DE60223367T2

DE60223367T2 - Verfahren zur Übertragung von einer Basisstation eines MC-CDMA-Telekommunikationssystems zu einer Vielzahl von Benutzern

Info

Publication number: DE60223367T2
Application number: DE60223367T
Authority: DE
Inventors: Thomas c/o Mitsubis Sälzer
Original assignee: Mitsubishi Electric Information Technology Corp; Mitsubishi Electric Information Technology Center Europe BV Nederlands
Current assignee: Mitsubishi Electric Information Technology Corp; Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date: 2002-09-05
Filing date: 2002-09-05
Publication date: 2008-02-14
Anticipated expiration: 2022-09-06
Also published as: JP2004104790A; EP1396956B1; CN100539461C; JP4299081B2; US7336636B2; DE60223367D1; CN1489404A; EP1396956A1; ATE377878T1; US20050030925A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Übertragung von einer Basisstation eines MC-CDMA-Telekommunikationssystems zu einer Vielzahl von Benutzern davon.
MC-CDMA hat für drahtlose breitbandige Multimediaanwendungen weit verbreitetes Interesse erhalten. Vielfachträger-Codemultiplexzugriff (MC-CDMA) kombiniert eine OFDM-(orthogonale Frequenzmultiplex-)Modulation und die CDMA-Vielfachzugriffstechnik. Diese Vielfachzugriffstechnik wurde zum ersten Mal von N. Yee et al. in dem Artikel mit dem Titel "Multicarrier CDMA in indoor wireless radio networks" vorgeschlagen, der in Proceedings of PIMRC'93, Vol. 1, Seiten 109–113, 1993 erschien. Die Entwicklungen dieser Technik wurden von S. Hara et al. in dem Artikel mit dem Titel "Overview of Multicarrier CDMA", veröffentlicht in IEEE Communication Magazine, Seiten 126–133, Dezember 1997, besprochen.
Ungleich DS-CDMA (direkter Spreiz-Codemultiplexzugriff), bei welchem das Signal jedes Benutzers im Zeitbereich vervielfacht bzw. multiplext bzw. multipli ziert wird, um sein Frequenzspektrum zu spreizen, multipliziert hier die Signatur das Signal im Frequenzbereich, wobei jedes Element der Signatur das Signal eines anderen Hilfsträgers multipliziert.
Im Allgemeinen kombiniert MC-CDMA die vorteilhaften Eigenschaften von CDMA und OFDM, d.h. eine hohe spektrale Effizienz, Vielfachzugriffsfähigkeiten, eine Robustheit bezüglich eines Vorhandenseins von frequenzselektiven Kanälen, eine hohe Flexibilität, eine schmalbandige Interferenzzurückweisung, eine einfache Einzelabgriffsentzerrung, etc.
1 stellt schematisch die Struktur eines MC-CDMA-Senders dar, der eine Vielzahl von MC-CDMA-Symbolen zu einer Vielzahl K von Benutzern sendet. Beispielsweise nehmen wir an, dass der Sender in einer Basisstation eines MC-CDMA-Übertragungssystems angeordnet ist und MC-CDMA-Symbole zu einer Vielzahl von Benutzern über eine Vielzahl von Abwärtsstrecken-Übertragungskanälen sendet.
Lässt man d_k(n) ein komplexes Symbol sein, das von der Basisstation zum Benutzer k zur Zeit nT zu senden ist, wobei d_k(n) zum Modulationsalphabet gehört und bezeichnet man mit
den Übertragungsamplitudenkoeffizienten relativ zu diesem Symbol, wobei Pt_k die Leistung einer Übertragung ist, die zum Benutzer k während des Übertragungsframes gehört, zu welchem d_k(n) gehört. Der komplexe Wert
wird zuerst bei einem Multiplizierer 110_k mit einer Spreizsequenz multipliziert, die mit c_k(l) bezeichnet ist. Die Spreizsequenz besteht aus N "Chips", wobei jeder "Chip" eine Dauer T_c hat, wobei die Gesamtdauer der Spreizsequenz einer Symbolperiode T entspricht. Wir nehmen im Folgenden auf andere Weise spezifiziert an, dass eine einzige Spreizsequenz für die Übertragung zu einem Benutzer zugeteilt ist. Jedoch kann im Allgemeinen eine Vielzahl von orthogonalen Spreizsequenzen (Mehrfachcodezuteilung) zu einem gegebenen Benutzer gemäß der erforderlichen Datenrate zugeteilt sein. Um eine Innenzelleninterferenz abzuschwächen, werden die Spreizsequenzen orthogonal ausgewählt.
Das Ergebnis der Multiplikation des komplexen Werts
der hierin nachfolgend einfach mit
bezeichnet ist, mit den Elementen der Spreizsequenz für einen Benutzer k ergibt N komplexe Werte, die im Demultiplexer 120_k über eine Untergruppe von N Frequenzen eines OFDM-Multiplexes demultiplext werden. Im Allgemeinen ist die Anzahl von N von Frequenzen der Untergruppe ein Untervielfaches der Anzahl L von Frequenzen des OFDM-Multiplexes. Wir nehmen im Folgenden an, dass L = N und bezeichnen mit c_k(l) = c_k(lT_c), l = I, ..., L die Werte der Spreizsequenzelemente für einen Benutzer k. Der Block von komplexen Werten, die bei 120_k demultiplext werden, wird dann einer inversen schnellen Fouriertransformation (IFFT) im Modul 130_k unterzogen. Um eine Zwischensymbolinterferenz zu verhindern, ist ein Schutzintervall einer Länge, die typischerweise größer als die Dauer der Impulsantwort des Übertragungskanals ist, zum MC-CDMA-Symbol hinzugefügt. Dies wird in der Praxis durch Hinzufügen eines Präfix (mit Δ bezeichnet) erreicht, der identisch zum Ende des Symbols ist. Nachdem es im Parallel/Seriell-Wandler 140_k serialisiert ist und in ein analoges Signal umgewandelt ist (eine Umwandlung ist nicht gezeigt), wird das zum Benutzer k zu sendende MC-CDMA-Symbol S_k im Addierer 150 zu den anderen Benutzern k' ≠ k zu übertragenden MC-CDMA-Symbolen S_k addiert. Die resultierende Summe S wird dann gefiltert und einer RF-Frequenz-Aufwärtsmischung (nicht gezeigt) unterzogen bevor sie durch die Basisstation gesendet bzw. übertragen wird. Das MC-CDMA-Verfahren kann im Wesentlichen als ein Spreizen im Spektralbereich (vor der IFFT), gefolgt durch eine OFDM-Modulation, angesehen werden.
Das Signal S_k zur Zeit t, das zu dem Addierer 150 zugeführt wird, bevor es über den Abwärtsstrecken-Übertragungskanal übertragen wird, kann daher, wenn wir den Präfix weglassen, wie folgt geschrieben werden:
wobei f_l = ((l – 1) – L/2)/T, l = 1, ..., L, die Frequenzen des OFDM-Multiplexes sind. Präziser sollte es verstanden werden, dass das übertragene Signal in der Tat Re(S_k(t)exp(j2πF₀t)) ist, wobei Re(.) für den Realteil steht und F₀ die RF-Trägerfrequenz ist. Anders ausgedrückt ist S_k(t) die komplexe Einhüllende des übertragenen Signals.
Das resultierende Summensignal S kann zur Zeit t wie folgt geschrieben werden:
Ein MC-CDMA-Empfänger für einen gegebenen Benutzer g ist schematisch in 2 dargestellt worden. Da wir hier die Abwärtsstrecke betrachten, ist der Empfänger im mobilen Endgerät lokalisiert.
Nach einer Basisbanddemodulation wird das Signal bei der "Chip"-Frequenz abgetastet und werden die Abtastungen, die zum Schutzintervall gehören, eliminiert. Das so erhaltene Signal kann wie folgt geschrieben werden.
wobei t aufeinander folgende Abtastzeitwerte annimmt, K die Anzahl von Benutzern ist und h_g(l) die Antwort des Abwärtsstreckenkanals des Benutzers g auf die Frequenz des Hilfsträgers l des zur Zeit n·T übertragenen MC-CDMA-Symbols ist und wobei b(t) das empfangene Rauschen ist.
Die durch Abtasten des demodulierten Signals bei der "Chip"-Frequenz erhaltenen Abtastungen werden im Seriell/Parallel-Wandler 210_g einer Seriell/Parallel-Umwandlung unterzogen, bevor sie sich im Modul 220_g einer FFT unterziehen. Die Abtastungen im Frequenzbereich, die von 220_g ausgegeben werden, werden durch die Spreizsequenz eines Benutzers g entspreizt und entzerrt, um die Dispersionseffekte des Abwärtsstrecken-Übertragungskanals zu kompensieren. Um dies durchzuführen, werden die Abtastungen des Frequenzbereichs (durch die Multiplizierer 230 g / 1, ..., 230 g / L einerseits mit den Koeffizienten c*g (l) (wobei .* die Konjugationsoperation ist) und andererseits mit Entzerrungskoeffizienten q_g(l), l = 1, ...,L, multipliziert. Mehrere Entzerrungsverfahren sind aus dem Stand der Technik bekannt, wie unter anderem:

– MRC-(Kombinieren von maximalem Verhältnis)-Entzerrung, gemäß welcher ql = h*l
– EGC-(Kombinieren mit gleicher Verstärkung)-Entzerrung, gemäß welcher
– ZF-(Erzwingen von Null)-Entzerrung, wobei ql = h–1l
– MMSE-(minimaler mittlerer quadratischer Fehler)-Entzerrung, wobei
und σ² die Rauschvarianz auf einem Träger ist.

Nach der Multiplikation werden die Abtastungen im Addierer 240_g addiert, um das resultierende Signal r_g auszugeben:
was neu formuliert werden kann als:
wobei n_g(l) Abtastungen eines Gaußschen Rauschens relativ zu den anderen Trägern sind.
Der erste Term des Ausdrucks (5) entspricht dem erwünschten empfangenen Signal, das für den Benutzer g bestimmt ist, der zweite Term entspricht einer Mehrfachzugriffsinterferenz (MAI) und der dritte Term entspricht einem restlichen Rauschen. Die Mehrfachzugriffsinterferenz kommt von der Tatsache, dass ein Abwärtsstreckenkanal die Signale zu einer Vielzahl von Benutzern trägt.
Das resultierende Signal r_g ist eine Entscheidungsvariable, die im Detektor 250_g erfasst wird, zum Zuführen eines geschätzten Symbols d ^_g. Die implementierte Erfassung kann eine harte oder eine weiche Erfassung sein (im letzteren Fall kann der Detektor 250_g einfach weggelassen werden). Ohne Verlust an Allgemeinheit wird im Folgenden angenommen, dass eine weiche Erfassung implementiert ist, und daher, dass d ^_g = r_g.
Die Kapazität eines MC-CDMA-Systems ist grundsätzlich durch die Mehrfachzugriffsinterferenz beschränkt. Eine mögliche Art zum Bekämpfen von MAI und zum folgenden Erhöhen der Systemkapazität besteht im Verwenden einer räumlichen Filtertechnik zum Trennen der Verbindungen von oder zu anderen Benutzern. Ein räumliches Filtern wird allgemein durch Verwenden von Strahlerfeldern zum Ausbilden einer Vielzahl von Strahlen in unterschiedlichen Richtungen erhalten. Es ist kürzlich vorgeschlagen worden, Strahlerfelder in MC-CDMA-Systemen zu verwenden, und zwar insbesondere für eine Übertragung, wie es in dem Artikel von M. Fujii mit dem Titel "Multibeam-time transmit diversity for OFDM-CDMA", veröffentlicht in Proc. of Globecom 2001, Vol. 25, S. 3095–3099, und in dem Artikel von C.K. Kim et al. mit dem Titel "Performance analysis of an MC-CDMA system with antenna array in a fading channel", veröffentlicht in IEICE Trans. Commun. Vol. E83-B, N°. 1, Januar 2000, S. 84–92 offenbart ist. Jedoch dann, wenn eine anwenderspezifische räumliche Filtertechnik für eine Abwärtsstreckenübertragung verwendet wird, anderes ausgedrückt dann, wenn ein Sendestrahl für jeden Benutzer bei der Basisstation ausgebildet wird, ist die Frequenztrennung der anderen Benutzer nicht mehr garantiert. Anders ausgedrückt kann, obwohl einerseits ein räumliches Filtern zu einer niedrigeren MAI beiträgt, indem eine räumliche Trennung der Übertragung zu den anderen Benutzern zur Verfügung gestellt wird, es andererseits einen verschlechternden Effekt auf dieselbe MAI haben, indem die Trennung der Benutzer im Frequenzbereich zerstört wird.
Die folgenden Dokumente sind repräsentativ für den Stand der Technik. Das Dokument vom Autor DONG GEUN JEONG ET AL, veröffentlicht in VTC 2000-SPRING, 2000 IEEE 51ST. VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE PROCEEDINGS, TOKYO, JAPAN, 15.–18. MAI 2000, IEEE VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, NEW YORK, NY: IEEE, US, vol. 3 OF 3. CONF. 51, 15. Mai 2000 (2000-05-15), Seiten 1773–1777, XP000968309 ISBN: 0-78035719-1 offenbart die EFFEKTE EINES KANALSCHÄTZFEHLERS IN MC-CDMA/TDD-SYSTEMEN, wie es durch den Titel angegeben ist. Das Dokument vom Autor ZHIYONG PU ET AL, veröffentlicht in VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 1999 IEEE 49TH HOUSTON, TX, USA 16.–20. MAI 1000, PISCATAWAY, NJ, USA, IEEE, US, 16. Mai 1999 (1999-0516), Seiten 2134–2138, XP010342238 ISBN: 0-7803-5565-2 offenbart die Übertragung und den Empfang von TDD-Mehrfachträger-CDMA-Signalen in mobilen Kom munikationssystemen. Das Dokument vom Autor INCHEOL JEONG ET AL, veröffentlicht in GLOBAL TELECOMMUNICATIONS CONFERENCE GLOBECOM'99, 5.–9. Dezember 1999, Seiten 122–126, XP010373284 Rio de Janeiro, Brasilien, offenbart ein TDD-CDMA-System mit einem Vorphasen-Hilfsträgerentzerrer unter Verwendung eines asymmetrischen Modulationsschemas in einem Duplexkanal. Schließlich offenbart das Dokument vom Autor Junquiang Li et al., veröffentlicht in Vehicular Technology Conference 2001, VTC 2001 Fall, IEEE VTS 54-te, Portugal, 15.–18. Sept. 20001, S. 1553–1557 einen räumlichen Mehrbenutzerzugriff mit MIMO-Smartantennen für OFDM-Systeme.
Es ist eine erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine neue Filtertechnik für eine MC-CDMA-Abwärtsstreckenübertragung vorzuschlagen, die die Mehrfachzugriffsinterferenz für die unterschiedlichen Benutzer des Systems minimiert. Gegensätzlich dazu besteht für einen gegebenen MAI-Pegel eine zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung im Erhöhen der Kapazität eines MC-CDMA-Systems.
Weiterhin ist, wie es oben in Verbindung mit 2 beschrieben ist, der Empfangsprozess, der bei einem mobilen Endgerät (MT) eines MC-CDMA-Systems durchgeführt wird, relativ komplex, da er insbesondere die Bestimmung der Entzerrungskoeffizienten q_g(l) und den Schritt einer Entzerrung selbst enthält. Eine Vereinfachung des Empfangsprozesses ist daher umso mehr erwünscht, da die Berechnungs- und Leistungsbetriebsmittel auf der MC-Seite kritisch beschränkt sind. Eine dritte Aufgabe der Erfindung besteht im Reduzieren der Komplexität des Empfangsprozesses bei einem mobilen Endgerät, ohne die Dienstqualität zu opfern.
Die oben angegebenen Aufgaben werden durch das Übertragungsverfahren der Erfindung erhalten, wie es im Anspruch 1 definiert ist. Vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den beigefügten abhängigen Ansprüchen definiert.
Die Vorteile und Eigenschaften der Erfindung werden beim Lesen der folgenden Beschreibung auftauchen, die in Bezug auf die beigefügten Figuren angegeben ist, unter welchen:
1 die Struktur eines aus dem Stand der Technik bekannten MC-CDMA-Senders schematisch zeigt;
2 die Struktur eines aus dem Stand der Technik bekannten MC-CDMA-Empfängers schematisch zeigt;
3 die Struktur eines MC-CDMA-Senders gemäß der Erfindung schematisch zeigt;
4 die Struktur eines ersten MC-CDMA-Empfängers, der mit dem MC-CDMA-Senders gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung zu Verwenden ist, schematisch zeigt; und
5 die Struktur eines zweiten MC-CDMA-Empfängers, der mit dem MC-CDMA-Sender gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung zu verwenden ist, schematisch zeigt.
Wir beziehen uns wieder auf den Zusammenhang eines MC-CDMA-Systems mit einer Basisstation, die eine Vielzahl von Symbolen zu einer Vielzahl K von aktiven Benutzern k = 1, ..., K sendet, die dieselben träger eines OFDM-Multiplexes gemeinsam nutzen.
Die Grundidee, die der Erfindung zugrunde liegt, besteht im Verwenden einer Filtertechnik auf der Sendeseite, die gemeinsam bezüglich des Raums und der Frequenz für alle aktiven Benutzer optimiert ist. Spezifischer kann dann, wenn ein Feld von M Antennen bei der Basisstation verwendet wird, das zu einem Benutzer k durch eine Antenne m gesendete Signal ausgedrückt werden als:
wobei w*k (l, m) ein komplexer Gewichtungskoeffizient ist, der zu dem Benutzer k gehört, die Frequenzkomponente l, die Antenne m und .* die Konjugationsoperation bezeichnet. Die Komponenten des Vektors w*k (l, m) kann in eine Vielzahl von L räumlichen Filtervektoren w*k (l), l = I, ..., L, gruppiert werden, wobei jeder Vektor w*k (l) durch das Strahlerfeld verwendet wird, um einen Sendestrahl für die Frequenzkomponente (l) eines Benutzers k auszubilden.
Wenn wir annehmen, dass die durch die Basisstation zu den K Benutzern gesendeten Signale synchron sind, kann das zu allen Benutzern durch eine Antenne m gesendete Signal einfach ausgedrückt werden als:
3 stellt schematisch einen MC-CDMA-Sender dar, der das räumliche Filterverfahren gemäß der Erfindung verwendet. Der Sender weist K identische Verzweigungen auf, wobei jeder Zweig einem gegebenen aktiven Benutzer entspricht. Der Zweig, der für den Benutzer k bestimmt ist, weist einen Multiplizierer 310_k , einen Demultiplexer 320_k und einen parallelen Multiplizierer 330_k auf, die in Reihe geschaltet sind. Beispielsweise weist der Zweig, der für den Benutzer 1 bestimmt ist, welcher im oberen Teil der Figur dargestellt ist, einen Multiplizierer 310₁ zum Multiplizieren des komplexen Werts
(es wird daran erinnert, dass d₁ das zum Benutzer 1 zu sendende Symbol ist) mit der Spreizsequenz c₁(l), einen Demultiplexer 320₁ für eine Seriell/Parallel-Umwandlung der gespreizten komplexen Werte, einen parallelen Multilizierer 330₁ zum Multiplizieren von jedem der gespreizten komplexen Werte
mit Komponenten eines komplexen Gewichtungsfaktors w*1 wie es weiter unten definiert ist, auf. Das Ergebnis der parallelen Multiplikation in 330₁ ist durch die M Vektoren z11 , ..., zM1 dargestellt, wobei jeder Vektor zm1 aus den Frequenzkomponenten des durch die Antenne 370_m zu sendenden Signals gebildet ist. Spezifischer ist zm1 , m = 1, ..., M, als ein L-dimensionaler Vektor (zm1 (1), ..., zm1 (L))T definiert, wobei
Gleichermaßen ist die Ausgabe des parallelen Multiplizierers 330_k des k-ten Zweigs aus M Vektoren z1k , ... zMk gebildet ist, von welchem die Elemente durch
gegeben sind.
Für einen gegebenen Benutzer k sind die komplexen Gewichtungskoeffizienten w*k (l, m) in einen Vektor w_k der Größe M·L gruppiert, der als w*k = (w*k (1, 1), ..., w*k (L, 1), ..., w*k (1, M), ..., w*k (L, M))T definiert ist, von welchen die ersten L Elemente den Gewichtungskoeffizienten für die Antenne 1, den Benutzer k und die Unterträger bzw. Hilfsträger 1 bis L entsprechen, von welchem die zweiten L Elemente den Gewichtungskoeffizienten für die Antenne 2, den Benutzer k und die Hilfsträger 1 bis L entsprechen, und so weiter. Da die Koeffizienten w*k (l, m) sowohl im Raumbereich (für einen gegebenen Hilfsträger l können sie derart angesehen werden, dass sie einen Strahl für einen Benutzer k ausbilden) als auch im Frequenzbereich (für eine gegebene Antenne m können die Koeffizienten w*k (l, m) als diejenigen eines herkömmlichen Frequenzfilters angesehen werden) angewendet werden, wird der Vektor w*k hierin nachfolgend als der Raum-Frequenz-Sendefilter-(SFTF-)Vektor bezeichnet werden, der zum Benutzer k gehört.
Der MC-CDMA-Sender ist weiterhin mit einer Vielzahl M von Addierern 340₁ , ..., 340_M versehen, wobei jeder Addierer 340_m die Signalvektoren zm1 , ..., zmK , m = 1, ..., M, die durch die parallelen Multiplizierer 330₁ , ..., 330_m ausgegeben werden, addiert und die resultierenden Vektoren jeweils zu den Modulen 350₁ , ..., 350_m zuführt. Präziser führt jedes Modul 350_m (das identisch zu dem Modul 130_k in 1 ist) eine inverse schnelle Fouriertransformation an dem Vektor von zusammengesetzten Frequenzkomponenten
durch und addiert einen Präfix (Δ) zu dem so erhaltenen MC-CDMA-Symbol. Nach einer Parallel/Seriell-Umwandlung in 360₁ (und einer Frequenz-Aufwärtsmischung, die nicht gezeigt ist), wird das Signal S^m(t), das das MC-CDMA-Symbol trägt, durch die Antenne 370_m gesendet.
Wie es weiter unten beschrieben ist, werden die SFTF-Vektoren w*k , k = 1, ..., K, oder äquivalent dazu die Gewichtungskoeffizienten w*k (l, m), l = 1, ..., L; m = 1, ..., M, durch ein Berechnungsmodul 380 aus Schätzungen der Koeffizienten der Abwärtsstrecken-Übertragungskanäle bestimmt und zu den parallelen Multiplizierern 330₁ , ..., 330_K zugeführt. Es wird im Folgenden angenommen, dass die Übertragung frei von einer Zwischenträgerinterferenz und einer Zwischensymbolinterferenz ist (das letztere dank einer Präfixeinfügung). In einem solchen Fall kann der Abwärtsstrecken-Übertragungskanal zwischen der Antenne m der Basisstation und dem mobilen Endgerät des Benutzers k durch einen einzigen multiplikativen komplexen Koeffizienten h_k(l, m) (der hierin nachfolgend Kanalkoeffizient genannt wird) für jeden Hilfsträger l charakterisiert werden. Die Koeffizienten h_k(l, m) werden für die Abwärtsstrecken- und die Aufwärtsstreckenkanäle als identisch angenommen, welche Annahme in der Praxis verifiziert wird, wenn das MC-CDMA-System im TDD-(Zeitduplex-)Mode arbeitet. Die Schätzungen der Kanalkoeffizienten werden hierin nachfolgend mit ĥ_k(l, m) bezeichnet.
Die Kanalkoeffizienten h_k(l, m) hängen von der räumlichen Signatur des Abwärtsstrecken-Mehrwegekanals und dem Fading- bzw. Schwundkoeffizienten des Kanals ab. Die räumliche Signatur des Kanals (die für eine Abwärtsstrecke und eine Aufwärtsstrecke als identisch angenommen ist) ist durch die Richtungen einer Übertragung des Signals zu einem Benutzer k definiert, oder äquivalent dazu durch die Richtung einer Ankunft (DOAs) des durch den Benutzer k gesendeten Signals zu der Basisstation. Es sollte verstanden werden, dass die Koeffizienten h_k(l, m) für einen gegebenen Benutzer k nicht nur die Richtwirkungsmuster des (Sende- oder Empfangs-)Strahls für diesen Benutzer bei den verschiedenen Hilfsträgerfrequenzen berücksichtigen, sondern auch den Schwund bzw. das Fading des Übertragungskanals bei diesen Frequenzen.
Wenn wir nun ein mobiles Endgerät eines gegebenen Benutzers g betrachten, das die in 2 dargestellte Struktur hat und ein durch das MC-CDMA der 3 gesendete Signal empfängt, kann die Entscheidungsvariable gleich (4) ausgedrückt werden als:
was wie folgt umformuliert werden kann:
wobei n_g(l) Abtastungen eines Gaußschen Rauschens relativ zu den anderen Trägern sind und eg(l) = q*g (l)·cg(l), wo die Koeffizienten q_g(l) nicht notwendigerweise durch eines der Zerrungsverfahren, die oben angegeben sind, bestimmt werden und irgendeinen Wert annehmen können. Es sollte beachtet werden, dass e_g(l) die Konjugierten der Koeffizienten sind, die die Komponenten kombinieren, die durch die unterschiedlichen Hilfsträger am Ausgang des FFT-Moduls 220_g getragen werden. Wie es einem Fachmann auf dem Gebiet offensichtlich werden wird, entspricht der erste Term des Ausdrucks (9) dem erwünschten Signal, entspricht der zweite Term der Mehrfachzugriffsinterferenz und entspricht der letzte Term dem restlichen Rauschen nach einem Entspreizen.
Der Ausdruck (9) kann äquivalent in einer kürzeren Form formuliert werden:
wobei die fett geschriebenen Buchstaben Vektoren darstellen und:
c ~_k ein Vektor der Größe M·L ist, der als c ~k = (c ~Tk , c ~Tk , ..., c ~Tk )T, d.h. die Verkettung von M mal der Vektor c_k = (c_k(1), ..., c_k(L))^T, der die Spreizsequenz für einen Benutzer k darstellt;
ẽ_g ein Vektor der Größe M·L ist, der als ẽg =(ẽTg , ẽTg , ..., ẽTg )T, d.h. die Verkettung von M mal der Vektor e_g = (e_g(1), ..., e_g(L))^T, oder äquivalent ẽ_g = c ~_goq ~_g, wobei q ~g = (qTg , qTg ..., qTg )T die Verkettung von M mal der Vektor q_g = (q_g(1), ..., q_g(L)^T ist.
h_g ist ein Vektor der Größe M·L, der als h_g = (g_g(1, 1), ..., h_g(L, 1), ..., h_g(1, M), ..., h_g(L, M)^T definiert ist, wovon die ersten L Elemente dem Kanal zwischen der Antenne 1 und dem Benutzer g entsprechen, wovon die zweiten L Elemente dem Kanal zwischen der Antenne 2 und dem Benutzer g entsprechen, usw.;
w*k ist der SFTF-Vektor relativ zu einem Benutzer k, wie es oben definiert ist;
e_g und n_g sind jeweils als e_g = (e_g(1), ..., e_g(L)^T und n_g = (n_g(1), ..., n_g(L)^T;
(.)^H bezeichnet den hermiteschen Transpositionsoperator, u.v bezeichnet das Skalarprodukt der Vektoren u und v, uov bezeichnet das elementweise Produkt der Vektoren u und v, d.h. das i-te Element des Vektors uov ist das Produkt aus dem i-ten Element des Vektors u und dem i-ten Element des Vektors v.
Gemäß einem ersten vorteilhaften Aspekt der Erfindung wird für einen gegebenen Benutzer g eine Gruppe von Gewichtungskoeffizienten w*g (l, m), l = 1, ...,L; m = 1, ..., M (oder äquivalent ein SFTF-Vektor w*g ) bestimmt, um eine Minimierung von MAI sicherzustellen, welches den in Frage stehenden Benutzer beeinflusst, während der globale Effekt berücksichtigt wird, der aus der MAI-Reduzierung resultiert, die durch die Trennung der aktiven Benutzer im Raumbereich induziert wird, und der MAI-Erhöhung, die durch den Verlust an Orthogonalität im Frequenzbereich induziert wird.
Gemäß einem zweiten vorteilhaften Aspekt der Erfindung wird ein Minimierungskriterium für eine verbundene MAI durchgeführt, welches alle aktiven Benutzer berücksichtigt. Präziser wird das vorgeschlagene Minimierungskriterium nicht durch ledigliches Minimieren der MAI erzielt, die den Empfang eines gegebenen aktiven Benutzers beeinflusst, ungeachtet der MAI, die den Empfang der anderen aktiven Benutzer beeinflusst, sondern berücksichtigt auch die MAIs, die die letzteren Benutzer beeinflussen, induziert durch das zu dem in Frage stehenden Benutzer gesendete Signal.
Gemäß einem dritten vorteilhaften Aspekt der Erfindung wird ein MAI-Minimierungskriterium verwendet, das die Sendeleistungsbeschränkung des MC-CDMA-Senders berücksichtigt, welcher selbst innewohnend durch die gesamte Sendeleistung der Basisstation beschränkt ist.
Um das Übertragungsverfahren gemäß der Erfindung detaillierter zu erklären, betrachten wir zuerst ein Kriterium, das auf der Maximierung des Signal-zu-Interferenz-plus-Rauschen-Verhältnis (SINR) relativ zu einem gegebenen aktiven Benutzer g unter der Beschränkung eines festen Sendeleistungspegels für diesen Benutzer basiert.
Das Signal-zu-Interferenz-plus-Rauschen-Verhältnis relativ zu dem Benutzer g kann ausgedrückt werden als:
wobei P_g die Leistung des vom Benutzer g empfangenen erwünschten Signals ist, MAI_g der MAI-Pegel ist, der das erwünschte Signal beeinflusst, und σ² die Varianz des Restrauschens nach einem Entspreizen ist.
Aus dem ersten Term von (10) und unter der Annahme, dass die durchschnittliche Leistung der Symbole d_g Eins ist, kann die Leistung des vom Benutzer g empfangenen erwünschten Signals ausgedrückt werden als:
Aus dem zweiten Term von (10) und unter der Annahme, dass die durchschnittliche Leistung der Symbole d_k Eins ist, kann der Mehrfachzugriffs-Interferenzpegel MAI_g ausgedrückt werden als:
wobei P_MAI(k → g) die normalisierte Verteilung von (dem Signal, das gesendet ist zum) Benutzer k zu der MAI berücksichtigt, die den Benutzer g beeinflusst, und definiert ist als: PMAI(k → g) = wHk vgkvHgk wk (14)wobei
Aus (12), (13) und (14) kann das Signal-zu-Interferenz-plus-Rauschen-Verhältnis relativ zum Benutzer neu geschrieben werden:
Wie es aus (15) offensichtlich ist, hängt der Ausdruck von SINR_g nicht nur von dem Gewichtungskoeffizienten w*g (l, m) relativ zum Benutzer g (d.h. dem SFTF-Vektor w*g relativ zum Benutzer g) ab, sondern auch von den Gewichtungskoeffizienten relativ zu den anderen Benutzern k ≠ g (d.h. den SFTF-Vektoren w*k relativ zu den Benutzern k ≠ g). Dies kann ein Beitrag zu der Tatsache sein, dass die den Benutzer g beeinflussende MAI durch die Verteilung bezüglich des Raums und der Frequenz der zu den anderen Benutzern k ≠ g gesendeten Signale beeinflusst wird. Anderes ausgedrückt modifiziert eine Änderung des SFTF-Vektors relativ zu einem gegebenen Benutzer die SINRs von allen anderen aktiven Benutzern. Es folgt daraus, dass das Problem zum Finden des SFTF-Vektors w*g , der SINR_g maximiert, nicht unabhängig von dem Problem zum Finden des anderen SFTF-Vektors w*k gelöst werden kann, der die Werte SINR_k maximiert, und zwar für k ≠ g. Jedoch ist ein Finden der Gruppe der SFTF-Vektoren w*k , die gleichzeitig alle Werte SINR_k maximieren, eine sehr komplexe, wenn nicht sogar nicht vollziehbare Aufgabe ist.
Gemäß der Erfindung wird das Problem zum Maximieren von SINR_g elegant dadurch gelöst, dass beobachtet wird, dass in der Praxis die Kanalantwortvektoren h_k, k = 1, ..., K dieselben statistischen Eigenschaften haben und dass folglich für zwei gegebene Benutzer k und k' die normalisierten Interferenzbeiträge p_MAI(k → k') und P_MAI(k' → k) als gleich betrachtet werden können, was insbesondere dann gerechtfertigt ist, wenn dasselbe Verfahren einer Raum/Zeit-Filterung auf alle Benutzer angewendet wird.
Präziser wird ein Kriterium vorgeschlagen, das auf einem Pseudosignal-zu-Rauschen-plus-Interferenz-Verhältnis basiert, das mit SINRmg bezeichnet ist und wie folgt definiert ist:
wobei
mit PMAI(g → k) = wHg vkgvHkg wg, das heißt:
wobei Φ_g die quadratische Matrix ist, die definiert ist als:
Das Pseudosignal-zu-Rauschen-plus-Interferenz-Verhältnis kann daher neu formuliert werden als:
Für einen festen vorbestimmten Sendeleistungswert Pt_g kann die Beschränkung für den Benutzer g als eine Beschränkung in Bezug auf das Modul des SFTF-Vektors w_g, nämlich wHg ·wg = 1, ausgedrückt werden.
Aus (17) ist die Maximierung von SINRmg unter der Beschränkung einer festen Sendeleistung äquivalent zu finden:
unter der Beschränkung wHg ·wg = 1, wobei I_ML die Identitätsmatrix der Größe M·LxM·L ist.
Es sollte beachtet werden, dass der Ausdruck (18) nur von dem SFTF-Vektor w_g abhängt und durch eine Multiplikation von w_g mit einer Konstanten invariant ist. Definiert man
wobei β ein Skalar ist, ist es dort möglich, nach dem optimalen Vektor
zu suchen, der
verifiziert, und darauf folgend das Ergebnis durch den Faktor
zu normalisieren, um w_g zu erhalten. Der optimale Vorverzerrungsvektor SFTF
muss daher folgendes erfüllen:
Zum Lösen dieses Problems führen wir die Lagrangefunktion ein:
wobei λ ein Lagrangemultiplizierer ist.
Durch Berechnen des Gradienten gemäß den Vektoren
(dasselbe Ergebnis kann durch Berechnen des Gradienten gemäß dem Vektor
erhalten werden), ergibt sich folgendes:
Schließlich können wir schließen, dass der optimale SFTF-Vektor
gegeben ist durch:
Der SFTF-Vektor w_g kann erhalten werden aus
:
wobei der Koeffizient μ_g gegeben ist durch die Beschränkung in Bezug auf die Sendeleistung für den Benutzer g, nämlich so gewählt wird, dass wHg ·wg = 1.
In der Praxis wird angenommen, dass die Abwärtsstrecken-Kanalkoeffizienten h_g(l, m), die den Vektor h_g bilden, identisch zu den entsprechenden Aufwärtsstreckenkanalkoeffizienten sind, die wiederum aus Pilotsymbolen geschätzt werden, die von den aktiven Benutzern zur Basisstation gesendet werden.
Kehrt man zurück zur 3 und bezeichnet man den Vektor der Schätzungen ĥ(l, m) mit ĥ_k, bestimmt das Berechnungsmodul 380 für jeden aktiven Benutzer k den SFTF-Vektor w*k aus:
wobei der Koeffizient μ_k durch die Beschränkung in Bezug auf die Sendeleistung für den Benutzer k (d.h. wHk ·wk = 1), gegeben ist, und
Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der SFTF-Vektor w*g für einen gegebenen Benutzer g durch das Berechnungsmodul 380 bestimmt aus:
was weiter vereinfacht werden kann, wenn die Spreizsequenzen so sind, dass cg(l)·c*g (l) = 1 für l = 1, ..., L z.B. wenn Walsh-Hadamard-Spreizsequenzen (c_g(l)∊{–1,1}) verwendet werden: wg = μg(Φ ^g + σ2·1ML)–1ĥg (27)
In einem solchen Fall kann der bei den mobilen Endgeräten ausgeführte Empfangsprozess drastisch vereinfacht werden, wie es in 4 gezeigt ist. Der MC-CDMA-Empfänger für einen Benutzer g ist in 4 schematisch dargestellt und weist Module 410_g bis 450_g auf, die identisch zu den entsprechenden Modulen 210_g bis 250_g der 2 sind. Jedoch wird gegensätzlich zu dem MC-CDMA-Empfänger des Standes der Technik (2) ein einfaches Entspreizen am Ausgang des FFT-Moduls 420_g bewirkt und ist eine Entzerrung nicht mehr er forderlich. Insbesondere wird eine Schätzung der Abwärtsstreckenkanalkoeffizienten auf der Empfängerseite nicht benötigt, wodurch das mobile Endgerät von der Berechnungsbelastung, die dazu gehört, entlastet wird.
Es sollte erkannt werden, dass das Filtern im Frequenzbereich, welches auf der Sendeseite durch die Gewichtungskoeffizienten des SFTF-Vektors w*g durchgeführt wird, vollständig oder nahezu vollständig das Fading bzw. den Schwund auf den Trägern des Abwärtsstreckenübertragungskanals im Voraus kompensiert.
Gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden die Abwärtsstreckenkanalkoeffizienten h_g(l, m) durch den MC-CDMA-Sender grob geschätzt und wird eine komplementäre Entzerrung auf der Empfangsseite durchgeführt.
Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn die Schätzungen der Aufwärtsstreckenkanalkoeffizienten (von welchen die letzteren abgeleitet werden) mit einer Rate aktualisiert werden, die niedriger als die aktuelle Variation davon ist. Spezifischer würde, wenn man den Vektor, der die groben Schätzungen der Kanalkoeffizienten für einen gegebenen Benutzer g mit ĥCg bezeichnet, der MC-CDMA-Sender eine SFTF-Filterung anwenden, die auf folgendem basiert:
und eine Gruppe von Entzerrungskoeffizienten gfg (l), l = 1, ..., L würde die restliche Frequenzverzerrung auf der Empfangsseite fein kompensieren.
Bei einer weiteren Variante wird der Vektor von groben Schätzungen, nämlich ĥCg , der zum Bestimmen von w*g im Berechnungsmodul 380 verwendet wird, aus der räumlichen Signatur des Benutzers g abgeleitet. Spezifischer wird angenommen, dass die Kanalkoeffizienten h_g(l, m) zerlegt werden können in: hg(l, m) = h g(l, m)ηg(l) (29)wobei h g(l, m) die räumliche Signatur des Benutzers g berücksichtigt (welche bezüglich der Zeit relativ langsam variiert) und η_g(l) den Frequenzschwund bzw. das Frequenz-Fading des Kanals berücksichtigt. Der MC-CDMA-Sender schätzt die Koeffizienten h g(l, m) aus den DOAs des durch das Strahlerfeld vom Benutzer g empfangenen Signals und verwendet diese Schätzungen
als Elemente des Vektors ĥCg .
5 zeigt schematisch einen Empfänger zur Verwendung mit einem MC-CDMA-Sender gemäß der letzteren Variante. Die Module 510_g bis 550_g sind identisch zu den entsprechenden Modulen 210_g bis 250_g der 2 und die Kompensation der schnellen Schwundfaktoren η_g(l) wird hier durch Entzerrungskoeffizienten qfg (l), l = 1, ..., L, sichergestellt, die aus η_g(l) gemäß einem der bekannten Typen von Entzerrungsverfahren abgeleitet sind.
Ein weiterer vorteilhafter Aspekt der Erfindung liegt in der Möglichkeit eines Erhöhens der Kapazität eines MC-CDMA-Systems. Es wird daran erinnert, dass die Kapazität eines herkömmlichen MC-CDMA-Systems durch die Anzahl von verfügbaren Spreizcodes (oder Spreizsequenzen) beschränkt ist, die gleich der Anzahl L von Hilfsträgern ist, wenn die Codes orthogonal gewählt werden. Die Benutzertrennung im Raumbereich, die durch das Übertragungsverfahren gemäß der Erfindung zur Verfügung gestellt wird, lässt zu, dieselben Spreizcodes für unterschiedliche Benutzer wieder zu verwenden. Spezifischer kann ein bereits einem Benutzer k zugeteilter Spreizcode c_k(l), l = 1, ..., L, auch wieder einem Benutzer k' zugeteilt werden, vorausgesetzt, dass die Benutzer k und k' wesentlich andere räumliche Signaturen haben.
Gemäß einem ersten möglichen Zuteilungsschema werden dann, wenn es passiert, dass die Anzahl von aktiven Benutzern die Anzahl L von verfügbaren Spreizcodes übersteigt (beispielsweise dann, wenn die verfügbaren Spreizcodes bereits zugeteilt sind und wenn ein ankommender Anruf angefordert wird), die Spreizcodes neu zugeteilt, wie z.B. in der natürlichen Reihenfolge c₁, c₂, ..., so dass zwei Benutzer k und k + L denselben Spreizcode c_k gemeinsam nutzen. Um die Interferenz zu reduzieren, die dann auftritt, wenn die Benutzer k und k + L gleiche räumliche Signaturen zeigen, wird weiterhin vorgeschlagen Zufallsverwürfelungscodes auf das oberste Ende der verfügbaren Spreizcodes anzuwenden. Spezifischer wird dann, wenn ein Symbol zu einem Benutzer k zu senden ist, der zu einer gegebenen Gruppe Ω_p gehört, wobei p∊{1, ..., P}, es mit der folgenden Sequenz multipliziert: cextk (l) = ck[L](l)·mp(l), l = 1, ..., L (30)wobei ein Benutzerindex k größer als L sein kann, p den ganzzahligen Teil der Teilung k/L bezeichnet und k[L] den Rest davon bezeichnet, cextk (l), l = 1, ..., L für eine Spreizsequenz steht, die zu einer erweiterten Gruppe (von hauptsächlich L·P) gehört, und m_p(l), l = 1, ..., L, ein Zufallsverwürfelungscode ist.
Da Benutzer, die zu einer gegebenen Gruppe Ω_p gehören, demselben Verwürfelungscode ausgesetzt werden, sind ihre jeweiligen Spreizsequenzen (wie sie in (30) definiert sind) orthogonal und folglich sind diese Benutzer durch das Übertragungsverfahren gemäß der Erfindung räumlich und frequenzmäßig getrennt. Gegensätzlich dazu wird eine Orthogonalität zwischen Spreizsequenzen nicht aufrechterhalten, die Benutzern zugeteilt sind, die zu unterschiedlichen Gruppen gehören. Jedoch ziehen die letzteren Benutzer noch einen Vorteil aus der räumlichen Trennung, die durch das Übertragungsverfahren zur Verfügung gestellt wird, sowie aus der Interferenzreduzierung aufgrund der Zufallsverwürfelung.
Obwohl der in 3 dargestellte MC-CDMA-Sender in Bezug auf Funktionsmodule beschrieben worden ist, wie z.B. eine Berechnungs- oder Schätzeinrichtung, wird es von einem Fachmann auf dem Gebiet erkannt werden, dass das Gesamte oder ein Teil dieser Vorrichtung mittels eines einzigen Prozessors implementiert sein kann, der entweder zum Durchführen aller Funktionen bestimmt ist, die gezeigt sind, oder in der Form einer Vielzahl von Prozessoren, die entweder für ein jeweiliges Durchführen von einer oder einigen der Funktionen bestimmt oder programmiert sind.

Claims

Übertragungsverfahren zum Übertragen einer Vielzahl von Symbolen von einer Basisstation eines MC-CDMA-Telekommunikationssystems zu einer Vielzahl K von Benutzern, wobei jedes zu einem Benutzer zu übertragende Symbol d_k mit einer Codiersequenz c_k(l), cextk (l) über eine Vielzahl L von Trägern l gespreizt wird, um eine Vielzahl entsprechender Frequenzkomponenten zu erzeugen, wobei die Basisstation mit einer Vielzahl M von Antennenelementen versehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzkomponenten bezüglich eines Benutzers g durch einen Vektor w*g gewichtet werden, wobei .* eine konjugierte Operation bezeichnet und wobei w_g gemäß einem Ausdruck des folgenden Typs bestimmt wird:
wobei, c~c~_g ein Vektor der Größe M·L ist, der als die Verkettung von M Mal des Vektors c_g = (c_g(1), ..., c_g(L))^T definiert ist, der die Codiersequenz des gegebenen Benutzers g darstellt; q ~_g ein Vektor der Größe M·L ist, der als die Verkettung von M Mal des Vektors q_g = (q_g(1), ..., q_q(L))^T definiert ist, der die Entzerrungskoeffizienten für den gegebenen Benutzer g darstellt; ĥ_g ein Vektor der Größe M·L ist, von welchem die ersten L Elemente die Schätzungen des Kanals zwischen einem Antennenelement 1 und einem Benutzer g darstellen, von welchem die zweiten L Elemente dem Kanal zwischen einem Antennenelement 2 und dem Benutzer g entsprechen, und so weiter; μ_g ein skalarer Koeffizient ist, der durch die Beschränkung bezüglich der Übertragungsleistung für den Benutzer g gegeben ist; I_ML die Einheitsmatrix der Größe M·LxM·L ist; σ² der Wert der Rauschvarianz ist; Φ ^_g eine hermitesche Matrix ist, die die durch einen Benutzer g oder die anderen Benutzer erzeugte Vielfachzugriffsinterferenz charakterisiert; und wobei .°. die Element-mal-Element-Multiplikation von zwei Vektoren bezeichnet.
Übertragungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die hermitesche Matrix aus einem Ausdruck des folgenden Typs erhalten wird:
wobei K eine Anzahl von Benutzern ist, Pt_k die Übertragungsleistung für den Benutzer k ist, und
gilt, wobei c ~_k ein Vektor der Größe M·L ist, der als die Verkettung von M Mal des Vektors c_k = (c_k(1), ..., c_k(L))^T definiert ist, der die Codiersequenz des Benutzers k darstellt; q ~_k ein Vektor der Größe M·L ist, der als die Verkettung von M Mal des Vektors q_k = (q_k(1), ..., q_k(L))^T definiert ist, der die Entzerrungskoeffizienten für den Benutzer k darstellt; und ĥ_k ein Vektor der Größe M·L ist, von welchem die ersten L Elemente die Schätzungen des Kanals zwischen einem Antennenelement 1 und dem Benutzer k darstellen, von welchem die zweiten L Elemente dem Kanal zwischen einem Antennenelement 2 und dem Benutzer k entsprechen, und so weiter.
Übertragungsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass dann, wenn keine Entzerrung für einen gegebenen Benutzer g durchzuführen ist, der Vektor q ~_k derart angesehen wird, dass er gleich der Einheitsmatrix der Größe M·L ist.
Übertragungsverfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass dann, wenn für einen gegebenen Benutzer g kein Spreizen durchzuführen ist, der Vektor c ~_k derart angesehen wird, dass er gleich der Einheitsmatrix der Größe M·L ist.