DE60204156T2

DE60204156T2 - Adaptiver entzerrerer zur verzerrungsverminderung in einem kommunikstionskanal

Info

Publication number: DE60204156T2
Application number: DE60204156T
Authority: DE
Inventors: Anatolievich Igor ABROSIMOV; Grigorievich Vasily ATYUNIN; Roger Alexander DEAS
Original assignee: Acuid Corp Guernsey Ltd
Current assignee: Acuid Corp Guernsey Ltd
Priority date: 2001-08-28
Filing date: 2002-08-28
Publication date: 2006-02-09
Anticipated expiration: 2022-08-29
Also published as: EP1423923B1; WO2003019810A2; DE60204156D1; EP1423923A2; US20030043900A1; AU2002324305A1; WO2003019810A3

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Reduktion einer Verzerrung in Kommunikationskanälen und zur Kompensation einer Verschlechterung von Signalen über Übertragungsleitungen von Kommunikationssystemen. Sie betrifft insbesondere eine Einrichtung zur Erfassung von Eigenschaften bzw. Charakteristiken von Übertragungsleitungen und dynamischen Bestimmung der Natur und des Ausmaßes einer zur Korrektur eines Kommunikationskanals erforderlichen Entzerrung und nachfolgenden Anwendung bzw. Zuführung oder Aufbringung dieser Korrektur, um eine Entzerrung ohne eine signifikante zusätzliche Latenz(-zeit) zu ermöglichen, um auf jeder Seite eines Kanals über eine Vielzahl von Architekturen wie etwa Punkt-zu-Punkt, einem Einzelsender mit mehrfachen bzw. mehreren Empfängern oder einem Bus mit mehreren Trebern und Empfängern zu arbeiten.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Das Konzept, ein durch einen Sender in ein Übertragungsmedium wanderndes Signal zu entzerren, hat eine lange Geschichte, die auf die fundamentale Steuerungstheorie, Sonareinrichtungen und Radar zurückgeht. Bei Sonarsystemen sollte das ideale von dem Sender ausgesendete Signal ein sehr kurzer Impuls sein. Wenn jedoch jemand einem Sonarwandler einen Impuls zuführt, wird dieser klingeln bzw. nachhallen, was die Wirkung einer Verbreiterung des Impulses hat. Das Übertragungsmedium, wie etwa Wasser, verbreitert das Signal noch mehr. Um dies zu korrigieren, haben Ingenieure für wenigstens drei Jahrzehnte eine Entzerrung des den Wandler und das Übertragungsmedium aufweisenden Kommunikationskanals implementiert, wobei die Filtereigenschaften des Systems bestimmt wurden und dann ein inverser bzw. umgekehrter Filter auf das Signal angewendet wurde, bevor es dem Wandler zugeführt wurde. Diese Entzerrung kann in ihrem ihrer Filterantwort bzw. ihrem Filterfrequenzgang entweder finit oder infinit sein. Das Endergebnis ist ein sauberes Sonarbild, wobei der Sender so arbeitet, als ob er eine höhere Bandbreite besäße als es tatsächlich der Fall ist.
Signale, die durch irgend ein Übertragungsmedium wandern, unterliegen Filterwirkungen, und dies schließt elektronische und sogar optische Signale ein. Ein elektronisches Signal, das einen Streifenleiter (Stripline) von 12,5 cm (5'') hinabwandert, unterliegt beispielsweise einer Dämpfung eines Hauteffekts (Skineffekts), welche einen zusätzlichen Leitungswiderstand aufprägt, der 4,1 × √f/5 in Kupfer entspricht. Ein Ingenieur würde diesen Effekt in einem System sehr hoher Geschwindigkeit normalerweise durch Anwenden einer Kompensation auf das übertragene Signal unter Verwendung eines Anpassungs- oder Entzerrfilters ausgleichen. Dally, Poulten und Tell beschreiben beispielsweise in ihrem Papier unter DARPA Contract DABT63-96-C0039 mit dem Titel "Multi-gigabit signaling with CMOS" vom 12. Mai 1997, wie sie ein solches Entzerrungsschema unter Verwendung eines 5-tap FIR- oder 5-tap Übergangs- bzw. Transitionsfilters implementieren. Yang, Lin and Ke beschreiben ein ähnliches Entzerrungsschema in "A Scalable 32 Gb/s Parallel Data Transceiver with On-chip Timing Calibration Circuits", 8. Februar 2000, ISSC 2000. Chadwick beschreibt in U.S.-Patent Nr. 5,557,640 ein System zur Entzerrung auf der Grundlage einer statischen oder vordefinierten Messung des Amplituden- und Phasengangs des Kanals und einer an schließenden Kompensation unter Verwendung verschiedener Verstärker.
Für sehr schnelle Systeme, insbesondere auf kurzen Verbindungen, die mit mehr als 2 GHz laufen, ist eine Entzerrung des Skineffekts nicht ausreichend. 2 zeigt den Amplitudenfrequenztang in mV auf der Y-Achse (0 bis 50 mV) und die Frequenz auf der X-Achse (0 bis 10 GHz) für einen Kanal, der ein unter Verwendung eines Gehäuses in Chipgröße (Chip Scale Package – CSP) mit den niedrigst erreichbaren Gehäusestöreffekten bzw. Gehäuseparasiten (2 nH, 0,6 pF, R vernachlässigbar) verbundenes Pad ohne irgend welche ESD-Strukturen aufweist, wobei eine 100 mm lange Übertragungsleitung in das Pad einer in gleicher Weise gepackten Vorrichtung getrieben wird. 3 zeigt den gleichen Kanal, aber so, dass die reflektierten Komponenten von der Seite des Treibers durch Eliminieren der Gehäuseparasiten des Treibers entfernt sind und wobei drei Kurvenunterschiedliche ESD-Strukturen auf dem Treiber darstellen, von einer Struktur ohne ESD bis zu einer der B-Klasse (Ganzkörpermodell oder Human-Body-Modell). In 2 und 3 sind beide Pads unter Verwendung eines Idealwiderstands innerhalb des Chips perfekt mit der Leitung abgeschlossen bzw. terminiert.
Aus 2 und 3 sind eine Anzahl von Wirkungen ersichtlich:

1. Aufgrund der stehenden Wellen, die als ein Ergebnis der Reflektion von den durch Gehäuseparasiten und andere Leitungsdiskontinuitäten wie etwa Verbinder oder Durchgängen verursachte Diskontinuitäten auftreten, tritt ein Klingeln bzw. Nachhallen auf.
2. Die durch die kombinierte Kapazität und Induktivität des Gehäuses ausgebildete Reaktanz dominiert den Skineffekt oberhalb von 6 GHz für kurze Leitungen: für eine 100 mm lange Leitung liegt der Skineffektverlust bei etwa 2% bei 10 GHz, während die Gehäuseparasiten selbst in einem modernen CSP- oder BGA-Gehäuse das Signal um etwa 70% dämpfen – der Verlust bei anderen Gehäusetypen ist noch größer. Dies illustriert, in welcher Weise der Skineffekt für kurze Leitungen von geringer Auswirkung ist, obschon der Skineffekt für sehr lange Leitungen deutlich sein kann.
3. Die an den Pads zur zuverlässigen Herstellung erforderliche ESD-Struktur bewirkt bis zu 2 pF zusätzlicher Kapazität. Diese Kapazität bewirkt, dass der Amplitudenfrequenzgang eine komplexere Charakteristik annimmt.
4. Mehrpunktkonfigurationen, die das Signal über Verbinder senden, oder gar Schichtwechsel auf einer Leiterplatte (PCB) addieren sich alle auf die Resonanzmoden, was ein komplexes Profil erzeugt, das weit jenseits der Grenzen dessen liegt, was eine vordefinierte Entzerrung ausgleichen kann.

Eine vordefinierte Entzerrung, die vorbestimmte Filterkoeffizienten nutzt, macht inhärente Annahmen über die Leitungslängen, -dicke, die Dielektrizitätsparameter und andere Informationen, die von Anwendung zu Anwendung variieren. Eine andere Schwäche des Stands der Technik liegt darin, dass die Entzerrung auf den Sender aufgebracht wird, was die Annahme einer Architektur eines einzigen Senders und eines einzigen Empfängers voraussetzt: dies ist für echte elektronische Systeme, die wenigstens mehrere Empfänger erfordern, nicht praktikabel.
Ein alternativer oder komplementärer Gesichtspunkt dieses Entzerrungsproblems in einer dynamischen Umgebung ist Rauschen. Dieses hat sowohl eine pinkfarbene Komponente, wo sich die Amplitude je Oktave mit steigender Frequenz reduziert, und eine Komponente, die selbstinduziert ist oder von elektrischem Rauschen von anderer Stelle im System oder der Umgebung stammt. Die vorliegende Erfindung kann angewendet werden, um dieses Rauschen zu reduzieren, indem sie das Signal aus Regionen des Spektrums, in denen eine schädliche Rauschkomponente vorliegt, herausbewegt.
Eine Entzerrung auf der Treiberseite eines Kanals weist den offensichtlichen Vorteil einer Verbesserung des Rauschabstands auf der Empfängerseite auf. In einer Mehrpunkt-Umgebung ist eine zusätzliche Entzerrung an jedem Empfänger die beste Lösung, dann verschiebt sich das Problem jedoch dahin, wie zu bestimmen ist, wie viel an Entzerrung wo in dem System anzuordnen ist. Eine Lösung dieses Problems erfordert die Möglichkeit, die Parameter des Systems zu messen, eigentlich eine Kalibrierung des Kanals, dann Laden geeigneter Werte in integrierte Filterkomponenten wie etwa variable Widerstände (MOSFETs) und variable Kondensatoren (Kapazitätsdioden oder Varicaps).
Eine andere Rolle der Entzerrung ist die, das Ansprechen des Kanals anzupassen bzw. zu adaptieren, um die Übertragungsfunktion für das gewünschte Signal zu maximieren und das Ansprechverhalten bzw. den Frequenzgang der Übertragung auf Rauschen zu minimieren. Digitale Signalisiersysteme nehmen einen Spannungs- oder Strompegel so an, dass er ein logischer Zustand ist, und stellen die Lücke bzw. den Abstand zwischen jedem der Zustände so her, dass Rauschen den digitalen Wert nicht beschädigt. In einem binären System kann beispielsweise eine logische 0 als eine Spannung von weniger als 0,8 V und eine logi sche 1 als eine Spannung von mehr als 1,6 V spezifiziert sein; in diesem Fall beträgt der Störabstand 0,8 V. In Vierpegelsystemen gäbe es vier Spannungs- oder Strompegel, typischerweise mit 200 mV zwischen den Zuständen. Falls das Rauschen in dem System reduziert werden kann, können entweder mehr Zustände hergestellt werden, so dass bei jedem Datendurchgang mehr Daten gesendet werden können, oder das System könnte mit niedrigeren Spannungen oder Strömen arbeiten, was für eine gegebene Flankensteilheit Energie spart.
Ein adaptiver Entzerrer, der in US 3,824,501 beschrieben ist, weist ein aktives Filter mit einem einstellbaren Verstärkungsfaktor, eine Erfassungseinrichtung zum Erzeugen eines auf den Spitzensignalpegel des Ausgangssignals ansprechenden Steuersignals und Mittel zum Einstellen des Verstärkungsfaktors auf der Grundlage des Steuersignals auf. Gemäß US 3,824,501 ist ein Entscheidungsbereich, d.h., die "Augenöffnung" des in 1 gezeigten Augendiagramms, als die Differenz zwischen größtem Spitzenwert und kleinstem Spitzenwert definiert.
Die auf dem vorstehenden Ansatz beruhenden Entzerrungslösungen des Stands der Technik weisen jedoch mehrere Nachteile auf. Typischerweise verwenden sie zur Anpassung des Filters ein Amplitudenkriterium, d.h., sie prüfen Amplitudendifferenzen und erzeugen auf der Grundlage derselben ein Fehlersignal. In der Praxis variiert die Amplitude des Signals in großem Ausmaß, was Probleme bei der Durchgangserfassung und der Auffindung einer optimalen Kompensation verursacht.
Ein anderer Ansatz zur Kompensierung einer Signalverzerrung in Übertragungsleitungen besteht in Entzerrern, die Sequenzen maximaler Wahrscheinlichkeit schätzen (Maximum-Likelihood-Sequence-Estimation-Entzerrer), wie in US 6,349,112 beschrieben. Bei diesem Ansatz werden jedoch Wellenkomponenten außerhalb des geschätzten Bereichs durch den Entzerrer nicht ausgeglichen, so dass etwa durch Gehäuseparasiten, Leitungsdiskontinuitäten, Skineffekte und nichtlineare Dielektrizitätskonstanten hervorgerufene Jitter- bzw. Flimmererscheinungen nach wie vor vorhanden sein können.
Ein noch anderer Ansatz besteht in der Verwendung eines Flimmerns (Jitter) als das Entzerrungskriterium. Für das gefilterte Signal wird der Jitter bestimmt, und der Frequenzgang der Übertragungsfunktion wird demgemäß durch Anwenden eines digitalen Adjustierungssignals auf die Struktur der Übertragungsfunktion variiert. Ein adaptiver Entzerrer gemäß US 5,991,339 weist beispielsweise eine digitale Regelung auf, die Jitter als das Adjustierungskriterium verwendet.
Dieser Ansatz erfordert jedoch eine digitale Signalabtastung zwischen dem Acht- und Zwölffachen der Übertragungsdatenrate und mehr. Eine so hohe Abtastrate erschwert die Anwendung dieses Verfahrens bei Hochgeschwindigkeitsanwendungen. Ferner beruht die Beurteilung, ob eine Kompensierung erforderlich ist, auf der Erfassung eines Fehlers eines einzigen Symbols, die das gesamte Muster außer Betracht lässt. Des weiteren erfordert der adaptive Entzerrer gemäß US 5,991,339 die Verwendung einer Takt- und Datenrückgewinnungseinheit, welche aufgrund ihres langsamen Betriebs hochfrequentes Rauschen unkompensiert lässt.
AUFGABE DER ERFINDUNG
Die erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein adaptives Entzerrungssystem zu schaffen, das die Nachteile des Stands der Technik überwinden und Kor rekturen bezüglich Abweichung von einem idealen Verhalten in einem Übertragungsmedium oder -kanal, wie etwa durch Gehäuseparasiten, Leitungsdiskontinuitäten, Skineffekte und nichtlineare Dielektrizitätskonstanten hervorgerufen, vornehmen würde, so dass eine höhere Datenrate mit geringerem Zeit- und Berechnungsaufwand, aber noch größerer Genauigkeit und Zuverlässigkeit über das Medium ausgetauscht werden kann.
Die vorliegende Erfindung ist insofern adaptiv, als sie Artefakte eines durch ein Medium übertragenen Signals durch Nehmen einer Abfolge von Abtastwerten, Mitteln des Rausches für jede Gruppe von Abtastwerten auf der Grundlage des Ansatzes der kleinsten Bitfehlerrate (BER – Bit Error Rate), Erzeugen einer vollständigen digitalen Darstellung des empfangenen Signals und dann Anpassen bzw. Adaptieren eines oder mehrerer Filter zur Minimierung des Betrags solcher Artefakte misst. Die vorstehend erwähnte Technik eines Schätzens der BER ist in der U.S.-Anmeldung Nr. 10/038,868 mit dem Titel "Receiver With Automatic Skew Compensation" beschrieben, die von gleichen Anmelder hinterlegt worden ist. Gemäß dieser Technik wird die Breite des Augendiagramms direkt gemessen, während die Verwendung einer Takt- und Datenrückgewinnungseinheit nicht erforderlich ist, und metastabile Zustände vermieden werden während übertragene Daten in dem Moment eingerastet bzw. eingeklinkt werden, wenn das Signal die größte Stabilität aufweist.
Der Vorteil dieses Gesichtspunkts der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Erhöhung der maximalen Datenrate zu ermöglichen.
Eine zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Rauschkomponente aus dem Signal so zu reduzieren, dass die Größe des Spannungs- oder Stromhubs bei Übertragung einer 1 oder einer 0 reduziert werden kann und das durch das System erzeugte Rauschen ebenfalls reduziert werden kann.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
In einem Gesichtspunkt der Erfindung ist ein adaptiver Entzerrer für einen Kommunikationskanal mit wenigstens einem Treiber bzw. Sender zum Übertragen eines Signals entlang dem Kanal und wenigstens einem Empfänger vorgesehen, wobei der adaptive Entzerrer aufweist:

– eine Einrichtung zum Messen der Breite der Augenöffnung in dem Augendiagramm des empfangenen Signals durch Verwenden einer Abtasteinrichtung zum Abtasten des Signals bei einer variablen Spannungs- oder Stromwelle; und
– ein variables (durchstimmbares) Filter zum Modifizieren des Signals so, dass die Filterparameter auf der Grundlage der gemessenen Breite der Augenöffnung des empfangenen Signals so angepaßt werden, dass die Signalcharakteristiken innerhalb eines erforderlichen Kommunikationsdurchlassbandes entzerrt werden.

Vorzugsweise weist der adaptive Entzerrer die Abtasteinrichtung zum Abtasten des Signals mit einer variablen Spannungs- oder Stromschwelle auf, um eine digitalisierte Darstellung des empfangenen Signals aufzubauen, so dass die Filterparameter auf der Grundlage dieser digitalen Darstellung eingestellt werden. Andere Einrichtungen zum Messen des Augendiagramms sind jedoch ebenso anwendbar.
Der adaptive Entzerrer gemäß der Erfindung variiert seine Charakteristiken automatisch als eine Funktion der Charakteristiken des Kommunikationskanals. Ein durch ein Übertragungsmedium getragenes Eingangssignal wird einem variablen Filter zugeführt, dessen Charakteristiken unter einer Regelung variiert werden. Ein Ausgangssignal des variablen Filters wird einem Abtaster (Sampler) eingegeben. Das spezifische Merkmal des Abtasters besteht darin, dass das Signal bei unterschiedlichen Spannungs- oder Strompegeln abgetastet wird, um eine vollständige digitale Darstellung des empfangenen Signals aufzubauen. Aus dem empfangenen Signal wird die Verzerrung, die der Kanal den übertragenen Daten auferlegt, berechnet.
Die vorliegende Erfindung misst den Filterfrequenzgang des Kommunikationskanals oder darauf bezogene Artefakte durch Abtasten einer durch den Sender erzeugten Kalibrierungswellenform. Sie wendet diese Information an, um die korrekten Koeffizienten in einem Entzerrfilter herzustellen, der die Verzerrung des Kanals ausgleicht. Der Entzerrer erzeugt ein Ausgangssignal, das für jedwedes Übertragungsmedium innerhalb eines erforderlichen Kommunikationsdurchlassbandes optimiert ist.
Die Entzerrung wird zuerst auf den Sender unter Verwendung der mittleren Signalverzerrung aus einem Empfänger oder allen Empfängern angewendet, und dann wird die Entzerrung jedes Empfängers festgelegt, um die Entzerrung individuell anzupassen, um die Kanalkapazität für diesen Empfänger zu maximieren.
Die vorliegende Erfindung kann in dem gleichen oder einem verbundenen Entzerrfilter ein Hochpassfilter auf ein Signal mit Mitteln zum Sicherstellen, dass das Signal die Grenzfrequenz übersteigt, wie etwa durch Kodieren der Daten und ihres Strobeimpulses, enthalten.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung und der Vorteile hiervon und um zu zeigen, wie dieselbe verwirklicht wird, wird nun als Beispiel, ohne Verlust der Allgemeinheit, auf die nachstehende Beschreibung Bezug genommen, die nun in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen genommen wird, in welchen:
1 ein schematisches Diagramm einer beispielhaften Ausführungsform eines Kommunikationskanals gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
2 den Amplitudenfrequenzgang eines Kanals mit einem unter Verwendung eines den Chipabmessungen angepassten Gehäuses (CSP) angeschlossenen Pads zeigt, das eine Übertragungsleitung in das Pad einer anderen in gleicher Weise gepackten Vorrichtung treibt;
3 den gleichen Kanal zeigt, aber unter Weglassung der reflektierenden Komponenten von dem Treiber und durch Eliminieren der Gehäuseparasiten des Treibers;
4 das empfangene Signal aus einem perfekten Schritt bzw. Sprung zeigt, der von dem Sender durch ein Übertragungsmedium einschließlich der ESD-Strukturen, Gehäuseparasiten und einer ideal abgeschlossenen kurzen Leitung gesendet wird;
5 den Frequenzgang eines Kanals zeigt, der aus der Sprungantwort des sauberen Systems bestimmt wird;
6 einen erweiterten Frequenzgang eines Kanals zeigt, der aus der Sprungantwort des sauberen Systems bestimmt wird, wobei der Unterschied zu 5 nur im Maßstab liegt;
7 ein Augendiagramm ist, das die Reduktion der verfügbaren Bandbreite des Übertragungskanals aufgrund von Rauschen darstellt;
8a ein Beispiel einer Filteranordnung zeigt; und
8b ein Beispiel einer Filteranordnung zeigt, die geeignet ist, die Antwort bzw. den Frequenzgang des sauberen Systems für Datenraten bis zu 10 GHz zu korrigieren.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung wird nun ohne Beschränkung der Allgemeinheit der vorliegenden Erfindung mit Hilfe einer beispielhaften Ausführungsform und beigefügten Zeichnungen beschrieben werden.
In 1 ist ein Kommunikationskanal gezeigt, der zwei Vorrichtungen aufweist, eine Sendevorrichtung A und eine Empfangsvorrichtung B, die mittels Übertragungsleitungen wie etwa einer Gruppe von Spuren auf einer gedruckten Leiterplatte verbunden sind. In 1 ist aus Gründen der Klarheit nur ein Bit des Kommunikationskanals als Übertragungsleitung 21 dargestellt; normalerweise wird jedoch eine Mehrzahl von Bits verwendet, um Vorrichtungen unter Verwendung einer parallelen Busstruktur zu verbinden. Vorrichtung A weist einen Eingangsdatenstrom 2 auf, der über einen Multiplexer 3 auf ein Treiberregister wie etwa ein Flipflop 5, dann durch ein Filter 9 zu einem Puffer 11, der die Übertragungsleitung 21 treibt, geleitet werden kann. Der Übertragungskanal, wie er durch Bezugsziffer 20 gezeigt und durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist, weist Treiberimpedanzen 13 und 15, Gehäuseparasiten 17 und 19, die Übertragungsleitung 21 selbst in den Empfänger, der ebenfalls Gehäuseparasiten 25, 27 und 29 aufweist, auf. Das Signal wird auf der Empfangsvorrichtung B durch einen Puffer 31 gepuffert und verstärkt, dann durch ein Filter 35 gefiltert, und das Signal wird in einem Abtaster (Sampler) 39, der die Mittel zum Messen des Signals implementiert, abgetastet. Gemäß der vorliegenden beispielhaften Ausführungsform ist der digitale Abtaster 39 ein Komparator mit einem Flipflop wie etwa einem Flipflop mit einem differentiellen Eingang, wo das ankommende Signal mit einem durch einen Referenz-DAC (Digital/Analog-Wandler) 37 erzeugten Referenz- oder Bezugspegel verglichen wird. Ein endlicher Automat 33 schätzt die Breite der Augenöffnung auf der Grundlage einer von dem Abtaster 39 empfangenen Information. Die Filterparameter, der Betrieb des DAC und das Protokoll werden in dem Empfänger durch eine Steuerungseinrichtung wie etwa den gleichen endlichen Automaten 33, der am einfachsten durch einen Mikrokontroller (Ein-Chip-Computer) mit zugeordnetem ROM- und RAM-Speicher implementiert ist, gesteuert. Die Sendevorrichtung A weist ebenfalls einen endlichen Automat 7, der ein Mikrokontroller sein kann, auf, welcher einen Mustergenerator 1 zur Herstellung eines Datenmusters während einer Kalibrierungs- oder Setup-Phase für den Kanal aufweist, und dieses Muster kann während der Kalibrierungsphase mittels des Multiplexers 3 in den Kanal geschaltet werden. Das gesamte System arbeitet unter Verwendung eines Taktgenerators 23, der an beliebiger Stelle in dem System angeordnet sein kann. Daten bezüglich des eingefangenen Signals werden auf einem Rückkanal 43, welcher der gleiche Kanal wie der zur Übertragung des ursprünglichen, in der entgegengesetzten Richtung laufenden Musters oder eine separate Niedergeschwindigkeitsverbindung sein kann, an die Sendevorrichtung A zurückübertragen. Während der Phase, wenn Daten bezüglich des abgetasteten Signals an die Sendevorrichtung zurückgeführt werden, kann die Ver bindung mit viel geringerer Geschwindigkeit arbeiten als die Verbindung normalerweise arbeiten würde, nachdem die hierin beschriebenen Entzerrvorgänge vollendet worden sind.
Nachstehend wird die Betriebsweise des Systems ausführlich beschrieben werden.
Der erste Schritt bestimmt die Charakteristik (Eigenschaft) des Übertragungskanals 20. Um dies zu tun, wird durch den Mustergenerator 1 ein reguläres Datenmuster erzeugt, und dieses wird anstelle des Datenstroms, der normalerweise während dieser Rücksetz- oder Startup-(Hochfahr-)phase des Systems nicht vorliegt, über den Multiplexer 3 in den Kanal geleitet (geroutet). Das Muster wird durch den Empfänger B abgetastet, um eine Darstellung des empfangenen Signals zu erzeugen. Um dies zu tun, nimmt der Empfänger eine Abfolge von Abtastwerten, wobei er das Rauschen für jede Gruppe von Abtastwerden herausmittelt.
In einem Kommunikationskanal kann die Integrität der empfangenen Daten unter Verwendung eines Augendiagramms wie etwa in 7 beobachtet werden. Das Auge im genauen Zentrum ist der Bereich, in dem die Daten stabil sind, und wird abgetastet (gestrobt). Das Augendiagramm in 7 zeigt die Zeit aus der X-Achse in Picosekunden und die Spannung oder den Strom auf der Y-Achse in mV. Um Daten sicher zu empfangen, ist es erforderlich, die Daten abzutasten (d.h., ein Tor in der X-Domäne zu schließen), wobei die Schaltschwelle des Tors möglichst nahe an der Mitte des Auges liegt. Eine Technik zum Verfolgen der Mitte des Auges in der Spannungs- oder Stromdomäne ist in der U.S.-Patentanmeldung Nr. US 2003014683 A beschrieben, die am 16. Januar 2003 veröffentlicht wurde.
Das durch die vorliegende Erfindung angesprochene Problem tritt in sehr schnellen Systemen auf, wo sich jedes Signal aufgrund von Änderungen in der Umgebung, zusätzlich zu einer Bewegung aufgrund bereits berücksichtigten Kanalrauschens in der Zeit bewegen kann.
Es sind in der Technik verschiedene Techniken bekannt, um die Position einer Datenabtastung bzw. eines Abtastwerts zu verfolgen und zu optimieren. Diese umfassen eine Integration der Augenmusterübergänge über einen längeren Zeitraum. Einige Taktabtastschemata verwenden nur eine ursprüngliche Übergangsreferenz, um die Verfolgung der Position einer Taktabtastung in einen weniger vorteilhaften Abschnitt des Augenmusters zu vermeiden.
Sehr oft ist jedoch, insbesondere bei schneller Kommunikation, eine solche Synchronisierung nicht wirksam, während die Bitfehlerrate durch die Systemerfordernisse der gegenwärtigen Anwendung definiert sind. Ein Spezialfall dessen findet Anwendung, wo ein Kommunikationskanal eine Taktrückgewinnung verwendet, wie etwa in US 5,991,339 , wo der Takt aus dem Signal zurückgewonnen wird und dieser verwendet wird, um die empfangenen Daten einzurasten. Dieser Ansatz reduziert in begrenztem Ausmaß den Effekt niederfrequenten Rauschens wie etwa Änderungen in der Umgebung. Das Problem mit diesem Ansatz ist jedoch, dass der Gesamtfehler in dem Taktrückgewinnungssystem oder den Phasendetektoren zu dem Rauschen in dem Kanal hinzuaddiert wird und diese Ungenauigkeit für sehr hochfrequente Anwendungen zu einem signifikanten Problem wird.
Um eine schnelle Darstellung des Signals zu erzeugen, kann die Referenzspannung während des Abtastvorgangs gewobbelt (gesweept) werden. Dieser Vorgang eines Sendens eines Signals und dann Abtastens des Signals, um eine Darstellung des Signals zu erzeugen, ist ein allgemeiner und weithin bekannter Vorgang, der in Oszilloskopen und anderen Messeinrichtungen verwendet wird.
Aus dem empfangenen Signal wird die Verzerrung, die der Kanal den übertragenen Daten auferlegt, bestimmt, und aus dieser Verzerrung werden Entzerrungsparameter für die Filter bestimmt. Die Verzerrung, die der Kanal dem Signal auferlegt, wird als eine Differenz zwischen dem Signal an dem Empfänger und dem in den Kanal gesendeten Signal bestimmt. Die Mittel zum Messen des empfangenen Signals nehmen eine Abfolge aufeinanderfolgender Abtastwerte des empfangenen Signals, bestimmen die Breite der Augenöffnung, wählen den Abtastpunkt als einen Punkt aus, wo die Bitfehlerrate am kleinsten ist, und schätzen die Verzerrung mit Bezug auf diesen Abtastwert, wie ausführlich in der U.S.-Anmeldung Nr. US 2003014683 vom gleichen Anmelder beschrieben ist. Die Bitfehlerrate wird berechnet als eine Wahrscheinlichkeit, in einer Abfolge von Symbolen ein falsches Symbol abzutasten.
Nachstehend wird der Prozess ausführlicher beschrieben werden, durch den dieses ausgeführt wird, und insbesondere wie das System erweitert wird, um mehrere Treiber oder Empfänger aufzunehmen und Filterparameter zwischen den verschiedenen Filterelementen in den unterschiedlichen Sendern und Empfangssystemen zu verteilen.
In einem einfachen Punkt-zu-Punkt-System mit ausgezeichnetem Abschluss kann die Korrektur bezüglich der Verzerrung in dem Kanal ein einfaches Muster eines Bestimmens der Zeitkonstante für ein schnelles Signal sein.
4 zeigt beispielsweise das aus einem von dem Sender durch ein Übertragungsmedium einschließlich ESD- Strukturen, Gehäuseparasiten und einer ideal abgeschlossenen kurzen Leitung gesendeten, perfekten Sprung empfangenes Signal.
Aus den in 4 gezeigten Daten kann der Filterfrequenzgang des Übertragungsmediums berechnet werden als:
auf der Grundlage der Laplace-Funktion bzw. der Hilbert-Transformation, wie für einen Spezialisten im Fachgebiet einleuchtend sein sollte.
Die Antwort bzw. der Frequenzgang aus dieser Berechnung kann als Amplitudendämpfung in 5 und 6 gesehen werden, wobei sich die beiden Figuren nur im Maßstab unterscheiden. Ein Filter zur Korrektur dieses Verhaltens kann als ein einfaches herkömmliches RC-Filter implementiert sein, wie es in 8a gezeigt ist, oder unter Verwendung der Komponenten und der Schaltung, die in 8b gezeigt sind, die ein Filter erster Ordnung unter Verwendung von auf einfache Weise in Silizium hergestellten Elementen aufweisen. Die Charakteristiken dieser Komponenten wie R oder C können durch den gleichen Vorgang bestimmt werden, der zur Bestimmung des Frequenzgangs des Systems verwendet wurde, um Prozessvarianzen auszugleichen.
Ein bevorzugter Prozess zur Herstellung der Filterparameter besteht darin, Werte einschließlich Werten von R und C iterativ aufzubringen, den Frequenzgang wie etwa eine Spannungs- oder Stromamplitude des Signals in dem Kanal zu messen und die Werte als eine Funktion des Fre quenzgangs abzustimmen. Normalerweise besteht die Prozedur darin, dem Gradienten der Übertragungsfunktion zu folgen, um die optimalen Werte zu finden, aber in komplexen Fällen ist ein Monte-Carlo-Ansatz erforderlich, um die optimale Entzerrung zu finden. Der Monte-Carlo-Prozess kann beginnen mit einer während des Auslegungsvorgangs bestimmten Saat (Seed-Wert), von einer ursprünglichen Gerätecharakterisierung, oder von einer Sicherung der Werte der vorherigen Kalibrierung in dem System aus. Der Zeitbedarf, der zur Durchführung der Kalibrierung benötigt wird, kann signifikant sein, weshalb die Zweckdienlichkeit, die letzten verwendeten Werte zu speichern, dann diese Werte beim nächsten Mal, wenn das System hochgefahren wird, als den Anfangszustand zu laden, offensichtlich ist und die Nützlichkeit der vorliegenden Erfindung in hohem Maße erweitern kann. Die Werte können in jedweder Form eines nichtflüchtigen Speichers oder Speichers mit Hilfsbatterie gespeichert werden.
Der Monte-Carlo-Ansatz bzw. die Monte-Carlo-Methode löst Filtercharakteristiken in realistischen Systemen, wo das Signal Reflektionen beinhaltet. D.h., zusätzlich zu frequenzabhängigen Effekten wie etwa die Skineffekt-Dämpfung wird das Signal durch Reflektionen von Knoten innerhalb des Kanals, die eine Funktion der zuvor den Kanal hinab geschickten Daten sind, und durch Störeffekte in den Gehäusen von Treiber und Empfänger moduliert. Für ein an einem Empfänger empfangenes Symbol ist es unmöglich, durch nachfolgende durch den Kanal geschickte Bits beeinträchtigt zu werden unter der Annahme, dass für alle übertragenen Symbole die gleiche Anstiegszeit verwendet wird, so dass nur die statische Verzerrung des Kanals und sein historischer Inhalt berücksichtigt werden müssen.
Der Vorgang des Bestimmens des generellen Filtertyps wird normalerweise während der Auslegungsphase durchge führt. Dieser Vorgang wird in Universitäten in breitem Umfange gelehrt und ist durch eine Vielzahl von Texten über Kalman-Filterung und digitale Signalverarbeitung abgedeckt.
Zur Bestimmung der Impulsantwort eines Kanals sendet der Sender beim Hochfahren oder zu anderen im Hinblick auf die Anwendung geeigneten Zeitpunkten ein reguläres Signal auf einer Zwischenfrequenz, die innerhalb des Kanals verwendet wird. Ein System mit einer Kanalbandbreite von 1 MHz bis 10 GHz, das mit einer 1 m langen Übertragungsleitung aus Kupfer arbeitet, kann zu diesem Zweck beispielsweise ein Wiederholsignal von 10 MHz senden. Der Empfänger wird sich auf dieses Signal aufschalten und dann aufeinanderfolgende Abtastwerte nehmen, wobei die Schwellenspannung oder der Schwellenstrom der Abtastwerte zwischen Gruppen von Abtastwerten bewegt wird, um eine digitalisierte Darstellung des empfangenen Signals aufzubauen. Der Empfänger kann dann das zum Falten dieses Signals, um das ursprüngliche Wiederholsignal zu rekonstruieren, erforderliche Filter statisch berechnen. Die Konstanten für das Filter zur Implementierung dieser inversen Filterungsoperation können dann auf ein Filter mit so vielen Taps wie erforderlich angewendet werden. Die Anzahl der Taps hängt von der Natur des Kanals ab. Ein einfaches Punkt-zu-Punkt-System mit gutem Abschluss kann beispielsweise zum Korrigieren von Skineffekten nur 3 Taps in einem Übergangs- oder Übertragungsfilter benötigen, aber Störeffekte erfordern viel mehr Taps. Ein Kanal mit mehrfachen Reflektionsknoten und schlechtem Abschluss über Zweigen des Kanals kann 9 oder mehr Taps benötigen.
Die Hochgeschwindigkeitsnatur von Anwendungen der vorliegenden Erfindung neigt zum Ausschluss von Filterimplementierungen unter Einsatz von Verstärkern und neigt statt dessen zu Implementierungen, die das Signal dämp fen, so dass die Gesamtübertragungscharakteristik des Treibers, des Übertragungsmediums und des Empfängers in dem interessierenden Durchlassband flach ist.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass sie die erforderlichen Berechnungen minimiert. Ansätze wie etwa das Messen des tatsächlichen Amplitudenfrequenzgangs und Phasenfrequenzgangs unter Verwendung gewobbelter Signale, wie etwa von Chadwick in dem U.S.-Patent Nr. 5,557,640 zur Anwendung in HF-Systemen beschrieben, sind aufgrund ihres Unvermögens, sinusförmige Signale zu erzeugen, und der Schwierigkeit bei der direkten Bestimmung von Filterparametern aus solchen Daten, denen die nichtideale Natur der Filterkomponenten und Prozessvariationen gegeben ist, in den meisten digitalen Systemen völlig unpraktisch. Die vorliegende Erfindung vermeidet jedes Bedürfnis nach einer Berechnung der Filterparameter aus Daten in der Frequenzdomäne. Der hierin beschriebene Ansatz verwendet ein digitales Signal, welches Begrenzungen in seinen Flankensteilheiten bei Anstieg und Abfall wie auch andere Abweichungen vom Idealen aufweist, um die tatsächlichen Filterkomponenten zur Optimierung des Frequenzgangs, namentlich zur Verbesserung der Datenbandbreite des Kanals oder der Schräge zwischen Symbolen (Intersymbol-Skew), oder zur Vergrößerung des Bereichs in dem Augendiagramm oder zur Reduktion der Ausregel- bzw. Abklingzeit abzustimmen, aufweisen wird.
Im Auslegungsprozess ist es erforderlich, die Natur des Filters auszulegen. Informationen über diesen Prozess sind weit verstreut, aber ein Abriss des Prozesses wird hier der Vollständigkeit halber beschrieben werden.
1 zeigt einen Treiber mit der Fähigkeit, eine wiederholte Impulsfolge, wobei jeder Impuls eine längere Dauer als die Gesamtabklingzeit des Übertragungsmediums aufweist, zuzuführen, der Fähigkeit, Spannung unter Verwendung eines Zeittors auf einem Komparator zu messen, um eine Darstellung des Signals als eine Amplitude in der Zeit aufzubauen. Die Charakteristik des Übertragungskanals wird von dieser Impulsfolge abgeleitet, wobei die Impulse als ein Integral eines Dirac-Impulses an das System behandelt wird, gefaltet mit der Charakteristik des Treibers. Die Charakterisierung umfasst vorzugsweise den Treiber und andere integrierte Halbleiterkomponenten wie etwa den Vorverstärker, die, ESD-Struktur und den Empfänger als Teil des Gesamtfrequenzgangs des Kanals.
Jeder der Empfänger wendet einen ähnlichen Entzerrungsprozess an, während der Treiber noch immer die Impulsfolge erzeugt, aber nach einer Verzögerung, während der Treiber seine Entzerrung ausführt.
Die Dauer der Impulsfolge wird als ein Kompromiss von Zeit und Entzerrungsqualität bestimmt: eine lange Impulsfolge erlaubt es, mehr Abtastwerte zu nehmen. Die Genauigkeit der Messung eines bestimmten Punkts ist der Quadratwurzel der Anzahl der Abtastwerte proportional.
Man betrachte beispielsweise ein System, das ausgelegt ist, um bei 10 GHz zu arbeiten, mit einer Maximallänge der Übertragungsleitung von 1 m, mit einem Abschluss, der bis zu 5 Umläufe bzw. Zyklen oder Perioden benötigt, um vollständig auszuschwingen. Für kürzere Kanäle ist eine Kompensation für mehr Umläufe, und für längere Kanäle für weniger Umläufe erforderlich, da längere Leitungen mehr reflektierte Energie dissipieren. Ein kurzer Kanal von 100 mm mag 10 zu berücksichtigende Umläufe benötigen. Dieser 1 m lange 10 GHz-Kanal kann mit einer Impulsfolge von 10 MHz kalibriert sein. Unter der Annahme, dass die Impulsfolge ±25 ps an Jitter aufweist, sind 625 Abtastwerte je Punkt erforderlich, um eine Auflösung von 1 ps zu erreichen – eine andere Option besteht darin, einfach die Abtastwerte einmal zu messen, aber eine Interpolation zu verwenden, um die Wellenform durch Anwenden der gleichen Punkte durch ein Filter zu rekonstruieren. Falls die Charakteristik bei Intervallen von 5 ps für 100 ns gemessen wird (die 5 Umläufe für jede Seite), erfordert dies insgesamt 12,5 Millionen Abtastwerte für jeden Spannungspunkt des Komparators.
Die Auflösung des Komparators sollte nicht kleiner sein als das Rauschen in dem Kanal: falls es das ist, ist es erforderlich, während des Kalibrierungsvorgargs künstliches Rauschen hinzuzufügen, um eine Auflösung von Punkten zwischen den Quantisierungsschritten des Komparators zu ermöglichen. Die Auflösung des Komparators sollte vorzugsweise an die Auflösung i der Zeitdomäne des Abtastsystems über die Periode der Anstiegszeit angepasst sein. In diesem Beispiel weisen die Zeitdaten, falls die Anstiegszeit dann 40 ps mit Schritten von 5 ps beträgt, 8 Punkte über die Anstiegszeit des Signals auf. Für 8 Spannungspunkte plus Rauschen liegt es nahe, dass 16 zu messende Spannungspunkte erforderlich sind, um ein Ergebnis von 4 Bits zu geben. Die für diesen Kanal insgesamt benötigte Zeit beträgt somit 16 mal 12,5 × 10⁶ plus die Abklingzeit, um die Spannungsschritte 16 mal zu bewegen, so lange ein abfallender Referenzalgorithmus verwendet wird. Dies ergibt eine gesamte Treiber-Kalibrierungszeit für einen 10 GHz-Kanal von 1 m von 20 Sekunden.
Diese Kalibrierungszeit kann sehr wesentlich durch verschiedene Verfahren reduziert werden:

1. Ein besserer Abschluss reduziert die Anzahl von Umläufen des Signals in der Übertragung, etwa von 5 auf 2.
2. Eine Reduzierung des Phasenrauschens, da dieses die Anzahl der für jeden Punkt benötigten Abtastwerte erhöht, anders als das Amplitudenrauschen, das die Kalibrierungszeit durch Verbessern der Auflösung des Komparators reduzieren kann.
3. Messen mehrerer Punkte gleichzeitig. Z.B. können 16 Empfänger, die in der Zeit um 1 ps beabstandet sind, 16 Messungen zur gleichen Zeit nehmen, aber in diesem Fall sollte der Empfängerabstand zuerst kalibriert werden, der seine eigene Zeitkomponente hinzuaddieren wird.
4. Rekonstruktion der Wellenform aus rauschbehafteten zeitlichen Daten durch Leiten der Daten durch ein Filter.
5. Überlappen der Messung der Kanalcharakteristik: statt dass die Seite des Treibers zuerst seine Entzerrung durchführt und dann alle Empfänger ihre Entzerrung durchführen, können der Treiber und die Empfänger die Messungen der Kanalcharakteristik parallel vornehmen. D.h., der Treiber sendet die reguläre Impulsfolge, die Empfänger tasten die Folge ab und senden die Daten zurück an den Treiber, der die Antwort mittelt. Die Empfänger verwenden die gleichen Abtastwerte, um die Antwort des Kanals von dem Treiber zu bestimmen. Wenn der Treiber die Kompensation berechnet hat, die er anwenden wird, kann er diese Daten an die Empfänger senden, welche die Treiberkompensation in ihrer Berechnung der Empfängerentzerrung berücksichtigen.
6. Wobbeln der Referenzspannung während des Abtastvorgangs.
7. Aufnehmen bestimmter Punkte bezüglich der Signalflanke und Optimieren der Charakteristik für diese Punkte unter der Annahme, dass in den Zwischenräumen gelegene Punkte ebenfalls verbessert werden.

Diese Techniken zusammen können den Zeitbedarf für die Kalibrierung des Kanals um Größenordnungen reduzieren.
Die exakten Charakteristiken des Filters sind bei Beginn des Kalibrierungsvorgangs generell unbekannt. Dies kann einige Iterationen des Kalibrierungsprozesses erforderlich machen, um den maximalen Entzerrungsgrad zu erzeugen. Ersatzweise ist es möglich, wenn jeder Teil des Filters wie etwa durch einen Verstärker getrennt ist, jedes der Filterelemente zu kalibrieren: wenn die Filterelemente Zwischenverbindungen aufweisen wie etwa in einem Filter mit 9 Polen und Nullen.
Eine Addierung von Spannungsrauschen während der Kalibrierung kann die Gesamtkalibrierzeit reduzieren, indem eine Verringerung der Anzahl der Durchläufe ermöglicht wird, da die Werte mit einer bekannten Rauschcharakteristik gemittelt werden können.
Wir werden nun berücksichtigen, wie ein Filter, das eine Verzerrung zwischen Symbolen wie etwa aus Skineffekten und Diskontinuitäten korrigiert, erweitert werden kann, um Rauschen zu korrigieren, das sich außerhalb des Kanals befindet.
Das empfangene Signal wird Rauschen von benachbarten bzw. angrenzenden Kanälen, von Energieversorgungen, EMI, thermisches Rauschen und andere Quellen beinhalten. Die Rauschspannung wird dazu neigen, asynchron mit dem Abtastprozess zu sein, aber ein Fenster, das groß sein kann, zu geben, welches die verfügbare Übertragungskanalbandbreite wirksam reduziert, wie in einem Augendiagramm wie etwa in 7 gesehen.
Das Signal in dieser modifizierten Implementierung ist modifiziert, um sicherzustellen, dass es die Grenzfrequenz des Filters übersteigt, und das Filter weist ein Hochpassverhalten auf. Verfahren, dies zu tun, umfassen beispielsweise eine Manchester-Kodierung des Signals oder eine Inversion sowohl von Daten und Takt oder Daten und eines Strobe-Signals. Falls in diesem Beispiel irgend ein Signal in der 8 Bit breiten Schnittstelle mehr als 16 Zyklen in dem gleichen Zustand aufweist, würden der Takt und alle Daten invertieren. Die Inversion kann durch den Empfänger so erfasst werden, dass der empfangene Takt mit dem PLL vollständig gegenphasig ist. In einer anderen Ausführungsform kann eine verschiedene Leitung, die ein Komplement des Takts trägt, für die Signaldateninvertierung verwendet werden: der Takt würde beispielsweise kontinuierlich als ein differentielles Paar laufen, aber wenn der Takt eine Dateninversion aufweist, ist einer des Paares invertiert. Ein geeigneter Empfänger kann dann sowohl den Takt mit den Daten empfangen als auch bestimmen, wann eine inverse Kodierung anzuwenden ist, in diesem Fall einfach durch Invertieren der Daten.
Das Filter führt eine frequenzabhängige Phasenverschiebung oder Asymmetrie auf dem eingehenden Signal ein. Die Grenzfrequenz ist so ausgewählt, dass die Asymmetrie über das Durchlassband des Filters innerhalb vorgegebener Grenzen liegt. Alternative Lösungen wie etwa eine musterabhängige Verzögerung können durch Vergleichen für jede Datenleitung der Stromdaten und n vorheriger Zustände mit einem Register, das Werte hält, die auf eine Vernier-Verzögerung angewendet werden, um eine inverse Asymmetrie zu erzeugen, so dass die Daten durch das Filter bei der An kunft am Empfänger symmetrisiert werden, wie in der U.S.-Patentanmeldung Nr. US 2002051506-A, veröffentlicht am 2. Mai 2002, implementiert werden.
Sehr schnelle Mikroschaltkreise und Hochfrequenztransistoren tragen oft geringen oder keinen Schutz vor elektrostatischen Entladungen (ESD). Dies macht eine Verwendung dieser Vorrichtungen in entweder einer Forschungs- oder einer Produktionsumgebung extrem schwierig. Das Problem wird durch die sehr dünnen Gateoxide ultraschneller MOS-Elemente, die bei so niedrigen Spannungen wie 5 V durchbrechen können, verschlimmert. Einige Filterimplementierungen der vorliegenden Erfindung schwächen dieses Problem durch Entfernen von allem bis auf die sehr schnelle Seite einer Entladung zu einem gewissen Grad ab, was die durch jedwede Schutzschaltungsanordnung auf dem Mikroschaltkreis zu absorbierenden Energie sehr wesentlich reduziert. Die vorliegende Erfindung gleicht den durch die ESD-Struktur auf das Pad einwirkenden primären (kapazitiven) Störeffekt aus, was es erlaubt, dass ohne verstümmelnde, schädliche Wirkungen auf die Kanalkapazität ESD-Strukturen auf dem Halbleiterbauelement vorliegen.
Das Ausmaß der in einem System mit Hintergrund-EMI erforderlichen Empfängerhysterese kann durch einen Kalibrierungsprozess oder einen Prozess einer kontinuierlichen Rückführung bestimmt werden. In der einfachsten Ausführungsform wird die Bitfehlerrate (BER) der Verbindung für unterschiedliche Hystereseniveaus gemessen und das optimale Niveau gewählt: dieses ist normalerweise Null; unter vielen Umständen ist es jedoch sinnvoll, mit einer konstanten BER zu arbeiten und die Hysterese entsprechend einzustellen. Nach Bestimmung des Hystereseniveaus ist es erforderlich, entweder die Flankensteilheit zu ändern, wie etwa durch Ändern des zum Treiben des Systems verwen deten Stroms, oder die Datenrate zu ändern. Das System strebt eine Minimierung sowohl der Hysterese als auch der Flankensteilheit an, um eine Interferenz mit anderen Systemparametern zu minimieren. Ein System mit einer BER, die nicht Null ist, wird normalerweise ein Fehlerkodierungs- und -dekodierungssystem benötigen, um das Vorliegen von Rauschartefakten innerhalb des Signals zu erfassen und diese zu entfernen.
Synchrones Rauschen aus anderen Systemkomponenten wird vorzugsweise durch Auswählen von Teilen mit den langsamsten Flankensteilheiten minimiert. Offensichtlich wird eine Anordnung eines Logikblocks unter Verwendung einer Logikfamilie mit einer Anstiegs- und Abfallzeit von 100 ps eine wesentliche Interferenz mit einem langsam schwingenden System wie dem hierin beschriebenen erzeugen. Eine Auswahl einer Logikfamilie mit beispielsweise 3 ns Flankensteilheit zum Treiben von Peripherieelementen mit einer bei 100 Gb/s laufenden Primärlogik mit einem Cutoff-Filter bei bzw. einer Grenzfrequenz von eben 10 GHz wird den Betrag einer Interferenz minimieren.
Durch den Empfänger während der Kalibrierungsphase des Kanals erfasste Informationen können unter Verwendung entweder eines separaten langsamen Kanals oder durch Verwenden des mit einer niedrigeren Frequenz wie etwa 133 MHz arbeitenden Primärkanals kommuniziert werden.
In der vorliegenden Erfindung wird auf eine Kalibrierung des Treibers Bezug genommen. In der Praxis ist es nicht möglich, die Kalibrierung des Treibers von der des Kanals und der des Empfängers zu trennen. Der Treiber wird hinsichtlich des durchschnittlichen Frequenzgangs von dem Treiber zu den Empfängern ausgeglichen, auch wenn ein großer Anteil der Kanalverzerrung nicht in dem Treiber, sondern in dem Übertragungsmedium und in den kombi nierten Gehäuseparasiten der Empfänger auftritt. Wenn der Treiber einmal hinsichtlich dieses durchschnittlichen Frequenzgangs entzerrt ist, werden die individuellen Differenzen zwischen dem Frequenzgang jedes Empfängers und dieses durchschnittlichen Frequenzgangs in jedem der Empfänger getrennt ausgeglichen.
Kanäle mit mehreren Treibern und mehreren Empfängern können kalibriert werden, indem jeder dieser Treiber eine Kalibrierung durchführt. Dies erfordert eine Anzahl von Kalibrierungsdurchläufen gleich der Anzahl der Treiber, oder aus einem Abtastwert der Treiber wird ein durchschnittlicher Treiberfrequenzgang bestimmt und dieser durchschnittliche Kanalfrequenzgang durch alle Treiber entzerrt.
Ein Entzerrungsprozess setzt eine Anwendung einer Annäherung an die Inverse des Kanalfrequenzgangs über die Durchlassbandbreite ein. Die Filterkomponenten implementieren diese inverse Funktion so, dass die Daten dem Filter zugeführt werden, welches das Datensignal verstärkt, oder bei hohen Frequenzen typischerweise eher dämpft, so dass die Kombination des Entzerrfilters und des Kanalfrequenzgangs so flach wie möglich ist mit Ausnahme des Falles der erweiterten Implementierung der vorliegenden Erfindung, und niedrige Frequenzen oder Frequenzen in einem Rauschspektrum weiter gedämpft werden.
Es sollte verstanden werden, dass auch andere Ausführungsformen und Modifikationen der vorliegenden Erfindung innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung möglich sind.

Claims

Ein adaptiver Entzerrer (7, 9, 11, 31, 35, 33) mit einem variablen Filter (9, 35) zur Modifikation des Signals; einer Vorrichtung (39) zum Messen des empfangenen Signals; und einer Steuervorrichtung (7, 33) zur Einstellung der Parameter des Filters (9, 35), wobei: die Vorrichtung (39) zur Messung des empfangenen Signals die Breite der Augenöffnung in dem Augendiagramm des empfangenen Signals bestimmt und die Parameter des Filters (9, 35) von der Steuervorrichtung (7, 33) auf der Grundlage der bestimmten Breite des Augendiagramms eingestellt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite der Augenöffnung in dem Augendiagramm des empfangenen Signals unter Verwendung einer Abtastvorrichtung (37, 39) gemessen wird, um das Signal mit einem variablen Spannungs- oder Stromschwellenwert zu vergleichen.
Ein adapativer Entzerrer nach Anspruch 1, wobei die Steuervorrichtung (7, 33) eine digitalisierte Darstellung des empfangenen Signals aufbaut, wobei die Parameter des Filters (9, 35) auf der Grundlage der aufgebauten digitalisierten Darstellung eingestellt werden.
Ein adapativer Entzerrer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuervorrichtung (7, 33) Werte der Parameter des Filters (9, 35) iterativ lädt und die Werte als Funktion des empfangenen Signals abstimmt, um das Signal zu falten, so daß das Eingangssignal neu aufgebaut wird.
Ein adapativer Entzerrer nach Anspruch 3, wobei die Steuervorrichtung (7, 33) eine Iteration unter Ver wendung eines Monte-Carlo-Ansatzes durchführt, um eine optimale Entzerrung zu finden.
Ein adapativer Entzerrer nach Anspruch 3, wobei die Steuervorrichtung (7, 33) eine Iteration durch Folgen dem Gradienten der Übertragungsfunktion des Filters durchführt.
Ein adapativer Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Vorrichtung (39) zur Messung des empfangenen Signals eine Abfolge von aufeinanderfolgenden Abtastungen des empfangenen Signals entnimmt und den Abtastpunkt mit minimaler Bitfehlerrate auswählt, um eine digitalisierte Darstellung des empfangenen Signals aufzubauen.
Ein adapativer Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei Amplitudenrauschen oder ein anderes Signal an die Vorrichtung (39) zur Messung des Signals angelegt wird, um die Meßauflösung zu verbessern.
Ein adapativer Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die Komponenten des Filters (9, 35) vorkalibriert sind.
Ein Kommunikationskanal mit wenigstens einem Treiber (11) zur Übertragung eines Eingangssignals entlang den Kanal (21); wenigstens einem Empfänger (31) und einem adaptiven Entzerrer mit einem variablen Filter (9, 35) zur Modifizierung des Signals; einer Vorrichtung (39) zur Messung des empfangenen Signals; und einer Steuervorrichtung (7, 33) zur Einstellung der Parameter des Filters (9, 35), dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer wie in einem der Ansprüche 1 bis 8 beansprucht ausgebildet ist.
Ein Kanal nach Anspruch 9, wobei die Komponenten des Filters (9, 35) sowohl in den Übertrager (11) als auch den Empfänger (31) integriert sind.
Ein Kanal nach einem der Ansprüche 9 bis 10, wobei der Chip, auf dem der Empfänger (31) angeordnet ist, Messungen an den Chip übermittelt, auf dem der Treiber (11) angeordnet ist.
Ein Kommunikationskanal nach einem der Ansprüche 9 bis 11, mit einer Mehrzahl von Empfängern (31), wobei jeder Empfänger den adaptiven Entzerrer aufweist, wobei das Filter (9) an dem Übertrager (11) so festgelegt ist, daß es die durchschnittliche Signalverzerrung an den Empfängern kompensiert, und die Filter (35) in den Empfängern so festgelegt sind, daß sie die Differenz zwischen dem Durchschnittssignal an den Empfängern und dem bestimmten Signal an jedem Empfänger kompensieren.
Ein Kommunikationskanal nach einem der Ansprüche 9 bis 12, weiterhin mit einer Quelle für ein Signal, bevorzugt ein Rauschen, welches an den Empfänger (31) angelegt wird, so daß die Auflösung eines Komparators, der Spannungsmessungen durchführt, verbessert wird.
Ein Kanal nach Anspruch 13, wobei die Empfänger oder Komparatoren bezüglich der Zeit oder einer Referenzspannung einen Offset aufweisen.
Ein Verfahren zum Übertragen von Daten entlang einem Kommunikationskanal, mit wenigstens einem Treiber (11) zur Übertragung eines Signals entlang den Kanal (21); wenigstens einem Empfänger; und einem adaptiven Entzerrer, dadurch gekennzeichnet, daß der Kommunikationskanal wie in einem der Ansprüche 6 bis 14 beansprucht ausgebildet ist.
Ein Verfahren zum Entzerren der Charakteristiken eines Kommunikationssignals (20), wobei die Entzerrung durch Anwenden eines Kalibrierprozesses an den Kanal durchgeführt wird, der die folgenden Schritte aufweist: – Treiben eines Signals in den Kanal (20); – Anwenden einer Übertragungsfunktion eines Filters (9, 35) auf das empfangene Signal, um ein gefiltertes Signal zu erzeugen; – Messen der Breite einer Augenöffnung in dem Augendiagramm des empfangenen gefilterten Signals; – Einstellung der Parameter der Übertragungsfunktion in dem Filter (9, 35), um das Signal basierend auf der bestimmten Breite der Augenöffnung zu modifizieren, – dadurch gekennzeichnet, daß die Breite der Augenöffnung in dem Augendiagramm des empfangenen gefilterten Signals gemessen wird, indem das Signal mit einer variablen Spannungs- oder Stromschwellenwert verglichen wird.
Ein Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Verfahren durchgeführt wird unter Verwendung eines adaptiven Entzerrers nach einem der Ansprüche 1 bis 8 oder eines Kommunikationskanals nach einem der Ansprüche 9 bis 14.