DE69033478T2

DE69033478T2 - Verfahren und Anordnung zum Messen der Modulationsgenauigkeit eines übertragenen Signals

Info

Publication number: DE69033478T2
Application number: DE69033478T
Authority: DE
Inventors: Raymond A. Birgenheier; Richard P. Ryan
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1989-01-13
Filing date: 1990-01-11
Publication date: 2000-11-23
Anticipated expiration: 2010-01-12
Also published as: EP0651259A1; EP0378405B1; NO175509B; JP2972803B2; DE69020589T2; CA2003463C; NO175509C; DE69020589D1; NO894813D0; FI900040A; DE69033478D1; EP0378405A2; US5001724A; NO894813L; FI106748B; JPH02227672A; EP0378405A3; CA2003463A1; FI900040A0; EP0651259B1

Description

Hintergrund und Zusammenfassung der Erfindung Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf digitale Funkvorrichtungen und insbesondere auf das Messen von Phasen- und Amplitudenfehlern in einem durchgehend phasenmodulierten Signal.
Die Fachveröffentlichung 1985 IEEE Military Communication Conf. Milcom 85', S. 480-484 offenbart ein System zum Bestimmen von Wegbezogenen Fehlern in übertragenen Signalen.
Gegenwärtig produzieren und vermarkten eine Anzahl von Herstellern Funkvorrichtungen zur Verwendung für Kommunikationsanwendungen, wie z. B. digitale zelluläre Funkgeräte und dergleichen. Typischerweise schafft jeder Hersteller seine eigenen Spezifikationen für seine Produkte. Üblicherweise ist die Genauigkeit dieser Spezifikationen unter Verwendung vieler getrennter, möglicherweise indirekter Verfahren gemessen worden. Die Phasengenauigkeit des übertragenen Signals wird typischerweise indirekt bestimmt, indem Störsignale, Phasenrauschen, der Modulationsindex, die Frequenzeinschwinggeschwindigkeit, die Trägerfrequenz und die Datentaktfrequenz gemessen werden. Ferner liefern Amplitudenmessungen spezielle Probleme, da das Amplitude-Zeit-Profil auf die Daten synchronisiert werden muß, wobei typischerweise externe Ausrüstungen eingesetzt werden.
Es wurde vorgeschlagen, daß ein standardisiertes mobiles digitales Funksystem in ganz Europa implementiert wird. Solch ein Funksystem erfordert es, daß alle Komponenten, wie z. B. Sender und Empfänger, gemäß Standardspezifikationen hergestellt werden, die durch ein gemeinsames Verfahren gemessen werden. Eine Gruppe, die als die Group Speciale Mobile (GSM) bekannt ist, hat eine Meßtechnik vorgeschlagen, um die Genauigkeit des Modulationsverfahrens des übertragenen Signals zu messen. Bei der vorgeschlagenen Meßtechnik wird eine abgetastete Messung der übertragenen Phasentrajektorie erhalten. Diese Messung wird mit der mathematisch berechneten idealen Phasentrajektorie verglichen, um die Phasendifferenz zu dem übertragenen Signal und dem idealen Signal zu bestimmen. Die Regressionslinie der Phasendifferenz, die so bestimmt worden ist, liefert eine Anzeige für den Frequenzfehler, wobei die Regressionslinie von der Phasendifferenz subtrahiert wird, um den Phasenfehler zu ergeben. Die Verwendung eines Standardverfahrens wie diesem würde das Testen und die Herstellung von Funkvorrichtungen erleichern. Ein einzelner Hersteller müßte dann nur sicherstellen, daß statt mehrerer aufeinander bezogener Spezifikationen die standardisierten Gesamtphasenfehlerspezifikationen erfüllt werden.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß den Ansprüchen 1 und 14 zum Berechnen der idealen Phasentrajektorie eines übertragenen Signals, die bei dem oben beschriebenen GSM-Standardphasenfehlermeßverfahren eingesetzt werden können. Gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung wird ein übertragenes Signal mit einem Lokaloszillatorsignal gemischt, um ein Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) mit einer relativ niedrigen Frequenz zu erhalten, das dann durch einen Analog-Digital-Wandler (ADW) gefiltert und abgetastet wird. Die digitalisierten Abtastwerte des ZF-Signals werden dann in einem digitalen Tiefpaßfilter, wie z. B. einem linearphasigen Filter mit begrenzter Impulsantwort (FIR-Filter), gefiltert, um die ZF-Signal-Harmonischen zu eliminieren, ohne die Phasenmodulation des übertragenen Signals zu stören. Ein FIR-Digitalfilter ist weniger komplex und weniger teuer als ein äquivalentes Analogfilter, das nötig ist, um diese Filteroperation durchzuführen.
Die Phasentrajektorie des übertragenen Signals und das Amplitudenprofil werden aus den Abtastwerten des gefilterten ZF-Signals berechnet. Eine Hilbert-Transformationseinrichtung wird verwendet, um zwei Komponentensignale zu erzeugen, die In-Phase-Quadratur zueinander sind. Die Signalphasentrajektorie wird durch Berechnen des Arcustangens der Quadratursignale geliefert, und die Amplitude wird als Quadratwurzel der Summe der Quadrate der Quadratursignale berechnet.
Die Signalphasentrajektorie wird dann verwendet, um die Daten zu erfassen, und um die Datentaktphase zu bestimmen. Die Erfassung der Daten könnte unter Verwendung eines Viterbi-Decodierers oder in dem Fall eines hohen Signal/Rausch- Verhältnisses (SNR) und in dem Fall eines niedrigen Zwischensymbol-Interferenz-Signals (ISI-Signal) durch Differenzieren der Phasentrajectorie bestimmt werden. Das Differenzieren der Phasentrajectorie liefert die Augenblicksfrequenz des Signals, von der die Trägerfrequenz subtrahiert werden kann, um die Frequenzabweichung des Signals zu schaffen. Die Zeitpunkte, bei denen die Frequenzabweichung durch Null läuft, werden dann in einem Algorithmus nach der Methode der kleinsten Quadrate (oder "Least-Square"-Algorithmus) verwendet, um die Datentaktphase zu schätzen. Eine genaue Schätzung des Datentaktes ist für das Messen von Phasenfehlern wesentlich.
Die Nulldurchgänge der Frequenzabweichungsfunktion werden ebenfalls verwendet, um die Daten zu erfassen. Eine Synchronisation der Daten wird erreicht, indem ein Korrelationsschema zwischen den erfaßten Daten und einem bekannten Abschnitt der Datenfrequenz, wie z. B. einer Präambel, verwendet werden. Die Synchronisationsinformationen werden dann verwendet, um das Zeitintervall von Interesse bei der Meßoperation zu finden. Die Synchronisationsinformationen werden ebenfalls verwendet, um das Amplitude-Zeit-Profil mit dem Datentakt zu synchronisieren.
Unter Verwendung der Datentaktphase, der erfaßten Datensequenz und des interessierenden Zeitintervalls erzeugt ein digitaler Signalsynthesizer auf mathematische Art und Weise die ideale Phasentrajektorie, die dem übertragenen Signal entspricht. Die ideale Phasentrajektorie, die so erzeugt worden ist, wird von der voher gemessenen Phasentrajektorie des übertragenen Signals subtrahiert, um eine Signalphasendifferenz-Zeit-Messung zu liefern. Eine lineare Regressionsanalyse, die mit der Phasendifferenz-Zeit-Messung durchgeführt wird, liefert einen Schätzwert für den Frequenzfehler sowie den Augenblicksphasenfehler.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Flußdiagramm, das ein erstes Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Messen des Phasenfehlers eines übertragenen Signals gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung darstellt.
Fig. 2 ist ein Konzeptionsblockdiagramm einer Vorrichtung zum Messen des Phasenfehlers eines übertragenen Signals gemäß dem in Fig. 1 gezeigten Verfahren;
Fig. 3 ist ein Flußdiagramm eines Verfahrens zum Messen der empfangenen Amplitude und des Phasenfehlers eines übertragenen Signals gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4, 5 und 6 sind Funktionsblockdiagramme, die drei unterschiedliche Techniken zum Umwandeln eines ZF-Signals in ein In-Phase-Signal und in ein Quadratur- Phase-Signal darstellen.
Fig. 7 ist eine Frequenzdarstellung, die eine typische Frequenzabweichungsfunktion für ein GMSK.3-moduliertes Signal darstellt.
Fig. 8 ist eine Darstellung, die den Fehler in den erfaßten Nulldurchgängen der Frequenzabweichungsdarstellung, die in Fig. 7 gezeigt ist, darstellt.
Fig. 9a ist eine Darstellung, die die Phasenpulsantwort für eine Minimal-Verschiebungsumtastmodulation zeigt.
Fig. 9b ist eine Darstellung, die die Phasenpulsantwort für eine Gauß'sche Minimal-Verschiebüngsumtastmodulation zeigt.
Fig. 10 ist eine Darstellung, die die Augenblicksphasendifferenz und eine Linear-Regressionskurve zeigt.
Fig. 11 ist eine Darstellung, die den gemessenen Augenblicksphasenfehler als Funktions der Bitanzahl darstellt.
Fig. 12 ist eine Darstellung, die die gemessene Pulsamplitude darstellt.
Fig. 13 ist eine Darstellung, die eine vergrößerte Ansicht der Einstiegszeit des in Fig. 12 gezeigten Pulses zeigt.
Fig. 14 ist eine Darstellung, die eine vergrößerte Ansicht der Abfallzeit des in Fig. 12 gezeigten Pulses zeigt.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele

In Fig. 1 ist ein Flußdiagramm, das ein erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel für ein Verfahren zum Messen des Phasenfehlers eines durchgehend phasenmodulierten HF-Signals darstellt, gezeigt. Ein moduliertes HF-Signal, das von einem Sender erzeugt wird, wird empfangen und durch eine Digitalisierer-Schaltung 1 in eine digitale Form umgewandelt. Das digitalisierte Signal wird dann umgewandelt oder in seine In-Phase- und Quadratur-Phase-Signalkomponenten durch eine Transformationsschaltung, wie sie beispielsweise in den Fig. 4, 5 und 6 gezeigt ist, umgewandelt, wobei die Amplitudenfunktion und die Phasenfunktion des übertragenen Signals durch einen Rechner 3 aus den Komponentensignalen berechnet werden. Unter Verwendung eines bekannten Synchronisationssignals 9, das eine bekannte Sequenz von Datenbits umfassen kann, beispielsweise einer Präambel oder einer Mittenambel, wird die Bitsequenz, die die übertragenen Daten darstellt, aus der Phasen- und der Amplitudenfunktion synchronisiert (Block 4), um den Senderdatentakt und ein Testdatenintervall zu schaffen. Ein Datendetektor 5 erfaßt die Datenbitsequenz und liefert die drei Signale, d. h. den Senderdatentakt, das Testdatenintervall und die Datenbitsequenz, zu einem Synthetisiererblock 7, um die ideale Phasenfunktion, die dem übertragenen Signal entspricht, zu synthetisieren oder mathematisch zu berechnen. Der Datendetektor 5 kann als Schätzeinrichtung nach dem Prinzip der Sequenz mit maximaler Wahrscheinlichkeit unter Verwendung des Viterbi-Algorithmus implementiert sein. Die gemessene Phasenfunktion (d. h. die übertragene Signalphase) wird von der derart synchronisierten idealen Phasenfunktion im Block 7 subtrahiert, um eine Phasendifferenz zu liefern. Eine Linear-Regression in Block 8 der Phasendifferenz liefert dann den Frequenzfehler, die Neigung der Regressionslinie 111 und die Phasenfehlerkurve 102 (in Fig. 10 gezeigt).
Bezugnehmend nun auf Fig. 2 ist ein Konzeptionsblockdiagramm einer Vorrichtung zum Messen des Phasenfehlers und der Phasenamplitude eines durchgehend phasenmodulierten HF-Signals gezeigt. Das modulierte HF-Signal wird von einem Empfänger 20 empfangen und zu einer Abwärtsumsetzungsmischerschaltung 11 gekoppelt, die gleichzeitig ein Lokaloszillatorsignal auf einer Leitung 12 empfängt, das von dem Lokaloszillator 13 erzeugt wird, und die zusätzlich ein Testsignal auf einer Leitung 15 empfängt, um ein Zwischenfrequenz-Signal (ZF-Signal) zu erzeugen, das eine wesentlich niedrigere Frequenz als das Testsignal hat, wobei die ZF-Frequenz bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel 700 kHz beträgt. Das ZF-Signal wird in einem analogen Anti-Aliasing-Filter 17 gefiltert, um eine Lokaloszillator- und HF-Signal-Durchspeisung und Störsignale zu entfernen. Das gefilterte HF-Signal wird zu einer Digitalisierereinrichtung 19 gekoppelt, um das analoge ZF- Signal in eine zeitdiskrete Datensequenz mit hoher Abtastrate umzuwandeln, wobei die Datenabtastrate vorzugsweise bei 2,8 Mio. Abtastwerten/Sekunde (Msps) liegt. Ein Digitalisierer HP70700A, der von der Hewlett-Packard Company hergestellt wird, kann für diesen Zweck verwendet werden. Alternativ kann der Digitalisierer 19 durch einen ADW implementiert werden, der mit hoher Rate abtastet, wie es in den Fig. 4, 5 und 6 gezeigt ist. Nach der Umwandlung in ein ZF-Signal mit einer Frequenz von etwa 700 kHz kann das Testsignal folgendermaßen dargestellt werden:
y(t) = (t)cos[(ω&sub0; + Δω)t + (t; ) + φ&sub0;] (1)
Hierbei sind:
(t) die Amplitude des empfangenen Signals;
ω&sub0;= 2 π (700 kHz) die ZF-Nennsignalfrequenz;
Δω die Frequenzunsicherheit;
(t; ) die Phasenmodulationsfunktion des empfangenen Signals;
und φ&sub0; ein unbekannter Phasenversatz.
Nur (t; ) ist eine Funktion der Datensequenz ; allgemein kann jedoch (t) ebenfalls eine Funktion von sein.
Ein übertragenes HF-Signal oder das ZF-Signal, das aus dem übertragenen HF-Signal umgesetzt worden ist, das durch Gleichung (1) definiert ist, wird typischerweise in Stößen mit einem Betriebszyklus von 0,125 und mit einer Dauer von etwa 0,5 Millisekunden (ms) empfangen.
(t) und (t; ) sind jeweils die Amplitudenmodulation und die Phasenmodulation des empfangenen Signals (d. h. des übertragenen Signals), welche sich von der idealen Modulation des übertragenen Signals unterscheiden werden. Das vorliegende Verfahren bestimmt die Differenz zwischen den Werten der Empfangssignalfunktionen (t) und (t; ) und den idealen Werten dieser Funktionen.
Der Digitalisierer 19 wandelt das ZF-Signal, das durch Gleichung (1) definiert ist, in eine Sequenz von zeitdiskreten Abtastwerten um. Wenn die Abtastpunkte als t = KTs, k = 0, 1, 2, .... gegeben sind, wobei Ts die Zeitdauer zwischen den Abtastwerten ist, und wenn Ω&sub0;= ω&sub0;Ts und ΩΔ = ΔωTs definiert werden, dann kann die Sequenz der Abtastwerte folgendermaßen geschrieben werden:
y[k] = [k]cos[(Ω&sub0; + ΔΩ)k + (k; ) + φ&sub0;] (2)
k = 0, 1, 2, ....
Quantisierte Werte von Gleichung (2) liefern die Sequenz von binären Zahlen, die zur Implementation des vorliegenden Verfahrens zu dem Digitalsignalprozessor 120 gekoppelt werden.
Die Ausgangssignale des Digitalsignalprozessors 21, d. h. Phasenfehler, Frequenzfehler und das Amplitudenprofil, werden zu verschiedenen Anzeigeeinrichtungen, wie z. B. einer Kathodenstrahlröhre (CRT) 22 und einem Drucker 18 gekoppelt. Die Anzeigeeinrichtungen umfassen die erforderliche Schaltungsanordnung, um die Anzeige der Informationen, die durch den Digitalsignalprozessor 21 geliefert werden, zu formatieren. Typischerweise werden die Phase, die Frequenz und die Amplitudeninformationen als Funktion der Zeit mit dem Zeitintervall, das durch die Anzahl der Datenbits, die in dem übertragenen Signalstoß enthalten sind, graphisch dargestellt. Die Fig. 10 und 11 sind Beispiele für graphische Darstellungen der Phasendifferenz und des Frequenzfehlers und des Phasenfehlers, während die Fig. 12, 13 und 14 graphische Darstellungen das Amplitudenprofil des übertra genen Signals sind.
Fig. 3 ist ein Flußdiagramm, das ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Verfahrens gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung zum Bestimmen der Signalamplitude [k] des empfangenen HF-Signals und der Differenz zwischen der gemessenen Phasenmodulation (k; ) des empfangenen HF- Signals und der idealen Phasenmodulation φ(k; ) darstellt. Die Modulationsfunktionen werden diskretisiert, indem "t" durch kTs, k = 0, 1, 2, ... ersetzt wird.
Der erste Schritt in dem Flußdiagramm besteht darin, die digitalen ZF-Abtastwerte durch ein digitales Tiefpaßfilter 23 laufen zu lassen. Das digitale Tiefpaßfilter 23 ist vorzugsweise ein FIR-Filter, das einen linearen Phasenverlauf hat, um eine Verzerrung der Phasenmodulation des durch das Filter 23 geleiteten Signals zu vermeiden. Der Zweck des Tiefpaßfilters 23 besteht darin, die Harmonischen des ZF- Signals mit 700 kHz zu eliminieren. Ein FIR-Digtalfilter kann diese Aufgabe relativ einfach und preisgünstig im Vergleich zu einem Analogfilter durchführen, das sonst benötigt werden würde.
Nach dem anfänglichen Tiefpaßfiltern wird das Signal in die zwei Komponentensignale umgewandelt, die das In-Phase-Signal und das Quadratur-Phase-Signal sind. Drei unterschiedliche Techniken werden als mögliche Verfahren vorgeschlagen, um die Quadratursignale zu erzeugen.
Bezugnehmend nun auf Fig. 4 verwendet ein erstes Verfahren zum Umwandeln in ein In-Phase-Signal I[k] und ein Quadratur-Phase-Signal Q[k] (I-Q-Umwandlung) einen Hilbert-Transformator 31. Ein HF-Signal wird durch Mischen mit einem Lokaloszillatorsignal in einem Mischer 39 in ein ZF-Signal umgesetzt. Das resultierende ZF-Signal wird über ein Bandpaßfilter 37 zu einem ADW 35 gekoppelt. Das gefilterte ZF- Signal wird durch einen ADW 35 mit hoher Abtastrate in ein Digitalsignal umgewandelt, der durch das Abtastsignal auf Leitung 36 getaktet wird. Der Hilbert-Transformator 31 umfaßt ein Filter mit einem konstanten Betragansprechverhalten und einem Phasenansprechverhalten von -90º für positive Frequenzen und +90º für negative Frequenzen. Eine Approximation an den Hilbert-Transformator 31 kann durch ein anti-symmetrisches FIR-Filter 31 realisiert werden, das ein ideales Phasenansprechverhalten und ein Amplitudenansprechverhalten hat, das in dem Bereich der Frequenzen des Signals nahezu ideal ist. Eine Verzögerungsleitung 33 kompensiert im In- Phase-Signal Zeitverzögerungen, die durch das FIR-Filter 31 in das Quadratur-Phase-Signal eingeführt werden.
Bezugnehmend nun auf Fig. 5 betrifft ein zweites Verfahren zur I-Q-Signalzerlegung das Mischen des digitalisierten ZF- Signals mit Quadratursignalen an Mischern 41 und 43 und das Leiten der Niederfrequenzkomponenten durch Tiefpaßfilter 45 bzw. 47. Wenn das durch Gleichung (2) gegebenen Signal mit 2cos(Ω&sub0;k) und -2sin(Ω&sub0;k) multipliziert wird, und wenn die Ausdrücke mit doppelter Frequenz durch das Tiefpaßfiltern unterdrückt werden, dann lauten die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter folgendermaßen:
I[k] = [k]cos[ΔΩk + (k; ) + φ&sub1;]
und (3)
Q[k] = [k]sin[ΔΩk + (k; a) + φ&sub1;]; k = 0, 1, 2, ...
Die Gleichungen (3) stellen die erwünschten I-Q-Signale dar.
Die digitale Implementation des I-Q-Mischverfahrens, das in Fig. 5 dargestellt ist, hat einen wesentlichen Vorteil gegenüber einer entsprechenden analogen Implementation bezüglich der genauen Quadaturphasen- und Amplitudenbalance, die beibehalten werden kann. Eine genaue Balance der Quadratursignale ist eine wesentliche Anforderung für dieses Verfahren.
Ebenfalls bezugnehmend auf Fig. 6 betrifft die I-Q-Signalzerlegung die Verwendung eines Hilbert-Transformators 51, einer Verzögerungsleitung 49 und von vier Mischern 53, 55, 57 und 59. Diese Konfiguration ist an zwei Einzelseitenbandmischer angenähert, die in Phasenquadratur sind. Der Vorteil dieses Verfahrens gegenüber dem in Fig. 5 gezeigten Verfahren besteht in der Elimination der Tiefpaßfilter 45 und 47, die nicht benötigt werden, da die Doppelfrequenzausdrücke durch die Einzelseitenbandmischer aufgehoben werden.
Alle drei Techniken, die oben beschrieben worden sind, werden eine Dezimierung der I[k]- und Q[k]-Abtastwerte um einen Faktor von 4 oder mehr ermöglichen, um eine effiziente Verarbeitung von I[k] und Q[k] zu erlauben. Ein Vorteil des Tiefpaßfilterns, das in Fig. 5 gezeigt ist, besteht in einer Reduktion des ADW-Quantisierungsrauschens, das durch den Digitalisierer 19 eingeführt wird.
Nachdem I[k] und Q[k] erzeugt sind, werden die Amplituden- und die Phasenfunktion berechnet und auf den Leitungen 24 bzw. 26 ausgegeben. Die Amplitudenfunktion ist folgendermaßen gegeben:
A[k] = SQRT[I²[k] + Q²[k]] (4)
k = 0, 1, 2, ..., K
Die Phasenfunktion lautet folgendermaßen:
θ[k] = ARCTAN(φ[k]/I[k] (5)
k = 0, 1, 2, ..., K
K + 1 ist die Anzahl von Abtastwerten in einem Stoß. Wenn die Dauer eines Stoßes beispielsweise 0,5 Millisekunden beträgt und die Abtastrate 2800 Ksps beträgt, dann ergibt sich für K ein Wert von 1400.
Die Phasenabtastwerte, die durch Gleichung (5) erhalten wer den, werden durch einen Differenzierer geführt, um Abtastwerte der Frequenz-Zeit-Funktion zu erzeugen. Der Differenzierer 25 wird vorzugsweise ein anti-symmetrisches FIR-Digitalfilter sein, das ein lineares Betragsansprechverhalten hat und eine 90º-Phasenverschiebung in dem Bereich der Frequenzen des Testsignals aufweist. Wie der Hilbert-Transformator 31 ist auch der Differenzierer 25 ein bekanntes Digitalfilter, das unter Verwendung digitaler Hardware einfach und genau implementiert werden kann.
Bezugnehmend nun auch auf Fig. 7 und 8 ist eine typische Frequenzabweichungsfunktion für eine GMSK.3-Modulation gezeigt, die das Modulationsschema ist, das in Europa für digitale mobile Funkgeräte vorgeschlagen wurde. In Fig. 7 ist (f - fc)Tb die Frequenzabweichung von der Signalträgerfrequenz (ZF-Frequenz) fc normiert durch die Bitrate fb = 1/Tb, wobei Tb das Bitintervall ist. Die Frequenzabweichung ist in Fig. 7 für 36 Bits gezeigt. Ein positiver Wert der Frequenzabweichung über einem Bitintervall stellt einen binären Zustand dar, und ein negativer Wert den anderen binären Zustand. Die Frequenzfunktion, die in Fig. 7 gezeigt ist, stellt die folgende Bitsequenz
101111000101110101011000110101000100 (6)
oder das Komplementäre dieser Sequenz dar.
Aus Fig. 7 ist zu sehen, daß die Frequenzabweichung immer bei etwa Vielfachen von Tb durch Null läuft, wie es in Fig. 8 gezeigt ist. Aus den Fig. 7 und 8 ist zu sehen, daß, wenn das Bitmuster bekannt ist, die Fehler in den Nulldurchgängen von Vielfachen von Tb vorhersagbar sind. Wenn beispielsweise Bit 10 von Bit 11 gefolgt wird, dann würde der Nulldurchgang zwischen Bit 10 und zwischen Bit 11 einen Fehler von 0,0142 Tb haben. Der Fehler im Nulldurchgang zwischen Bit 00 und Bit 10 wird 0,0142 Tb sein, und der Fehler im Nulldurchgang zwischen Bit 11 und Bit 00 würde etwa 0 sein, usw.
Das Ausgangssignal des Differenzierers 25 ist nicht eine durchgehende Zeitfunktion, wie es in Fig. 7 gezeigt ist, sondern umfaßt tatsächliche Abtastwerte (werte) der Frequenzfunktion. Wenn die Bitrate beispielsweise 270 kbps ist, und wenn die Abtastrate 2,8 Msps ist, dann würden 10,37 Abtastwerte pro Bit vorhanden sein.
Wieder bezugnehmend auf Fig. 3 wird nach dem Differenzierer 25 die ZF-Frequenz von der Frequenzfunktion subtrahiert (Block 27), um die Frequenzabweichungsfunktion zu erzeugen, die in Fig. 7 dargestellt ist. Der nächste Schritt, Block 29, besteht darin, den Nulldurchgang zu erfassen, aus dem die empfangene Datensequenz erfaßt wird, wie sie durch die Bitsequenz (6) dargestellt ist. Da zeitdiskrete Abtastwerte der Frequenzabweichung verfügbar sind, werden die Nulldurchgänge unter Verwendung eines Interpolationsalgorithmus erfaßt. Aus der erfaßten Datensequenz wird eine Korrektur durchgeführt (Block 31), um die Differenz der Nulldurchgänge von Vielfachen von Tb zu kompensieren. Diese kompensierten Nulldurchgänge liefert die Daten, die verwendet werden, um einen Datentakt zu errichten, der auf den Sender- (nicht gezeigt) Datentakt synchronisiert ist.
In einem Block 23 müssen die Periode und die Phase des Senderdatentakts sehr genau geschätzt werden, um Fehler des gemessenen Phasenfehlers zu minimieren. Beispielsweise wird ein Fehler von 1% in der Datentaktphase in einem Phasenmeßfehler bis 0,9º resultieren, was nicht akzeptierbar ist. Selbst wenn die gemessenen Nulldurchgänge kompensiert werden, kann ein Meßrauschen in einem unzuverlässigen Datentakt resultieren, es sei denn, daß der Datentakt auf optimale Art und Weise geschätzt worden ist. Der Senderdatentakt kann folgendermaßen dargestellt werden:
tk = kT + b, k = 0, 1, 2, ... (7)
Dabei ist T die Senderdatentaktperiode, und b ist die unbekannte Datentaktphase. Die (a priori) Taktperiode T ist in nerhalb einer spezifizierten Toleranz T bekannt. Das Ziel besteht darin, Schätzwerte und von T und b aus den gemessenen Nulldurchgängen zu erhalten.
Es sei angenommen, daß si, i = 1, 2, ...., N die gemessenen und kompensierten Nulldurchgänge der Frequenzabweichungsfunktion sind. Ein Schätzwert für die Nulldurchgänge, die um Vielfache von beabstandet sind, kann folgendermaßen angeschrieben werden:
i = ki + (8)
Hierbei gilt:
ki = INT[(si - &sub1;)/ + 0,5) (9)
&sub1; ist eine Zeitreferenz, die ein Nulldurchgang in der Nähe der Mitte des Signalstoßes sein kann. Die Werte von und werden derart erhalten, daß der kleinste quadratische Fehler zwischen den Sätzen si und i, i = 1, 2, ...., N
minimiert ist. Die resultierenden Schätzwerte lauten dann
und
Der Empfängerdatentakt, der auf den Senderdatentakt sychronisiert ist, lautet folgendermaßen:
tk = k + ; k = 0, 1, 2, ... (13)
Wenn die Taktperiode T a priori bekannt ist, und zwar mit ausreichender Genauigkeit für die erforderliche Messung, oder wenn es erforderlich ist, daß die Messung die Messung von Phasenfehlern umfaßt, die auf Ungenauigkeiten in T zurückzuführen sind, würde T nicht geschätzt werden. In diesem Fall ist = in den Gleichungen (12) und (13) und nur die Datentaktphase wird geschätzt, wie es durch Gleichung (12) gegeben ist.
Der nächste Schritt (Block 35) besteht darin, Bitstrukturen zu synchronisieren, um das aktive Zeitintervall eines Signalstoßes zu ermitteln, in dem die Phasen- und Amplituden- Fehler bestimmt und angezeigt werden. Wenn ein Synchronisationsmuster, wie z. B. eine Präambel oder Mittenambel verfügbar ist, d. h. in dem übertragenen Signalstoß enthalten sind, dann werden die vorauseilenden und nacheilenden Flanken der Hüllkurve des Stoßes, die aus A[k] erhalten werden, wie es durch Gleichung (4) gegeben ist, verwendet, um den Bereich zu errichten, in dem die Präambel oder die Mittenambel existieren dürften. Eine zeitdiskrete Kreuzkorrelation des erfaßten Bitmusters mit dem bekannten Synchronisationsmuster wird durchgeführt, um die zwei Muster auszurichten, und um das aktive Intervall zu errichten. Wenn ein Synchronisationsmuster nicht existiert, dann ist das aktive Intervall des Tests zwischen der nacheilenden und der vorauseilenden Flanke der Hüllkurve des Stoßes, d. h. des Bursts, zentriert.
Eine Kenntnis der Taktphase und der Taktperiode, der Datensequenz und des interessierenden Zeitintervalls liefert die Informationen, die notwendig sind, um die ideale Amplituden- und Phasenmodulationsfunktionen A[k] und φ[k; ] mathematisch zu berechnen. Diese berechneten Funktionen werden dann in einem Block 38 mit den entsprechenden gemessenen Werten für Amplitude und Phase verglichen, um Messungen des Amplituden- und des Phasenfehlers zu erhalten.
Beispielhaft wird die Synthese (Block 37) der Phasenfunktion für durchgehend phasenmodulierte Signale (CPM; CPM = Continuous-Phase-Modulated) nachfolgend betrachtet.
Die Phasenfunktion für die CPM kann folgendermaßen geschrieben werden:
Es gilt:
= (...,a&submin;&sub1;,a&sub0;,a&sub1;,a&sub2;,...)
ai= ±1, ±3, ..., ±(2M - 1)
wobei der letztere Term die Datensequenz ist. Für eine binäre Modulation gilt M = 1 und ai = ± 1.
hi ist der Modulationsindex, der im allgemeinen eine zyklische Zeitfunktion sein kann. Für viele üblichen Modulationen, wie z. B. eine Minimalverschiebungs-Umtastungs-Modulation (MSK-Modulation (MSK = Minimum Shift-Key) und für die Gauss'sche Minimalumtastungs-Modulation (GMSK; GMSK = Gaussian Minimum Shift-Key) gilt: h = 1/2 (konstant). q(t) ist die Phasenpulsformfunktion, die folgende Eigenschaft hat:
q(t) = 0, t < 0 (15)
= ¹/&sub2;, t < LTb
Hierbei ist L eine positive ganze Zahl. Der Modulationstyp wird durch q(t) bestimmt. Die Phasenpulsansprechkurve für MSK und GMSK.3 (L = 5) sind in den Fig. 9a bzw. 9b graphisch dargestellt.
Nachdem die ideale Phasenfunktion φ[k; a] synthetisiert ist, wird sie von der Meßphasenfunktion substrahiert:
θ[k] = ΔΩk + [k; ] + φ&sub1; (16)
Dadurch wird die Phasendifferenz folgendermaßen erzeugt:
θφ[k] = θ[k] - φ[k; ]
= ΔΩk + [k; ] - φ[k; ] + φ&sub1; (17)
Der Phasenfehler wird folgendermaßen definiert:
f[k] = [k; ] - f[k; ] (18)
Dies ist die Differenz zwischen der empfangenen und der synthetisierten idealen Phasenfunktion, so daß die Phasendifferenz folgendermaßen lautet:
θφ[k] = ΔΩk + φ[k] + φ&sub1; (19)
k = 1, 2, ...,K
In Gleichung 19 ist ΔΩ der Frequenzfehler und φ1 der unbekannte Phasenversatz.
Die Phasendifferenz Θφ[k] hat einen linearen Ausdruck ΔΩk mit einer Neigung ΔΩ und einen konstanten Ausdruck φ&sub1;, die durch Anpassen der K-Werte, die durch Gleichung (19) gegeben sind, an eine Linearregressionskurve geschätzt werden können:
Die Differenz zwischen den Gleichungen (19) und (20), die gegeben ist als
f[k] = φ[k] + (ΔΩ - )k + (f&sub1; - &sub1;) (21)
k = 1, 2, ..., K
zusammen mit der Statistik von φ[k] ist die erwünschte Ausgabe des Verfahrens.
Bezugnehmend nun auch auf die Fig. 10, 11, 12, 13 und 14 sind der Phasenfehler und weitere Informationen, die durch das oben beschriebene Verfahren bestimmt werden, graphisch dargestellt. In Fig. 10 ist die gemessene Phasendifferenz auf einer Bit-um-Bit-Basis als Funktion der Zeit als Kurve 103 dargestellt. Die Kurve 103 zeigt die Phasendifferenz zwischen der idealen Phasenfunktion und der übertragenen Phasenfunktion für jedes Datenbit in einem Signalstoß. Die Kurve 101 ist die Linearregression der Phasendifferenz, die als Funktion der Datenbitzahl für einen Datenstoß graphisch dargestellt ist. Die Neigung der Linearregressionskurve 101 stellt den Frequenzfehler des übertragenen Signals dar. In Fig. 11 ist die Kurve 111 eine graphische Darstellung des Augenblicksphasenfehlers über der Zeit (Bitzahl) für die Datenbits in einem Signalstoß und stellt den Augenblicksphasenfehler des übertragenen Signals im Vergleich zu dem idealen Signal dar. Die Fig. 12, 13 und 14 sind graphische Darstellungen der Amplitude das gemessenen Signals als Funktion der Bitzahl für einen Signalstoß. Die Kurve 121 ist die Amplitude des Signalstoßes. Die Kurven 123 und 125 sind die obere und untere Grenze, die amplitudenmäßig zulässig sind. Die Kurve 127 ist eine vergrößerte Ansicht der Anstiegszeit der Amplitude des übertragenen Signals, und die Kurve 129 ist eine vergrößerte graphische Darstellung der Abfallzeit der übertragenen Amplitude.

Claims

1. Ein Verfahren zum Messen der Genauigkeit einer Modulation eines Senders, wobei ein übertragenes Signal gemäß einem Datensignal moduliert ist, wobei das Verfahren folgenden Schritt aufweist: Vergleichen des übertragenen Signals mit einem Referenzsignal, um Fehler in dem übertragenen Signal zu bestimmen, und wobei das Verfahren durch folgende Schritte gekennzeichnet ist: Verarbeiten des übertragenen Signals, um eine digitalisierte Darstellung desselben zu erhalten, und Schätzen von Parametern des Referenzsignals aus der digitalisierten Darstellung des übertragenen Signals, wobei eine Modulationsgenauigkeit durch Vergleich des übertragenen Signals mit einem Referenzsignal gemessen wird, dessen Parameter von dem übertragenen Signal abgeleitet sind.

2. Das Verfahren nach Anspruch 1, das ferner den Schritt des Bestimmens einer Phasen- und einer Betrags-Funktion für sowohl das Referenzsignal als auch das Übertragungssignal und den Schritt des Vergleichens der jeweiligen Phasen- und Betrags-Funktionen umfaßt, um Phasen- und Betrags-Fehler des übertragenen Signals zu bestimmen.

3. Das Verfahren nach Anspruch 1, das den Schritt des Schätzens der folgenden Parameter des Referenzsignals umfaßt: Taktverzögerung, Datensequenz, Trägerfrequenz, Trägerphase und Amplitudenskalierungsfaktor.

4. Das Verfahren nach Anspruch 3, bei dem das Schätzen der Taktverzögerung das Erfassen von Nulldurchgängen einer Frequenzabweichungsfunktion und das Anpassen eines periodischen Taktimpulszugs an die Nulldurchgänge umfaßt.

5. Das Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Übertragungssignal digital moduliert ist.

6. Das Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das übertragene Signal durchgehend phasenmoduliert ist.

7. Ein Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das ferner folgende Schritte aufweist:

Verarbeiten der digitalisierten Darstellung des übertragenen Signals in einem Digitalsignalprozessor, um Parameter des übertragenen Signals zu erfassen, die eine Datensequenz, die in demselben enthalten ist, umfassen; und

Verwenden der erfaßten Datensequenz beim Schätzen von Parametern des Referenzsignals.

8. Das Verfahren nach Anspruch 7, das ferner folgende Schritte aufweist:

Bestimmen einer In-Phase-Signalkomponente und einer Quadratur-Phase-Signalkomponente als Funktionen der Zeit für das übertragene Signal;

Berechnen einer Phasenfunktion und einer Betragsfunktion, die dem übertragenen Signal entsprechen, durch Verwenden der In-Phase-Signalkomponente und der Quadratur-Phase-Signalkomponente;

Differenzieren der Phasenfunktion, um eine Frequenzfunktion zu liefern, die dem übertragenen Signal entspricht;

Subtrahieren einer Frequenz des übertragenen Signals von der Frequenzfunktion, um eine Frequenzabweichungsfunktion zu liefern, die dem übertragenen Signal ent spricht;

Erfassen von Nulldurchgängen der Frequenzabweichungsfunktion; und

Erfassen der Datensequenz aus den erfaßten Nulldurchgängen.

9. Das Verfahren nach Anspruch 8, das den Schritt des Kompensierens der erfaßten Nulldurchgänge als Reaktion auf die erfaßte Datensequenz aufweist.

10. Das Verfahren nach Anspruch 9, das folgende Schritte aufweist:

Schätzen der Periode und Phase einer Senderdatentaktfunktion aus den kompensierten Nulldurchgängen;

Synchronisieren der erfaßten Datensequenz mit der Senderdatentaktfunktion, um ein aktives Meßintervall zu errichten;

Berechnen einer Referenzsignalphasenfunktion, die dem übertragenen Signal entspricht; und

Vergleichen der berechneten Referenzsignalphasenfunktion mit der berechneten Phasenfunktion, um eine Phasendifferenzfunktion des übertragenen Signals zu bestimmen.

11. Das Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Schritt des Bestimmens von Fehlern das Durchführen einer Linearregressionsanalyse umfaßt.

12. Das Verfahren nach Anspruch 7, das ferner folgende Schritte aufweist:

Synchronisieren der erfaßten Datensequenz mit einer bekannten Bitsequenz zum Liefern einer Senderdatentaktfunktion und eines Datenbitsequenzintervallsignals;

Berechnen einer Referenzphasenfunktion unter Verwendung der erfaßten Datensequenz, der Senderdatentaktfunktion und des Datenbitsequenzintervallsignals; und

Vergleichen der Referenzphasenfunktion mit der berechneten Phasenfunktion, um eine Phasendifferenzfunktion des übertragenen Signals zu bestimmen.

13. Das Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das ferner den Schritt des Verfeinerns der geschätzten Parameter aufweist, um einen RMS-Phasenfehler zu minimieren.

14. Eine Vorrichtung zum Messen der Genauigkeit einer Modulation eines Senders, wobei ein übertragenes Signal mit einer Bitsequenz moduliert ist, die Daten darstellt, wobei die Vorrichtung durch folgende Merkmale gekennzeichnet ist: eine Digitalisierereinrichtung (1) zum Digitalisieren des übertragenen Signals; eine Einrichtung (2) zum Transformieren des digitalisierten Signals in ein In-Phase-Komponentensignal und in ein Quadratur-Phase-Komponentensignal; eine Einrichtung (3), die auf das In-Phase-Komponentensignal und das Quadratur- Phase-Komponentensignal anspricht, um eine Phasenfunktion und eine Amplitudenfunktion, die dem übertragenen Signal entsprechen, zu bestimmen; eine Einrich tung (4) zum Synchronisieren der Datenbitsequenz in dem transformierten Digitalsignal mit einer bekannten Bitsequenz, um ein Datenbitsequenzsignal zu liefern; einen Detektor (5) zum Erfassen der Datenbitsequenz; eine Einrichtung (6), die auf die erfaßte Datenbitsequenz anspricht, um Parameter eines Referenzsignals zu schätzen; und eine Einrichtung (7) zum Vergleichen des Referenzsignals mit dem übertragenen Signal, um die Modulationsgenauigkeit des übertragenen Signals zu bestimmen.