DE3788322T2

DE3788322T2 - Demodulator für PSK-modulierte Signale.

Info

Publication number: DE3788322T2
Application number: DE87113213T
Authority: DE
Inventors: Yoshizo Osaka Works Shibano
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 1986-09-10
Filing date: 1987-09-09
Publication date: 1994-03-17
Anticipated expiration: 2007-09-10
Also published as: EP0259867A3; CA1306516C; EP0259867A2; US4827488A; DE3788322D1; EP0259867B1; JPS6369354A

Description

Hintergrund der Erfindung

Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich auf die PSK-Demodulatoren, und insbesondere auf einen neuen Demodulator für ein Signal, das derart phasenmoduliert ist, daß der zeitliche Mittelwert seiner Frequenz gleich einer Trägerfrequenz ist. Das Signal wird in ein Zwischenfrequenzsignal umgesetzt, um die Zwischenfrequenz zu stabilisieren und es auf einfache Weise in das ursprüngliche Digitalsignal zu demodulieren.

Beschreibung des Standes der Technik

Aus dem Patentabstracts von Japan, Band 10, (75 E-390) [21, 32], 25. März 1986 und JP-A 60220650 ist ein PSK-Demodulator bekannt, der einen Mischer enthält, der ein von einem Digitalsignal phasenmoduliertes Signal und ein Ausgangssignal variabler Frequenz eines Überlagerungsozillators empfängt. Das PSK-Signal wird einer Nulldurchgangs-Dedektoreinrichtung zugeführt, und sein Signalverlauf wird durch die Nulldurchgangs- Dedektoreinrichtung in Binärsignal umgeformt, und Übergänge von "0" auf "1" und von "1" in "0" des Binärsignals werden von einem Nulldurchgangsdedektor ermittelt, und ein Impulssignal, das von einer Impulsformschaltung geformt wird, wird zu einem Impulsgenerator gesandt, in dem das Impulssignal einem Signal von einem spannungsgesteuerten Oszillator durch einen Phasenkomporator verglichen wird, und der spannungsgesteuerte Oszillator wird durch ein Signal gesteuert, das man erhält, indem man ein Vergleichsausgangssignal durch ein Tiefpaßfilter leitet, und ein Signal, das eine Frequenz hat, die der dieses Signal durch zwei teilt. Das hierdurch erhaltene Signal wird einem Operator zugeführt, und Exklusivlogig zwischen diesem Signal dem eingegebenen PSK-Signal wird so betrieben, daß ein Signal abgegeben wird, das verzögert ist, und auch einer ORDER Schaltung zugeführt wird, die ein dekodiertes Signal des ursprünglichen Eingangssignals abgibt.
Insoweit wird das PSK-Modulationssystem, bei dem ein digitales Signal entsprechend der Bits "0" und "1" in Korrespondenz in Phasen des Trägers ausgesendet wird, zur Aussendung digitaler Signale wegen seiner guten Eigenschaften gegenüber Störungen extensiv benutzt.
Das PSK-Modulationssystem wird detaillierter beschrieben.
Es gibt viele Modulationstechniken. Eine von ihnen die häufig verwendet wird, ist die MSK-Modulation. Bei der MSK-Modulation wird ihre Trägerphase linear um 180º für einen Zeitschlitz des Signals vergrößert, wenn das Signal "Mark" ist, und die Phase wird linear um 180º für einen Zeitschlitz des Signals vermindert, das Signal "Space".
Eine weitere Modulationstechnik in einem sogenannten "DSK"- System ist bekannt, bei dem, wie in Fig. 6 gezeigt, ein Zeitschlitz in zwei gleiche Teile unterteilt wird und ihre Trägerphase in zwei Schritten in jeweils 90º für einen Schlitz für das "Mark"-Signal vergrößert wird, während die Phase für das "Space"-Signal ebenfalls in zwei Schritten von jeweils 90º vermindert wird.
Das MSK-System ist insofern vorteilhaft, als die benötigte Bandbreite schmal ist, weil die Phase linear geändert wird. Das DSK System ist insoweit vorteilhaft, daß es wegen seiner guten Eigenschaften bei Mehrwege-Fading für Breitbandbetrieb und sehr schnelle Datenübertragung geeignet ist.
Es gibt zwei gewöhnlich verwendete Demodulationstechniken für PSK-modulierte Signale: Die Synchrondemodulation (-Detektion) und die Verzögerungsdemodulation (-Detektion).
Bei der Verzögerungsdemodulation werden die empfangenen Signale in zwei Wege geteilt. Eines wird einem Phasenkomporator zugeführt, nachdem es um eine geeignete Zeitdauer in einer Verzögerungsschaltung verzögert worden ist, während das andere dem Phasenkomporator so wie es ist zugeleitet wird, um so das PSK-modulierte Signal zu demodulieren und dadurch das ursprüngliche Digitalsignal zu erhalten.
Dieses wird detaillierter beschrieben. Es sei angenommen, daß bei einem Verzögerungsdemodulator gemäß Fig. 3 (A) die Eingangsspannung Vm durch den folgenden Ausdruck dargestellt wird:
Vin = cos (Ωt + R(t))
wobei Ω die Winkelfrequenz eines Trägers, t die Zeit und R (t) die Phasenmodulationsfunktion ist. Die Eingangsspannung Vm wird auf zwei Wege aufgeteilt. Einer der zwei Wege wird einem Eingangsanschluß eines Phasenkomporators 22 zugeführt, während der andere dem anderen Eingang des Komporators 22 nach Verzögerung um eine vorbestimmte Zeitdauer TR zugeführt wird. Das Signal Vc, das dem einen Eingangsanschluß zugeführt wird, ist daher:
Vc = Vin = cos (Ωt + R(t)),
und das dem anderen Eingangsanschluß zugeführte Signal Vd ist:
vd == cos (Ω(t - TR) + R(t - TR)),
wobei der Phasenkomporator 22 wie in Fig. 3 (B) aufgebaut ist, und ein Ausgangssignal liefert, das proportional einer Phasendifferenz ist, wie in Fig. 3 (C) gezeigt. Die Phasendifferenz ΔR ist daher:
ΔR = TR + R(t) - R (t - TR).
Die Verzögerungszeit TR sollte der Bedingung TR = T/2 genügen (wobei T ein Zeitschlitz des Signals ist) beim MSK-System oder DSK-System.
Mit Ω TR = (2n - 1), nämlich mit Ω = (2n - 1) π/TR = (2n - 1) 2π/T kann der Bezugspunkt für den Phasenvergleich in die Mitte des Betriebsbereiches des Phasenkomporators gelegt werden.
Der Betrieb der DSK-Modulation wird hier als Beispiel beschrieben; es sei jedoch angemerkt, daß die Beschreibung ebenso auf das MSK-System anwendbar ist.
Im Falle von R(t) - R(t - TR) = O
drückt sich der Betriebsbezugspunkt des Phasenkomporators aus als:
ΔR = Ω TR - (2n - 1)π.
Der Ausgang des Phasenkomporators ist daher jener, der dem Betriebspunkt entspricht, der um bis zu R(t) - R(t - TR) gegenüber dem Bezugspunkt verschoben ist.
Im Falle, daß das Signal "Mark" gefolgt von "Space" ist, ist die Phasenfunktion R(t) wie in Fig. 4 (A) gezeigt, und R(t - T/2) ist wie in Fig. 4 (B) gezeigt.
Dementsprechend ist R(t) - R(t - T/2), wie in Fig. 4 (C) gezeigt, π/2 für eine "Mark" Zeit und -π2 für eine "Space" Zeit, und ein Ausgangsverlauf in Fig. 4 (E) gezeigt erhält man entsprechend einer Ausgangschrakteristik wie in Fig. 4 (D) gezeigt. Das heißt, der Ausgang ist 3Vo/4 für die "Mark" Zeit und Vo/4 für die "Space" Zeit.
Wenn dementsprechend der Ausgang des Phasenkomporators 22 die Größe Vo/2 übersteigt, wird das Signal als "Mark" beurteilt. Wenn der Ausgang niedriger als Vo/2 ist, dann befindet sich das Signal im "Space"-Zustand.
Wenn andererseits eine Synchrondetektorschaltung für die Demodulation verwendet wird, dann wird ein Signal in zwei Teile geteilt, die Zweiphasenkomporatoren zugeführt werden. Ein Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators in einer Phasenregelschleife (deren Frequenz mit der Trägerfrequenz des Empfangssignals übereinstimmt) wird einem der Phasenkomporatoren zugeführt, und das Ausgangssignal wird im anderen Phasenkomporator mit um 90º verschobener Phase zugeführt, so daß das ursprüngliche Digitalsignal aus den Ausgangssignalen der zwei Phasenkomporatoren erhalten wird (siehe Trans.IECE Japan, Band 64-B, Nummer 10, 1981, GMSK Modulation System Transmission Characteristic von Kazuaki Murota und Kenkichi Hiraide).
Bei der Demodulation des PSK-modulierten Signals gemäß dem oben beschriebenen Verzögerungsdemodulationssystem wird das empfangene Signal in zwei Teile unterteilt, von denen einer lediglich verzögert wird. Dieses hat den Vorteil, daß die Schaltung vereinfacht werden kann. Wenn dieses Verfahren jedoch auf die Übertragung von digitalen Signalen in einem hochfrequenten Band angewendet wird, dann ist die Demodulationszuverlässigkeit herabgesetzt.
Dies wird detaillierter beschrieben. Beim Verzögerungsdemodulatorssystem ist der Betriebsbezugspunkt ΔR = Ω T/2. Daher die Trägerwinkelfrequenz um ΔΩ triftet, beispielsweise wegen einer Temperaturänderung, dann ändert sich der Betriebspunkt um ΔΩ T/2. Wenn diese Änderung groß ist, dann ist es schwierig, "Mark" und "Space" daran zu erkennen, ob der Ausgangspegel des Phasenkomporators Vo/2 überschreitet, oder nicht. Wenn beispielsweise die Trägerfrequenz 2,5 GHz ist und die Temperaturänderung des Oszillators, beispielsweise eines Sägezahnoszillators) ± 3 · 10&supmin;&sup4; ist, dann ist die Frequenzschwankung ± 750 KHz. Wenn in diesem Falle die Datenübertragungsgeschwindigkeit auf 32 kb/s gesetzt ist, ist T = 1/32 msec, und ΔΩ T/2 = 23.44π; das heißt, die Trifft des Betriebsbezugspunktes ist im wesentlichen 23,44π. In der Praxis wird der Betriebsbezugspunkt durch Rauschen und Interferenzwellen in Folge von Mehrwegeausbreitung zusätzlich zur Temperaturschwankung weit verschoben. Es ist daher schwierig, "Mark" und "Space" durch Vergleich des Ausgangspegels des Phasenkomporators mit einem vorbestimmten Bezugswert zu ermitteln.
Das oben beschriebene Synchrondemodulationssystem basiert auf der Reproduktion einer Trägerfrequenz durch eine COSTAS-Schleife. Anders als beim Phasenverzögerungsdemodulationssystems ergeben sich durch Frequenzvariation hervorgerufene Schwierigkeiten nie, und das Signal kann mit hoher Genauigkeit demoduliert werden.
Das Synchrondemodulationssystem hat jedoch seine eigenen Nachteile. Man muß einen spannungsgesteuerten Oszillator als Überlagereroszillator und eine Phasenregelschleife haben, um das Signal zu erhalten, dessen Frequenz gleich der Trägerfrequenz eines empfangenen Signals ist. Dieses Erfordernis macht die Schaltung kompliziert und erhöht die Herstellungskosten. Dieses Problem ist eine ernste Sache speziell bei Mobilfunkgeräten wegen der notwendigen Miniaturisierung und Vereinfachung des Mobilfunkgeräts und der niedrigen Herstellungskosten.
Der vorliegende Erfinder hat (EP-A 0254175 angemeldet am 13. Juli 1987, deren Offenbarung durch Bezugnahme zum Bestandteil dieser Beschreibung gemacht wird) ein System vorgeschlagen, bei dem die Verzögerungszeit gleich der Gesamtzeit der Bezugsphasenteile eines PSK-Modulationssignals entsprechend einem NRZ-Signal gemacht wird, das man nach Demodulation des modulierten Signals erhält, um die Gesamtzeit der Bezugsphasenteile zu vermindern, und die Schwankung ΔRΔT des Betriebsfrequenzpunktes wird hierdurch vermindert, um die Stabilität zu verbessern.
Während dieser Vorschlag von Vorteil ist, wenn er in einem System verwendet wird, wo hohe Frequenzen als Trägerfrequenzen benutzt werden, ist die Verbesserung der Stabilität doch begrenzt, und die technischen Schwierigkeiten sind größer.
Dies wird detaillierter erläutert. Wenn die Gesamtzeit der Bezugsphasenteile vermindert wird, dann vergrößert sich das Verhältnis von Phasenschwankung und Zeit, und die benötigte Modulationsfrequenzbandbreite wird größer. Außerdem müssen steile Impulse in der Signal-(z. B. Video-)Verarbeitungsstufe der Demodulation verarbeitet werden; das heißt, es müssen Hochfrequenzkomponenten verarbeitet werden. Dieses steigert den technischen Schwierigkeitsgrad und erhöht die Kosten.
Der Erfinder hat auch (in EP-A-0257301, angemeldet am 21. Juli 1987, deren Offenbarung durch Bezugnahme zum Gegenstand dieser Beschreibung gemacht wird) zwei andere PSK- Modemsysteme vorgeschlagen, bei denen die Demodulation auf dem zeitlichen Mittelwert der augenblicklichen Winkelfrequenzen der zwei entsprechenden Arten von PSK-Modulaltionswellen basiert. In einem der anderen Systeme hat die PSK-Modulationswelle Bezugsphasenteile, deren Gesamtzeit ein vorbestimmter Wert ist, und die sich am vorderen und/oder hinteren Teil eines Zeitschlitzes eines digitalen Impulssignals finden, und in der vorderen Hälfte des verbleibenden Teils des Zeitschlitzes wird die Phase in Übereinstimmung mit einem der "Mark"- und "Space"-Zustände eines Sendesignals in einer vorbestimmten Richtung geändert, und der hinteren Hälfte wird die Phase auf die Bezugsphase zurückgebracht. Für den anderen Zustand des Sendesignals ändert sich die Phase in der gegenüber dem erstgenannten Zustand entgegengesetzten Richtung. Im zweiten der anderen Systeme wird eine PSK-Modulationswelle benutzt, bei der die Phase des Sendesignals für einen der "Mark"- und "Space"-Zustände die selbe ist, wie bei dem ersten System oben, beschrieben; jedoch wird nur der Bezugsphasenteil über dem gesamten Bereich eines Zeitschlitzes des digitalen Impulssignals entsprechend dem anderen Zustand des Sendesignals geformt. In solchen Systemen ist der zeitliche Mittelwert der augenblicklichen Winkelfrequenzen gleich der Trägerwinkelfrequenz. Eine Überlageroszillatorfrequenz, die mit dem Empfangssignal zu mischen ist, wird durch Verwendung eines Signals durch Rückkopplung geregelt, das man erhält, indem man ein Zwischenfrequenzsignal einer Frequenzermittlung unterwirft, um dadurch die Trägerwinkelfrequenz des Zwischenfrequenzsignals zu stabilisieren und das Empfangssignal wird unter Verwendung des so stabilisierten Signals demoduliert.
Bei solchen Systemen wird ein Detektor, der ein lineares Frequenzverhalten aufweist, gewöhnlich als Frequenzdetektor verwendet, um das Zwischenfrequenzsignal der Frequenzdemodulation zu unterwerfen. Der lineare Detektor, der aus analogen Schaltkreisen besteht, hat eine relativ große Schwankungscharakteristik. Dementsprechend ist es wichtig, jeden der Demodulatoren einzustellen, damit letzterer sowie erforderlich arbeiten kann. Speziell bei Massenproduktion der Demodulatoren steigern Zeit und Arbeit, die für solche Einstellung erforderlich sind, die Herstellungskosten.

Übersicht und Ziele und Vorteile der Erfindung

Im Hinblick auf die vorangehenden Bemerkungen ist es ein Ziel dieser Erfindung, einen Demodulator zum hochgenauen Demodulieren eines Signals anzugeben, das nach einem der oben beschriebenen anderen PSK-Modemsystem PSK-moduliert ist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen Demodulator zum Demodulieren eines Signals anzugeben, das gemäß dem oben beschriebenen anderen PSK-Modemsystemen PSK-moduliert ist und der einen vereinfachten Aufbau aufweist und bei der Herstellung keine Einstellung erfordert.
Die vorangehenden Aufgaben der Erfindung sind durch einen Demodulator gelöst worden, der enthält: einen Lischer, der empfängt: (1) ein Signal, das derart phasenmoduliert ist, das ein zeitlicher Mittelwert seiner Frequenzen gleich einer Trägerfrequenz derselben ist, und (2) ein Ausgangssignal eines Überlageroszillators variabler Frequenz; eine Signalwandlerschaltung, die ein Zwischenfrequenzsignal des Mischers einer Signalumwandlung unterwirft, um ein Rechteckwellensignal zu erhalten; einen Impulszähler zum Zählen jeder Periode des Rechteckenwellensignals, die das n-fache eines Zeitschlitzes eines digitalen Impulssignals ist (wobei n eine ganze Zahl oder ausreichend große Zahl, die ungleich einer ganzen Zahl ist); eine Subtraktionsschaltung zum Aufnehmen eines Zählergebnisses von dem Impulszähler, um ein Differenzsignal zwischen dem Zählergebnis und einer Bezugszahl n foT abzugeben (wobei fo die Bezugszwischenfrequenzbandträgerfrequenz und T der Zeitschlitz des Signals ist); einen digital-analog-(D/A)wandler zum Umwandeln des Differenzsignals von der Subtraktionsschaltung in ein Analogsignal, das dem Überlagereroszillator variabler Frequenz zugeführt wird; und einen Rückwandschaltung, die das Rechteckwellensignal aufnimmt und es in ein vorbestimmtes Digitalsignal rückwandelt.
Das oben beschriebene modulierte Signal, das derart phasenmoduliert ist, das der zeitliche Mittelwert der Frequenzen gleich der Trägerfrequenz ist, kann von der Art sein, die derart phasenmoduliert ist, das Bezugsphasenteile vorbestimmter Gesamtzeit am vorderen oder hinteren Teil eines Zeitschlitzes eines digitalen Impulssignals vorhanden sind, und der vorderen Hälfte des verbleibenden Teils des Zeitschlitzes dessen Phase in einer vorbestimmten Richtung in Übereinstimmung mit einem "Mark"- und "Space"- Zustände eines Sendesignals geändert wird, während in der hinteren Hälfte des verbleibenden Teils die so geänderte Phase auf einen Bezugswert rückgeführt wird- und wobei die Phase weiterhin in einer Richtung entgegengesetzt zu der vorbestimmten Richtung für den anderen Zustand geändert wird. Alternativ kann das modulierte Signal derart phasenmoduliert sein, daß die Bezugsphasenteile vorbestimmter Gesamtzeit am vorderen und/oder hinderten Teil eines Zeitschlitzes eines digitalen Impulssignals vorhanden sind, und in der vorderen Hälfte des verbleibenden Teils des Zeitschlitzes dessen Phase in einer bestimmten Richtung entsprechend einem der "Mark"- und "Space"- Zustände eines Sendesignals geändert wird, während in der hinteren Hälfte des verbleibenden Teils die so geänderte Phase auf einen Bezugswert rückgeführt wird, und wobei die Phase für den anderen Zustand auf den Bezugswert gehalten wird.
Die Rückwandelschaltung kann beispielsweise eine Phasendetektorschaltung sein, obgleich dies keine Einschränkung der Erfindung darstellt.
Die Zwischenfrequenz wird in ein Rechteckwellensignal umgewandelt, die Impulse werden für eine vorbestimmte Zeitdauer gezählt, und das Zählergebnis wird durch die Zählzeit geteilt. Die Trägerfrequenz des Zwischenfrequenzsignal kann daher durch Regelung des Überlageroszillators variabler Frequenz entsprechend dem Differenzsignal stabilisiert werden, das aus der Differenz zwischen dem Zählergebnis und der Bezugszahl erzeugt wird, anstatt das man einen analogarbeitenden Frequenzdetektor verwendet. Dementsprechend kann die Trägerfrequenz des Zwischenfrequenzsignals nur durch Einstellen der Bezugszahl stabilisiert werden. Ein Einstellvorgang, der im Falle eines analogarbeitenden Frequenzdetektors erforderlich ist, kann somit mit Hilfe der Erfindung vermieden werden.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Die obigen und andere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der Erfindung gehen aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung leicht hervor, die unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen gegeben wird.
Fig. 1 ist ein Schaltbild, das die wesentlichen Teile eines Beispiels eines Demodulators nach dieser Erfindung zeigt.
Fig. 2 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines Beispiels eines Modulationssignals, das mit dem Modulator demoduliert werden kann.
Fig. 3 ist ein Diagramm zur Beschreibung eines üblichen Verzögerungsdetektors.
Fig. 4 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs des gewöhnlichen Verzögerungsdetektors nach Fig. 3.
Fig. 5 und 6 sind Diagramme zur Erläuterung üblicher PSK-Modulationssysteme.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Ein Beispiel der Demodulation nach dieser Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen erläutert.
Fig. 2 zeigt Beispiele eines Modulationssignals, das zu demodulieren ist. In Fig. 2 (A) und (B) sind Bezugsphasenteile der Zeitlängen t1 und t2 jeweils vor und hinter einem Phasenänderungsteil eines Sendesignals vorhanden.
t1 + t2 = ΔT
wobei ΔT eine vorbestimmte Zeitdauer ist, die kürzer als ein Zeitschlitz T eines digitalen Signals ist. Im übrigen Teil des Zeitschlitzes wird im Falle von "Mark", wie in Fig. 2 (A) gezeigt, die Phase auf einen vorbestimmten Wert R (R = in Fig. 2) am Beginn des restlichen Teils geändert, und auf Null (O) am Ende geändert; und im Falle eines "Space", wie in Fig. 2 (B) wird die Phase in entgegengesetzter Richtung auf -R und 0 geändert.
Fig. 2 (C) und (D) zeigen den Fall, wo t1 = ΔT und t2 = 0. Die Phasenänderung im restlichen Teil des Zeitschlitzes ist die selbe wie im Falle der Fig. 2 (A) und (B).
Es sei angemerkt, daß die Phasencharakteristika der Fig. 2 (A) und (B) gleich denen nach den Fig. 2 (C) und (D) sind. Das heißt, die Phasencharakteristik wird unverändert gehalten, solange t&sub1; + t&sub2; = ΔT befriedigt ist, wie weiter später augenscheinlich wird. Daher wird nur das Signal der Fig. 2 (C) und (D) beschrieben, wobei die Verzögerungszeit R auf ΔT gesetzt ist.
Fig. 2 (C) zeigt ein "Mark"-Signal bei dem die Phase R(t) gleich R&sub0; ist 0 ≤ t < ΔT(R&sub0; = 0 in der Zeichnung),
R&sub0; + g(t - ΔT) mit ΔT ≤ t < ΔT + T'/2, und R&sub0; + g(t - t) mit ΔT + T'/2 ≤ t < T.
Fig. 2 (D) zeigt ein "Space"-Signal, bei dem die Phase R(t) gleich R&sub0; ist mit R ≤ t < ΔT, R&sub0; -g(t - ΔT) mit ΔT ≤ t < Δ T+T'/2, und R&sub0; -g(T - t) mit ΔT + T'/2 ≤ t < T.
In diesen Ausdrücken ist g(t) die Phasenänderungsfunktion und T'/2 ist die Zeit, die eine Hälfte (½) der Zeit des Teils ist, der nicht der Bezugsphasenteil ist.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das die wesentlichen Teile eines Beispiels eines Demodulators nach dieser Erfindung zeigt. In Fig. 1 wird ein Empfangssignal (das eine Winkelfrequenz Ω hat) eine Mischer 2 zugeführt, der ein Überlagerungsoszillatorsignal (einer Winkelfrequenz Ω) von einem Überlagerungsoszillator empfängt, nämlich ein spannungsgestörter Oszillator 1 (nachfolgend als "ein VCO" bezeichnet). Das Ausgangssignal des Mischers 2 wird über ein Bandpaßfilter 3 und einen Verstärker 4 einer Schnitt- Triggerschaltung 5 zugeführt, deren Ausgang einer Phasendetektorschaltung 6 zugeführt wird. Ein Teil des Ausgangssignals von der Schnitt-Triggerschaltung 5 wird über eine Torschaltung 7 einen Impulszähler 8 zugeführt, dessen Ausgang über eine Impulszählergebnisleseschaltung 9 und einen Impulszählergebnisspeicher 10 einer Subtraktionsschaltung 11 zugeführt wird. Das abgegebene Differenzsignal der Subtraktionsschaltung wird über einen D/A-(Digital/Analog-) Wandler 12 und Tiefpaßfilter 13 dem VCO 1 zugeführt. Ein Bezugsimpulssignal, das von einem Bezugsimpulszahlspeicher 10 zugeführt wird, gelangt ebenfalls an die Subtraktionsschaltung 11. Ein Vorsteuersignal entsprechend einer Zeitdauer, die ein ganzzahliges n-faches eines Zeitschlitzes eines digitalen Impulssignales ist, wird der Torschaltung 7 zugeführt. Ein Rücksitzsignal wird dem Impulszähler alle Zeitperiode zugeführt, die ein ganzzahliges n-faches des Zeitschlitzes des digitalen Impulssignals ist. Ein Lesestellersignal wird der Impulszählergebnisleseschaltung neu in Übereinstimmung mit dem, dem Impulszähler 8 zugeführten Rücksetzsignal zugeführt.
Der so aufgebaute Demodulator arbeitet wie folgt:
Im allgemeinen wird eine PSK-modulierte Welle, die die in Fig. 2 gezeigte Phasenvariationscharakteristik hat, durch den folgenden Ausdruck beschrieben:
e(t) = cos (Ωt + R(t)).
Die augenblickliche Winkelfrequenz der PSK-modulierten Welle ist:
ω(t) = d/dt {(Ωt + R(t)} = Ω + R'(t)
Im Falle eines "Mark"-Signals ist die augenblickliche Winkelfrequenz daher:
ω(t) = Ω für eine Zeitdauer, die durch 0 ≤ t < ΔT definiert ist;
ω(t) = Ω + g'(t - ΔAT) für eine Zeitdauer, die durch ΔT ≤ t < ΔT + T'/2 definiert ist; und
ω(t) = Ω - g'(T - t) für eine Zeitdauer, die durch ΔT + T'2/2 t < T definiert ist.
Im Falle eines "Spance"-Signals ist die augenblickliche Winkelfrequenz:
ω(t) = Ω für eine Zeitdauer, die durch 0 ≤ t < ΔT definiert ist;
ω(t) = Ω - g'(t - ΔT) für eine Zeitdauer, die durch ΔT + T*/2 ≤ t < T definiert ist.
Im Falle des "Mark"-Signals ist der Mittelwert der augenblicklichen Winkelfrequenzen in einem Zeitschlitz:
Im Falle des "Space"-Signals ist der Mittelwert der augenblicklichen Winkelfrequenzen in einem Zeitschlitz ebenfalls Ω.
Der zeitliche Mittelwert der augenblicklichen Winkelfrequenzen der PSK-modulierten Welle ist stets gleich der Winkelfrequenz Ω der Trägerwelle ohne Rücksicht auf den Inhalt des Signals. Dies ist einzigartig, weil der konventionellen PSK-modulierten Welle der zeitliche Mittelwert der augenblicklichen Winkelfrequenzen nicht stets gleich der Winkelfrequenz der Trägerwelle ist.
Es wird nun der Betrieb des Demodulators unter den oben beschriebenen Bedingungen beschrieben.
Ein PSK-Modulationssignal, das eine Trägerwinkelfrequenz von Ω S hat, wird mit einem Signal gemischt, das eine Trägerwinkelfrequenz von Ω L hat und vom VCO 1 beliefert wird, um ein Signal zu ergeben, daß eine Zwischenträgerwinkelfrequenz Ω hat. Das so erhaltene Signal wird dem Bandfilter 3 zugeführt, worauf Komponenten usw. daraus entfernt werden. Der Ausgang des Filters 3 wird vom Verstärker 4 auf einen vorbestimmten Pegel verstärkt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 4 wird von der Schnitt- Triggerschaltung 5 in ein Rechteckwellensignal umgewandelt, das der Phasendetektorschaltung 6 zugeführt wird, um die ursprünglichen digitalen Daten zu erhalten. Die Phasendetektorschaltung kann die in den Fig. 3 A, B und C dargestellte Verzögerungsdetektorschaltung sein.
Ein Teil des Ausgangssignals der Schnitt-Triggerschaltung wird über die Torschaltung 7 dem Impulszähler 8 zugeführt, so daß Impulse für eine vorbestimmte Zeitdauer gezählt werden. Der sich ergebende Zielwert wird von der Impulszählergebnisleseschaltung 9 gelesen und wird im Impulszählergebnisspeicher 10 gespeichert. Die Differenz zwischen dem im Speicher 10 gespeicherten Zählwert und der Bezugsimpulszahl vom Speicher 14 wird von der Subtraktionsschaltung 11 berechnet. Die Differenz wird vom D/A-Wandler 12 in analoge Daten umgewandelt, die dem Tiefpaßfilter 13 zugeführt werden, so daß der Digitalfehler geglättet wird. Der Ausgang des Filters 13 wird dem VCO 1 zugeführt, so daß als Folge die Schwingungsfrequenz des VCO so geregelt wird, daß die Differenz zwischen den zwei verglichen Zahlen Null (0) wird. Die vom Mischer 2 gelieferte Zwischenträgerwinkelfrequenz kann somit auf eine vorbestimmte Winkelfrequenz stabilisiert werden.
Die oben beschriebene Regelung kann wie folgt modifiziert werden: nach dem Lesen des Zählwertes des Impulszählers 8 wird der Inhalt desselben rückgesetzt, und die Torschaltung wird geöffnet. Dieser Vorgang wird wiederholt ausgeführt, so daß der Inhalt des Impulszählergebnisspeichers 10 bei jedem Vorgang erneuert, wodurch die Zwischenträgerwinkelfrequenz kontinuierlich stabilisiert wird.
Die PSK-modulierte Welle mit der so stabilisierten Zwischenträgerwinkelfrequenz wird der Phasendetektorschaltung 6 zugeführt. Die Phasenermittlung kann daher ohne der Verminderung des Wertes AT stabil ausgeführt werden.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform wird die Phasendetektion mit stabilisierter Zwischenträgerwinkelfrequenz ausgeführt. Die Größe AT kann daher auf einen relativ großen Wert gesetzt werden, und die von der Modulationswelle eingenommene Frequenzbandbreite kann vermindert werden. Außerdem ist es möglich, hochfrequente Komponenten in nachfolgenden Signalverarbeitungsstufen, beispielsweise Videostufen, nach der Demodulation zu vermeiden. Dies vergrößert die Gestaltungsfreiheit und verbessert die Wirtschaftlichkeit.
Da wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, digitale Schaltungen verwendet werden können, ist es möglich das gesamte System in Form einer integrierten Schaltung zu realisieren.
Wie aus der vorangehenden Beschreibung hervorgeht, wird bei der erfindungsgemäßen Demodulation nach Empfang des Signals, das derart phasenmoduliert worden ist, daß der zeitliche Mittelwert der Frequenzen gleich der Trägerfrequenz ist, das Empfangssignal mit dem Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators variabler Frequenz in einer digitalen Rückkopplungsschleife gemischt, um das Zwischenfrequenzsignal mit stabilisierter Zwischenträgerfrequenz zu erhalten. Das ursprüngliche Digitalsignal kann daher schnell und genau erhalten werden, ohne das es durch Triggerfrequenzschwankungen beeinträchtigt wird. Außerdem kann das Auftreten von Produktfehlern verhindert werden.
Diese Erfindung ist nicht auf die oben beschriebene Ausführungsform beschränkt. Die Erfindung kann ein Signal demodulieren, das derart phasenmoduliert worden ist, daß beispielsweise der Phasenänderungsteil geformt wird, wenn das Wendesignal in einem der "Mark"- und "Space"- Zustände befindet, und nur der Bezugsphasenteil gebildet wird, wenn sich das Signal im anderen Zustand befindet.

Claims

1. PSK-Demodulator, enthaltend:

einen Mischer (2), der erhält, ein Eingangssignal (Ωs), das mit einem Digitalsignal phasenmoduliert ist, und ein Ausgangssignal (ΩL) Überlagerungsoszillator (1) variabler Frequenz, gekennzeichnet durch:

eine Signalwandlerschaltung (5), die ein Zwischenfrequenzsignal des Mischers (2) in ein Rechteckwellensignal umwandelt;

einen Impulszähler (8), der die Impulse des Rechteckwellensignals für jede Zeitdauer zählt, die nfache eines Zeitschlitzes (T) des Digitalsignals ist;

eine Subtraktionsschaltung (11), die ein Zählergebnis vom Impulszähler (8) aufnimmt und die Differenz zwischen dem Zählergebnis und einer Bezugszahl bildet;

einen Digital/Analog-Wandler (12), der ein von der Subtraktionsschaltung (11) geliefertes Differenzsignal in ein Analogsignal umwandelt, daß dem Überlagerungsoszillator (1) variabler Frequenz zugeführt wird;

eine Einrichtung (6), die das Rechteckwellensignal aufnimmt und daraus ein Signal bildet, das für das Digitalsignal represantiv ist, wobei letzteres dazu eingerichtet ist, das Eingangssignal (Ωs) derart phasenzumodulieren, daß ein zeitlicher Mittelwert seiner Frequenz gleich einer Trägerfrequenz derselben ist.

2. PSK-Demodulator nach Anspruch 1, bei dem n eine ganze Zahl ist.

3. PSK-Demodulator nach Anspruch 1, bei dem n eine ausreichend große Zahl ungleich einer ganzen Zahl ist.

4. PSK-Demodulator nach Anspruch 1, bei dem die Einrichtung zum Aufnehmen und Abgeben ein Phasendetektor 6 ist.

5. PSK-Demodulator nach Anspruch 4, bei dem der Phasendetektor 6 eine Einrichtung (22) zum vergleichen der Rechteckwellensignals von der Wandlerschaltung (5) mit einer verzögerten Version (um 21) des Rechteckwellensignals enthält, um das das Digitalsignal repräsentierende Signal zu erzeugen.

6. PSK-Demodulator nach Anspruch 1, bei dem das Signal, das so phasenmoduliert ist, daß ein zeitlicher Mittelwert seiner Frequenzen gleich einer Trägerfrequenz ist, ein Signal ist, das derart phasenmoduliert ist, daß:

Bezugsphasenteile, deren Gesamtzeit ein vorbestimmter Wert (t&sub1;+t&sub2;) nicht, werden am vorderen/oder hinteren Teil ein-es Zeitschlitzes (T) eines digitalen Impulssignals vorgesehen, und in der vorderen Hälfte des verbleibenden Teils des genannten Zeitschlitzes ((T) wird die Phase des modulierten Signals in einer vorbestimmten Richtung in Übereinstimmung mit einem der "Mark"- und "Space"-Zustände eines Sendesignals geändert, während in der hinteren Hälfte des verbleibenden Teils die so geänderte Phase auf einen Bezugswert (0) rückgeführt wird, und weiter in einer Richtung entgegengesetzt zu der vorbestimmten Richtung in Übereinstimmung mit dem anderen Zustand des Sendesignals geändert wird.

7. PSK-Demodulator nach Anspruch 1, bei dem das Signal, das so phasenmoduliert ist, daß ein zeitlicher Mittelwert seiner Frequenzen gleich einer Trägerfrequenz ist, ein Signal ist, das derart phasenmoduliert ist, daß:

Bezugsphasenteile, deren Gesamtzeit ein vorbestimmter Wert (t&sub1;+t&sub2;) ist, werden am vorderen/oder hinteren Teils eines Zeitschlitzes (T) eines digitalen Impulssignals vorgesehen und in der vorderen Hälfte des verbleibenden Teils dieses Zeitschlitzes (T) wird die Phase des modulierten Signals in einer vorbestimmten Richtung in Übereinstimmung mit einem "Mark" und "Space" -Zustände eines Sendesignals geändert, während in der hinteren Hälfte des verbleibenden Teils die so geänderte Phase auf einen Bezugswert (0) rückgeführt wird, und diese Phase auf den Bezugswert (0) in Übereinstimmung mit dem anderen Zustand des Sendesignals verbleibt.