DE69213358T2 - Sigma-delta Analog-Digitalwandler mit verbesserter Stabilität. - Google Patents

Description

• Diese Erfindung betrifft Analog/Digital-(A/D-)Wandler und insbesondere Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler.
• Sigma-Delta-A/D-Wandler umfassen Quantisierungsmittel zum Erzeugen eines digitalen Ausgangs, der relativ zu der Signalbandbreite überabgetastet ist, und eine Rückkopplungsschleife zum Rückkoppeln eines Signais, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet ist, um mit dem analogen Eingang für den Eingang zu Filtermitteln kombiniert zu werden, wobei der Ausgang der Filtermittel mit den Quantisierungsmitteln verbunden ist, um das Quantisierungsrauschen zu formen und es somit in eine gewünschte Bandbreite zu reduzieren (GB-A-2 232 023).
• Eine typische Implementierung eines derartigen Sigma-Delta- Wandlers ist in Fig. 1 gezeigt, wobei dieser ein Filter zweiter Ordnung und Bandpaßcharakteristik aufweist. Jeder Teil des Schleifenfilters besteht aus parallelen Resonanzschaltkreisen aus einer Spule und einem Kondensator, L&sub1;, C&sub1;, L&sub2;, C&sub2;, die parallel liegen, in Reihe mit Widerständen R&sub1;, R&sub2;. Puffer 1-3 sorgen für Isolation zwischen den Filterstufen und zwischen dem Filter und den Quantisierungsmitteln 4 und zwischen dem Summierknoten 5 und dem analogen Eingang. Die Rückkopplungsschleife umfaßt einen Digital/Analog-Wandler (D/A) 6.
• Die Amplitude und Phase der Spannung über jeder Stufe des Filters ist in durchgezogener Linie in Figuren 2a, 2b gezeigt. Die Wirkung der Reihenwiderstände R&sub1;, R&sub2; ist, einen gleichförmigen Schritt (gestrichelt gezeigt) der Amplitudenantwort (auch gestrichelt gezeigt) des Resananzschaltkreises hinzuzufügen, und nach wichtiger, die Phasenverschiebung von ±90º zu reduzieren, die bei niedrigen und hohen Frequenzen erzeugt wird (wobei die gestrichelte Kurve die Phasenverschiebung zeigt, wenn die Widerstände R&sub1;, R&sub2; durch Kurzschlüsse ersetzt sind). Die Verringerung der Phasenverschiebung reduziert die Neigung zu Instabilität, welche auftreten könnte, wenn die kombinierte Phasenverschiebung der zwei Filterstufen sich 180º annähert, wodurch negative Rückkopplung in positive Rückkopplung umgekehrt wird.
• Ein Problem bei derartigen Filterstufen ist, daß die Puffer und der Summierknoten ihnen eigene Eingangs- und Ausgangskapazitäten zu Erde aufweisen, welche den abgestimmten Schaltkreis belasten. Dies verschlechtert das Q der Resonanzschaltkreise, da etwas Energie zwischen der Eingangs- und Ausgangskapazität und der Induktivität L&sub1; über die Widerstände R&sub1;, R&sub2; ausgetauscht wird, so daß Energie in den Widerständen dissipiert wird. Die Verringerung in dem Q-Faktor reduziert die Spitze der Amplitudenantwort und verschlechtert daher das Dämpfungsmaximum in dem Quantisierungsrauschen, das durch den Sigma-Delta-Modulator erzeugt wird, und daher das Signal/Rausch-Verhältnis, welches erreicht werden kann.
• Ein analoges Problem tritt in dem Fall von Sigma-Delta-Wandlern auf, wo in Reihe geschaltete Resonanzschaltkreise parallel mit Widerstandsmitteln geschaltet sind, um die Phasenantwort der Resonanzschaltkreise zu modifizieren.
• Ein andere Problem, auf welches sowohl Bandpaß- als auch Grundband-Sigma-Delta-A/D-Wandler stoßen ist, daß das Vorhandensein von Widerstandsmitteln in der ersten Stufe des Filters einen bestimmten Bandbreitenerfordernis auf nachfolgenden Filterstufen erhebt.
• Gemäß einem Aspekt schafft die Erfindung einen Analog/Digital-Wandler mit einem Eingang für analoge Signale, Quantisierungsmittel zum Erzeugen eines digitalen Ausgangs, einer Rückkopplungsschleife zum Rückkoppeln eines Signals, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, um mit dem analogen Eingang fur einen Eingang zu Filtermitteln kombiniert zu werden, dadurch gekennzeichnet, daß das Filtermittel eine Stufe mit einem Filterschaltkreis umfaßt, welcher nicht mit phasenmodifizierenden Widerstandsmitteln verbunden ist, wobei der Filterschaltkreis zwischen Masse und einem Eingang eines Paares von Differentialeingängen geschaltet ist, und Widerstandsmittel zwischen Masse und dem anderen Eingang des Paares von Differentialeingängen geschaltet sind, um jegliche Tendenz zu Instabilität zu verringern.
• In dem Fall von Bandpaßfiltermitteln kombinieren die Eingangskapazität des Mittels, z.B. des Puffers, mit den Differentialeingängen, welches dem Resonanz (Filter-)Schaltkreis folgt, und die Ausgangskapazität der vorhergehenden Komponente, z.B. des Puffers, in dem Vorwärtskopplungsweg, nun mit der Kapazität in dem Resonanzschaltkreis derart, daß die Energie nicht länger über irgendeinen phasenmodifizierenden Widerstand verläuft, wodurch das Q des Resonanzschaltkreises und die Dämpfungsspitzenform des Filters verbessert werden. Nichtsdestotrotz ist die Wirkung an dem Ausgang der Filterstufe, auf die Bezug genommen wird, die gleiche, wie wenn die Filterstufe phasenmodifizierende Widerstandsmittel enthielte, so daß die notwendige Verringerung der Phasenverschiebung von +90o aufrechterhalten wird. Das Mittel mit den Differentialeingängen kann ein Puffer sein, könnte aber gegebenenfalls das Quantisierungsmittel selbst oder irgendeine andere Komponente sein.
• Gemäß einem anderen Aspekt schafft die Erfindung einen Analog/Digital-Wandler mit einem Eingang für analoge Signale, Quantisierungsmitteln zum Erzeugen eines digitalen Ausgangs, einer Rückkopplungsschleife zum Rückkoppeln eines Signals, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, um mit dem analogen Eingang für einen Eingang zu Filtermitteln kombiniert zu werden, die ein Signal fur einen Eingang in die Quantisierungsmittel erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß eine Stufe der Filtermittel einen Filterschaltkreis umfaßt, welcher nicht mit phasenmodifizierenden Widerstandsmitteln verbunden ist, und ein Signal, das von dieser Stufe der Filtermittel abgeleitet wird, im Gebrauch mit einem Signal kombiniert wird, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, für einen Eingang in die Quantisierungsmittel, um jegliche Tendenz zu Instabilität zu verringern.
• Die Abwesenheit von phasenmodifizierenden Widerstandsmitteln, die mit dem Filterschaltkreis verbunden sind, sorgt für die gleiche Verbesserung des Q und der Dämpfungsspitzenform im Fall eines Bandpaßfiltermittels wie zuvor, und das Signal, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, das mit dem Signal kombiniert wird, das von der Filterstufe abgeleitet wird, hat den gleichen Effekt wie die phasenmodifizierenden Widerstandsmittel, die in dem einen Aspekt der Erfindung vorgesehen sind, so daß die notwendige Verringerung der Phasenverschiebung von +90o aufrechterhalten werden kann. Die Kombination des Signals, das von der Stufe der Filtermittel, die den Filterschaltkreis umfassen, abgeleitet wird, mit dem Signal, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, kann direkt hinter dieser Stufe erfolgen, aber in dem Fall, wo die Stufe die erste Stufe ist, könnte die Kombination statt dessen erfolgen, nachdem das Signal durch eine zweite oder dritte etc. Stufe getreten ist. Wenn die Kombination nach der einzigen oder nach einer Endstufe der Filtermittel erfolgt, wird dem Quantisierungsmittel der kombinierte Ausgang eingespeist, auf den Bezug genommen wurde. Wenn die Kombination nach der ersten Stufe der Filtermittel erfolgt und es keine Kombination nach der Endstufe der Filtermittel gibt, wird das Quantisierungsmittel den Ausgang der Filtermittel nicht kombiniert mit irgendeinem anderen Signal empfangen.
• In dem Fall beider Aspekte der Erfindung erlaubt die Abwesenheit von phasenmodifizierenden Widerstandsmitteln in einer ersten Stufe der Filtermittel (in entweder den Grundband- oder Bandpaßfiltermitteln) eine Verringerung der Bandbreite in aufeinanderfolgenden Filterstufen, wodurch ein niedrigerer Energieverbrauch durch jene Stufen erlaubt wird).
• In dem Fall beider Aspekte der Erfindung könnte das Filtermittel eine einzige Stufe oder zwei Stufen, drei Stufen oder eine höhere Anzahl an Stufen umfassen.
• Der Resonanz(Filter-)Schaltkreis in dem Fall von Bandpaßfiltermitteln kann eine Spule und einen Kondensator umfassen und kann parallel oder in Reihe sein, und der Filterschaltkreis in dem Fall der Grundbandfiltermittel kann ein integrierter Schaltkreis, z.B. kapazitiv sein.
• Das Quantisierungsmittel kann einen Komparator umfassen und, um zu verhindern, daß dieser durch Drift beeinflußt wird, kann dieser mit der vorhergehenden Stufe wechselstromgekoppelt sein, oder jegliche Drift kann mittels Gleichstromrückkopplung zu einer Stufe des Filtermittels kompensiert werden. Die Gleichstromrückkopplung kann einen Integrator zum Integrieren des Datenausgangs umfassen, der in eine analoge Form gewandelt ist.
• Das Quantisierungsmittel kann Ein-Bit sein, könnte aber gegebenenfalls Mehr-Bit sein.
• Die Abtastrate des Quantisierungsmittels kann das Vierfache der Resonanzfrequenz des Resonanzschaltkreises betragen, aber da Dämpfungsspitzen in dem Quantisierungsrauschen bei einem Viertel, drei Vierteln, fünf Vierteln etc. der Abtastrate auftritt, könnte die Abtastrate statt dessen vier Drittel der Resonanzfrequenz, vier Fünftel oder vier Siebtel etc. betragen.
• Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler, die gemäß der Erfindung aufgebaut sind, werden nun beispielhaft mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
• Figur 3 ein Blockdiagramm eines ersten Sigma-Delta- A/D-Wandlers ist;
• Figur 4 eine modifizierte Form des Filters des Wandlers von Fig. 3 in einer vereinfachten Form zusammen mit Spannungen über verschiedenen Komponenten in Abhängigkeit von einem Pulseingang zeigt;
• Figur 5 ein Blockdiagramm eines zweiten Sigma-Delta- Wandlers ist, welcher eine ausgeglichene Version der modifizierten Form des ersten Sigma-Delta-Wandlers ist; und
• Figur 6 ein Blockdiagramm eines dritten Sigma-Delta- A/D-Wandlers ist.
• Nach Figur 3 weist der erste Sigma-Delta-Wandler eine Bandpaßcharakteristik auf und wendet ein Parallelschleifenfilter zweiter Ordnung an. Dieses wird auf ein Viertel der Abtastfrequenz des Quantisierungsmittels des Sigma-Delta-Wandlers abgestimmt und ist so zum Wandeln von Signalen bei dieser Frequenz geeignet, bei welcher der Sigma-Delta-Wandler seine Null in dem Quantisierungsrauschen erzeugt. Gegebenenfalls könnte das Filter auf drei Viertel, fünf Viertel, sieben Viertel etc. der Abtastfrequenz abgestimmt werden. Der in Figur 3 gezeigte Sigma-Delta-Wandler speist Dezimierungsfilter (nicht gezeigt) zum Entfernen von Bandrauschen zum Verringern der Abtastrate.
• Der analoge Spannungseingang wird an einen Puffer 7 mit einer hohen Eingangsimpedanz angelegt und liefert einen Ausgangsstrom, welcher an einen Summierknoten 8 angelegt wird. Digitale Ausgangsdaten erscheinen an dem Ausgang der Quantisierungsmittel, die durch Komparator 9 und ein getaktetes D-Typ-Flip-Flop D1 gebildet werden, welches Ein-Bit-Datenspannungsabtastungen liefert (welche gegebenfalls Stromabtastungen sein könnten), von dem Q-Ausgang, wobei der Ausgang von Komparator 9 zu dem D-Eingang des D-Typ-Flip-Flops D1 und von dem D-Eingang zu dem Q-Ausgang bei jedem Taktpuls übertragen wird. Die Daten werden für eine Abtastperiode an dem Q-Ausgang von Flip-Flop D1 gespeichert, bevor sie durch beide Flip-Flops D2 und D3 aufgeschaltet werden.
• Eine Rückkopplungsschleife, welche eine digitale Verzögerung D2 (z.B. ein D-Typ-Flip-Flop, das eine Ein-Takt-Pulsverzögerung liefert) umfaßt, speist die Datenpulse in Digital/Analog-Wandler DAC1 ein, welcher Strompulse (von ±I&sub1;) liefert, welche mit dem analogen Eingangsstrom an Summierknoten 8 summiert werden. Die Verzögerung wird mit der gleichen Rate aber nicht notwendigerweise mit der gleichen Phase wie die Flip-Flops D2 und D3 getaktet. Eine Verzögerung von zwei Taktperioden zwischen Daten, die abgetastet werden, und den Daten, die durch DAC1 reproduziert werden, ist gleich 180º Phasenverschiebung des analogen Signais bei der Resonanzfrequenz des Resonanzschaltkreises und, da das Schleifenfilter bei der Resonanzfrequenz keine Phasenverschiebung aufweist, ist die Summierung an dem Summierknoten 8 äquivalent zur negativen Rückkopplung, welche natürlich für die Stabilität notwendig ist.
• Ein Pufferverstärker 10 mit hoher Eingangs- und hoher Ausgangsimpedanz überwacht die Spannung über der ersten Stufe des Filters mit einer Spule L&sub3; und einem Kondensator C&sub3;, die parallel liegen, welcher ohne irgendeinen phasenmodifizierenden Reihenwiderstand zwischen dem Eingang zu dem Puffer und Masse geschaltet ist. Der Puffer liefert einen Differentialausgangsstrom (d.h. zwei Stromausgänge mit gleicher Größe und entgegengesetztem Vorzeichen) an Summierknoten 12, der mit seinen invertierenden und nicht invertierenden Ausgängen verbunden ist. Die Summierknoten 12 empfangen auch eine analoge Version des digitalen Ausgangs (±I&sub2;) über einen Digital/Analog-Wandler DAC2. Dieser Strom ist um eine Taktperiode infolge des D-Typ-Flip-Flops D3 verzögert (das D-Typ- Flip-Flop D1, das die Daten für eine Verzögerung von einer Periode gespeichert hat). Daher, das Signal, das durch DAC2 erzeugt und an die Summierknoten 12 angelegt wird, wird das Signal beeinflussen, das an dem D-Typ-Flip-Flop D1 bei dem Abtastmoment abgetastet wird, welcher zwei Abtastmomente später als der erfolgt, wann die Daten zuerst abgetastet wurden.
• Ein Pufferverstärker 11 mit hoher Eingangsimpedanz und hoher Ausgangsimpedanz überwacht die Spannung über der zweiten Stufe des Filters mit einer Spule L&sub4; und einem Kondensator C&sub4;, die parallel liegen, ohne irgendeinen phasenmodifizierenden Reihenwiderstand und über Widerstand r. Die Spule und der Kondensator, die parallel liegen, sind zwischen dem nicht invertierenden Eingang und Masse geschaltet und der Widerstand ist zwischen dem invertierenden Eingang und Masse geschaltet. Der Ausgangsstrom von dem Pufferverstärker wird in eine Spannung an dem Komparatoreingang mittels Widerstand R gewandelt.
• Gemäß einem Aspekt der Erfindung hat die zweite Stufe des Filters den gleichen Effekt hinsichtlich der Verringerung der Phasenverschiebung von ±90º, wie in der in Fig. 1 gezeigten Anordnung nach dem Stand der Technik, d.h. sie weist die gleichen Amplituden- und Phasencharakteristiken auf, die in durchgezogener Linie in Fig. 2a, 2b gezeigt sind, während sie nachteilige Effekte von Eingangskapazität zu Masse auf das Q dieser Stufe des Filters vermeidet. Daher ist der Stromausgang des Pufferverstärkers 3 in der in Fig. 1 gezeigten Anordnung nach dem Stand der Technik das Produkt aus der Spannung über L&sub2;, C&sub2;, R&sub2; und der Transkonduktanz des Pufferverstärkers. Die Spannung über L&sub2;, C&sub2;, R&sub2; ist das Produkt aus dem Strom durch L&sub2;, C&sub2; und seiner Impedanz, zusammen mit dem Produkt aus dem Strom durch R&sub2; (dem gleichen Strom) und seiner Impedanz. Es ist ersichtlich, daß der Pufferverstärker 11 in Figur 3 den gleichen Ausgangsstrom für die gleichen Werte L C R, Transkonduktanz und Eingangssignalwerte erzeugen wird. Dies ist so, weil die Spannungen über L&sub4;, C&sub4; die gleichen wie die Spannung über L&sub2;, C&sub2; sein werden, und die Spannung über r wird die gleiche sein wie die Spannung über R&sub2; (wobei die zwei Stromausgänge des Pufferverstärkers 10 gleiche Größe aufweisen), und der Effekt des invertierten Signals am invertierenden Eingang wird derart sein, daß die zwei Spannungen summiert werden. Der Widerstand r erzeugt die ebene gestrichelte Antwort, die in Figur 2 gezeigt ist, und der parallele Resonanzschaltkreis L&sub4;, C&sub4; erzeugt die gestrichelte Resonanzantwort, wobei die zwei Kurven wie zuvor summiert werden, um den in durchgezogener Linie gezeigten Effekt zu erzeugen. Was die Phasenantwort anbelangt, wird der Reihenwiderstand r über den Effekt der Induktivität bei niedrigen Frequenzen und der Kapazität bei hohen Frequenzen dominieren und die Kurve mit durchgezogener Linie wird wieder erzeugt.
• Die Ausgangskapazität zu Masse des Pufferverstärkers 10 und die Eingangskapazität zu Masse des Pufferverstärkers 11 werden sich mit der Kapazität C&sub4; summieren, was erlaubt, daß diese Mengen berücksichtigt werden, wenn C&sub4; ausgewählt wird, aber der Resonanzstrom durch C&sub4; wird nicht durch r treten und das Q des Filters verschlechtern. Es sollte erwähnt werden, daß jegliche Zwischenanschlußkapazität des Pufferverstärkers Q verschlechtern wird, da diese noch den Resonanzschaltkreis durch r belastet, aber Zwischenanschlußkapazität ist kein derart ernsthaftes Problern, wie Kapazität zu Masse.
• Die für die zweite Stufe beschriebene Anordnung des Filters kann gleichermaßen auf die erste Stufe angewendet werden, und auf irgendeine oder alle von irgendwelchen anderen Stufen oder auf den Fall eines Filters mit nur einer einzigen Stufe. Gegebenenfalls ist der Pufferverstärker 11 entbehrlich, vorausgesetzt, daß Hochimpedanzdifferentialeingänge an dem Komparator 9 der Quantisierungsmittel vorgesehen sind.
• Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird der Effekt des Reihenwiderstandes r durch ein Signal erzeugt, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, in diesem Fall dem Strom von dem Digital/Analog-Wandler DAC2. Dieser Strom wird zu dem Ausgang des Pufferverstärkers 10 an Summierknoten 12 addiert.
• Der Strom von DAC2 ist konstruiert, um den Effekt eines Widerstandes, der zwischen Masse und dem invertierenden Eingang von Pufferverstärker 10 geschaltet ist, zu erzeugen. Die Amplituden- und Phasenantwort von L&sub3;, C&sub3; ist wie in gestrichelter Linie in Figuren 2a, 2b gezeigt. Auf die gleiche Weise, wie dieser Widerstand r in der zweiten Stufe einen besonderen Strom in dem Ausgangspufferverstärker 11 erzeugte, liefert DAC2 einen identischen Strom im Ausgang von Pufferverstärker 10 in nicht invertierter und invertierter Form, weil der Pufferverstärker Differentialausgänge aufweist. Der Effekt der Amplitudenantwort der ersten Stufe des Filters ist, die gestrichelte ebene Antwort zu addieren, um die durchgezogene Amplituden- und Phasenantwort zu erzeugen, die in Figuren 2a, 2b gezeigt ist.
• Daher können die Vorteile eines Widerstandes, der dem Widerstand r der zweiten Stufe ähnlich ist, in der ersten Stufe des Filters durch Vorsehen von Differential-Digital/Analogwandlern geschaffen werden, welche einen Eingang von dem Datenausgang empfangen. Gleichermaßen könnten die Vorteile des Widerstandes r selbst in der zweiten Stufe durch einen Digital/Analog-Wandler erreicht werden, der mit einem Summierknoten an dem Ausgang der zweiten Stufe verbunden ist, und derselbe würde auch auf weitere Stufen oder nur auf eine einzige Stufe angewendet. Tatsächlich ist der beschriebene dritte Sigma-Delta-A/D-Wandler (Figur 5) von diesem Typ.
• Es existiert auch die Möglichkeit, und dies ist durch eine Verbindung zu Summierknoten 12a mit einer gepunkteten Linie dargestellt, der statt Summierknoten 12 in Figur 3 vorgesehen ist, einen Reihenwiderstand für die erste Filterstufe durch einen Digital/Analog-Wandler zu simulieren, der mit dem Ausgang der zweiten Filterstufe verbunden ist. Jedoch erfordert in diesem Fall der Verlust des Widerstandes von der ersten Stufe auch eine Zunahme des Widerstandes r in der zweiten Stufe, um eine volle Äquivalenz zu schaffen. Dies kann durch Bezug auf Figur 4 verstanden werden, welche eine vereinfachte Version des Filters von Figur 3 zeigt, wobei jede Stufe aus einer Spule und einem Kondensator L&sub3;C&sub3;, L&sub4;C&sub4;, die parallel liegen und zwischen Masse und einem Eingang der Differentialverstärker 10, 11 geschaltet sind, und einem Widerstand r&sub1;, r&sub2; besteht, der zwischen Masse und dem anderen Eingang des Differentialverstärkers geschaltet ist. An der ersten Stufe produziert ein Eingangsstrompuls I einen Spannungspuls Vr&sub1; über Widerstand r&sub1; und eine Spannung VL3C3 über L&sub3;C&sub3;, welche während des Strompulses stark ansteigt und danach sinusartig fortschreitet.
• Jede Spannung Vr&sub1;, VL3C3 erzeugt eine Spannung über jedem von r&sub2; und L&sub4;C&sub4;. Daher besteht die Spannung über r&sub2; aus einem Spannungspuls infolge von Vr&sub1; und einer Spannung infolge von VL3C3. Die Spannung über L&sub4;C&sub4; besteht aus einer Spannung infolge von Vr&sub1;, die scharf während des Pulses Vr&sub1; ansteigt und danach sinusartig fortschreitet, zusammen mit einer zunehmenden sinusartigen Spannung infolge von VL3C3.
• Daher, wenn Widerstand r&sub1; weggelassen wird und Pulse von DAC2 mit dem Ausgang von Differentialverstärker 11 summiert werden, muß die Spannung über L&sub4;C&sub4; in folge des Widerstandes r&sub1; kompensiert werden und dies wird durchgeführt, indem r&sub2; vergrößert wird (der Widerstand r in Figur 3) da das Spannungssignal über r&sub2; infolge von L&sub3;C&sub3; die gleiche Form aufweist, wie r&sub1; über L&sub4;C&sub4; erzeugt hätte. Der Pulsteil von Vr&sub2; wird natürlich durch DAC2 geliefert.
• Der Komparator 9 arbeitet durch Beurteilen, ob seine Eingangsspannung über oder unter einer bestimmten Schwelle liegt. Es wird ersichtlich, daß falsche Ergebnisse erhalten werden, wenn Drift in irgendeiner der vorhergehenden Komponenten, z.B. Pufferverstärker 10, 11 oder Addierer 8, 12 auftritt. Ein Offset könnte an den Komparator angelegt werden, und ein Ausgang von dem Verstärker 11, der kleiner als dieser Offset ist, könnte durch den Qffset maskiert werden und einen falschen Ausgang von dem Komparator erzeugen. Um dies zu überwinden, kann der Komparator wechselstromgekoppelt sein, d.h. mit Puffer 11 über einen Kondensator verbunden sein. Eine andere Alternative ist durch Digital/Analog- Wandler DAC3 und Integrator 13 gezeigt. Der digitale Ausgang, der zu einer analogen Form zurückgewandelt wird, wird in Integrator 13 integriert und an den invertierenden Eingang von Pufferverstärker 10 angelegt, um danach zu streben, jeglichen Offset zu kompensieren, der an Komparator 9 angelegt wird, so daß der über der Zeit gemittelte Ausgang des digitalen Ausgangs einen Null-Gleichstrompegel aufweist.
• Während das Quantisierungsmittel Ein-Bit ist, kann gegebenenfalls Mehr-Bit-Quantisierung angewendet werden.
• Figur 5 zeigt den Schaltkreis von Figur 3 in der modifizierten Form, in welcher DAC2 Summierknoten 12a statt Summierknoten 12 in ausgeglichener Form speist. Gleichen Teilen sind gleiche Bezugszeichen gegeben worden. Rückkopplungspulse, die jenen entsprechen, die durch DAC1 und DAC2 geliefert werden, werden nun durch Stromerzeuger I&sub1;, 1&sub2; geliefert, welche an eine der invertierenden oder nicht invertierenden Leitungen über DAC-Steuerungsvorrichtungen 14, 15 angelegt werden, wobei die ausgewählte Leitung durch die Daten gewählt wird. Die Kapazität L&sub3; wird an dem Zentrum geerdet und an zwei Punkten zwischen dem Zentrum und seinen Enden abgegriffen. DAC3 und Integrator 13 können vorgesehen werden, wobei ein Puffer 13a invertierende und nicht invertierende Ausgänge liefert.
• Wie oben erwähnt, kann der Wandler von Figur 3 modifiziert werden, indem Widerstand r durch Digital/Analog-Wandler an dem Ausgang von beiden Stufen des Filters substituiert wird, und eine derartige Anordnung ist in Figur 6 dargestellt. Wieder sind gleiche Bezugszeichen für gleiche Teile verwendet worden. Die Anordnung ist nicht ausgeglichen und es ist ein zusätzlicher Addierer 16 vorgesehen. DAC1 liefert die normalen Rückkopplungspulse für den Sigma-Delta-Wandler über eine Verzögerung, die mit der gleichen Frequenz aber nicht notwendigerweise mit der gleichen Phase wie Flip-Flops D1, D3 getaktet wird. DAC2a liefert Pulse, welche den Effekt von Widerstand r in Figur 3 simulieren, aber für die erste Stufe des Filters. DAC2b ermöglicht, daß Widerstand r in der zweiten Stufe des Filters weggelassen werden kann. Bezüglich Figur 4 wird ersichtlich, daß DAC2a und DAC2b nicht für eine vollständige Kompensation der weggelassenen Widerstände sorgen. Daher, während DAC2a vollständig äquivalent zu Widerstand r&sub1; ist, ist DAC2b nicht vollständig äquivalent zu Widerstand r&sub2;, da es kein Äquivalent für den Effekt der Spannung über L&sub3;C&sub3; auf r&sub2; geben wird. Dies wird durch Vergrößern des Signals von DAC2a darüber und über das kompensiert, was für DAC2a erforderlich ist, um den gleichen Effekt in dem Ausgang von Pufferverstärker 10 wie Widerstand r&sub1; zu erzeugen. Dies ist möglich, da der vergrößerte Effekt von DAC2a auf L&sub4;C&sub4; der gleiche sein wird, wie der Effekt, den L&sub3;C&sub3; auf den weggelassenen Widerstand r&sub2; gehabt hätte. DAC2b kompensiert den Effekt des weggelassenen Widerstandes r&sub1; auf den weggelassenen Widerstand r&sub2;.
• Es sollte angemerkt werden, daß statt des Überwachens der Spannung über parallele Resonanzschaltkreise (ohne Reihenwiderstandsmittel) und des Vorsehens einer Ausgangsspannung für den Komparator, der Strom durch Reihenresonanzschaltkreise (mit parallelen Widerstandsmitteln) überwacht werden könnte, und ein Strom könnte dem Komparator geliefert werden. Gleichermaßen könnten keramische Resonatoren als Resonanzschaltkreise als eine Alternative zu induktiven-kapazitiven Filtern angewendet werden. Schließlich könnten alle Ausführungsformen von Figuren 4 bis 6 Grundband- statt Bandpaßimplementierungen sein, d.h. die Resonanzfilterschaltkreise könnten integrierende Filterschaltkreise, d.h. Kondensatoren sein.

Claims (15)

1. Ein Analog/Digital-Wandler mit einem Eingang für analoge Signale, Quantisierungsmitteln (9) zum Erzeugen eines digitalen Ausgangs, einer Rückkopplungsschleife zum Rückkoppeln eines Signals, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, um mit dem analogen Eingang für einen Eingang zu Filtermitteln (L&sub3;C&sub3;, L&sub4;C&sub4;r (Fig. 3 und 5); L&sub3;C&sub3;, L&sub4;C&sub4; (Fig. 6)) kombiniert zu werden, die ein Signal für einen Eingang in die Quantisierungsmittel erzeugen, dadurch gekennzeichnet&sub1; daß eine Stufe der Filtermittel einen Filterschaltkreis (L&sub3;C&sub3;, L&sub4;C&sub4;) umfaßt, welcher nicht mit phasenmodifizierenden Widerstandsmitteln verbunden ist, und ein Signal, das von dieser Stufe der Filtermittel abgeleitet wird, im Gebrauch mit einem Signal kombiniert wird, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, für einen Eingang in die Quantisierungsmittel (9), um jegliche Tendenz zur Instabilität zu verringern.

2. Ein Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 1, in welchem das Signal, das von der Stufe der Filtermittel abgeleitet wird, mit dem Signal kombiniert wird, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, nach der Endstufe der Filtermittel.

3. Ein Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 2, in welchem die Kombination bei einem Summierknoten (12a) erfolgt.

4. Ein Analog/Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, in welchem die Stufe der Filtermittel die erste Stufe (L&sub3;C&sub3;) der Filtermittel ist.

5. Ein Analog/Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, in welchem das Filtermittel zwei Stufen (L&sub3;C&sub3;, L&sub4;C&sub4; (Fig. 6)) mit parallelen Resonanzschaltkreisen ohne Reihenwiderstandsmittel umfaßt, wobei jeweilige Signale, die von jeder Stufe abgeleitet werden, mit einem jeweiligen Signal kombiniert werden, das von dem digitalen Ausgang an den Ausgängen von jeweiligen Puffern (10, 11) abgeleitet wird, die den Filterstufen folgen.

6. Ein Analog/Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, in welchem das Signal, das von der Stufe (L&sub3;C&sub3;) des Filtermittels abgeleitet wird, wobei die Stufe die erste Stufe des Filtermittels ist, mit dem Signal kombiniert wird, das von dem digitalen Ausgang an dem Ausgang eines Puffers (11) abgeleitet wird, der einer zweiten Stufe (L&sub4;C&sub4;r) des Filtermittels folgt.

7. Ein Analog/Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, in welchem das Quantisierungsmittel (9) einen Komparator umfaßt.

8. Ein Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 7, in welchem der Komparator wechselstromgekoppelt ist.

9. Ein Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 7, in welchem die Stufe (L&sub3;C&sub3;) des Filtermittels mit einem Eingang eines folgenden Puffers (10) mit einem Paar Differentialeingängen verbunden ist, wobei Gleichstromrückkopplungsmittel mit dem anderen Eingang verbunden sind.

10. Ein Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 9, in welchem das Gleichstromrückkopplungsmittel einen Digital/Analog- Wandler (DAC 3) umfaßt, der mit dem Ausgang des Quantisierungsmittels (9) verbunden ist, gefolgt von einem Integrator (13), der mit dem anderen Eingang des Puffers (10) verbunden ist.

11. Ein Analog/Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 10, in welchem das Filtermittel zwei Stufen umfaßt, welche jeweils einen Filterschaltkreis (L&sub3;C&sub3;, L&sub4;C&sub4;) umfassen, welcher nicht mit phasenmodifizierenden Widerstandsmitteln verbunden ist.

12. Ein Analog/Digital-Wandler mit einem Eingang für analoge Signale, Quantisierungsmitteln (9) zum Erzeugen eines digitalen Ausgangs, einer Rückkopplungsschleife zum Rückkoppeln eines Signals, das von dem digitalen Ausgang abgeleitet wird, um mit dem analogen Eingang für einen Eingang zu Filtermitteln (L&sub3;C&sub3;&sub1; L&sub4;C&sub4;r (Fig. 3 und 5); L&sub3;C&sub3;r&sub1;, L&sub4;C&sub4;r&sub2; (Fig. 4)) kombiniert zu werden, dadurch gekennzeichnet, daß das Filtermittel eine Stufe mit einem Filterschaltkreis (L&sub3;C&sub3;, L&sub4;C&sub4;) umfaßt, welcher nicht mit phasenmodifizierenden Widerstandsmitteln verbunden ist, wobei der Filterschaltkreis zwischen Masse und einem Eingang eines Paares von Differentialeingängen (11 (Fig. 3 und 5); 10, 11 (Fig. 4)) geschaltet ist, und Widerstandsmittel (r; r&sub1;, r&sub2;) zwischen Masse und dem anderen Eingang eines Paares von Differentialeingängen geschaltet sind, um jegliche Tendenz zu Instabilität zu verringern.

13. Ein Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 12, in welchem die Stufe des Filtermittels von einem Puffer (11 (Fig. 3 und 5); 10, 11 (Fig. 4)) mit einem Paar von Differentialeingängen gefolgt ist.

14. Ein Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 12 oder Anspruch 13, in welchem das Quantisierungsmittel (9) einen Komparator umfaßt.

15. Ein Analog/Digital-Wandler nach Anspruch 14, in welchem der Komparator wechselstromgekoppelt ist.