DE4009288C2 - Rectangular waveguide with E-H double offset - Google Patents
Rectangular waveguide with E-H double offsetInfo
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Description
Die Erfindung geht aus von einem in Breitseiten- und Schmalseitenausdehnungsrichtung jeweils mit einem Parallelversatz, d. h. einem sogenannten H-Versatz und einem sogenannten E-Versatz, versehenen Rechteckhohlleiter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, wie er aus der EP 03 51 514 A2 bekannt ist und umfaßt auch ein Herstellungsverfahren und die Verwendung eines solchen Hohlleiters.The invention is based on a broadside and Narrow side expansion direction with one Parallel offset, d. H. a so-called H offset and one so-called E-offset, provided rectangular waveguide according to the The preamble of claim 1, as known from EP 03 51 514 A2 and also includes a manufacturing process and the Use of such a waveguide.
In herkömmlicher Weise läßt sich ein E-H-Doppelversatz für einen Rechteckhohlleiter mit einem schräg verlaufenden Zwischenhohlleiterstück aufbauen, das mittels je eines E-H-Knicks an beiden Enden in die versetzten Hohlleiter übergeht. Der an beiden Enden jeweils notwendige E-H-Knick müßte wegen der zwischengeschalteten Leitungslänge sorgfältig kompensiert werden. Das schräg verlaufende Rechteckhohlleiterzwischenstück ist darüber hinaus nicht zweidimensional NC-fräsbar. Ein E-H-Versatz mit schrägem Zwischenstück beansprucht außerdem eine große Baulänge.An E-H double offset for a rectangular waveguide with an inclined Build up intermediate waveguide section, using one each E-H kinks at both ends in the offset waveguide transforms. The necessary E-H bend at both ends would have to be careful because of the interposed line length be compensated. The oblique rectangular waveguide intermediate piece is also not two-dimensional NC millable. An E-H offset with an oblique spacer also requires a large length.
Hohlleiter mit Parallelversatz und ihre Verwendung bei Polarisationsweichen sind aus der DE 33 45 689 C2, der DE 28 42 576 C2 und der DE 27 08 271 C2 bekannt. Einen mehrstufigen Hohlleitertwist, wie er in diesem Zusammenhang Verwendung finden kann, zeigt die DE-GM 18 91 466.Waveguide with parallel offset and its use in polarization switches are from DE 33 45 689 C2, DE 28 42 576 C2 and DE 27 08 271 C2 known. A multi-stage waveguide twist, how it can be used in this context, shows the DE-GM 18 91 466.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Rechteckhohlleiter-E-H-Versatz zu schaffen, der bei wenig Baulänge und sprunghafter Realisierungsform breitbandig reflexionsarm ist und sich in einem einzigen Teil in kostengünsiger NC-Frästechnik herstellen läßt, und ein Herstellungsverfahren und eine Verwendung dafür anzugeben.The object of the invention is a rectangular waveguide E-H offset to create the short length and more erratic Realization form is broadband low reflection and in one part in cost-effective NC milling technology can be made, and a manufacturing method and use to indicate for it.
Diese Aufgabe wird mit der Vorrichtung nach dem Anspruch 1 bzw. dem Verfahren nach Anspruch 3 bzw. der Verwendung nach Anspruch 5 gelöst. This object is achieved with the device according to claim 1 and the method solved according to claim 3 or the use according to claim 5.
Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 2, 4 und 6 bis 9 angegeben.Advantageous developments of the invention are in the subclaims 2, 4 and 6 to 9.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand von neun Figuren erläutert. Es zeigtAn embodiment of the invention is explained with reference to nine figures. It shows
Fig. 1 eine Ansicht eines üblichen Rechteckhohlleiter-H-Versatzes von oben, Fig. 1 is a view of a conventional rectangular waveguide H-offset from the top,
Fig. 2 für einen Versatz mit Δa/a=0,172 eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen der Welligkeit s und der Frequenz f, Fig. 2 a = 0.172 a graph showing the relationship between the ripple f for an offset with .DELTA.a / s and the frequency,
Fig. 3 die Ansicht eines weiteren Rechteckhohlleiter-H-Versatzes von oben, Fig. 3 is a view of another rectangular waveguide H-offset from the top,
Fig. 4 für einen H-Versatz nach Fig. 3 mit Δa/a=0,172 eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen der Welligkeit s, der Frequenz f und den Hinterfräsungstiefen THL und THR, Fig. 4 is an H-offset of FIG. 3 with .DELTA.a / a = 0.172 f is a graphical representation of the relationship between the ripple s, the frequency and the Hinterfräsungstiefen T HL and HR T,
Fig. 5 die Schrägansicht eines E-H-Doppelversatzes eines Rechteckhohlleiters, Fig. 5 shows the oblique view of an EH-double offset of a rectangular waveguide,
Fig. 6 für den E-H-Versatz nach Fig. 5 eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen der Welligkeit s und der Frequenz f, Fig. 6 for the EH-offset of FIG. A graph showing the relationship between the ripple frequency f s and 5,
Fig. 7 die Ansicht eines Rechteckhohlleiter-E-Versatzes von oben, Fig. 7 shows the view of a rectangular waveguide E-offset from the top,
Fig. 8 die Ansicht eines anderen Rechteckhohlleiter-E-Versatzes von oben, Fig. 8 shows the view of another rectangular waveguide E-offset from the top,
Fig. 9 in Schrägansicht die Ausbildung eines Übergangsstückes zwischen einem Breitband-3dB-Koppler und einer Polarisationsweiche unter Verwendung zweier E-H-Versätze. Fig. 9 in an oblique view the formation of a transition piece between a broadband 3dB coupler and a polarization switch using two EH offsets.
Fig. 1 zeigt in einer Ansicht von oben einen üblichen H-Parallelversatz eines Hohlleiters 1,1′. Die Versatzstrecke des eine Breitseitenabmessung a aufweisenden Hohlleiters 1,1′ beträgt Δa. Die Versatzflächen 2 und 3, die quer zur Fortpflanzungsrichtung 4 der Welle im Hohlleiter 1,1′ verlaufen, liegen in einer gemeinsamen Ebene 5. Fig. 1 shows a top view of a conventional H parallel offset of a waveguide 1.1 ' . The offset distance of the waveguide 1.1 ' having a broad side dimension a ' is Δa. The offset surfaces 2 and 3 , which extend transversely to the direction of propagation 4 of the wave in the waveguide 1,1 ' , lie in a common plane 5th
Fig. 2 zeigt für einen derartigen Hohlleiterversatz in einer grafischen Darstellung den Verlauf des Welligkeitsfaktors s=(1+r)/(1-r) in Abhängigkeit von der Frequenz f in einem Betriebsfrequenzband (3,6-4,2 GHz) und für einen relativen Versatz Δa/a=0,172. Daraus ergibt sich, daß ein solcher Versatz breitbandig eine ziemlich hohe Reflexion aufweist (r=Reflexionsfaktor). Fig. 2 shows for such a waveguide offset in a graphical representation the course of VSWR s = (1 + r) / (1-r) as a function of the frequency f in an operating frequency band (3.6-4.2 GHz) and for a relative offset Δa / a = 0.172. It follows from this that such an offset has a fairly high reflection in broadband (r = reflection factor).
Auch der Versuch, den in Fig. 1 dargestellten sprunghaften H-Versatz mit seiner großen induktiven Störung, die mit wachsender Frequenz sinkt, durch eine Kapazität zu kompensieren, ist aussichtslos, weil die Wirkung aller bekannten, einfach realisierbaren Kapazitäten mit wachsender Frequenz ansteigt, so daß als Resultat nur Schmalband-Kompensationen möglich sind. In diesem Zusammenhang wird auf Meinke/Gundlach: "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", Springer-Verlag, 1956, Seiten 300 bis 304 hingewiesen, woraus die Kombination von induktiver und kapazitiver Blende im Rechteckhohlleiter zur Resonanzblende bekannt ist. Also the attempt to compensate for the abrupt H offset shown in FIG. 1 with its large inductive disturbance, which decreases with increasing frequency, by a capacitance is futile, because the effect of all known, easily realizable capacitances increases with increasing frequency, so that only narrow band compensation is possible as a result. In this context, reference is made to Meinke / Gundlach: "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", Springer-Verlag, 1956, pages 300 to 304, from which the combination of inductive and capacitive diaphragm in the rectangular waveguide to the resonance diaphragm is known.
Fig. 3 zeigt in einer Ansicht von oben einen der Erfindung zugrunde gelegten Parallel-H-Versatz eines Rechteckhohlleiters 6,6′. Die Versatzstrecke des eine Breitseitenabmessung a und eine Schmalseitenabmessung b aufweisenden Hohlleiters 6,6′ beträgt Δa. Der Hohlleiter 6,6′ besteht in zweckmäßiger Weise aus einem einzigen Teil und ist in kostengünstiger NC-Frästechnik hergestellt. Die beiden quer zur Wellenfortpflanzungsrichtung 4 verlaufenden Versatzflächen 7 und 8, die durch Tieferfräsungen von oben bzw. von unten gebildet werden, liegen in zwei zueinander parallelen Ebenen 9 und 10, welche parallel zu einer Mittelebene 11 in der Mitte dazwischen verlaufen. Der senkrechte Abstand zwischen der Ebene 9 und der Symmetrieebene 11 beträgt THL und der Abstand zwischen der Ebene 10 und der Mittelebene 11 THR. Die Abstände THL und THR sind gleich. Die Versatzflächen 7 und 8 haben jeweils einen Flächeninhalt von Δa · b. Fig. 3 shows a view from above of a parallel H offset of a rectangular waveguide 6,6 ' on which the invention is based. The offset distance of the waveguide 6.6 ' having a broad side dimension a and a narrow side dimension b ' is Δa. The waveguide 6.6 ' suitably consists of a single part and is manufactured in inexpensive NC milling technology. The two offset surfaces 7 and 8 running transversely to the wave propagation direction 4 , which are formed by deep milling from above and from below, lie in two mutually parallel planes 9 and 10 , which run parallel to a central plane 11 in the middle therebetween. The vertical distance between the plane 9 and the plane of symmetry 11 is T HL and the distance between the plane 10 and the central plane 11 T HR . The distances T HL and T HR are the same. The offset surfaces 7 and 8 each have an area of Δa · b.
Untersucht man auf der Suche nach einer breitbandigen Kompensation des H-Versatzes, wie sich die symmetrische Tieferfräsung der im Rechteckhohlleiter 6,6′ sichtbaren Versatzflächen 7 und 8, wie gemäß Fig. 3 ausgeführt, auswirkt, so gelangt man zu dem in Fig. 4 dargestellten Ergebnis. Als Ausgangslage zeigt Fig. 2 die Reflexion im Betriebsfrequenzband am unkompensierten H-Versatz mit beispielsweise Δa/a=0,172 (Δa=10 mm im 4 GHz-Hohlleiter mit a=58,17 und b=29,08 mm). Fig. 4 zeigt, daß mit zunehmender Tieferfräsung THL/Δa=THR/Δa die Reflexion breitbandig sinkt und für THL/Δa=0,55 der Frequenzgang der Reflexion nahezu verschwindet, wobei aber die Reflexion noch unbrauchbar hoch ist. Diesen Fall zeigt die obere Kurve der in Fig. 4 gezeigten Darstellung. Sehr wichtig ist nun, daß mit der weiteren Vertiefung der Hinterfräsung THL/Δa=THR/Δa<0,55 die Umkehrung des Frequenzganges der induktiven Reflexion erreicht wird. Beispiele für diese Fälle zeigen die beiden unteren Kurven in Fig. 4. Damit ist zwar mit der einzigen Maßnahme des Hinterfräsens allein noch keine reflexionsarme Lösung eines H-Versatzes möglich, weil nach Fig. 4 für r=0% etwa in Bandmitte wiederum ein erheblicher, dem ursprünglichen entgegengesetzter Frequenzgang auftritt. Diese mit der Frequenz ansteigende induktive Reflexion des durch symmetrisches Hinterfräsen vorkompensierten H-Versatzes bietet nunmehr den Ausgangspunkt dafür, diese Restreflexion mit einer einfach realisierbaren Kapazität passender Größe und passenden Frequenzganges breitbandig zu kompensieren.If one searches for a broadband compensation of the H offset, how the symmetrical deep milling of the offset surfaces 7 and 8 visible in the rectangular waveguide 6,6 ' , as shown in FIG. 3, has an effect, this leads to the one in FIG. 4 shown result. As a starting point Fig. 2 shows the reflection in the operating frequency band at the uncompensated H-offset with, for example .DELTA.a / a = 0.172 (.DELTA.a = 10 mm in the 4 GHz waveguide with a = 58.17 and b = 29.08 mm). Fig. 4 shows that with increasing deep milling T HL / Δa = T HR / Δa the reflection drops broadband and for T HL / Δa = 0.55 the frequency response of the reflection almost disappears, but the reflection is still unusable. The upper curve of the illustration shown in FIG. 4 shows this case. It is very important that the deepening of the back milling T HL / Δa = T HR / Δa <0.55 reverses the frequency response of the inductive reflection. Examples of these cases are shown in the two lower curves in FIG. 4. Thus, with the only measure of back milling alone, a low-reflection solution of an H offset is not possible because, according to FIG. 4, a significant one in the middle of the band for r = 0% , the original opposite frequency response occurs. This inductive reflection, which increases with frequency, of the H offset, which is precompensated by symmetrical back milling, now offers the starting point for broadband compensation of this residual reflection with an easily realized capacitance of suitable size and suitable frequency response.
Die Kapazität läßt sich durch das aufgabengemäße Hinzufügen eines E-Versatzes realisieren, der die gewünschte, mit der Frequenz ansteigende kapazitive Wirkung hat. Die Kombination eines H-Versatzes mit einem E-Versatz innerhalb eines Rechteckhohlleiterzuges zeigt in einer Schrägansicht Fig. 5. Die H-Versatzstrecke des eine Breitseitenabmessung a und eine Schmalseitenabmessung b aufweisenden Hohlleiters 6,6′ beträgt Δa und die E-Versatzstrecke Δb. Die beiden den H-Versatz ergebenden Versatzflächen 7 und 8 liegen gemäß Fig. 3 nicht in einer gemeinsamen Ebene, sondern in zwei parallel zueinander verlaufenden und damit zueinander versetzten Ebenen, die parallel und mit gleichen Abständen THL bzw. THR zur Mittelebene 11 dazwischen verlaufen. Es sind zwei weitere gleichflächige, den E-Versatz ergebende Versatzflächen 12 und 13 in Fig. 7 und 8 vorgesehen, die um die E-Versatzstrecke Δb, ausgehend von einer Breitseite, ins Hohlleiterinnere ragen und symmetrisch mit gleichen Abständen TEL bzw. TER parallel zur Mittelebene 11 liegen. Im vorliegenden Beispiel nach Fig. 5 ist Δa/a=0,371 und Δb/b=0,2. Der unkompensierte H-Versatz um Δa=21,6 mm (Δa/a=0,371) nach Fig. 1 in einem 4 GHz-Hohlleiter mit einer Breitseitenabmessung a von 58,17 mm und einer Schmalseitenabmessung b von 29,08 mm verursacht an der Unterseite des Betriebsfrequenzbandes bei 3,625 GHz eine Reflexion von r=70% und an der Bandobergrenze bei 4,2 GHz eine auf 55,5% gesunkene Reflexion r. Fig. 5 zeigt einen E-H-Doppelversatz eines Rechteckhohlleiters, der bei wenig Baulänge, kostengünstiger Herstellung in NC-Frästechnik und weitgehend im gleichen Leitungsquerschnitt angeordnetem sprunghaften H- und E-Versatz in diesem Frequenzband eine Reflexion r kleiner als 1% erreicht. Fig. 6 zeigt in einer grafischen Darstellung die Abhängigkeit zwischen der Welligkeit s und der Frequenz f. Dabei kommt zum Ausdruck, daß durch richtige Gewichtung der Abstände THL=THR, welche die Vorkompensation bestimmen, und des E-Versatzes Δb im Frequenzbereich von 3,625 bis 4,2 GHz Reflexionen von r≦1% erreicht werden.The capacity can be realized by adding an E offset according to the task, which has the desired capacitive effect, which increases with the frequency. The combination of an H offset with an E offset within a rectangular waveguide train is shown in an oblique view in FIG. 5. The H offset distance of the waveguide 6.6 having a broad side dimension a and a narrow side dimension b ′ is Δa and the E displacement distance Δb. According to FIG. 3, the two offset surfaces 7 and 8 which result in the H offset do not lie in a common plane, but in two planes which run parallel to one another and are thus offset from one another and which are parallel and at equal distances T HL and T HR to the center plane 11 between them run. There are two other identical surface, the E-offset resulting offset surfaces 12 and 13 in Fig. 7 and 8 which the E-offset distance .DELTA.b, starting from a broad side, project into the waveguide interior and symmetrically at equal intervals T EL or T ER lie parallel to the central plane 11 . In the present example according to FIG. 5, Δa / a = 0.371 and Δb / b = 0.2. The uncompensated H offset by Δa = 21.6 mm (Δa / a = 0.371) according to FIG. 1 in a 4 GHz waveguide with a broad side dimension a of 58.17 mm and a narrow side dimension b of 29.08 mm causes the Underside of the operating frequency band at 3.625 GHz a reflection of r = 70% and at the upper band limit at 4.2 GHz a reflection r decreased to 55.5%. Fig. 5 shows an EH double offset of a rectangular waveguide, which achieves a reflection r less than 1% in this frequency band with a short overall length, inexpensive manufacture in NC milling technology and abrupt H and E offset arranged largely in the same line cross section. Fig. 6 shows in a graphical representation the relationship between the ripple f s and the frequency. This shows that by correctly weighting the distances T HL = T HR , which determine the pre-compensation, and the E-offset Δb, reflections of r r 1% can be achieved in the frequency range from 3.625 to 4.2 GHz.
Ist ein bestimmter E-Versatz Δb aus konstruktiven Gründen vorgeschrieben, so bieten sich nach den Fig. 7 und 8 zwei Adaptionsmöglichkeiten. Ein geforderter zu großer E-Versatz Δb kann nach Fig. 7 durch symmetrisches Hinterfräsen der einen Flächeninhalt von Δb · a aufweisenden E-Versatzflächen 12 und 13 um die Abstände TEL=TER, das ist der Abstand zwischen den Ebenen 14 bzw. 15 zur Mittelebene 11, in seiner kapazitiven Wirkung bis zur gewünschten, zum vorkompensierten H-Versatz passenden Größe reduziert werden. Ein geforderter, zu kleiner E-Versatz läßt sich nach Fig. 8 durch symmetrisches Überlappen der E-Versatzflächen 12 und 13 um die Abstände -TEL=-TER in seiner kapazitiven Wirkung passend zum vorkompensierten H-Versatz verstärken.If a certain E offset Δb is prescribed for constructional reasons, then two adaptation options are available according to FIGS. 7 and 8. According to FIG. 7, a required too large E-offset Δb can be achieved by symmetrically milling the E-offset surfaces 12 and 13, which have a surface area of Δb · a, by the distances T EL = T ER , that is the distance between the planes 14 and 15, respectively to the central plane 11 , its capacitive effect can be reduced to the desired size suitable for the precompensated H offset. A required, too small E-offset can be amplified in accordance with FIG. 8 by symmetrically overlapping the E-offset surfaces 12 and 13 by the distances -T EL = -T ER in its capacitive effect to match the pre-compensated H offset.
Die Herstellung eines z. B. in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispieles eines E-H-Doppelversatzes nach der Erfindung ist sehr einfach. In eine Metallplatte, deren Stärke größer als 2 THL zu machen ist, wird von beiden Oberflächen her je ein Durchbruch mit den Querschnittsmaßen des gewünschten Rechteckhohlleiters 6 eingebracht, wobei die Durchbrüche in Richtung der Hohlleiterbreitseite a um die Versatzstrecke Δa und in Richtung der Hohlleiterschmalseite b um die E-Versatzstrecke Δb gegeneinander versetzt sind. Zur genauen gegenseitigen Positionierung der Durchbrüche dient eine durchgehende Zentralbohrung. Bei Anwendung des NC-Fräsverfahrens mit Fingerfräser vom Radius R werden die Querschnittsmaße auf a+ bzw. b+ etwas vergrößert, so daß die Grenzwellenlängen des rechteckigen Originalhohlleiters λKH10=2a und des Hohlleiters mit abgerundeten Längskanten gleich sind gemäß 2a=2a+-1,717 R²/b+ und a/b=a+/b+. Die Hinterfräsungen mit den Tiefen TH und TE werden schließlich durch unterschiedlich tiefes Ausfräsen der jeweiligen Rechteckhohlleiterseiten genau reproduzierbar realisiert.The production of a z. B. shown in Fig. 5 embodiment of an EH double offset according to the invention is very simple. A breakthrough with the cross-sectional dimensions of the desired rectangular waveguide 6 is made from both surfaces in a metal plate whose thickness is to be made greater than 2 T HL , the breakthroughs in the direction of the broad waveguide side a by the offset distance Δa and in the direction of the narrow waveguide side b are offset from each other by the E offset distance Δb. A continuous central hole serves for the exact mutual positioning of the openings. When using the NC milling method with end mill of radius R, the cross-sectional dimensions are slightly increased to a + or b + , so that the cut-off wavelengths of the rectangular original waveguide λ KH10 = 2a and the waveguide with rounded longitudinal edges are the same according to 2a = 2a + -1.717 R² / b + and a / b = a + / b + . The back milling with the depths T H and T E are finally realized in a reproducible manner by milling the respective rectangular waveguide sides to different depths.
Fig. 9 zeigt in einer Schrägansicht einen Anwendungsfall des vorher beschriebenen E-H-Doppelversatzes. In diesem Ausführungsbeispiel werden zwei Doppelversätze in einem Übergangsstück zwischen einem der beiden Doppelzugänge eines Breitband-3dB-Hohlleiterkopplers und den beiden polarisationsselektiven Rechteckhohlleiter-Zugängen einer Polarisationsweiche verwendet. Es handelt sich im einzelnen um eine phasensymmetrische Doppelverbindung zwischen dem in Fig. 9 oben zu denkenden Breitband-3dB-Koppler mit einem dünnen Koppelblech und zwei in Fig. 9 unten angeschlossenen Frequenzweichen, die wegen ihrer direkten Verbindung mit der nachfolgenden phasensymmetrischen Polarisationsweiche zueinander gekreuzt und in einem bestimmten Abstand 18 voneinander angeordnet sind. Der Doppelhohlleiter beginnt in der Anordnung von Fig. 9 oben mit zwei E-H-Doppelversätzen 16 und 17 der vorher erläuterten Art, die um 180° gegeneinander gedreht, also Rücken an Rücken, in die gleiche Metallplatte eingebracht sind. Nach diesen beiden Doppelversätzen 16 und 17 sind die Rechteckhohlleiterquerschnitte parallel zur Breitseite a um 2Δa und parallel zur Schmalseite b um 2Δb+S versetzt, wobei S die Stärke des Koppelbleches im 3dB-Koppler darstellt. Sodann ist an die Doppelversätze 16 und 17 je ein zweistufiger 45°-Rechtsstufentwist 19 und ein zweistufiger 45°-Linksstufentwist 20 angeschlossen. Die Querschnitte der in Fig. 9 nach unten weisenden Rechteckhohlleiter 21 und 22 stehen demnach aufeinander senkrecht. Außerdem haben die beiden Stufen der Twiste 19 und 20 unterschiedliche Querschnitte und übernehmen so als zweistufige λH/4-Transformatoren die Anpassung der Kopplerhohlleiterquerschnitte mit a=58,17 mm und b=29,08 mm an die Rechteckhohlleiterquerschnitte a=46 mm und b=23 mm der in Fig. 9 nicht dargestellten, unten über Frequenzweichen anzuschließenden phasensymmetrischen Breitband-Polarisationsweiche. Die Reflexion r in beiden Armen dieses gesamten Doppelhohlleiters ist kleiner als 1%, und zwar über den ganzen Frequenzbereich von 3,625 bis 4,2 GHz. FIG. 9 shows an application of the previously described EH double offset in an oblique view. In this exemplary embodiment, two double offsets are used in a transition piece between one of the two double accesses of a broadband 3dB waveguide coupler and the two polarization-selective rectangular waveguide accesses of a polarization switch. Specifically, it is a phase-symmetrical double connection between the broadband 3dB coupler to be considered in FIG. 9 above with a thin coupling plate and two crossovers connected in FIG. 9 below, which because of their direct connection with the subsequent phase-symmetrical polarization crossover and crossed are arranged at a certain distance 18 from one another. The double waveguide begins in the arrangement of FIG. 9 above with two EH double offsets 16 and 17 of the type explained above, which are rotated through 180 ° relative to one another, that is to say back to back, are introduced into the same metal plate. After these two double offsets 16 and 17 , the rectangular waveguide cross sections are offset by 2Δa parallel to the broad side a and 2Δb + S parallel to the narrow side b, where S represents the thickness of the coupling plate in the 3dB coupler. A two-stage 45 ° right-step twist 19 and a two-step 45 ° left-step twist 20 are then connected to the double offsets 16 and 17 . The cross sections of the rectangular waveguides 21 and 22 pointing downward in FIG. 9 are accordingly perpendicular to one another. In addition, the two stages of Twiste 19 and 20 have different cross-sections and, as two-stage λ H / 4 transformers, adapt the coupler waveguide cross-sections with a = 58.17 mm and b = 29.08 mm to the rectangular waveguide cross-sections a = 46 mm and b = 23 mm of the phase-symmetrical broadband polarization switch, not shown in FIG. 9, to be connected below via crossovers. The reflection r in both arms of this entire double waveguide is less than 1% over the entire frequency range from 3.625 to 4.2 GHz.
Die Doppelhohlleiterverbindung ist ausschließlich so bemessen, daß jede Diskontinuität in einem Hohlleiter stets im anderen Hohlleiter an der gleichen Stelle den gleich großen und ausschließlich gleich oder entgegengesetzt gerichteten Partner hat; demnach ist dieser Doppelhohlleiter breitbandig exakt phasensymmetrisch unter der einzigen Bedingung, daß die Länge L zwischen den Versätzen 16 und 17 und den oberen Stufen der beiden Twiste 19 und 20 in Fig. 9 ausreichend lang ist (ungefähr die Hälfte der Schmalseitenabmessung); denn die unterschiedliche relative Lage der verschiedenen Winkelversatzflächen bei Rechts- und Linksstufentwist 19 bzw. 20 zu den E- und H-Versatzflächen verlangt eine genügend genaue Feldlinearisierung durch die Zwischenleitung der Länge L vermöge ihrer aperiodischen E₁₁- und H₂₀-Dämpfung.The double waveguide connection is only dimensioned such that any discontinuity in one waveguide always has the same size and exclusively the same or opposite direction in the other waveguide at the same point; accordingly, this double waveguide is broadly phase-symmetrical under the only condition that the length L between the offsets 16 and 17 and the upper steps of the two twists 19 and 20 in FIG. 9 is sufficiently long (approximately half the narrow side dimension); because the different relative position of the different angular offset surfaces at right and left-stage 19 or 20 to the E and H offset surfaces requires a sufficiently precise field linearization by the intermediate line of length L due to their aperiodic E₁₁ and H₂₀ damping.
Claims (9)
- - daß quer zur Wellenfortpflanzungsrichtung (4) zwei den H-Versatz ergebende Versatzflächen (7, 8) gleicher Größe vorgesehen sind, die um die H-Versatzstrecke (Δa), ausgehend von einer Schmalseite, ins Hohlleiterinnere ragen und in zwei parallel zueinander verlaufenden und damit zueinander versetzten Ebenen (9, 10) liegen, die parallel und mit gleichen Abständen (THL, THR) zu einer Mittelebene (11) dazwischen verlaufen,
- - daß zwei weitere den E-Versatz ergebende Versatzflächen (12, 13) gleicher Größe vorgesehen sind, die um die E-Versatzstrecke (Δb), ausgehend von einer Breitseite, ins Hohlleiterinnere ragen und entweder in der Mittelebene (11) selbst oder mit gleichen Abständen (TEL, TER) parallel zur Mittelebene (11) liegen,
- - und daß zum einen die Abstände zwischen den Ebenen (9, 10), welche die den H-Versatz ergebenden Versatzflächen (7, 8) enthalten, und der Mittelebene (11) und zum anderen die E-Versatzstrecke oder bei vorgegebener E-Versatzstrecke, die Abstände zwischen den Ebenen (14, 15), welche die den E-Versatz ergebenden Versatzflächen (12, 13) enthalten, und der Mittelebene (11) so bemessen und aufeinander abgestimmt sind, daß die sich durch den E-Versatz ergebende Kapazität eine noch vorhandene induktive Restreflexion, die aufgrund der Anordnung der beiden den H-Versatz ergebenden Versatzflächen in zwei zueinander parallelen Ebenen entsteht, breitbandig kompensiert.
- - That transversely to the wave propagation direction ( 4 ) two H-offset resulting offset surfaces ( 7, 8 ) of the same size are provided, which protrude by the H-offset distance (Δa), starting from a narrow side, into the interior of the waveguide and in two parallel and planes ( 9, 10 ) offset with respect to one another, which run parallel and at equal distances (T HL , T HR ) to a central plane ( 11 ) in between,
- - That two further offset surfaces ( 12, 13 ) of the same size are provided, which project around the E offset path (Δb), starting from a broad side, into the interior of the waveguide and either in the central plane ( 11 ) itself or with the same Distances (T EL , T ER ) are parallel to the central plane ( 11 ),
- - And that on the one hand the distances between the planes ( 9, 10 ), which contain the H-offset resulting offset surfaces ( 7, 8 ), and the central plane ( 11 ) and on the other hand the E-offset distance or with a predetermined E-offset distance , the distances between the planes ( 14, 15 ), which contain the offset surfaces ( 12, 13 ) resulting in the E-offset, and the central plane ( 11 ) are dimensioned and matched to one another such that the capacity resulting from the E-offset an existing inductive residual reflection, which arises due to the arrangement of the two offset surfaces resulting in the H offset in two mutually parallel planes, is compensated broadband.
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