparung von Energie und natürlicher Ressourcen, die zur Erzeugung einer derartigen Energie gebraucht werden, beitragen. Zu diesem Zweck wurden Kompakt-Leuchtstoff- bzw. Fluoreszenzlampen mit einem Standard-Lampensockel eingeführt, so daß sie in eine übliche Lampenfassung eingesetzt werden können. Ein Beispiel einer derartigen Kompakt-Fluoreszenzlampe kann in dem U.S. Patent Nr. 4,503,360, erteilt am 5. März 1985 an D. E. Bedel, gefunden werden.
• Wie bei den meisten Fluoreszenz- oder Niederdruck-Entladungslampen muß eine Vorschaltanordnung vorgesehen werden, um die Funktion der Konditionierung des zum Betrieb der Lampe verwendeten Stromsignals auszuführen. Beispiele für typische Vorschaltanordnungen für eine Kompakt-Fluoreszenzlampe können in den U.S. Patenten Nr. 4,443,778 und 4,570,105, erteilt am 17. April 1984 an J. A. C. Mewissen und am 11. Februar 1986 an H. J. Engel, gefunden werden. Es sei angemerkt, daß die in beiden Patenten beschriebenen Vorschaltanordnung auf einem elektromagnetischen Typ einer Vorschaltanordnung beruhen; d.h. auf einem Typ, der die Verwendung eines Transformators mit Magnetkern erfordert, um das Stromsignal zu konditionieren. Da eine solche Vorschaltanordnung bei einer Netzleitungsfrequenz von 60 Hz arbeitet, welche zu einem Lampenflackern führen kann, wurde festgestellt, daß eine elektronische Hochfrequenz-Vorschaltanordnung, welche das Auftreten von Lampenflackern oder von Lichtschwankungen verhindern würde, vorzuziehen wäre. Ein Beispiel einer elektronischen Hochfrequenz-Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe kann in dem U.S. Patent Nr. 4,546,290, erteilt an B. Kerekes am 8. Oktober 1985, gefunden werden. Es sei angemerkt, daß typische elektronische Schaltungen dieses Typs eine Abart einer Eigenresonanzschaltung sind, wobei ein Abtastwert des Resonanzstromes genommen wird, um das Schalten des Bipolar-Transistors zu signalisieren. Obwohl sich diese Anordnung in einigen Anwendungen als einfach und zuverlässig erwiesen hat, ist ihr Wirkungsgrad bei Betriebsfrequenzen über 20 kHz weniger wünschenswert, da die dynamischen Verluste in den Schaltbauteilen prohibitiv sein können. Der Begriff "dynamische Verluste" kann als der Betrag der Energie in der Schaltung betrachtet werden, welcher von der Energiespeisung der Lampe abgezweigt und anderweitig in der Form verbrauchter Wärme verlorengeht. Insofern könnte dann, wenn die dynamischen Verluste nicht in Schach gehalten werden, die Schalteinrichtung eine thermische Zerstörung erleiden oder bei solch hohen Temperaturen arbeiten, daß die Zuverlässigkeitsrichtlinien überschritten werden. Das U.S. Patent Nr. 4,988,920, erteilt am 29. Januar 1991 an G. S. Hoeksma, stellt ein neueres Beispiel einer elektronischen Vorschaltanordnung für eine typische Fluoreszenzlampe dar. In diesem Patent werden Halbleiterschaltbauteile, wie z.B. Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistoren (MOSFET's) verwendet, um die erforderliche Schaltfrequenz zu erhalten, welche den Betrieb der Vorschaltanordnung bei einer höheren Frequenz erlaubt, als es eine typische elektromagnetische Vorschaltanordnung oder sogar eine elektronische Vorschaltanordnung zuläßt, welche Bipolar-Transistoren zum Schalten verwendet. Man hat herausgefunden, daß MOSFET-Bauteile gegenüber der Vorgehensweise mit Bipolar-Transistoren Vorteile bieten und daß solche MOSFET's bei noch höheren Frequenzen als die bipolaren Schalteinrichtungen betrieben werden können. Zusätzlich zu dem Vorteil, daß eine elektronische Vorschaltanordnung deutlich weniger als ihr elektromagnetisches Gegenstück wiegt, liefert die elektronische Vorschaltanordnung durch den Betrieb bei der höheren Frequenz eine höhere Lichtausbeute, vermeidet das Problem des Lichtflackerns und reduziert die Lichtausbeuteschwankung im Vergleich zu einer bei 60 Hz arbeitenden Vorschaltanordnung.
• Eine der inhärenten Betrachtungen bei der Konstruktion der Kompakt-Fluoreszenzlamp& und einer elektronischen Schaltung für den Betrieb einer solchen Kompakt-Fluoreszenzlampe ist die Vermeidung der Erzeugung elektromagnetischer Störungen (EMI- elektromagnetische Interferenz) in einem speziellen von der U.S. Federal Communications Com mission (FCC) festgelegten Frequenzbereich zwischen 400 kHz und 30 MHz, ein Bereich, welcher als das Konformitätsband bezeichnet werden kann. Ein Beispiel einer Lampen-Vorschaltanordnung, die MOSFET's verwendet und bei einer hohen Frequenz arbeitet, kann in dem Applikationsbericht AN-973 mit dem Titel "HEXFETs, Improve Efficiency, Expand Life of Elelectronic Lighting Ballasts" veröffentlicht von International Rectifier in Segunda, Ca. gefunden werden. Eine die Diskussion dieser Veröffentlichung verkörpernde Schaltung ist hierin als Figur 1 gezeigt, welche nachstehend mit weiteren Details beschrieben wird. Zu diesem Zeitpunkt reicht die Anmerkung, daß, obwohl die Schaltung dieses Lösungsweges das Problem der erhöhten dynamischen Verluste durch Erhöhen der Schaltgeschwindigkeit vermeidet, ein solche erhöhte Schaltgeschwindigkeit zu einer erhöhten elektromagnetischen Störung (EMI) führt, welche in das vorgenannte Konformitätsband fallen kann. Ein Lösungsweg, die Emission von EMI in dem Konformitätsband zu vermeiden, besteht in der Verwendung einer Störungsabschirmeinrichtung, wie z.B. eines Filters. Derartige Einrichtungen sind jedoch unförmig und teuer und tragen somit zu dem Gewicht, der Größe und/oder den Kosten der Entladungslampe bei. Daher wäre es vorteilhaft, wenn man eine elektronische Vorschaltanordnung für eine Kompakt-Fluoreszenzlampe bereitstellen könnte, die ohne Erleiden dynamischer Verluste arbeitet, welche die Leistung und Lebenserwartungsdauer beeinträchtigen können, und trotzdem diese verbesserte Leistung ohne Erzeugung erheblicher Mengen an EMI erreichen kann.
• Die Erfindung schafft eine Vorschaltanordnung für eine Entladungslampe, die unter Verwendung von Netzleitungsstrom betreibbar ist und enthält:
• eine Einrichtung zum Konditionieren des Netzleitungsstroms, um so daraus ein konditioniertes Signal zu erhalten, gekennzeichnet durch:
• eine Schalteinrichtung, die das konditionierte Signal empfängt und wirksam ist, um daraus ein gepulstes Hochfrequenzsignal zu erzeugen, wenn ein Steuersignal daran angelegt ist,
• einen Schwingkreis, dem das gepulste Hochfrequenzsignal als ein Eingangssignal zugeführt ist, wobei der Schwingkreis in der Weise wirksam ist, daß ein Betriebssignal zum Treiben der Entladungslampe bei einer geeigneten Betriebsfrequenz als Antwort auf das gepulste Hochfrequenzsignal erzeugt wird, und
• eine Steuereinrichtung, die dem Schwingkreis parallel geschaltet und wirksam ist zum Abtasten bzw. Sampeln des Betriebssignals und um daraus das Steuersignal zu entwickeln, wobei die Steuereinrichtung ferner mit der Schalteinrichtung in der Weise verbunden ist, daß während eines Überganges von einem Aus- zu einem Ein-Zustand der Schalteinrichtung Energie von der Schalteinrichtung abgeleitet wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• In der nachstehenden detaillierten Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, in welchen:
• Fig. 1 eine schematische Darstellung einer elektronischen Vorschaltanordnung für eine Fluoreszenzlampe ist, die nach dem Stand der Technik aufgebaut ist;
• Fig. 2 eine Systemübersicht in Form eines Blockdiagramms einer gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebauten elektronischen Vorschaltanordnung ist;
• Fig. 3 eine schematische Darstellung der in Fig. 2 in der Form eines Blockdiagramms dargestellten elektronischen Vorschaltanordnung ist;
• Fig. 4 eine graphische Darstellung verschiedener dem Schaltbetrieb der Vorschaltanordnung der vorliegenden Erfindung zugeordneter Wellenformenmuster ist; und
• Fig. 5 bis 7 graphische Darstellung der dem Schaltbetrieb der MOSFET's zugeordneten verschiedenen Signale sind.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG UND BETRIEBSWEISE
• Es ist anzumerken, daß in der nachstehenden Beschreibung gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Elemente durchgängig durch die mehreren Figuren bezeichnen. Gemäß Fig. 1 wirkt eine insgesamt mit der Bezugszahl 10 bezeichnete elektronische Vorschaltanordnung nach dem Stand der Technik in der Weise, daß ein Standardnetzleitungsstrom in ein gepulstes Hochfrequenzsignal zum Betreiben der Kompakt-Fluoreszenzlampe 12 umgewandelt wird. Die Vorschalt- Wandlerschaltung 10 empfängt ein Gleichstrom-Eingangssignal an den Anschlüssen a-a', welches von einer Wechselstrom- Eingangsnetzleitung abgeleitet wurde, die gleichgerichtet und gegebenenfalls in Hinblick auf den Leistungsfaktor durch eine (nicht dargestellte) Gleichrichter- und Leistungsfaktor -Korrektur schaltung korrigiert wurde. Das Gleichstromeingangssignal ist über ein Paar in Reihe geschalteter Leistungs-MOSFET's angelegt, welche mit Q1 und Q2 bezeichnet sind und von International Rectifier in El Segunda, Ca. geliefert werden können, deren Produkt als HEXFET MOSFET bezeichnet wird (HEXFET ist ein eingetragenes Warenzeichen von International Rectifier). Die Leistungs- MOSFET's Q1 und Q2 wirken in der Weise, daß sie auf den Empfang eines Steuersignals an den entsprechenden Gate-Anschlüssen (g1 und g2) abwechselnd zwischen einem Ein- und Aus-Zustand mit hoher Frequenz umschalten, dadurch eine Hochfrequenzoszillation erreichen und dem Konstrukteur der Vorschaltanordnung die Probleme vermeiden lassen, die eine Vorschaltanordnung des Eigenresonanz-Typs erfährt, nämlich daß eine derartige Vorschaltanordnung typischerweise nicht bei einer Frequenz über 20 kHz arbeiten kann, ohne einen erheblichen Abfall im Wirkungsgrad zu erfahren. Gemäß Darstellung in Fig. 1 ist esjedoch für das Erreichen des Hochfrequenzbetriebs von Q1 und Q2 erforderlich, einen Strompuls bei den Gate-Anschlüssen g1 und f2 zu injizieren, um den Schaltvorgang zu beschleunigen. Der Strompuls, welcher an den entsprechenden Gate-Anschlüssen injiziert wird, wird von der Nebenschlußschaltungsanordnung erhalten, welche über den Knoten b-b' der Gesamt-Vorschaltwandler schaltung 10 angeordnet dargestellt ist und welche aus einem Kondensator C3 und einer tertiären Wicklung T1D des Vorschalttransformators T1 besteht. Ferner ist über den Knoten b-b' in paralleler Weise zu der vorstehend erwähnten Nebenschlußschaltungsanordnung die Serienresonanz-Lampenschaltung angeschlossen, welche aus dem Schwingkreis 14, bei der das Induktivitäts und Kondensatorelement L und C unter Anwendung herkömmlicher Konstruktionsmittel so gewählt sind, daß die gewünschte Betriebsfrequenz erhalten wird, dem Sperrkondensator C2 und der Kompakt-Fluoreszenz lampe 12 besteht. Die Vorschaltanordnung von Fig. 1 nach dem Stand der Technik enthält ferner eine erste und zweite Zenerdiode ZD1 und ZD2, die zwischen den jeweiligen Gateund Drain-Anschlüssen der MOSFET's Q1 und Q2 zum Zwecke des Schutzes der entsprechenden Gate-Anschlüsse g1 und g2 im Falle eines Überspannungszustandes angeordnet sind. Zusätzlich sollen Widerstände R3 und R4 die Wellenformstabilität verbessern und die Möglichkeit von Hochfrequenzoszillationen verringern, welche als ein Ergebnis der hohen Schaltgeschwindigkeiten auftreten, mit welchen Q1 und Q2 arbeiten sollen.
• Im Betrieb der in Fig. 1 dargestellten elektronischen Vorschaltanordnung 10 werden die dynamischen Verluste durch den Umstand reduziert, daß die Schaltgeschwindigkeit erhöht wird, wobei die Theorie so ist, daß durch Vergrößerung des Beschleunigungsignales in der Weise, daß die Schalter mit einer wesentlich schnelleren Rate in den Ein-Zustand versetzt werden, keine Energie in die Schaltvorrichtungen im Gegensatz zur Lastschaltung fließen kann, deren Zugangspfad das Schaltbauteil Q1 oder Q2 öffnen, wenn sie sich im Ein Zustand befinden. Es muß jedoch auch angemerkt werden, daß die durch dieses schnellere Schalten verursachte EMI ebenfalls bei einer höheren Frequenz auftritt. Insofern muß das Verhalten der Vorschaltanordnung von Fig. 1 unter dem Gesichtspunkt bewertet werden, ob eine derartige EMI in das vorstehend erwähnte Konformitätsband fällt. Die Grundkomponente, die sich aus der dem Hochfrequenzpuls zugeordneten Spannungsänderungsrate ergibt, der in die Schaltbauteile Q1 und Q2 zum Erhöhen der Geschwindigkeit eingegeben wird, kann durch die Gleichung:
• ω&sub1;= π/tr (1)
• dargestellt werden, wobei:
• ω1 die Grundkomponente der Frequenz ist, die der Änderungsgeschwindigkeit der Spannung (dv/dt) zugeordneten ist, und
• tr die Anstiegszeit der Spannung in Sekunden ist.
• Aus dieser Relation ist ersichtlich, daß, wenn tr kleiner wird, um so das Schaltintervall zu verkleinern, d.h. die Schaltgeschwindigkeit zu vergrößern, die Grundkomponente der Frequenz größer wird. Wenn beispielsweise tr zu 100 ns (Nanosekunden) gewählt wird, wäre ω&sub1; gleich 10 Mr/s (Megaradian pro Sekunde), was in etwa zu 1,592 MHz äquivalent ist, ein Wert, der deutlich innerhalb des FCC- Konformitätsbandes von 400 kHz bis 30 MHz liegt. Die Fähigkeit, diesen Beschleunigungsimpuls zu erzeugen, welcher dazu führt, daß die Grundkomponente in das Konformitätsband fällt, ergibt sich aus dem Umstand, daß die Beschleunigungswicklung (T1D in Fig. 1) über dem Ausgang der in Fig. 1 dargestellten Vorschaltanordnung 10 angeschlossen ist. Aufgrund dieser Nebenschlußschaltungsanordnung (C3 und T1D) erlaubt die in der Spule L der Schwingschaltung gespeicherte Energie einen sehr schnellen Stromübergang von dem Schaltbauteil Q1 oder Q2, welches ausschaltet, zu dem Schaltbauteil Q1 oder Q2, welches einschaltet. Dieser schnelle Stromübergang würde zu einer relativ hohen Spannungsänderungsrate (dv/dt) führen und somit auch zu einer Erzeugung von EMI in dem Konformitätsband führen.
• Aus Fig. 2 kann man nun sehen, daß eine elektronische Vorschaltanordnung 20 vorgeschlagen wird, welche im Betrieb ein Beschleunigungssteuersignal nutzt, welches von längerer Dauer als das ist, das bei dem Betrieb der in Fig. 1 dargestellten Schaltung verwendet wird, und trotzdem Probleme mit dynamischen Verlusten vermeidet, die typischerweise mit einem Steuersignal mit längerer Dauer verbunden sind. Solche Zustände dynamischer Verluste treten typischerweise in einer Umgebung mit niedrigerer Schaltgeschwindigkeit auf, da die Schaltvorrichtungen einen höheren Energiepegel verarbeiten müssen, der von der größeren Spannungsänderung be zogen auf die Zeit bewirkt wird. Gemäß der Darstellung in Form eines Blockdiagramms enthält die Vorschaltanordnung 20 herkömmliche Komponenten 22 und 24 für die Ausführung der entsprechenden Funktionen der Leistungsfaktorkorrektur (falls erforderlich) und der Gleichrichtung gegenüber dem als Quelle 18 dargestellten Eingangsnetzleitungsstrom. Das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung 24 wird der Schalteinrichtung 26 zugeführt, in welchem ein derartiges Ausgangssignal in eine sehr schnelle Rechteck-Spannungswellenform, dargestellt als Wellenform (1) in Fig. 4, umgewandelt wird. Diese Rechteck-Spannungswellenform wird als eine Funktion der gesteuerten Geschwindigkeit des Schaltvorgangs des Schalteinrichtung 26 erzeugt. Dieses Steuerungsmerkmal wird nachstehend ausführlicher in Verbindung mit der Beschreibung der mit dem Bezugszeichen 30 bezeichneten Abtast/Schalt-Steuerungsfunktion beschrieben. Das Ausgangssignal der Schalteinrichtung 26 wird einem Signalkopplungsbauteil 28 zugeführt, welche so wirkt, daß es eine Impedanzanpassung zwischen der Schalteinrichtung 26 und dem Schwingkreis 14 erzeugt. Wie vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1 diskutiert, enthält der Schwingkreis 14 ein induktives und kapazitives Element L und C, welche in der Größe so gewählt sind, daß sie das geeignete Betriebsfrequenz-Treibersignal an die Lampe 12 liefern. Ein typischer Wert einer Betriebsfrequenz für eine Hochfrequenz- Entladungslampe liegt in der Größenordnung von 40 bis 200 kHz. Für repräsentative induktive und kapazitive Werte zum Erzielen einer Betriebsfrequenz in diesem Bereich wird hiermit auf die beigefügte TABELLE 1 verwiesen. Eine Spannungssperreinrichtung 32 ist ebenfalls vor der Lampenelektrode 12b vorgesehen, so daß eine an dem Source-Anschluß sl von Q1 und dem Drain-Anschluß d2 von Q2 vorhandene Gleichspannung nicht direkt auf di Lampe 12 gekoppelt werden kann.
• Um die Schaltgeschwindigkeit der Schalteinrichtung 26 nur in einer Weise erhöhen, daß dynamische Verluste ohne die Erzeugung von EMI in dem Konformitätsband verhindert werden, ertastet oder erfühlt die in Fig. 2 dargestellte Abtast/ Schalt-Steuereinrichtung 30 den Wert des die Lampe 12 treibenden Stromsignals und koppelt das so abgetastete Stromsignal auf die Schalteinrichtung 26 zurück. Die Abtast/Schalt-Steuereinrichtung 30 enthält eine Anordnung zum Begrenzen des Spannungsanstieges über der Zeit des für die sen Beschleunigungsprozeß verwendeten abgetasteten Stromsignals.
• In Fig. 3 sind die Komponenten, welche viele der Funktionsblöcke aus den Systemblockdiagramm in Fig. 2 bilden, dargestellt. Typische Werte für die in Fig. 3 dargestellten Komponenten können in der beigefügten TABELLE 1 gefunden werden. Ähnlich zu der Darstellung nach dem Stand der Technik von Fig. 1 ist das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung 24 mit den Eingangsanschlüssen a-a' verbunden dargestellt, welche wiederum mit dem Drain-Anschluß d2 des MOSFET Q2 und dem Source-Anschluß sl des MOSFET's Q1 verbunden sind. Die MOSFET's Q1 und Q2 sind gemäß üblicher Praxis, wie es in dem vorgenannten Applikationsbericht Nr. AN-973, veröffentlicht, von International Rectifier, beschrieben ist, in Reihe geschaltet. Zusätzlich sind in herkömmlicher Art, wie vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben, die Zenerdiodenbauteile ZD1 und ZD2 verschaltet, welche tatsächlich aus einem Paar von Zenerdioden mit Nennspannungen gemäß Angaben in Fig. 3 bestehen. Um eine Qszillation der Schaltbauteile Q1 und Q2 zu initiieren, erzeugt eine (nicht dargestellte) Start-Ladeschaltung einen Einschaltspannungspuls, welcher an das Gate g1 des Schaltbauteils Q1 angelegt ist. Für einen derartigen Zweck kann man ein (nicht dargestelltes) RC-Netzwerk verwenden, welches in Verbindung mit einem (nicht dargestellten) SIDAC- Bauteil in einer Weise betreibbar ist, wie sie in dem vorstehend erwähnten Applikationsbericht AN-973 beschrieben ist. Das den entsprechenden Gate-Anschlüssen g1 und f2 zugeführte Gate-Treibersignal ist als Wellenform (3) in Fig. 4 dargestellt. Idealerweise sollte ein derartiges Signal rechteckig sein. In der Praxis tritt jedoch ein dem Gate- Treibersignal zugeordneter Abfall auf, welcher beginnt, wenn sich der Strom des Gate-Schaltkreises (Wellenform (2)) und der Magnetisierungsstrom (Wellenform (4)) gemäß Darstellung, zu einem Zeitpunkt (a) in Fig. 4 überkreuzen. Wie weiter in Fig. 4 zu sehen ist, ist der Zeitpunkt (b) derjenige Punkt, an welchem der andere Schalter eingeschaltet wird. Bei eingeschaltetem Schaltbauteil Q1 fließt Strom durch die Primärwicklung T1C mit drei Windungen, welche in Fig. 2 als Signalkoppler 28 bezeichnet worden war. Die Primärwicklung T1C mit drei Windungen ist dann mit dem Schwingkreis 14, welcher die Spule L und den Kondensator C aufweist, verbunden. Mit dem Verbindungspunkt zwischen der Spule L und dem Kondensator C des Schwingkreises 14 ist die Elektrode 12a der Lampe 12 verbunden. Die Elektrode 12b der Lampe 12 ist mit dem Schwingkreis 14 an dem der Elektrode 12a entgegengesetzten Ende des Kondensators C verbunden. Die Elektrode 12b ist auch zwischen einem Paar in Reihe geschalteter Sperrkondensatoren C3 und C4 angeschlossen, welche abhängig davon, welches Schaltelement Q1 oder Q2 in Betrieb ist, wirksam sind, um zu verhindern, daß irgendeine Gleichspannung den Lampenbetrieb beeinträchtigt.
• Zum Zwecke der Steuerung des Schaltbetriebes der Schaltbauteile Q1 und Q2 ist eine Abtast/Schalt-Steuereinrichtung an dem Verbindungspunkt angeschlossen, an dem der Schwingkreis 14 mit der Elektrode 12b der Lampe 12 verbunden ist. Diese Steueranordnung 30 wirkt in der Weise, daß sie die Geschwindigkeit des Schaltvorganges über die anhebt, welche anderenfalls auf Grund der Betriebsfrequenz der Lampe 12 auftreten würde. Es ist anzumerken, daß, obwohl die Schaltbauteile Q1 und Q2 normalerweise mit der Betriebsfrequenz der Lampe arbeiten, wobei die Gate-Treibersignale für die entsprechenden Schaltbauteile über einen Transformatorkopplungsvorgang zwischen der Primärwindung T1C mit den drei Windungen und den Windungen T1A und T1B mit 60 Windungen abgeleitet werden, die Reaktionszeiten der Gate-Treibersignale aufgrund ihrer Proportionalität zu dem Laststrom durch die Wicklung T1C schlecht sind. Wie vorstehend unter Bezugnahme auf die Wellenform (3) von Fig. 4 diskutiert wurde, weist das Gate-Treibersignal in der Praxis einen damit verbundenen Abfall auf. In Fig. 5 kann man nun sehen, daß sich dieser Abfall als ein Plateau darstellt und während der Zeitperiode auftritt, während der das vorhergehende Schaltbauteil ausgeschaltet hat, und das darauf folgende Schaltbauteil noch nicht eingeschaltet hat. Es ist zu erkennen, daß zu diesem Zeitpunkt die Energie nicht in die Lastschaltung zurückfließen kann, und daher in der Form von Wärme verbraucht werden muß, die von der Schalteinrichtung abgegeben wird. Durch Hinzufügen des Puffer- oder Glättungskondensators Cs kann diese anderenfalls verlorene Energie in die Lastschaltung zurückgeleitet werden. Als ein Beispiel für den Vorteil der verringerten Wärmeabgabe, zeigen zwischen den in Fig. 7 dargestellten Schaltungen durchgeführte Messungen eine Temperaturreduzierung von nahezu 30ºC (49ºC oben, 78ºC unten) für die Schaltung der vorliegenden Erfindung.
• Um den Schaltvorgang von Q1 und Q2 zu beschleunigen, wird ein Beschleunigungssteuersignal von dem Laststrom abgeleitet. Das Beschleunigungssteuersignal ergibt sich aus dem Anteil des durch den aus R6, C5 und T1D bestehenden Reihenschaltkreis fließenden Laststromes während des Intervalls, bei dem entweder Q1 oder Q2 mit dem Ausschalten beginnt. Wie in Fig. 6 zu sehen, wird der Beschleunigungspuls zum Einschalten des nachfolgenden Schaltbauteils Q1 oder Q2 im Anschluß an eine nur kurze Dauer wirksam, in welcher das Schaltbauteil Q1 oder Q2 abgeschaltet wurde. Bei dem Betrieb der Abtast/Schalt-Steuerschaltung 30 dient der Widerstand R6 einem zweifachen Zweck. Einerseits dient der Widerstand R6 zum Bedämpfen sämtlicher parasitischen Oszillationen, welche durch die Wechselwirkung von den Schaltbauteilen Q1 und Q2 zugeordneten parasitären Kapazitäten und der dem Transformator T1 zugeordneten Induktivität bewirkt werden können. Zusätzlich wirkt der Widerstand R6 in der Weise, daß er den Spitzenstrom durch das Schaltbauteil Q1 während des Startvorganges begrenzt, welches die Zeit ist, in welcher der (nicht dargestellte) SIDAC zündet, um den Schaltvorgang zwischen Q1 und Q2 auszulösen. Eine Transformatorwicklung T1D mit vier Windungen, die mit dem Widerstand R6 in Reihe geschaltet ist, ermöglicht die Injektion des Steuersignals in die Gate-Elektroden g1 oder g2 der entsprechenden Schaltbauteile Q1 oder Q2. Dieses Beschleunigungssteuersignal wird über entsprechende Wicklungen T1B und T1A mit 60 Windungen in die entsprechenden Gate-Elektroden g1 und g2 eingekoppelt. Ferner ist in die Reihenschaltung, welche den Widerstand R6 und die Transformatorwicklung T1D enthält, ein Pufferkondensator Cs eingefügt, welcher in der Weise wirkt, daß er die Größe des Spannungsanstieges bezogen auf die Zeit der Drain/Source-Spannung entweder von Q1 oder Q2 begrenzt. In dieser Art angewendet, reduziert der Pufferkondensator die Änderungsrate der Drain/Source-Spannung auf akzeptable Pegel, indem er als ein Zwischenspeicherelement während des Schaltintervalls wirkt, und auf diese Weise den Laststrom von dem Bauteil, Q1 oder Q2, welches abgeschaltet wird, wegleitet und dadurch die in den Schaltbauteilen Q1 und Q2 verbrauchte Energie reduziert. Die Auswirkung des Pufferkondensators Cs kann in Fig. 7 gesehen werden, in welcher getrennte Strom(Ids) und Spannungs-(Vds)-Wellenformen dargestellt sind. In dem oberen Bereich, in welchem der Kondensator Cs verwendet wird, liegt der Punkt, an welchem die Spannung Vds das Stromsignal Ids schneidet, so daß die als Fläche (c) unterhalb des Schnittpunktes dargestellten resultierenden dynamischen Verluste stark gegenüber denen reduziert werden, die in einer Schaltung ohne Verwendung eines Pufferkondensators auftreten. Wie es bei den unteren Wellenformen von Fig. 7 zu sehen ist, ist die Fläche (d) unterhalb des Schnittpunktes deutlich größer. Im Betrieb ist die äquivalente Schaltung der elektronischen Vorschaltanordnung 20 während des Schaltintervalls eine solche Schaltung, in welcher der Schwingkreis 14 und die Lampe 12 an dem einen Ende mit einem Verbindungspunkt zwischen den Schaltbauteilen Q1 und Q2 und an dem anderen Ende mit einem Verbindungspunkt zwischen den Sperrkondensatoren C3 und C4 angeschlossen sind. Unter der Annahme, daß zum Schaltzeitpunkt die Spannungsveränderung bezogen auf die Zeit über den Kondensatoren C3 und C4 gleich Null ist, kann man sehen, daß die Änderung in der Drain/Source-Spannung V(Q) in etwa gleich dem Laststrom während des Schaltintervalls i(SW) dividiert durch die Pufferkapazität (Cs) oder in anderen Worten gleich:
• ist. Da die Abtast/Schalt-Steuerschaltung 30 zu der Schwingkreis 14 - Lampen 12 - Anordnung parallel geschaltet ist, kann erkannt werden, daß ein Teil des Laststromes von der Schaltanordnung weg geleitet wird. Es kann ferner erkannt werden, daß der Pufferkondensator Cs dadurch, daß er bei dem Schritt der Begrenzung der Spannungsänderungsrate wirkt und ferner auch als eine integrierende Komponente der Abtast/Schalt-Steuerschaltung 30 wirkt, welche die Dauer des Beschleunigungssteuerpulses festlegt, einen zweifachen Zweck unter Verwendung nur eines einzigen Elementes erfüllt, dadurch Kosten reduziert und Platz in dem Gehäuse spart, in welchem die elektronische Lampen-Vorschaltanordnung 20 untergebracht ist.
• Gemäß nochmaligem Bezug auf die vorstehend diskutierte Gleichung (1) im Hinblick auf die Berechnung der Grundkomponente, die der in Fig. 1 dargestellten Vorschaltanordnung 10 zugeordnet ist, (ω = π/tr), um diese Grundkomponente der elektronischen Vorschaltanordnung 20 gemäß Darstellung in Fig. 3 zu berechnen, ist anzumerken, daß der Wert der Anstiegszeitkomponente (tr) der vorliegenden Schaltung zu 400 ns gewählt wurde, und daß eine derart gewählter Anstiegszeitwert durch geeignete Auswahl der Komponenten der Abtast/Schalt-Steuereinrichtung 30 unter Verwendung herkömmlicher Mittel erreicht werden kann, wovon typische Werte in der beigefügten TABELLE 1 dargestellt sind. Nach Einsetzen dieses Anstiegszeitwertes in die Gleichung (1) kann man erkennen, daß die sich ergebende, der elektronischen Vorschaltanordnung 20 der vorliegenden Erfindung zugeordnete Grundkomponente unterhalb 400 kHz liegt, und daher die Erzeugung von EMI in dem vorgenannten Konformitätsband vermeidet. Von weiterer Bedeutung ist, daß, obwohl die längere Anstiegszeit das EMI-Problem in dem Konformitätsband vermeidet, typischerweise eine solche Anstiegszeit bei dem Betrieb der Lampe 12 eine merklichen Vergrößerung der Anderungsrate der Drain/Source-Spannung ergibt, und somit die Notwendigkeit ergibt, daß die Schaltbauteile Q1 und Q2 mehr Leistung verbrauchen müssen als es eine Schaltung mit einem Beschleunigungspuls kürzerer Dauer erfordern würde.
• Bekanntermaßen kann ein erhöhter Energieverbrauch ein kritischer Faktor bei dem Betrieb eines kompakten Fluoreszenzproduktes unter der Voraussetzung sein, daß das Gehäuse, in welchem die Vorschaltanordnung angeordnet ist, typischerweise aus Kunststoffmaterial aufgebaut ist und so bemessen sein muß, daß sie in eine Standard-Haushaltslichtfassung paßt. Durch Begrenzung der Änderungsrate der Drain/Source-Spannung und daraus folgenden Reduzierung der zu verbrauchenden Energie können die thermischen Bedingun gen innerhalb des Lampengehäuses leichter erfüllt werden.
• Obwohl die vorstehend beschriebene Ausführungsform der Erfindung eine bevorzugte Ausführungsform darstellt, sollte angemerkt werden, daß daran Modifikationen ausgeführt werden können, ohne von dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen, wie er in den beigefügten Ansprüchen angegeben ist. Beispielsweise wäre es möglich, obwohl die bevorzugte Ausführungsform darstellt, daß die Abtast/Schalt-Steuerschaltung analoge Komponenten verwendet, um den Zweck der Abtastung und dann der Entwicklung des Steuersignals auszuführen, welches an die Schaltbauteile geliefert wird, digitale Abtast- und Steuerverfahren zu verwenden, um die Funktion der Steuerung der Schaltbauteile in der hierin diskutierten Art auszuführen. Ferner ist zu erkennen, daß, obwohl die vorstehende Diskussion primär auf eine elektronische Vorschaltanordnung für eine Kompakt-Fluoreszenzlampe gerichtet war, die Prinzipien der vorliegenden Erfindung gleichermaßen auf Vorschaltanordnungen für andere Entladungslampen zutreffen, bei denen eine Minimierung der dynamischen Verluste ohne Erzeugung ungewollter Störungen erwünscht ist. TABELLE 1

Claims (14)

1. Vorschaltanordnung (20) für eine Entladungslampe (12), die unter Verwendung von Netzleitungsstrom betreibbar ist und enthält:

eine Einrichtung (22, 24) zum Konditionieren des Netzleitungsstroms, um so daraus ein konditioniertes Signal zu erhalten, gekennzeichnet durch:

eine Schalteinrichtung (26), die das konditionierte Signal empfängt und wirksam ist, um daraus ein gepulstes Hochfrequenzsignal zu erzeugen, wenn ein Steuersignal daran angelegt ist,

einen Schwingkreis (14), dem das gepulste Hochfrequenzsignal als ein Eingangssignal zugeführt ist, wobei der Schwingkreis (14) in der Weise wirksam ist, daß ein Betriebssignal zum Treiben der Entladungslampe (12) bei einer geeigneten Betriebsfrequenz als Antwort auf das gepulste Hochfrequenzsignal erzeugt wird, und

eine Steuereinrichtung (30), die dem Schwingkreis (14) parallel geschaltet und wirksam ist zum Abtasten bzw. Sampeln des Betriebssignals und um daraus das Steuersignal zu entwickeln, wobei die Steuereinrichtung (30) ferner mit der Schalteinrichtung (26) in der Weise verbunden ist, daß während eines Überganges von einem Aus- zu einem Ein-Zustand der Schalteinrichtung (26) Energie von der Schalteinrichtung (26) abgeleitet wird.

2. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei die Schalteinrichtung (26) ein Paar Leistungs-MOSFET-Schalteinrichtungen (Q1, Q2) aufweist, die in abwechselnden Ein- und Aus-Zuständen betriebbar sind als Antwort auf das Steuersignal, das an ihre entsprechenden Gate-Anschlüsse (g1, g2) ange legt ist, und wobei das Ausgangsignal des Paares von Schaltvorrichtungen (Q1, Q2) beim Auftreten dieser abwechselnden Ein- und Aus-Zustände das gepulste Hochfrequenzsignal ist.

3. Vorschaltanordnung nach Anspruch 2, wobei ferner zwei Sperrelemente (C3, C4) vorgesehen sind, die jeweils zwischen eine entsprechende der zwei Schaltvorrichtungen (Q1, Q2) und die Entladungslampe (12) geschaltet und die wirksam sind zu verhindern, daß das konditionierte Signal mit der Entladungslampe (12) gekoppelt wird.

4. Vorschaltanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei ferner eine Einrichtung (28) zum Koppeln des gepulsten Hochfrequenzsignals von der Schalteinrichtung (26) mit dem Schwingkreis (14) vorgesehen ist.

50 Vorschaltanordnung nach Anspruch 4, wobei die Kopplungseinrichtung (28) einen Transformator (T1) mit einer ersten Wicklung (T1B) aufweist, die in einer die Steuereinrichtung (30) enthaltenden Reihenschaltung angeordnet ist, wobei die erste Wicklung (T1B) für eine Transformatorkopplung des Steuersignals mit der Schalteinrichtung (26) wirksam ist.

6. Vorschaltanordnung nach Anspruch 5, wobei der Transformator (T1) ferner eine primäre Wicklung (T1C), die zwischen die Schalteinrichtung (26) und den Schwingkreis (14) geschaltet ist, und wenigstens eine zusätzliche Wicklung (T1A) aufweist, die mit der Schalteinrichtung (26) verbunden ist, um dieser das Steuersignal zuzuführen.

7. Vorschaltanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Steuereinrichtung (30) eine Reihenschaltung mit einem widerstandsbehafteten (R6) und einem kapazitiven Element (CS) aufweist, die so gewählte entsprechende Werte haben, um die Dauer des Steuersignals auf einen Wert einzustellen, der elektromagnetische Störungen (EMI) in diesem spezifizierten Bereich verhindert, und wodurch gestattet wird, daß das kapazitive Element (CS) einem doppelten Zweck bezüglich der Steuersignaldauer und dem Ableiten dieser Energie von der Schalteinrichtung weg dient.

8. Vorschaltanordnung nach Anspruch 7, wobei die Dauer des Steuersignals wenigstens 400 Nanosekunden beträgt.

9. Vorschaltanordnung nach Anspruch 5, wobei die Reihenschaltung&sub1; die die Steuereinrichtung (30) enthält, dem Schwingkreis (14) und der Lampe (12) derart parallel geschaltet ist, daß die Steuereinrichtung (30) das Betriebssignal in einer Weise gesampelt bzw. abtastet, um den Laststrom abzufühlen.

10. Vorschaltanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Empfangs- und Konditioniereinrichtung (22, 24) eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (22) und eine Gleichrichterschaltung (24) enthält.

11. Vorschaltanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Schwingkreis (14) ein induktives Element (L) und ein kapazitives Element (C) aufweist, die entsprechende zugeordnete Induktivitäts- und Kapazitätswerte haben, die so gewählt sind, daß die geeignete Betriebsfrequenz der Entladungslampe (12) erreicht wird

12. Vorschaltanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Steuereinrichtung (30) ferner der Entladungslampe (12) parallel geschaltet und wirksam ist, die Größe der Spannungsanstiegskomponente in Bezug auf die Zeit der Drain-Source-Spannung der Schalteinrichtung (30) zu begrenzen, indem ein Teil des Betriebssignals abgeleitet wird, um nicht zur Schalteinrichtung (30) rückgeführt zu werden.

13. Vorschaltanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Steuereinrichtung (30) einen Glättungskondensator (CS) aufweist, der zum Speichern der Spannungskomponente der Leistung darin während eines Intervalles wirksam ist, in dem die Schalteinrichtung (30) zwischen einem Ein- und Aus-Zustand umschaltet.

14. Vorschaltanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Entladungslampe (12) eine elektrodenlose Fluoreszenzlampe ist und das Betriebssignal induktiv mit der Lampe (12) gekoppelt ist.