DE69016648T2 - Fernmeldeleitungsschaltung. - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf einen Übertragungsleitungs- Schaltkreis, in dem jede Leitung über einen eigenen Leitungsverstärker gespeist wird, der für jede Leitung ein bestimmtes Vorspannungspotential bereitstellt, und in dem jede Leitung von einer Spannungsquelle versorgt wird, die von einem Syntheseschaltkreis für einen Gleichstromschleifenwiderstand erhalten wird, der die beiden Verstärker und eine Batteriespannungsversorgung umfaßt.
• Leitungschaltkreise dieser Art, insbesondere, wenn sie eine über einen Teilnehmeranschluß-Schnittstellenschaltkreis für Fernmeldeleitungen verfügen (Subscriber Line Interface Circuit, SLIG) und in Form eines monolithischen Integrierten Schaltkreises oder eines monolithischen Chips aufgebaut sind, sind z.B. aus dem IEEE Journal of Solid-State Circuits, Bd. SC-18, Nr. 3, Juni 1983, S. 316 bis 324, und Bd. SC-21, Nr. 2, April 1986, S. 252 bis 258, sowie aus der Europäischen Patentanmeldung bekannt, die unter der Nr. 0 201 635 veröffentlicht wurde. Um insbesondere eine niedrige Verlustleistung für den SLIC zu erzielen, wurden in diesen früheren Ansätzen Verfahren verwendet, bei denen Gleichstrom- und Wechselstrom-Impedanzen für die Leitungszufuhr unter Verwendung einer Schleifensynthese eingesetzt werden, und die von Widerständen für die physikalische Speisung mit verhältnismäßig niedrigen Widerstandswerten, z.B. 50 Ohm, ausgehen, um höhere Synthesewerte zu erzielen, wie sie von den Fernmeldezentralen und -gesellschaften gefordert werden. Für die Gleichstromspeisewiderstände und einen gegebenen Leitungsgleichstrom ist der Stromverbrauch beispielsweise direkt proportional zum Wert der physikalischen Widerstände. Der Aufbau wirksamer und anpaßbarer synthetisierter Leitungsspeiseimpedanzen für Wechsel- und Gleichstrom beinhaltet das Messen der Spannungen zwischen den beiden physikalischen Speisewiderständen mit einer hochohmigen Widerstandsbrücke, die üblicherweise aus zwei Potentiometern besteht, die diagonal über Kreuz mit den niederohmigen Speisewiderständen verbunden sind, um so eine Herter-Brücke mit 6 Widerständen und 3 Anschlüssen zwischen der Leitung und der Vermittlungsstelle zu bilden, wobei auf den Anschluß für die Meßwerterfassung ein Spannungswandler folgt. Der Ausgang des Spannungswandlers wird von den Eingangssignalen für zwei Leitungstreiberverstärker subtrahiert, deren Ausgänge wiederum mit den entsprechenden Leitungen gekoppelt sind, und zwar jedesmal in Reihe mit einem Schutzwiderstand, z.B. 10 Ohm, wobei der Speisewiderstand einen der gemessenen Spannungswerte erzeugt. Auf diese Weise kann der gesamte synthetisierte Widerstand z.B. problemlos als das Zweifache der Summe aus den ursprünglichen Speise- und Schutzwiderständen, z.B. 60 Ohm, und dem ursprünglichen Speisewiderstand multipliziert mit der Verstärkung des Spannungswandlers oder der gesamten Gleichstrom-Schleifenverstärkung berechnet werden, die softwaregesteuert programmiert werden kann. Zusätzlich wird auf eine ähnliche Art und Weise eine synthetisierte Batteriespannung erzeugt, die zu der Spannung addiert wird, die vom Leitungsgleichstrom aufgrund des synthetisierten Gesamtwiderstandes erzeugt wird, und die so die effektive, synthetisierte Gleichstromspeisespannung der beiden Leitungen darstellt.
• Darüber hinaus sollte die A-Leitung um einige Volt unter Massepotential und die B-Leitung um einen gleichen Betrag über dem negativen Versorgungspotential vorgespannt werden, um den erforderlichen Höchstwert des Wechselstromausschlages von Sprachsignalen zu ermöglichen. Da außerdem auch Meßsignale in den Leitungen auftreten können, müssen bei den Vorspannungen auch diese Signale berücksichtigt werden, um eine Sättigung der Leitungstreiberverstärker bei der Übertragung solcher Meßsignale zu vermeiden; dies erfolgt, indem entweder eine Spanne für die maximale Amplitude der Meßsignale vorgesehen wird, wie dies in der Europäischen Patentanmeldung, die unter der Nr. 0 078 347 veröffentlicht wurde, beschrieben wird, oder indem vorzugsweise die Vorspannung als eine Funktion des Meßsignalwertes variiert wird, wie dies in der belgischen Patentschrift Nr. 898051 und dem oben erwähnten Artikel aus dem Jahr 1986 beschrieben wird. Um die Vorspannungen für A und B zu erzeugen und mit dem Austausch der Vorspannungen eine Batterieumkehrung zu ermöglichen, beschreibt der zuletzt genannte Artikel einen Schaltkreis mit drei Widerständen, die wirksam in Reihe zwischen dem Masse- und dem negativen Versorgungspotential geschaltet sind, wobei jeder der beiden Widerstände dieselbe gewünschte anpaßbare Meßvorspannung erzeugt, so daß die Potentiale an den Anschlüssen des Zwischenwiderstands den gewünschten Vorspannungswerten entsprechen. Durch die Verwendung von Stromspiegeln und Differenzialsteuerschaltungen können je nach gewünschter Polarität äquivalente Vorspannungen an den A- und B-Leitungen oder an den B- und A-Leitungen angelegt werden.
• Ein solcher Schaltkreis, bei dem zuerst die Gleichstrom-Vorspannung der A(B)-Leitung, dann die synthetisierte Speisespannung zwischen den beiden Leitungen und drittens, unter Verwendung des Unterschieds zwischen der ersten und der zweiten Spannung, die Gleichstrom-Vorspannung der B(A)-Leitung erzeugt wird, ist verhältnismäßig komplex, weist relativ hohe Rauschwerte auf, gewährleistet keine identischen Vorspannungsabweichungen für die A- und B-Leitungen und gestattet keine speziellen Signalübertragungsbedingungen über diese Leitungen; ein Beispiel hierfür ist die belgische Patentschrift Nr. 903911. Bei dieser Anmeldung kann der Schaltkreis zur Polaritätsumkehrung die betreffenden Eingangspotentiale an die Operationsverstärker, die die Treiber der A- und B-Leitungen bilden, anlegen, d.h. hohe/niedrige oder niedrige/hohe Werte bzw. niedrige Werte für beide Treiber, so daß beide Treiber auf beiden Leitungen Massesignale übertragen können. Darüber hinaus wäre jedoch die vierte mögliche Kombination der Vorspannung der A- bzw. B-Leitung wünschenswert, d.h. hohe Werte für beide Leitungen, wie dies für bestimmte Anwendungen erforderlich ist.
• Eine allgemeine Aufgabe der Erfindung besteht darin, die oben erwähnten Beschränkungen zu vermeiden und gleichzeitig die gewünschten Merkmale der Schaltkreise für die Wechselstrom- und Gleichstrom-Schleifensynthese der Europäischen Patentanmeldung Nr. 0 201 635 und des Mehrschleifen-Schaltkreises für die Impedanzsynthese beizubehalten, indem ein Filterwandler mit getrennten Tiefpaß- und Hochpaß-Frequenzausgängen verwendet wird, der in der PCT-Anmeldung beschrieben wird, die zum ersten Mal am 24. Dezember 1988 eingereicht und unter der Nummer WO 90/07834 veröffentlicht wurde, bzw. der auch in unserer Anmeldung beschrieben wird, die in Europa zum ersten Mal gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung eingereicht wurde.
• Gemäß einem ersten Merkmal der Erfindung umfaßt der hier behandelte Übertragungsleitungs-Schaltkreis ferner:
• - ein erstes Vorspannungsmittel zur Erzeugung einer ersten Vorspannung für eine erste Leitung;
• - ein zweites Vorspannungsmittel, an das eine Eingangsspannung angelegt wird, und das an seinem Ausgang über ein Summierungsmittel verfügt, mit dem die erste Vorspannung zu der Eingangsspannung addiert wird, um eine zweite Vorspannung für eine zweite Leitung zu erzeugen; und
• - einen Wandler, um Spannungen proportional zu den ersten und zweiten Vorspannungen addieren zu können, um so eine Steuerspannung zu erzeugen, mit der ein zugehöriger Schaltkreis gesteuert werden kann, der Teil des Syntheseschaltkreises für einen Gleichstrom-Schleifenwiderstand ist und die Spannungsversorgung gewährleistet.
• Auf diese Weise kann die Gleichstrom-Vorspannung für die Leitung, deren Wert näher am Massepotential liegt, durch einen geerdeten Schaltkreis mit einem rauschunterdrückenden Tiefpaßfilter erzeugt werden, und ein entsprechend geerdeter Schaltkreis kann für die Erzeugung einer synthetisierten Gleichstrom-Vorspannung verwendet werden. Letztere Spannung kann zu der ersten Spannung addiert werden, um die Gleichstrom-Vorspannung für die andere Leitung zu erzeugen, deren Vorspannungswert näher am anderen (negativen) Versorgungspotential liegt. Mit einer Gruppe von vier Durchlaßgatters können dann die hohen und niedrigen Gleichstrom-Vorspannungen in einer der vier möglichen Kombinationen mit den Eingängen der beiden Leitungstreiber gekoppelt werden, d.h. A-Leitung mit hoher und B-Leitung mit niedriger Spannung oder umgekehrt, oder beide Leitungen mit hoher bzw. niedriger Spannung.
• Die gewünschte synthetisierte Gleichstrom-Speisespannung läßt sich auf effiziente Weise mit einem Schalt-Gleichstromumrichter erzielen. Ein solcher Schaltkreis mit einem Sperrwandler, der mit einer Diode und einem Kapazitätswiderstand verbunden ist, und einem Sägezahn-Oszillator wurde bereits in der US-Patentschrift Nr. 4 598 173 beschrieben und wird auch in einer Gleichstrom-Syntheseschleife für einen Übertragungsleitungs-Schaltkreis verwendet. Die Energiespeicherkapazität dieses Wandlers wird jedoch zwischen den A- und B-Leitungen auf der Seite der Speisewiderstände, die sich näher an der Vermittlungsstelle befinden, verzweigt, wobei die Spannung zwischen diesen Leitungen auf der Teilnehmerseite gemessen wird.
• Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen solchen Schalt-Gleichstromumrichter in die SLICs zu integrieren, die in den oben erwähnten Artikeln und der Europäischen Patentanmeldung Nr. 0 201 635 beschrieben werden, worin Leitungstreiber für die Versorgung der beiden Leitungen verwendet werden und eine Herter-Brücke eingesetzt wird, um die Spannungen zwischen den beiden in Reihe geschalteten Speisewiderständen zu messen.
• Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung besteht der oben beschriebene Schaltkreis aus einem Schalt-Gleichstromumrichter mit einer Batteriespannungsversorgung, wobei eine Gleichspannung, die für den Gleichstrom in den Leitungen repräsentativ ist, mit dem zweiten Vorspannungsmittel gekoppelt wird.
• Ein solcher Schaltkreis kann also einen Sperrwandler, der in einem Leitungsmodus mit Unterbrechungen betrieben wird, und der vorzugsweise gemäß der veröffentlichten Patentanmeldung Nr. EP-A-0 446 490 konstruiert ist, die in Europa am 12. März 1990 eingereicht wurde, in einen Syntheseschaltkreis für einen Gleichstrom-Schleifenwiderstand eines SLIC integrieren, worin die A- und B-Leitungen unterschiedliche Vorspannungen aufweisen, d.h. näher am Massepotential oder näher an der negativen Spannungsversorgung liegen. Der Wandler kann dabei die beiden Leitungsvorspannungen so kombinieren, daß er die synthetisierte Gleichstrom-Vorspannung erhält. Bei einer Schalt-Spannungsversorgung ist darüber hinaus die Verlustleistung geringer als bei einem in Reihe geschalteten Spannungsregler; außerdem kann die synthetisierte Gleichspannung über eine größere Toleranz und einen höheren Wert verfügen als die negative Batterie, z.B. -48 oder -60 V, so daß unabhängig von der Leitungslänge stets ein ausreichender Stromfluß in den Leitungen gewährleistet ist, wie er von den Fernmeldezentralen gefordert wird.
• Es muß darauf hingewiesen werden, daß die unter der Nummer W084/01249 veröffentlichte PCT-Patentanmeldung ebenfalls einen Schalt-Gleichstromumrichter für die Spannungsversorgung der beiden Leitungsverstärker und mit einem getrennten Vorspannungsmittel beschreibt, mit denen der Wert für die A-Leitung an Masse angenähert werden kann.
• Anstelle eines weiteren getrennten Vorspannungsmittels, mit dem der Wert für die B-Leitung an die negative Spannungsversorgung angenähert werden kann, wobei die Ausgänge beider Mittel in einem Wandler kombiniert werden, besteht der letztere aus einem Differenzialverstärker, dessen Eingang über die Leitung verzweigt wird und dessen gefilterter Ausgang zu einer Bezugsspannung addiert wird, deren Wert gleich dem Zweifachen der gleichen Gleichstrom-Vorspannung für die A- und B-Leitungen ist, bevor der Steuereingang des Wandlers erreicht wird.
• Die oben erwähnten sowie weitere Aufgaben und Merkmale der Erfindung werden offensichtlicher und die Erfindung selbst wird am besten verständlich, wenn sie in Bezug auf die folgende Beschreibung der Ausführungsformen zusammen mit dem zugehörigen Abbildungen betrachtet werden, wobei:
• Fig. 1 ein Übertragungsleitungs-Schaltkreis ist, der einen Teilnehmeranschluß-Schnittstellenschaltkreis (SLIC) gemäß der Erfindung umfaßt;
• Fig. 2 der Verstärkerbereich LA des Leitungstreibers aus Fig. 1 ist;
• Fig. 3 der Syntheseschaltkreis für eine Gleichspannungsschleife BIAS aus Fig. 1 ist;
• Fig. 4 das Verhältnis zwischen den Spannungen zeigt, mit dem die A- und B-Leitungen des Übertragungsleitungs-Schaltkreises vorgespannt werden;
• Fig. 5 der Schaltkreis BGC zur Erzeugung einer Vorspannung aus Fig. 3 ist; und
• Fig. 6 der Speiseschaltkreis FDC aus Fig. 3 ist.
• Der Schaltkreis der Datenübertragungsleitung aus Fig. 1 ist an den Anschlüssen A und B mit einer aus zwei Leitungen bestehenden Fernmeldeleitung (nicht abgebildet) gekoppelt. Wie beispielsweise in der Europäischen Patentanmeldung Nr. 0201635 beschrieben, umfaßt er eine Herter-Brücke HB, die die Widerstände R1 bis R6, die Umschaltrelaiskontakte SW1 und SW2 sowie einen SLIC enthält.
• Wie abgebildet ist der Schaltkreis mit einer Rufsignalquelle RC, die ein Rufsignal an den Anschlüssen RNGA und RNGB bereitstellt, und ferner, wie dies auch in der Europäischen Patentanmeldung Nr. 0201635 beschrieben wird, mit einem Prozessor für digitale Signalprozessor (Digital Signal Processor, DSP), einem Transcoder- und Filterschaltkreis TCF, einer Datenstation-Steuereinheit für Doppelprozessoren (Dual Processor Terminal Controller, DPTC) und einem Schaltnetzwerk SNW verbunden. Im DSP, für den auf die belgischen Patentschriften 898959 und 898960 verwiesen wird, wird ein vom TCF empfangenes digitales Sprachsignal in ein analoges Sprachsignal umgewandelt, das dann an die Sprachsignalanschlüsse RX (mit Masserückleitung) des SLIC übertragen wird. Umgekehrt wird im DSP ein analoges Sprachsignal, das über den Anschluß für die Sprachsignalübertragung TX (ebenfalls mit Masserückleitung) des SLIC an den DSP übertragen wurde, in ein digitales Sprachsignal umgewandelt, das dann an den TCF weitergeleitet wird. Der Schaltkreis DSP verfügt außerdem über einen seriellen Anschluß (nicht abgebildet) für den Empfang von Statusbits des SLIC. Die Aufgabe der verschiedenen Steuer- und Statusbits eines SLIC wird in der belgischen Patentschrift Nr. 898049 erläutert. Im TCF wird eine Transcodier-Operation für die vom DSP und DPTC empfangenen digitalen Signale durchgeführt, und der TCF wird außerdem veranlaßt, dem SLIC ein Meßsignal MET (mit Masserückleitung) bereitzustellen. Diese Operationen werden in den belgischen Patentschriften Nr. 897771 und 897773 beschrieben. Im SNW wird die digitale Verbindung der codierten Sprachsignale mit verschiedenen Schaltkreisen mit Datenübertragungsleitungen durchgeführt.
• Während HB, SW1/2, SLIC und DSP hier nur jeweils einer Fernmeldeleitung zugeordnet sind, werden TCF und DPTC für eine Anzahl solcher Leitungen, z.B. für 8 Leitungen, bereitgestellt, wie dies durch die Pfeile dargestellt wird. Modifikationen dieser Anordnung, bei denen z.B. auch ein DSP mehreren Leitungen zugeordnet wird, haben keinen Einfluß auf die Merkmale der nachfolgend beschriebenen Erfindung.
• Die allgemeinen Verbindungen zwischen HB, LA und SENS weisen eine Ahnlichkeit mit denjenigen auf, die in der Europäischen Patentanmeldung Nr. 0 201 635 beschrieben werden, wobei SENS der Leseverstärker ist, der seinen Eingang von der HB an den Anschlüssen SNS- und SNS+ erhält, und wobei SENS vorzugsweise so konstruiert ist, wie in der veröffentlichten Patentanmeldung Nr. WO 90/07884 oder in unserer Patentanmeldung, die zuerst in Europa gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung eingereicht wurde, beschrieben wird. Die Anschlüsse A und B werden über die in Reihe geschalteten Speisewiderstände R1 und R2 mit den beweglichen Ankern der Umschalter SW1 und SW2 gekoppelt. Durch diese Schalter kann an die Fernmeldeleitung ein Rufsignal zur Weiterleitung an die Anschlüsse RNGA und RNGB von einer Rufsignalquelle RC übertragen werden, wenn die abgebildete Position von SW1 und SW2 geändert wird, wofür ein Signal, das zwischen den Ausgängen AW und BW des Verstärkerbereiches LA des Leitungstreibers erzeugt wird, über die Schutzwiderstände R7 bzw. R8 an SW1 und SW2 übertragen wird, wobei die Signale von A und B auch an AW und BW übertragen werden können. Die Schalter SW1 und SW2 sind Kontakte eines Relais (nicht abgebildet), das von einem Treibersignal (nicht abgebildet) des DSP gesteuert wird. Unter allen Betriebsbedingungen der Fernmeldeleitung, z.B. Ruf bzw. kein Ruf, wird eine Ausgangsspannung zwischen den Leseausgängen SNS- und SNS+ der HB proportional zu den Gleich- und Wechsel strömen I+i erzeugt, die in der Fernmeldeleitung durch R1 und R2 fließen. Diese Ausgangsspannung hat aufgrund der unerwünschten Längsströme, die in den Leitungen dieser Leitung fließen, keine Komponenten.
• Der Leseschaltkreis SENS teilt die Signale zwischen seinen Eingangsanschlüssen in zwei komplementäre Ausgangs-Frequenzbandbreiten auf: einen Sprach-Hochpaßfrequenz auf Ausgang SAC und einen Tiefpaßfrequenz auf Ausgang SDC, der insbesondere Signale enthält, die proportional zum Gleichstrom I sind, der in den Leitungen dieser Leitung fließt, wobei der Grenzwert für diese Frequenzen z.B. bei ungefähr 30 Hz liegt.
• Die gleichwertigen Widerstände R9 und R10, die an ihrem einen Ende mit SNS- bzw. SNS+ und an ihrem anderen Ende über die betreffenden Durchlaßgatters S1 und S2 mit dem negativen Batteriepol verbunden sind, werden SENS zugeordnet, wie in unserer Europäischen Patentanmeldung beschrieben wird, die zuerst gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung eingereicht wurde, wobei dies Bestandteil der Maßnahmen zur Reduzierung des Energieverbrauchs ist. Die durch den gemeinsamen Anschluß RP gesteuerten Durchlaßgatters S1 und S2 werden nur während des Rufs freigegebenen; nur dann kommt es bei R9 und R10 zu einer Verlustleistung, mit der die Potentiale an SNS- und SNS+ reduziert werden, um übermäßig hohe Potentiale aufgrund der großen Amplituden der Rufsignale zu vermeiden.
• Abgesehen von der Batteriemasse (BGND) und den niedrigen Versorgungsspannungen (Quelle und Senke), die für die Operationsverstärker von SENS erforderlich sind, wird letzterer nicht durch das negative Batteriepotential versorgt, das an R9/R10 während des Rufs angelegt wird, sondern durch die synthetisierte Gleich-Spannung, die am Ausgang SVYN des Wandlers CONV erzeugt und hauptsächlich dafür benötigt wird, um den Operationsverstärkerbereich LA des Leitungstreibers zu versorgen. Diese zusätzliche Verwendung von VSYN wirkt sich im Hinblick auf den breiten Übertragungsbereich der Eingangssignale vorteilhaft auf die Eingangsphase von SENS aus.
• Der Ausgang SAC von SENS wird mit dem Eingang AC des Wandlers ZAC verbunden, der ein Signal zwischen seinen symmetrischen (Gegentakt-) Ausgängen ZAC+ und ZAC- erzeugt, das im Leitungsverstärkerbereich LA verstärkt und so über die Leitungsausgänge AW und BW des Wandlers rückgekoppelt wird. Bei dieser Synthese der Wechselstrom-Impedanz wirkt die Übertragungsfunktion des Wandlers ZAC so, daß von der Fernmeldeleitung aus gesehen die Wechselstrom-Impedanz an den Anschlüssen A und B gleich der von der Fernmeldezentrale geforderten Impedanz ist. Der Ausgang ZAC+ des Wandlers ZAC wird außerdem auch als Anschluß für die Sprachsignalübertragung TX des SLIC verwendet. Der Wandler ZAC verwendet einen symmetrischen (Gegentakt-) Ausgang für seinen Operationsverstärker, der als aktives Element des Wandlers, und ansonsten allgemein ausgelegt ist, z.B. bezüglich der Frequenz, wie in der oben erwähnten Europäischen Patentanmeldung Nr. 0 201 635 und in dem Artikel von 1986 beschrieben wird. Auch mit diesem Verfahren läßt sich das Rauschen während des Betriebs reduzieren, da im Vergleich zu dem vorherigen unsymmetrischen Ausgang dieser Bezugselemente ZAC+ und ZAC- den Ausgangsausschlag verdoppeln, wodurch sich eine Verbesserung um 6 Db beim Rauschen des Operationsverstärkers und damit ein eingeschränkter Aussteuerbereich ergibt. Darüber hinaus werden gemeinsame Modussignale, einschließlich von Schwankungen in der Versorgungsspannung, von den Differenzialausgängen des Operationsverstärkerbereiches LA zurückgewiesen, der die A- und B-Leitungen ansteuert und dessen Verstärkung nun aufgrund des höheren Ausgangsausschlags von ZAC+ und ZAC- niedriger gehalten werden kann; dies ist ein weiterer Faktor, der zur Rauschreduzierung beiträgt.
• Der Ausgang SDC des SENS ist mit einem Schaltkreis BIAS verbunden, der die folgenden drei Ausgänge hat:
• - Ausgänge BA/BB, an denen die Vorspannungen erzeugt werden, die an den Leitungsverstärkerbereich LA zurückgeführt werden, und durch die Gleichspannungen an den Ausgängen AW/BW auftreten. Diese Spannungen erfüllen die Anforderungen an die Gleichstromzufuhr für die Fernmeldeleitung.
• - Ausgang VCONV, der mit dem Wandler CONV verbunden ist. Dieser wandelt die Batteriespannung an seinem Eingangsanschluß BAT in eine Spannung an seinem Ausgang VSYN um, mit der eine wirksame Versorgung des Leitungsverstärkerbereiches LA erreicht wird. Der Wandler CONV ist vorzugsweise ein Sperrwandler, wie er in der Europäischen Patentanmeldung EP-A-0 446 490 beschrieben wird, wobei BAT einer negativen Batterieversorgung entspricht, die hohe Spitzenstrombelastungen aufrechterhält.
• Die Gleichspannungswerte, die an den Anschlüssen A und B der Fernmeldeleitung aufgrund der oben erwähnten Vorspannungen des Leitungsverstärkerbereiches LA auftreten, simulieren mittels der Synthese eines Gleichstromwiderstands eine vorgegebene Speisespannung und einen vorgegebenen Speisewiderstand, wie dies bereits kurz erläutert wurde und weiter unten ausführlicher beschrieben wird.
• Fig. 2 enthält Einzelheiten zu dem oben erwähnten Leitungsverstärkerbereich LA. Der Schaltkreis umfaßt zwei Leitungstreiber- Operationsverstärker LAA und LAB mit gleich hohen Spannungen und invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingängen, deren jeweilige Ausgänge AW und BW die Ausgänge von LA bilden. Beide werden zwischen einer Massespannung am Anschluß BGND und einer konstanten Gleichspannung am Anschluß VSYN vom CONV versorgt. Die Wechselstrom-Signalkomponenten zwischen den Ausgängen AW und BW sind proportional zur Summe aus drei Wechselstromsignalen: erstens einem Signal, das über die symmetrischen (Gegentakt-) Ausgänge (+ und -) des Operationsverstärkers DA1 durch ein empfangenes Meßsignal MET bereitgestellt wird, zweitens einem Signal, das über die symmetrischen Ausgänge (+ und -) des Operationsverstärkers OA2 durch ein empfangenes Sprachsignal RX bereitgestellt wird, und drittens einem Signal, das über die symmetrischen Gegentaktausgänge ZAC+ und ZAC- des Wandlers ZAC bereitgestellt wird.
• Die Summenbildung aus den drei oben aufgeführten Wechselstromsignalen erfolgt mit dem Gegenkopplungswiderstand R11 und im Gegentakt-Verfahren durch die Summierungsnetzwerke R13-R14-R15 am negativen Eingang von LAA und R16-R17-R18 am positiven Eingang von LAA, so ist z.B. R14 mit dem negativen Eingang von LAA und R24 mit dem positiven Eingang von LAB verbunden, wobei für die Eingänge von LAB die Summierungsnetzwerke R20-R21-R22 und R23- R24-R26 mit dem Gegenkopplungswiderstand R12 ähnliche Funktionen ausführen. Das Meßsignal am Ausgang von OA1 wird nur aktiviert, wenn die Durchlaßgatter S3 bis S6 leitend sind, d.h. nur während des Meßvorgangs, der durch den oben erwähnten Schaltkreis DSP gesteuert wird. Die symmetrischen Ausgänge von OA1 und OA2 bieten dieselben Vorzüge wie sie oben bereits für die symmetrischen Ausgänge ZAC+ und ZAC- der Syntheseschleife einer Wechselstrom- Impedanz erwähnt wurden, die die symmetrischen Ausgänge von LAA und LAB an die vier Widerstände R15-R18-R22-R25 weiterleitet.
• Die Anschlüsse BA und BB werden über die Widerstände R19 und R26 mit den nichtinvertierenden Eingängen der Leitungstreiber-Verstärker LAA und LAB gekoppelt, und die Durchlaßgatter SAA, SAB, SBA und SBB werden wie abgebildet verbunden, so daß je zwei dieser vier Gatter, die nicht mit demselben Widerstand R19 oder R26 verbunden sind, gleichzeitig freigegeben werden können. Die vier Kombinationsmöglichkeiten, wie z.B. die Freigabe von SAA und SBB, werden durch zwei binäre Zwischenspeicher (nicht abgebildet) gesteuert, die gemäß dem Wert der zwei Treiberbits für die Polaritätsumkehrung BR0/1, die durch den DSP übertragen werden (siehe z.B. belgische Patentschrift Nr. 903910), um die vier möglichen Kombinationen mit den gewünschten hohen (H) oder niedrigen (l) Gleichstromvorspannungen an AW und BW gemäß der folgenden Tabelle anzuzeigen: BRO BR1 Freigegebene Gatter AW BW
• So ist unter der normalen Betriebsbedingung H/L für AW/BW der Anschluß BA z.B. mit R19 und BB mit R26 verbunden.
• Ein alternativer Schaltkreis für die Abschaltvorspannung (Power Down Bias, PDB) wird für R19 und R26 bereitgestellt, um den Energieverbrauch zu reduzieren. In Energiesparmodus kann keines der Gatter SAA, SAB, SBA und SBB freigegeben werden, während eine Gruppe von ähnlichen Gattern SAA', SAB', SBA' und SBB', die in PDB enthalten sind, paarweise auf ähnliche Art und Weise freigegeben werden kann, um eine energiesparende feste Vorspannung LW und HW für AW und BW zu erzielen. Um zu verhindern, daß die Durchlaßgatter SAA, SAB, SBB, SBA leitend werden, wenn sich der Leitungsschaltkreis im Energiesparmodus befindet, erhalten die Ausgänge BA und BB über die entsprechenden Durchlaßgatter X und Y eine Vorspannung von V+ bzw. der Substratspannung VSUB. Diese Durchlaßgatter werden durch das Signal gesteuert, das aktiviert wird, wenn sich der Schaltkreis im Energiesparmodus befindet.
• Die Gleichstromvorspannungen an BA und BB, die zu den Wechselstromvorspannungen an den Eingängen von LAA und LAB addiert werden, sowie die Spannung VONV werden durch den Schaltkreis BIAS erzeugt, der in Fig. 3 detaillierter erläutert wird; das Verhältnis zwischen diesen verschiedenen Spannungen geht aus Fig. 4 hervor. Wenn nun die Durchlaßgatter SAA und SBB freigegeben sind, wird der Gleichstrompegel an AW von der Vorspannung an BA bestimmt. Diese Spannung ist gleich der Nassespannung BGND minus einer Spannung VG, die ausreicht, um die Sättigung des Ausgangstransistors von LAA durch das überlagernde Wechselstromsignal an BA zu verhindern. Die Spannung VG wird durch einen Vorspannungserzeugungs-Schaltkreis (Bias Generation Circuit, BGC) erzeugt.
• Prinzipiell handelt es sich bei dem in Fig. 5 ausführlicher beschriebenen BGC um einen Gleichspannungserzeuger, der von einer stabilen Bezugsspannung (VREF) ausgeht, die mit einem Verstärkungsfaktor verstärkt wird, der mit den Steuerbits (SMPI, HB) des DSP programmiert wird. Auf diese Weise sind drei Pegel für die Spannung VG möglich: eine feste niedrige Spannung VG für niedrige Wechselstromsignale, eine feste hohe Spannung VG für hohe Wechselstromsignale und ein Spannungspegel FB für die Meßsignalüberlagerung.
• Wie in Fig. 3 dargestellt, wird das Ausgangssignal VG des BGC mit einem RC-Tiefpaßfilter aus R27 und C1 RC-gefiltert, um das Rauschen zu reduzieren. Der Ausgang dieses Schaltkreises wird durch den Operationsverstärker OA3 zwischengespeichert, wobei sein Ausgang BA auf herkömmliche Art und Weise an den invertierenden Eingang zurückgeführt wird.
• Die Vorspannung an BB bestimmt den Gleichstrompegel an BW (bei freigegebenem SBB). Die Spannung an BW muß so beschaffen sein, daß die Gleichspannung zwischen AW und BW gleich einem Wert einer vorgegebenen synthetisierten Speisespannung VFEED in Reihe geschaltet mit zwei synthetisierten Speisewiderständen RFEED und in Reihe mit einem Spannungsabfall ist, der durch einen Strombegrenzungsschaltkreis erzeugt wird. Daher kann die Spannungsdifferenz VAB zwischen der Vorspannung BA und BB folgendermaßen ausgedrückt werden:
• VAB = VFEED + (RFEED - 60).2I - VLIM (1)
• wobei:
• VFEED die Speisegleichspannung für die Fernmeldeleitung ist;
• RFEED der synthetisierte Speisewiderstand ist, von dem 60 Ohm subtrahiert werden, die die Summe des in Reihe geschalteten Widerstands (R1 oder R2) und des in Reihe geschalteten Schutzwiderstands (R7 oder R8) aus Fig. 1 sind;
• I der gemessene Leitungsgleichstrom ist;
• VLIM der Spannungsabfall in einem Strombegrenzungsschaltkreis ist.
• Der Strombegrenzungs-Schaltkreis CLC (Current Limiting Circuit) und der Speiseschaltkreis FDC (Feed circuit) errechnen gemeinsam die erforderliche Spannung von (1) auf die allgemeine Art und Weise, wie sie z.B. in dem oben erwähnten Artikel von 1986 dargelegt wird, wobei der Schaltkreis CLC z.B. auch in der belgischen Patentschrift 898049 beschrieben wird und an seinem Ausgang CL eine Spannung erzeugt, die VLIM entspricht. Der Schaltkreis CLC kann durch die Steuerbits des DSP auf vier verschiedene Strombegrenzungspegel programmiert werden.
• Der weiter unten in Zusammenhang mit Fig. 6 näher erläuterte Schaltkreis FDC erzeugt an seinem Ausgang VF eine Spannung, die proportional zu VFEED und von der Bezugsspannung VREF (siehe Erläuterungen zum BGC aus Fig. 5) abgeleitet ist, die über die Speisewiderstände RFEED zum Wert des Spannungsabfalls addiert wird, und von der die Spannung VLIM am Ausgang CL von CLC subtrahiert wird. Die Spannung VFEED kann durch ein Steuerbit (BV) des DSP auf einen Wert von -48 V oder -60 V programmiert werden, je nach der Batteriespannung der Fernmeldevermittlungsstelle; der Wert von RFEED kann durch ein Steuerbit (PR) des DSP und durch die Verbindung der externen Widerstände oder durch Kontaktbrücken am Anschluß REXT auf drei verschiedene feste und einen variablen Widerstandspegel programmiert werden.
• Das Ausgangssignal VF (Fig. 3) des FDCs wird durch einen RC- Tiefpaßschaltkreis sowie durch die in Reihe geschalteten Widerstände R28 und R29 und den Ausgangsparallelkondensator C2 gefiltert, um eine Reduzierung des Rauschens und eine Stabilisierung der Gleichstrom-Rückkopplungsschleife zu erreichen. Der Widerstand R29 wird durch ein Durchlaßgatter SE parallelgeschaltet, das durch ein Signal zur Verbesserung der Ansprechzeit RE gesteuert wird; auf die gleiche Weise wird die Admittanz YA in der gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung durch das Durchlaßgatter PG7 parallelgeschaltet. Wie in dieser Anmeldung beschrieben wird, besteht die Funktion von RE darin, daß bei der Aktivierung des Durchlaßgatters SE durch dieses Signal die Gleichstrompegel- Erkennung durch die nachfolgende starke Reduzierung der Zeitkonstante CT beschleunigt wird. Diese schnellere Ansprechzeit des Schaltkreises ist beispielsweise nützlich, um zu erkennen, daß der Hörer abgenommen wurde. Der Operationsverstärker OA4 speichert vorübergehend das Ausgangssignal des oben erwähnten RC- Schaltkreises, d.h. zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang wird eine direkte, negative Rückkopplung bereitgestellt.
• Die Vorspannung an BB wird erzeugt, indem die Spannung an BA zu der synthetisierten Spannung VAB von (1) addiert wird. Dies erfolgt durch das Summierungsnetzwerk aus R34 und R35, das mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA6 verbunden ist, dessen invertierender Eingang mit seinem Ausgang über den Gegenkopplungswiderstand R36 und über den Widerstand R37 mit Masse verbunden ist.
• Wie bereits erwähnt wurde, steuert die Spannung VCON am Ausgang des Vorspannungsschaltkreises BIAS einen Gleichstromumrichter CONV, der eine Spannung VSYN erzeugt, die den Leitungsverstärkerbereich LA speist. Wie in Fig. 4 dargestellt, ist die Spannung VCONV gleich der Spannung an BB, zu der eine weitere Vorspannung VG (liegt an BA an) addiert wird, mit der eine Sättigung der Leitungsverstärker durch die Wechselstromsignale verhindert wird, um den Wert VAB + 2VG zu erzielen. Zur Sicherung von VCONV (Fig. 3) erfolgt die Addition, indem das Summierungsnetzwerk aus R31 und R32 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA5 und dem Rückkopplungswiderstand R33 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang von OA5 wird über den Widerstand R30 mit Masse verbunden.
• Wie eingangs bereits betont wurde, gibt es einen bedeutenden Unterschied zwischen den herkömmlichen Lösungen für die Erzeugung der oben erwähnten Vorspannungen und Speisespannungen für Leitungstreiberverstärker, wie sie in den belgischen Patentschriften 898049 und 898051 beschrieben werden, und der Lösung, die oben erläutert und in Fig. 3 dargestellt wird. In diesen Patentschriften umfaßt der Speiseschaltkreis FDC einen Eingang vom Vorspannungserzeugungs-Schaltkreis BGC und einen Leistungstransistor zur Spannungsregelung, der mit dem Batteriepol BAT verbunden ist, um die Versorgungsspannung VSYN direkt zu erzeugen. Dadurch ist die Ausgangsspannung von FDC anstelle von (1) in den oben erwähnten Patentschriften gleich
• VSYN = VFEED + (RFEED - 60).2I - VLIM + 2 VG (2)
• Von dieser Spannung VSYN wird die Spannung an BB abgeleitet, indem VG von VSYN subtrahiert wird. Als Bezugsgröße für die Vorspannung des Leitungstreiberverstärkers LAB wurde die Versorgungsspannung VSYN und nicht, wie in der vorliegenden Lösung, Masse gewählt. Als eine erste Folge hiervon kann die Rauschkomponente von VSYN auch in der Vorspannung von BB und daher auch in den Differenzialspannungen zwischen BB und BA nachgewiesen werden. Bei der Lösung der oben erwähnten Patentschriften resultiert das Rauschen von VSYN aus einer mangelhaften Batterie- Rauschunterdrückung über den oben beschriebenen Leistungstransistor zur Spannungsregelung sowie aus einer schlechteren Filterkonfiguration, als sie in der vorliegenden Lösung verwendet wird.
• Die Wahl von VSYN als Bezugsgräße für die Vorspannung an BB resultiert ferner darin, daß Schwankungen im Pegel von VG, die durch den BGC erzeugt werden, einen kürzeren Ausbreitungsweg zum Ausgang BA (direkte Ausbreitung) als zum Ausgang BB (Ausbreitung über VSYN) haben; dies führt während der Zustandsübergänge der Vorspannung zu hörbaren Klickgeräuschen in der Fernmeldeleitung.
• Die vorliegende Lösung reduziert also Rauschen und Klicken in den Vorspannungen der Leitungsverstärker, indem für beide als Bezugsgröße Masse gewählt wird; sie stellt so eine bessere Filterung und eine annähernd gleiche Verzögerung der Zustandsübergänge für beide Vorspannungen bereit. Da die Vorspannungen der Leitungsverstärker unabhängig von der Versorgungsspannung VSYN sind, kann darüber hinaus für diese Versorgungsspannung mehr Brummspannung und Rauschen toleriert werden als bei herkömmlichen Lösungen; dies ist wichtig, falls ein Gleichstromumrichter mit inhärenter Brummspannung verwendet wird.
• Mit Bezug auf Fig. 5 wird im folgenden der Schaltkreis zur Vorspannungserzeugung BGC aus Fig. 3 näher beschrieben. Er wird durch zwei Bits SMPI und HB gesteuert, die vom DSP übertragen werden. Diese Bits legen fest, welche Amplitude von VG auftritt: SMPI HB VG niedrige VG für Sprachsignale mit niedrigem Pegel hohe VG für Sprachsignale mit hohem Pegel VG für Meßsignale
• Die Spannung VG, die erforderlich ist, falls Meßsignale über die Fernmeldeleitung übertragen werden, wird von der Spannung am Abgriffspunkt MB des Spannungsteilers abgeleitet, der die Widerstände R38 und R39 zwischen einer Spannungsquelle V+ und Masse umfaßt. Der Abgriffspunkt MB wird an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA7 gekoppelt, wenn das Durchlaßgatter S7 durch das Bit SMPI, das sich auf dem Logikpegel Eins befindet, leitend wird. Wenn SMPI sich auf dem Logikpegel Null befindet, wird umgekehrt das Durchlaßgatter S8 leitend, das eine stabile Bezugsspannung an Anschluß VREF an den Eingang vn 0A7, der als Zwischenspeicher verwendet wird, verbindet.
• Die Ausgangsspannung von OA7 wird zum einen zurück an den invertierenden Eingang geleitet, zum anderen wird sie über die in Reihe geschalteten Widerstände R40 und R41 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA8 geleitet, wobei der Ausgang VG des OA8 über den Widerstand R42 zurück an diesen Eingang geleitet wird, während der nichtinvertierende Eingang mit Masse verbunden ist. Falls sich das Bit SMPI oder HB auf Logikpegel Eins befindet (SMPI + HB sind wahr), wird das Durchlaßgatter 59 leitend, wodurch R41 kurzgeschlossen wird; dies führt zu einer Erhöhung der Verstärkung für OA8, wodurch für Sprachsignale ein niedriger und ein hoher Pegel für VG möglich sind. Getrennte SMPI- und HB-Gatter könnten auch verwendet werden, um Widerstände zu überbrücken oder einzufügen (nicht abgebildet), und so verschiedene Werte für VG zu erzeugen. Des weiteren kann ein Schaltkreis wie R40, R41, R42 und 59 am negativen Eingang von OA8 auch zwischen Masse und den positiven Eingang dupliziert werden (nicht abgebildet), um so symmetrische Eingangsbedingungen für alle möglichen Fälle zu erzielen. Falls die Struktur und die Werte des Schaltkreises zwischen Masse und dem positiven Eingang mit R40 und R41 und 59 identisch sind, sollte der R42 entsprechende Widerstand zusätzlich den positiven Eingang mit Masse verbinden.
• Im folgenden wird der Speiseschaltkreis FDC mit Bezug auf Fig. 6 ausführlicher erläutert. Dieser Schaltkreis erzeugt an seinem Ausgang VF eine Spannung, die gleich VAB aus der Gleichung (1) ist, wobei der dritte Term dieser Gleichung aus der Spannung VLIM erhalten wird, die am Ausgang CL des Schaltkreises CLC erzeugt wird. Die Summenbildung der drei Terme von (1) erfolgt durch den Operationsverstärker OA12.
• Das Signal CL wird an den nichtinvertierenden Eingang von OA12 angelegt, der über den Widerstand R54 auf Masse vorgespannt wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers OA11 liefert die Spannung VFEED, die über den in Reihe geschalteten Widerstand R56 an den invertierenden Eingang von OA12 angelegt wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers OA11 liefert die Spannung (RFEED - 60).2I, die über den in Reihe geschalteten Widerstand R55 auch an den invertierenden Eingang von OA12 angelegt wird, der mit seinem Ausgang VF über den Gegenkopplungswiderstand R57 verbunden ist.
• Die Spannung VFEED wird erhalten, indem eine stabile Bezugsspannung VREF, die an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA11 angelegt ist, verstärkt wird. Der invertierende Eingang von OA11 wird über den Widerstand R51 mit Masse und über die in Reihe geschalteten Gegenkopplungswiderstände R52 und R53 mit dem Ausgang von OA11 verbunden. Das Logiksignal , das vom DSP übertragen wird, steuert das Durchlaßgatter S15. Wenn S15 gesperrt ist, hat die Verstärkung von OA11 einen solchen Wert, daß seine Ausgangsspannung einer Speisespannung von -60 Volt entspricht; wenn S15 leitend ist, wird R53 kurzgeschlossen, so daß die Verstärkung von OA11 abnimmt. Seine Ausgangsspannung entspricht dann einer Speisespannung von -48 Volt.
• Der Eingang SDC des speiseschaltkreises FDC aus Fig. 6 wird vom oben erwähnten Leseschaltkreis SENS (Fig. 1) übertragen und weist eine Spannung auf, die proportional zum Gleichstrom I in den Leitungen der Fernmeldeleitung ist. Diese Spannung liegt zwischen dem oberen Grenzwert V+ und dem unteren Grenzwert V-, die die Versorgungsspannungen der Ausgangsschaltkreise SENS darstellen. Der Spannungspegel am SDC wird durch die in Reihe geschalteten Widerstände R43 und R44 und, parallel hierzu, durch die in Reihe geschalteten Widerstände R45, R46 und R47 geteilt. Das Potentiometer aus R43 und R44 liegt optional außerhalb des Chips, um eine extern ermittelte niederohmige Speisung anstelle des Potentiometers aus R45, R46 und R47 bereitzustellen, das in den Chip integriert ist und vorgegebene Werte RFEED zur Verfügung stellt.
• Der Abgriffspunkt REXT des Teilers aus R43 und R44 weist eine Spannung auf, die stets unter V+ und über V+ liegt, es sei denn, er wird über die Kontaktbrücke ST1 permanent mit V+ oder über die Kontaktbrücke ST2 mit V+ verbunden. Diese Spannung an REXT und das Bit FR, das vom DSP übertragen wird, werden an den Schaltkreis zur Pegelerkennung LD angelegt, der den ausgewählten Wert RFEED ermittelt und gemäß der folgenden Tabelle über die Logikausgänge FME, FMH, FM2 und FM4 verfügt: FR REXT FME FMH FM2 FM4 RFEED (Ohm) variabel
• Obige Tabelle impliziert, daß bei einem Wert 1 für FR der Schaltkreis LD nicht nur das Vorhandensein eines externen Potentiometers aus R43 und R44 erkennen kann, das ein Potential an REXT zwischen V- und V+ bereitstellt, sondern auch deutlich davon unterschieden V+ oder V- der Logikausgänge FNE, FMH, FM2 und FM4 der Durchlaßgatter S12, S14/S'14, S11 bzw. S10/S'10 für die Steuerung von LD sowie der invertierte Wert des Durchlaßgatters S13 zur Steuerung von FME. Die Durchlaßgatter S12 und S13 leiten das Signal alternativ vom externen Teiler aus R43 und R44 oder vom Teiler aus R45, R46 und R47 an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA9, wobei die Freigabe von S10 oder S11 entweder die Auswahl des Potentials über R46 und R47 oder nur über R47 aktiviert. Der Ausgang von OA9 wird mit seinem invertierenden Ausgang über das Potentiometer aus R'46 und R'47 verbunden, wobei letzteres nur über das Durchlaßgatter S'10 mit Masse verbunden ist und gleichzeitig mit S10 freigegeben wird. Der Ausgang von OA9 ist über die in Reihe geschalteten Widerstände R48 und R49 oder R'48 und R'49 mit dem invertierenden oder nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA10 verbunden, dessen Ausgang durch den Gegenkopplungswiderstand R50 mit seinem nichtinvertierenden Eingang verbunden ist, wobei sein invertierender Eingang über den Widerstand R'50 auf Masse vorgespannt ist. Wie abgebildet ist, erfolgt die Verbindung bei einem Bit BRO gleich 0 des DSPs zum invertierenden Eingang von OA10 über das freigegebene Durchlaßgatter S16, das in Reihe mit R48 und R49 geschaltet ist, wohingegen bei BRO gleich 1 der Wert für AW anstelle für BW sinkt und die Verbindung zum nichtinvertierenden Eingang über das freigegebene Durchlaßgatter S'16, das in Reihe mit R'48 und R'49 geschaltet ist, erfolgt, wobei die Reihenschaltung von R48 und R49 dann über das frei gegebene Durchlaßgatter S17 mit Masse verbunden ist. Sind die Widerstandswerte so, daß gilt R48 = R'48, R49 = R'49 sowie R50 = R'50 = R48 + R49, dann ergibt sich ein einfacher Absolutwertverstärker für die steuerbare Verstärkung, der unabhängig von der Leitungspolarität die korrekte Polarität für BB erzeugt.
• Falls R48 und R'48 unter der Steuerung des Bits FMH, das die Durchlaßgatter S14 und S'14 freigibt, kurzgeschlossen werden, ergibt sich eine höhere Verstärkung für OA10, der ein Ausgangssignal liefert, dessen Größe derjenigen von (RFEED - 60).2I entspricht.
• Es muß darauf hingewiesen werden, daß in der oben erwähnten belgischen Patentschrift 898049 das Bit FR die Auswahl eines hochohmigen oder eines niederohmigen Widerstandes RFEED steuert, wobei letzterer den Bedingungen bei Sprachsignalen entspricht. Bei der vorliegenden Lösung bleibt die logische Bedeutung des Bits FR gleich (hoch- bzw. niederohmig), und die Anzahl der festen Werte RFEED wird ohne die Addition eines Steuerbits erhalten. Auf diese Weise bleibt die Softwarekompatibilität der vorliegenden Lösung gegeben, während gleichzeitig bei den Standardbedingungen von Werten für RFEED mit 200 oder 400 Ohm zwei Widerstände R43 und R44, die nicht inhärenter Bestandteil des integrierten Schaltkreises SLIC sind, eingespart werden können.
• Die grundlegende Funktionsweise der Erfindung wurde bisher im Hinblick auf bestimmte Mechanismen beschrieben; diese Beschreibung ist jedoch nur beispielhaft und nicht als Beschränkung des Anwendungsbereiches der Erfindung zu verstehen, wie er in den beigefügten Ansprüchen festgelegt wird.

Claims (11)

1. Übertragungsleitungs-Schaltkreis, wobei jede Leitung (AW, BW) durch einen eigenen Leitungsverstärker (LAA, LAB) gespeist wird, der ein bestimmtes Vorspannungspotential für jede Leitung bereitstellt, und wobei jede Leitung durch eine Spannungsversorgung (VSYN) versorgt wird, die von einem Syntheseschaltkreis für einen Gleichspannungs-Schleifenwiderstand (HB, SENS, BIAS, CONV) bereitgestellt wird, der die zwei Verstärker und eine Batteriestromversorgung (BAS) umfaßt, der dadurch gekennzeichnet ist, daß er ferner folgendes umfaßt:

- ein erstes Mittel zur Vorspannungserzeugung (OA3), das eine erste Vorspannung (BA) für eine erste (AW) Leitung erzeugt;

- ein zweites Mittel zur Vorspannungserzeugung (OA6), an das eine Eingangsspannung angelegt wird und das an seinem Ausgang ein Summierungsmittei (OA6) enthält, mit dem die erste Vorspannung (BA) zu der Eingangsspannung addiert wird, um eine zweite Vorspannung (BB) für eine zweite (BW) Leitung zu erzeugen; und

- ein Wandler (OAS), mit dem Spannungen, die proportional zu der ersten (BA) und zweiten (BB) Vorspannung sind, addiert werden können, um eine Steuerspannung (VCONV) zu erzeugen, die einen zugeordneten Schaltkreis (CONV) steuert, der Teil des Schaltkreises für die Synthese eines Gleichspannungs-Schleifenwiderstandes ist und der die Spannungsversorgung (VSYN) bereitstellt.

2. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zugeordnete Schaltkreis ein Schalt- Gleichstromumrichter (CONV) ist, der durch die Batteriestromversorgung gespeist wird, wobei eine Gleichspannung (SDC), die dem Gleichstrom (I) in den Leitungen entspricht, mit dem zweiten Mittel zur Vorspannungserzeugung (OA6) gekoppelt wird.

3. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er Gegentaktsignalquellen (ZAC+/-, OA1+/-, OA2+/-) umfaßt, die die Eingänge der ersten und zweiten Leitungsverstärker im Gegentakt treiben (LAA+/LAB-, LAA-/LAB+), wobei vier Widerstände die einzelnen Quellen mit den Leitungsverstärkern koppeln.

4. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schleife einen Differenzialsummierungsverstärker umfaßt, der über ein erstes Paar von Summierungseingängen, mit denen die erste (BA) und zweite (BB) Vorspannung addiert wird, und über ein zweites Paar von Summierungseingängen verfügt, mit denen die Spannungsversorgung und eine Spannung, die zweimal so groß ist wie die erste Vorspannung (BA), addiert werden, wobei das erste und das zweite Paar von Summierungseingängen entgegengesetzte Polaritäten aufweisen.

5. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsversorgung an einem festen Potential über einen Pol verfügt, mit Bezug auf den das erste und zweite Mittel zur Vorspannungserzeugung jeweils eine Ausgangs Spannung erzeugen, und daß das erste und zweite Mittel zur Vorspannungserzeugung einen ersten (R27, C1) bzw. einen zweiten (R28, C2) Tiefpaßfilter enthalten, wobei der zweite Tiefpaßfilter über zugehörige Mittel (SE, RE, R29) verfügt, mit denen seine Antwort variiert werden kann.

6. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Gruppe von vier gesteuerten Gattermitteln (SAA, SAB, SBA, SBB) die Ausgänge (BA, BB) des ersten und zweiten Mittels zur Vorspannungserzeugung an die Eingänge des ersten und zweiten Leitungsverstärkers (LAA, LAB) koppelt, wobei durch lediglich zwei Gattermittel veranlaßt wird, daß bestimmte Verstärker gleichzeitig freigegeben werden.

7. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Mittel zur Vorspannungserzeugung einen Absolutwert-Operationsverstärker (OA10) enthält, der über identische Impedanzschaltkreise an seinen invertierenden und nichtinvertierenden Eingängen sowie über Gattermittel (S16, S'16, S17) verfügt, mit denen das Vorzeichen des Ausgangssignals invertiert werden kann, wenn die Leitungsverstärker eine invertierte Vorspannung aufweisen, sowie ferner über Gattermittel (S14, S'14) verfügt, mit denen der absolute Verstärkungswert gemäß dem Wert des Gleichspannungs-Schleifenwiderstandes modifiziert werden kann, indem die Eingangsimpedanzschaltkreise (R48, R'48) modifiziert werden.

8. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Vorspannungsmittel einen Operationsverstärker (OA8) umfaßt, der über identische Impedanz- und Gatterschaltkreise an seinen invertierenden und nichtinvertierenden Eingängen verfügt, mit denen der Verstärkungsfaktor des Verstärkers variiert werden kann, während gleichzeitig identische Impedanz-Eingangsschaltkreise erhalten bleiben, von denen einer mit dem Eingangssignal und der andere mit der Bezugsspannung für das erste Vorspannungsmittel verbunden ist.

9. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eines (FDC) der ersten und zweiten Vorspannungsmittel über ein Mittel (LD) zur Unterscheidung des Leitungsspeisewiderstandes mit einem Eingang (REXT) verfügt, das durch ein Potentiometer (R43-R44) gespeist wird, das in dem Syntheseschaltkreis für den Gleichspannungs- Schleifenwiderstand (SDC) abgezweigt wird, wenn ein vom Standardwert abweichender Wert für den Leitungsspeisewiderstand gewünscht wird, wobei der Eingang (ST1-ST2) mit einem von mehreren ausgewählten Potentialen (V+, V-) verbunden werden kann, die jeweils einem bestimmten, vorgegebenen Leitungswiderstandswert entsprechen.

10. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Unterscheidungsmittel über einen weiteren Eingang (FR) für ein Steuerbit verfügt und so angeordnet wird, daß der Potentiometerausgang bei einem bestimmten Wert des Bits von der Schleife getrennt (S12) und anstelle dessen durch ein anderes Potentiometer (R45, R46, R47) ersetzt (R13) wird, das ein oder mehrere zusätzliche, vorgegebene Schleifenwiderstandswerte für die Auswahl aktiviert (S10, S11).

11. Übertragungsleitungs-Schaltkreis gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Schaltkreis für das kontrollierte Herunterfahren (PDB) umfaßt, mit dem der Leitungsschaltkreis in einen Energiesparmodus gesetzt wird, und worin eine zweite Gruppe von vier gesteuerten Gattermitteln (SAA', SAB', SBA', SBB') die Ausgänge (BA, BB) des ersten und zweiten Vorspannungsmittels mit den Eingängen des ersten und zweiten Leitungsverstärkers koppelt, wobei lediglich zwei Gattermittel zur gleichzeitigen Freigabe von bestimmten Verstärkern führen, und worin ferner Mittel (X, Y) im Energiesparmodus die Ausgänge des ersten und zweiten Vorspannungsmittels vorspannen, um eine Operation der ersten Gruppe von vier gesteuerten Gattermitteln zu verhindern.