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Die Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Tiefpaß-Filteranordnung
mit einer Eingangsklemme, einer Ausgangsklemme, einem zwischen die
Eingangsklemnie und die Ausgangsklemme geschalteten Widerstandsteil und einem mit der
Ausgangsklemme verbundenen Kondensatorteil.
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Solche Filteranordnungen sind an sich allgemein bekannt. Wenn solche
Filter integriert werden sollen, entstehen notwendigerweise Probleme, wenn die
Widerstands- und Kapazitätswerte zunehmen, vor allem, da Komponenten mit
vergleichsweise großen Werten auch eine vergleichsweise große Substratfläche einnehmen.
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Eine Lösung für dieses Problem stellt die Verwendung von
Transkonduktorfiltern dar, wie beispielsweise von J. O. Voorman u.a. in dem Artikel "Bipolar
Integration of Analog Gyrator an Laguerre Type Filters (Transconductor-Capacitator
Filters)", Proceedings der sechsten Europäischen Konferenz über Schaltungstheorie
und -entwurf, 6. - 8. September, 1983, VDE-Verlag GmbH, Berlin Offenbach,
beschrieben wurde. In einem Transkonduktorfilter wird der Widerstand mit Hilfe einer
Art Differenzverstarker simuliert. Der Wert des so simulierten Widerstandes ist gleich
dem Inversen der Transkonduktanz des Differenzverstärkers. Der Widerstandswert wird
durch Veränderung des Stroms am gekoppelten Emitter des Differenzverstärkers
eingestellt und kann im Prinzip genau definiert werden.
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Für einige Anwendungen und vor allem für Gleichstromregelschleifen,
werden Tiefpaß-Filter benötigt, um eine maximale Unterdrückung von der
Gleichspannung überlagerten Wechselstromkomponenten zu verschaffen. Ein solches Filter sollte
eher eine maximale Unterdrückung unerwünschter Signale verschaffen als eine genau
definierte Grenzfrequenz. In der Praxis bedeutet dies, daß die Grenzfrequenz unter
einem bestimmten Wert liegen sollte. Für viele Anwendungen ist es beispielsweise
erforderlich, daß die Grenzfrequenz unter 10 Hz liegt. Wenn ein solches Filter
vollständig integriert werden soll, begrenzen die üblichen Integrationsverfahren den
maximalen Kapazitätswert auf ungefähr 1 nF. Dies bedeutet, daß ein Widerstandswert
von mindestens 16 MΩ benötigt wird, um eine Grenzfrequenz unter 10 Hz zu erhalten.
Bei einem Transkonduktorfilter muß der Strom des gekoppelten Emitters des darin
verwendeten Differenzverstärkers einen Wert von 6 nA oder weniger aufweisen. Dies
ist ein so niedriger Strompegel, daß Leckstrom in der integrierten Schaltung
wahrscheinlich das korrekte Funktionieren des Filter beeinträchtigt. Darüberhinaus nimmt
der Kondensator von 1 nF eine vergleichsweise große Fläche auf dem IC ein
(typischerweise ungefahr 1 mm²). Die Verwirklichung solcher Filter mittels einer Filterschaltung
des Transkonduktortyps führt zu einigen Problemen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, anzugeben, wie Tiefpaß-Filter mit sehr
niedriger Grenzfrequenz ohne die obengenannten Probleme integriert werden können.
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Bei einer Filterschaltung der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe
dadurch gelöst, daß der Widerstandsteil eine Diode umfaßt, die für den durch den
Widerstandsteil fließenden Leckstrom in Durchlaßrichtung gepolt ist und um den
Nullpunkt ihrer Spannungs/Strom-Kennlinie betrieben wird, um den in der Filterschaltung
benötigten hohen Widerstandswert zu erhalten.
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Es sei darauf hingewiesen, daß 1986 IEEE International Symposium on
Electromagnetic Compatibility, San Diego, CA; September 1986; Seiten 19-23; D.
Golzio: "A new detection technique for RH und EMI field sensors for measuring both
peak and RMS value" die Verwendung einer Diode beschreibt, die um den Nullpunkt
der Spannungs/Strom-Kennlinie betrieben wird und die Teil eines RC-Netzwerks ist,
dessen Wechselstromverhalten dem eines Hochpaß-Filters entspricht. Der Zweck dieser
bekannten Anordnung unterscheidet sich von dem der vorliegenden Erfindung.
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Ein bevorzugte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen
Filteranordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandsteil eine ebenfalls um den
Nullpunkt ihrer Spannungs/Strom-Kennlinie arbeitende weitere antiparallel geschaltete
Diode umfaßt.
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Wenn die an der Diode erscheinende Gleichspannung ein Problem
hinsichtlich des sich zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung
ergebenden Offsets darstellt, wird es vorgezogen, eine integrierte Tiefpaß-Filteranordnung zu
verwenden, die eine erste Eingangsklemme umfaßt, eine zweite Eingangsklemme, eine
erste Ausgangsklemme, eine zweite Ausgangsklemme, einen zwischen die erste
Eingangsklemme und die erste Ausgangsklemme geschalteten ersten Widerstandsteil, einen
zwischen die zweite Eingangsklemme und die zweite Ausgangsklemme geschalteten
zweiten Widerstandsteil sowie wenigstens einen Kondensatorteil, der mit wenigstens der
ersten Eingangsklemme und der zweiten Ausgangsklemme verbunden ist, dadurch
gekennzeichnet, daß jeder der Widerstandsteile eine Diode umfaßt, die für den durch den
betreffenden Widerstandsteil fließenden Leckstrom in Durchlaßrichtung geschaltet ist
und die um den Nullpunkt ihrer Spannungs/Strom-Kennlinie arbeitet.
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Eine andere bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Filteranordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß jede Antiparallel-Anordnung von Dioden
mittels eines npn-Transistors und eines pnp-Transistors gebildet ist, wobei jeder Transistor
einen kurzgeschlossenen Basis-Kollektor-Übergang hat, wobei der Kollektor jedes
Transistors mit der betreffenden Eingangsklemme verbunden ist und wobei deren Emitter mit
der betreffenden Ausgangsklemme verbunden sind. Eine solche Ausführungsform hat
den Vorteil, daß die jeweils gesperrten Dioden nicht zum Leckstrom zum Substrat der
integrierten Schaltung beitragen und damit keine Verringerung des
Differentialwiderstandes und eine darausfolgende Verringerung der Filterabschwächung verursachen
können.
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Wenn die Richtung und die Größenordnung des Leckstroms bekannt sind,
kann es möglich sein, die Filteranordnung zu vereinfachen, indem man die
nichtleitenden Dioden in jeder Antiparallel-Anordnung von Dioden entfallen läßt. Dies
verringert die parasitäre Kapazität an jedem Widerstandsteil, was zu einer verbesserten
Hochfrequenzunterdrückung führt.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Figur 1 ein Grundschaltbild des erfindungsgemäßen integrierten
Tiefpaßfilters,
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Figur 2 eine Spannungs/Strom-Kennlinie einer Antiparallel-Anordnung
von Dioden,
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Figur 3 eine erfindungsgemäße symmetrische Filteranordnung,
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Figur 4 eine Filteranordnung, die der Filteranordnung aus Figur 3 ähnlich
ist, unter Verwendung von Transistoren,
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Figur 5 die Komponenten eines Computermodells, das zur Untersuchung
des Verhaltens der erfindungsgemäßen Filteranordnung benutzt wird,
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die Figuren 6, 7, 8, 9, 10 und 11 Ausgangssignalformen, die mittels einer
Computersimulation auf der Basis der in Figur 5 gezeigten Anordnung erhalten wurden,
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Figur 12 eine vereinfachte Ausführungsform der symmetrischen
Filteranordnung, bei der die nicht-leitenden Dioden weggelassen sind,
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die Figuren 13 bis 16 Ausgangssignalformen, die mittels einer
Computersimulation auf der Basis der in Figur 12 gezeigten vereinfachten Ausführungsform
erhalten wurden, wobei zum Vergleich die entsprechenden Ausgangssignale für die
Anordnung aus Figur 5 gezeigt sind,
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Figur 17 den Effekt ungleicher Leckströme in der in Figur 12 gezeigten
vereinfachten Anordnung,
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Figur 18 eine abgewandelte Ausführungsform, bei der der einzelne
Kondensator in Figur 12 in zwei getrennte Kondensatoren aufgeteilt ist,
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die Figuren 19 und 20 das Verhalten der Anordnung aus Figur 18, wenn
eine Eingangsspannung von 1 V zugeführt wird, wobei Figur 20 eine Art
"Vergrößerung" von Figur 19 ist,
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die Figuren 21 und 22 ebenfalls das Verhalten der Anordnung aus Figur
18, wenn eine Eingangsspannung von 1 V zugeführt wird, wobei Figur 22 den
vergrößerten ersten Teil der Signalform aus Figur 21 zeigt,
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Figur 23 eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Anordnung, bei der die Übergangskapazitäten der Antiparallel-Dioden als Ersatz für den
Kondensator verwendet werden, und
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Figur 24 das Verhalten der Anordnung aus Figur 23 für eine
Eingangsspannung von 1 V.
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Figur 1 zeigt das Prinzip der erfindungsgemäßen Filteranordnung. Die
Anordnung umfaßt zwei antiparallel zwischen eine Eingangsklemme k1 und eine
Ausgangsklemme k2 geschaltete Dioden D1 und D2. Ein Kondensator C ist zwischen die
Ausgangsklemme k2 und eine gemeinsame Klemme k3 geschaltet. Diese gemeinsame
Klemme k3 liegt auf einem Bezugspotential, im allgemeinen dem Erdpotential. Das
Ausgangssignal der Anordnung wird über die Ausgangsklemme k2 einer nachfolgenden
Schaltung zugeführt, die durch A schematisch wiedergegeben ist.
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Figur 2 zeigt die Spannungs/Strom-Kennlinie der Parallelanordnung der
zwei Dioden D1 und D2. Wenn der durch diese Parallelanordnung fließende Strom
klein gehalten wird, arbeitet die Schaltung in dem Bereich um den Nullpunkt, bei dem
die Parallelanordnung einen vergleichsweise hohen Differentialwiderstand hat. In dem
erfindungsgemäßen Filter wird dieser hohe Differentialwiderstand verwendet, um eine
sehr niedrige Grenzfrequenz zu erreichen.
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Wenn das Filter integriert wird, führt dies unvermeidlich zu einem
Leckstrom von der Klemme k2 zur Klemme k3 mit dem gemeinsamen Bezugspotential. In
Figur 1 ist dieser Leckstrom schematisch als Stromquelle Ils dargestellt, die zwischen
die Ausgangsklemme k2 und die gemeinsame Klemme k3 geschaltet ist. Darüberhinaus
fließt ein Ausgangsstrom Io durch die Klemme k2 zur nachfolgenden Stufe A. Die
Summe der zwei Ströme Ils und Ils sollte minimiert werden, um für einen Betrieb
innerhalb des Bereichs eines hohen Differentialwiderstandes zu sorgen. Der Leckstrom
zum Substrat hängt von dem Integrierungsverfahren ab, er kann aber in der Praxis sehr
klein sein, in der Größenordnung von wenigen Picoampere. Der Ausgangsstrom zur
Schaltung A kann unter Verwendung von beispielsweise einer MOSFET-Eingangsstufe
oder einer n-fachen Darlington-Transistor-Anordnung minimiert werden. Die
Anforderungen an den durch die Dioden fließenden Strom sollen im folgenden näher
beschrieben werden.
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Auch wenn die in Figur 1 gezeigte Anordnung verwendet werden kann,
um ein Filter mit einer sehr niedrigen Grenzfrequenz zu verwirklichen - wobei dessen
Eigenschaften im folgenden näher beschrieben werden sollen - ist es manchmal ein
Nachteil, daß sich an den Dioden D1//D2 eine Spannung entwickelt, wenn Strom durch
diese Dioden fließt. Selbst für sehr kleine Ströme kann eine Durchlaßspannung von
einigen hundert Millivolt auftreten, und diese Durchlaßspannung bildet ein Offset
zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung des Filters. Die
Verwendung einer symmetrischen Filteranordnung ermöglicht es, diese Offset-Spannung
wesentlich zu reduzieren oder sogar vollständig zu eliminieren.
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Figur 3 zeigt ein Beispiel für eine solche symmetrische Anordnung. Diese
Anordnung umfaßt zwei Antiparallel-Anordnungen von Dioden, nämlich der Dioden D3
und D4 sowie der Dioden D5 und D6. Die Anordnung D3//D4 ist zwischen die
Eingangsklemme k4 und die Ausgangsklemme k6 geschaltet, und die Anordnung D5//D6
zwischen die Eingangsklemme k5 und die Ausgangsklemme k7. Der Kondensator C ist
zwischen die Ausgangsklemmen k6 und k7 geschaltet. Eine Eingangsspannung, die
relativ
zur Erde (oder einem anderen gemeinsamen symmetrischen Potential) symmetrisch
ist, wird den Eingangsklemmen k4 und k5 zugeführt, wobei die an den
Ausgangsklemmen k6 und k7 auftretende Ausgangsspannung ebenfalls symmetrisch ist.
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Bei dieser symmetrischen Ausführungsform treten zwei unterschiedliche
Leckströme zur Erde auf, nämlich ein Leckstrom Ils1 von der Ausgangsklemme k6 zur
Erde und ein Leckstrom 1ls2 von der Ausgangsklemme k7 zur Erde. In Figur 3 sind
beide Leckströme durch Stromquellen symbolisiert. Diese Leckströme sind exakt gleich,
und wenn die Eigenschaften aller Dioden auch gleich sind, sind die Offset-Spannungen
an den Dioden in den zwei Zweigen ebenfalls gleich und heben sich folglich gegenseitig
im Ausgangssignal auf.
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In praktischen integrierten Schaltungen umfassen die Dioden im
allgemeinen kurzgeschlossene Transistoren. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung wird bei jeder Parallelanordnung eine Kombination eines npn-Transistors mit
einem pnp-Transistor verwendet, wobei der Basis-Kollektorübergang jedes Transistors
kurzgeschlossen ist. Eine solche Anordnung ist in Figur 4 schematisch gezeigt.
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In Figur 4 wird eine Kombination eines pnp-Transistors T1 mit einem
npn-Transistor T2 verwendet, die antiparallel zwischen die Eingangsklemme k4 und die
Ausgangsklemme k6 geschaltet sind. Der Basis-Kollektor-Übergang jedes der genannten
Transistoren ist kurzgeschlossen. In gleicher Weise werden der pnp-Transistor T3 und
der npn-Transistor T4 antiparallel zwischen die Eingangsklemme k5 und die
Ausgangsklemme k7 geschaltet, wobei die Basis-Kollektor-Übergänge beider Transistoren
kurzgeschlossen sind. In Figur 4 sind die Leckströme wieder durch Stromquellen Ils1 und
Ils2 symbolisiert. Solche Transistorkombinationen haben den Vorteil, daß die gesperrten
Diodenübergänge dieser Transistoren nicht zu dem Leckstrom zum Substrat beitragen.
Der zu berücksichtigende Gesamtleckstrom kann so wesentlich verringert werden.
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Um das Verhalten der in den Figuren 1, 2, 3 und 4 gezeigten
Anordnungen zu untersuchen, wurde ein Computermodell verwendet, dessen verschiedene
Komponenten in Figur 5 gezeigt sind. Ebenso wie die in Figur 4 gezeigte Anordnung umfaßt
die Schaltungsanordnung die Transistoren T1 bis T4, den Kondensator C, die
Eingangsklemmen k4 und k5 sowie die Ausgangsklemmen k6 und k7. Wiederum sind zwei
Leckstromquellen Ils1 und Ils2 gezeigt, wobei davon ausgegangen wird, daß die Leckströme
Ilek beider Stromquellen gleich sind. Um den Vergleich dieser Filteranordnung mit
einem bekannten RC-Filter zu ermöglichen, beinhaltet das Computermodell auch ein
solches Filter, das die Widerstände R1 und R2 und den Kondensator C' umfaßt, die wie
gezeigt zwischen die Eingangsklemmen k4 und k5 geschaltet sind. Der Wert von C' ist
gleich dem Wert von C. Jeder der Widerstände R1 und R2 hat einen Wert
VT/Ilek 0,025/Ilek.
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Figur 6 zeigt für einen bestimmten Fall das Eingangssignal Vin und das
Ausgangssignal Vout als Funktion der Zeit. Das Eingangssignal ist eine Spannung mit
einer Amplitude von 20 mVpp und einer Frequenz von 250 Hz. In Figur 6 ist die
Eingangsspannung im Maßstab von 1:200 gezeigt. Das Ausgangssignal Vout ist im
Originalmaßstab gezeigt. Ein Vergleich der beiden Signale zeigt, daß die im
Ausgangssignal erscheinende Wechselspannung um einen Faktor 80 abgeschwächt worden ist.
Davon ausgehend, daß das Filter eine Charakteristik erster Ordnung aufweist, die mit
der eines normalen RC-Filters identisch ist, bedeutet dies, daß die Grenzfrequenz
ungefahr 3 Hz beträgt. Es besteht kein oder fast kein Unterschied zwischen dem
Diodenfilter und dem RC-Filter, wie sich beim Vergleich von VRC und Vout
herausstellt.
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Zum besseren Verständnis der Funktionsweise der Anordnung, vor allem
bei veränderlichen Wechselspannungsamplituden, ist es nützlich, den Verlauf des durch
den Kondensator C fließenden Stroms IC zu untersuchen. Es hat sich herausgestellt, daß
die Situation aus Figur 6 für vergleichsweise kleine Eingangssignale gilt, wobei
Vin < 25 mV. Bei größeren Eingangssignalen liegt die Eingangsspannung in einem
Bereich, bei dem Vin > VT; VT = kT/q 0,025 V. Davon ausgehend, daß die
Leckströme aus den zwei Leckstromquellen Ils1 und Ils2, im folgenden mit Ilek bewichnet,
gleich sind, ist der Strom T2 gleich Ic+Ilek. Es können dann zwei Situationen
unterschieden werden:
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a) T4 führt einen Leckstrom Ilek-Ic, und T3 ist gesperrt,
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b) T3 führt einen Leckstrom Ic-Ilek, und T4 ist gesperrt.
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Wenn auch davon ausgegangen wird, daß Vout wesentlich niedriger ist als Vin, gilt in
Fall a):
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Wenn die Übergänge der Transistoren identische Eigenschaften haben, ist es außerdem
korrekt anzunehmen, daß Is2 = Is4; man erhält dann:
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Zusätzlich gilt Vin » VT, so daß aus dem vorstehenden folgt, daß Ic Ilek. In Fall
b) gilt:
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Wiederum wird davon ausgegangen, daß Is2 = Is3; das ergibt:
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Wenn davon ausgegangen wird, daß Vin » VT, so folgt aus dem vorstehenden, daß
Ic² Ilek. Somit zeigt sich, daß der Strom Ic durch den Kondensator in beiden Fällen
gleich dem Leckstrom Ilek durch die Leckstromquellen Ils1 und Ils2 ist.
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Figur 7 zeigt den Strom Ic als Funktion der Eingangsspannung. Diese
Figur zeigt, daß es unabhängig von der Eingangsspannung einen Bereich gibt, bei dem
dem Ic Ilek. Dieser Bereich liegt insbesondere zwischen ungefahr 50 mV und 1 V.
Wenn die Eingangsspannung gleich Vin = Vin sin(2π f t) ist, tritt am Kondensator C
eine zu einer Dreiecksspannung verzerrte Sinusspannung auf mit einem
Spitze-Spitze-Wert von
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Voutpp Ilek/2 f C
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In diesem Bereich zeigte sich, daß die Ausgangsspannung nur von dem Leckstrom
abhängt und unabhängig oder kaum abhängig von der Eingangsspannungsamplitude ist,
was anzeigt, daß die relative Abschwächung des Wechselstromsignals in der
Ausgangsspannung zunehmen sollte, wenn die Eingangsspannungsamplitude zunimmt. Dies wird
durch Computersimulationen bestätigt, die mit Hilfe des in Figur 5 gezeigten Modells
ausgeführt worden sind und deren Ergebnisse in den Figuren 8 und 9 dargestellt sind.
Figur 8 zeigt die Situation, bei der die Ausgangsspannung Vin = 100 mVpp ist. Ein
Vergleich zwischen den Figuren 6 und 8 zeigt daß die relative Abschwächung des
Wechselstromspannungssignals in Figur 8 höher ist als in Figur 6. Der
Abschwächungsfaktor ist auf ungefahr 120 angewachsen.
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Figur 9 zeigt die Situation für den Fall, daß Vin = 500 mVpp. Die
relative Abschwächung des Wechselstromsignals hat nun noch weiter zugenommen,
wobei der Abschwächungsfaktor auf ungefähr 450 angewachsen ist.
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Die Figuren 8 und 9 zeigen auch das Ausgangssignal des RC-Filters. Es
ist deutlich, daß bei zunehmendem Eingangssignal die Abschwächung geringer ist als
die von dem erfindungsgemäßen Diodenfilter erreichte Abschwächung.
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Wenn jedoch die Amplitude der Eingangsspannung Vin noch weiter
zunimmt, nimmt der durch die Dioden fließende Strom bei ungefahr der zweifachen
Schwellenspannung der Dioden konstant zu und lädt den Kondensator C. Dies wird auch
aus Figur 7 deutlich, die oberhalb von ungefähr 1 V eine wesentliche Zunahme des
Stroms durch den Kondensator zeigt. Mit anderen Worten, wenn Vin größer wird als
die zweifache Schwellenspannung der Dioden, dann wird die Spannung an den Dioden
nicht weiter zunehmen und wird die Restspannung am Kondensator C erscheinen. Es sei
darauf hingewiesen, daß dies nur für die symmetrische Ausführungsform (Figuren 3, 4
und 5) zutrifft. Bei der asymmetrischen Basisausführung (Figur 1) tritt dieser Übergang
bei ungefähr der einfachen Schwellenspannung auf.
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Das Verhalten der symmetrischen Ausführungsform bei höheren
Eingangsspannungen ist in den Figuren 10 und 11 dargestellt. Figur 10 zeigt die Situation für
Vin = 1 Vpp. Wie aus einem Vergleich zwischen den Figuren 9 und 10 hervorgeht,
nimmt die relative Abschwächung des Wechselspannungssignals ab. Der
Abschwächungsfaktor beträgt in dieser Figur nur ungefahr 50. Figur 11 zeigt die Situation für
Vin = 1,2 Vpp, und diese Figur zeigt, daß eine weitere Zunahme der
Eingangsspannung zu einer schnellen Verschlechterung der Filterwirkung führt. Dies bedeutet, daß
das Diodenfilter nur für Eingangsspannung mit einer solchen Amplitude verwendet
werden kann, daß die Schwellenspannung der Diode(n) in der Filteranordnung nicht
überschritten wird.
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Die Figuren 10 und 11 zeigen auch, daß in diesem
Eingangsspannungsbereich das Verhalten des RC-Filters besser ist als das des Diodenfilters.
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Wenn wenigstens die ungefähre Größe des Eingangssignals sowie der
Pegel und die Richtung des Leckstroms bekannt sind, kann das Filter in manchen Fällen
vereinfacht werden. In dem Amplitudenbereich, in dem nur die Dioden T2 und T4
leiten (siehe Figur 5) und T1 und T3 gesperrt sind (der obengenannte Fall a)), können
T1 und T3 entfallen. Wenn der Leckstrom in die umgekehrte Richtung fließt und die
Transistoren T1 und T3 leiten, können die beiden anderen Transistoren T2 und T4
entfallen. In dieser Situation sollte die Eingangsspannung trotzdem noch die folgende
Anforderung erfüllen:
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Vin < 2VT ln Ilek/Is2,4
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Wenn zwei der vier als Dioden geschalteten Transistoren entfallen, hat
dies den Vorteil, daß die parasitäre Kapazität jedes antiparallelen Diodenpaars verringert
wird, wodurch die Abschwächung des Filters bei höheren Frequenzen zunimmt. Das
Filter kann natürlich nur auf diese Weise vereinfacht werden, wenn die
Leckstromrichtung bekannt ist und folglich auch bekannt ist, welche der Dioden in jeder
Antiparallelanordnung nicht leitend ist und entfallen kann.
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Figur 12 zeigt eine Ausführungsform eines vereinfachten Filters. Die
verschiedenen Komponenten haben die gleichen Bezugszeichen wie in Figur 5. In Figur
12 wird davon ausgegangen, daß die beiden Leckstromquellen den gleichen Leckstrom
Ilek führen. Im Vergleich zu Figur 5 entfallen die Transistoren T1 und T3 in dieser
vereinfachten Ausführungsform
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Die Figuren 13 bis 16 zeigen das Verhalten der vereinfachten
Ausführungsform
aus Figur 12 für unterschiedliche Eingangsspannungsamplituden. Diese
Figuren zeigen zum Vergleich die entsprechenden Ausgangssignale, die mit der
Ausführungsform aus Figur 5 erhalten wurden und die bereits anhand der Figuren 6, 8, 9
und 10 beschrieben wurden. Wie aus den Figuren 13 bis 16 ersichtlich, ist das
Verhalten der beiden Filter das gleiche für die Signale, bei denen die Schwellenspannung der
Dioden nicht überschritten wird. Wenn jedoch größere Signale zugeführt werden, zeigt
sich ein deutlicher Unterschied im Verhalten zwischen den beiden Filtern, wie in Figur
16 zu sehen ist. Bei dem Filter mit den antiparallelen Dioden nimmt die Amplitude der
Ausgangsspannung beträchtlich zu, mit anderen Worten, der Abschwächungsfaktor des
Filter nimmt ab. Bei der vereinfachten Ausführungsform bleibt die Amplitude des
Ausgangssignals jedoch niedrig. Dies bedeutet, daß diese vereinfachte Ausführungsform
zur Verwendung mit einem größeren Eingangsamplitudenbereich geeignet ist.
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Ein Nachteil dieser vereinfachten Ausführungsform ist, daß Unterschiede
in den Leckströmen Ilek bei einer Bereichsüberschreitung des Filters einen nachteiligen
Effekt haben können. Dies ist in Figur 17 gezeigt. Diese Figur basiert auf einer
Situation, bei der der Leckstrom Ilek auf der Seite des Transistors T2 (siehe Figur 12)
100 pA beträgt und der Leckstrom Ilek auf der Seite des Transistors T4 150 pA. Wenn
in dieser Situation das Eingangssignal die Schwellenspannung überschreitet, wird T4
gesperrt. Dadurch lädt der Leckstrom von 150 pA durch die untere Leckstromquelle den
Kondensator C während eines Zeitintervalls, bei dem T4 gesperrt ist (jeden
Halbzyklus). Folglich wird der Kondensator mit einem Gleichstrom Ilek/2 = 75 pA geladen.
Wie in Figur 17 gezeigt, führt dies zu einer zunehmenden Ausgangsgleichspannung, der
die abgeschwächte Wechselspannung überlagert ist. In der Ausführungsform aus Figur 5
tritt ein solcher Effekt nicht auf. In der genannten Ausführungsform tritt nur der
genannte Gleichstrom-Offset-Effekt auf, der zu einer Kondensator-Offset-Spannung von
VT ln (Ilek1/Ilek2) = 10 mV führt.
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Eine Lösung für dieses Kondensatorladeproblem kann darin bestehen, den
Kondensator in zwei getrennte Kondensatoren aufzuteilen, wobei jeder zwischen eine
Ausgangsklemme und das symmetrische Potential der Eingangs- und Ausgangsspannung
geschaltet ist. Eine solche Ausführungsform mit aufgeteilten Kondensatoren ist in Figur
18 gezeigt. Die beiden Kondensatoren haben die Bezugszeichen C1 und C2, und die
anderen Komponenten haben die gleichen Bezugszeichen wie in den vorangegangen
Figuren. Auch wenn das eigentliche Ladeproblem der Kondensatoren nun vermieden
wird, hat diese Anordnung einige andere Nachteile. Zunächst wird der Effektivwert der
Kapazität zwischen den Ausgangsklemmen auf ein Viertel seines ursprünglichen Wertes
reduziert. Dies bedeutet, daß im Falle einer vollständigen Integration dieser
Schaltungsanordnung die für die Kondensatoren benötigte Chip-Fläche viermal größer ist, um das
gleiche Filterverhalten zu erreichen. Ein anderer Nachteil ist, daß, wenn dem Filter eine
beträchtliche Spitzenspannung zugeführt wird, der Gleichspannungsinhalt der
Kondensatoren nur langsam abgeführt wird, da dies nur über eine Leckstromstrecke möglich ist.
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Die Figuren 19 bis 22 zeigen das Verhalten der Anordnung aus Figur 18,
wenn sie mit 1 V angesteuert wird. Figur 20 zeigt einen Teil von Figur 19 und Figur 22
einen Teil von Figur 21 in vergrößerter Darstellung. Diese Figuren zeigen, daß die
Kondensatoren nur langsam durch die Leckströme entladen werden. Wenn davon
ausgegangen wird, daß jeder der Kondensatoren einen Wert von 200 pF hat und die
Leckströme wieder 100 pa beziehungsweise 150 pA betragen, dauert das Entladen
ungefahr 0,4 Sekunden. Der Effekt des Offsets im Leckstrom verschwindet erst nach
diesem Zeitintervall.
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Eine Lösung für das Offset-Problem ist in Figur 23 gezeigt. In dieser
Figur ist eine Kombination antiparalleler Dioden T5//T6 mit den Enden des
Kondensators C verbunden. Wenn der Gleichspannungsinhalt des Kondensators zu groß
wird, führt eine dieser zwei zusätzlichen Dioden die Leckstromdifferenz ab, was einen
stabilisierenden Effekt hat. Darüberhinaus können die Anschlußkapazitäten der
Kondensatoren zum insgesamt benötigten Kapazitätswert addiert werden, so daß der
eigentliche Kondensator kleiner gewählt werden kann oder unter bestimmten Umständen sogar
entfallen kann. (Diese letztgenannte Möglichkeit ist faktisch in Figur 23 dargestellt.) Bei
der in Figur 23 gezeigten Ausführungsform werden die zusätzlichen Dioden T5 und T6
auch mittels Transistoren verwirklicht.
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Figur 24 zeigt die Reaktion der Anordnung aus Figur 23 auf ein
Eingangssignal von 1 V. Ein Vergleich von Figur 24 mit Figur 20 zeigt, daß das Offset-
Problem wirksam beseitigt worden ist und daß nur bei Beginn des Signalimpulses eine
kurze Reaktion der Schaltung auftritt.