DE3780597T2 - Verfahren und schaltung zur linearisierung der uebertragungsfunktion eines vierpols mit numerischen korrekturproben, insbesondere eines nf-vierpols mit asymmetrischer uebertragungsfunktion. - Google Patents

Description

• Die Erfindung hat zum Zweck, eine Vorrichtung zu liefern, die eine Linearisation der Amplituden-Übertragungsfunktion eines beliebigen Vierpols durch Korrektur des Eingangssignals oder des Ausgangssignals des Vierpols gestattet, auf der Basis eines numerischen Samplings der echten Übertragungsfunktion des Vierpols.
• Die Erfindung hat insbesondere zum Zweck, eine Vorrichtung zur Linearisation der Übertragungsfunktion von Vierpolen an einer asymmetrischen Kurve im Niederfrequenzbereich zu liefern.
• Die sehr große Nicht-Linearität bestimmter elektronischer Komponenten (Fotoemissionsdioden z. B.) grenzt deren Nutzdynamik beträchtlich ein.
• Beispielsweise weist eine Fotoemissionsdiode, deren maximal zulässige Auslenkung 50 mA beträgt, eine Nutzdynamik Dnc (Fig. 2) von 4 mA bei einer Verzerrungsdämpfung von 0,3% (50 dB) auf. In diesem Fall sind nur 10% der Dynamik nutzbar. Wenn man die Reaktion dieser Diode bis auf eine Amplitude linearisieren könnte, die der Stufe der Dissipation entspricht, könnte man, vorkommendenfalls, die Dynamik um 20 dB vergrößern (Dc-Dnc).
• Es sind schon verschiedene Systeme bekannt, die zum Linearisieren von Vierpolen verwendet werden.
• Beispielsweise präsentieren K. Asatani und T. Kimura in dem Artikel "Linearization of LED non Linerarity by Predistorsions", (auf französisch: lin arisation par pr distorsions de diodes LED non lin aires), erschienen in der Zeitschrift IEEE, VOL. ED-25, Nr. 2, Februar 1978, die Charakteristika und Nachteile einiger dieser auf LED-Dioden angewendeten Linearisationsmethoden. Diese können in vier große Prinzipien eingruppiert werden:
• - die Vorverzerrung;
• - die diversen Gegenkopplungen (Eingang, Ausgang . . . );
• - die komplementäre Verzerrung;
• - der Winkelmaßmodulation.
• Im Falle der Vorverzerrung empfehlen die Verfasser, die Abweichungen im Verstärkungsgrad und in der Phase einer LED in bezug auf eine Ideal-Lineare-Reaktion mittels einer schritthaltenden logischen Kompensationsschaltung die stromaufwärts von der LED angebracht ist, zu korrigieren, wobei diese Kompensationsschaltung Gruppen von Widerständen umfaßt, die wahlweise innerhalb und außerhalb der Schaltung mit Regeldioden geschaltet sind. Die Widerstandswerte und die Auslöseschwellen der Regeldioden werden in Abhängigkeit von einem Diagramm ausgewählt, das aus der Übertragungsfunktion der zu linearisierenden LED vorher erstellt worden ist.
• Folglich weist dieser Schaltungstyp den Nachteil auf, mit der Multiplikation der Dioden und der Stellwiderstände ungenau und nicht mit allen Adaptionsfähigkeiten an die Entwicklung der Übertragungsfunktion versehen zu sein, für den Fall, daß es sich um eine verdrahtete Schaltung handelt.
• Gleichermaßen kennt man das Verfahren der negativen Gegenkopplung, das eine Gegenkopplungsschleife einschaltet, deren Verstärkungsfaktor und Linearität den Wirkungsgrad bei der Kompensation von Verzerrungen konditioniert. Daher liefert diese Technik nur eine angenäherte Kompensation.
• Andere Methoden der Gegenkopplung beziehen die Verwendung eines zweiten, den Haupt-Vierpol ergänzenden Vierpols ein, z. B. eine zweite LED im oben ausgeführten Fall, wobei der ergänzende Vierpol im nachhinein ein Vorverzerrungs- oder Korrektursignal erzeugt. Diese Verfahren korrigieren hier nur noch in einem gewissen Maße und sind nicht selbsttätig einstellend.
• Das Linearisationsverfahren durch Winkelmaßmodulation bezieht das Anordnen von zwei Vierpolen gleicher Eigenschaften ein, aber nur wenn man die harmonischen Verzerrungen der zweiten und dritten Ordnung gleichzeitig kompensieren möchte.
• Andere Systeme sind gleichermaßen ausgearbeitet worden, um analoge Meßgrößenumformer zu linearisieren, sie schalten aber im allgemeinen analoge Vorgänge ein. Es scheint ferner, daß Multiplexer mit dem gleichen Ziel verwendet worden sind.
• - Aufgrund dieser Lage bieten alle beschriebenen Systeme im allgemeinen genügende Leistungen, jedoch von begrenzter Präzision. Sie sind meistens mit der Montage verbunden und lassen, mit Ausnahme der Vorverzerrung, keine nachfolgende Korrektur zu. Sie sind ferner an eine bestimmte elektronische Komponente angepaßt und passen sich weder an den Zeitverlauf der Übertragungsfunktion der Komponente noch verstärkt an andere Komponenten an.
• Man kennt gleichermaßen ein Linearisationssystem durch Vorverzerrung von einem ultrahochfrequenten Amplituden- und Phasenverstärker mittels einer numerischen Sampling-Technik ("Design and performance of microwave predistortion neworks using digital circuits" HORN et al., in PROCEEDINGS OF THE 14TH EUROPEAN MICROWAVE CONFERENCE 10.-13. September 1984, Lüttich, Belgien, Seiten 549-554).
• Dieser Artikel verbreitet ein Linearisationsprinzip von Ultrahochfrequenz-Verstärkern des T.O.P.-Typs oder des GaAs FET-Typs mittels einem FI-Vorverzerrungssystem.
• Man kennt gleichermaßen ein Vorverzerrungssystem für einen Ultrahochfrequenz-Verstärker, das dazu bestimmt ist, Abweichungen vom thermischen Ursprung zu korrigieren, wie im Artikel "Temprature controlled predistortion circuits for 64 QAM microwave power amplifiers" NANNICINI et al. in 1985 IEEE-MTT-S INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM DIGEST, 4.-6. Juni 1985, St. Louis, Missouri, Seiten 99-102, beschrieben.
• In einem der in diesem Dokument vorgestellten Ausführungsformen (Seite 101; Fig. 7) wird das von einem Temperaturmeßfühler ausgegebene Signal vor der Steuerung einer Vorverzerrungsschaltung mittels einer Steuerlogik digitalisiert.
• Diese Vorverzerrungssysteme sind nicht auf die Linearisation von Vierpolen im Niederfrequenzbereich anwendbar, wie die Audioverstärker, Dioden und Transistoren, die Meßfühler u. a. im Audiofrequenzbereich
• Ferner benötigt die Linearisation durch numerisches Sampling spezifische Anpassungen im Fall der Elemente mit asymmetrischer Übertragungskurve, wie den sensitometrischen Kurven, den Kurven der Fotoemissionsdioden, etc . . . . Schließlich umfaßt das Verfahren zur Durchführung des Systems der selbsttätig einstellenden Linearisation nicht die gleichen Konzepte für Hochfrequenzen und Niederfrequenzen.
• Folglich ist die Aufgabe der Erfindung, die diversen Nachteile der existierenden Vorrichtungen zu beheben, mittels einer selbsttätig einstellenden Vorrichtung zur Linearisation der Amplituden-Übertragungsfunktion eines beliebigen Vierpols, mit der eine Korrektur in gewünschter Präzision ausführbar ist und die komplex und preiswert herstellbar ist.
• Ein ergänzendes Ziel der Erfindung ist, eine solche Vorrichtung zu schaffen, die der Entwicklung der Übertragungsfunktion eines gegebenen Vierpols folgt, wenn dieser Vierpol in Funktion ist, um den Linearisationsvorgang an die Modifikationen seines Verhaltens, z. B. infolge der Alterung oder der thermischen Einflüsse, anzupassen.
• Die Erfindung hat gleichermaßen das zusätzliche Ziel, nicht nur die Linearisation elektronischer Komponenten sondern ebenso die Gestaltung ihrer Übertragungsfunktion an einem beliebigen Idealmodell bedarfsabhängig auszuführen.
• Schließlich hat die Erfindung auch zum Ziel, eine Linearisation von Vierpolen an einer asymmetrischen Kurve im Niederfrequenzbereich durch numerisches Sampling zu gestatten, vorhandenenfalls mit einer Regeneration der numerischen Korrektur-Sampling-Werte.
• Diese Aufgaben sowie andere, die durch das folgende ersichtlich werden, werden mit Hilfe einer selbsttätig einstellenden Vorrichtung zum Linearisieren der Übertragungsfunktion eines Vierpols gelöst, wobei der Vierpol ein erstes Ausgangssignal in Abhängigkeit eines ersten Eingangssignals gemäß bekannter Charakteristiken der Amplitudenkennlinie liefert, welche Vorrichtung eine Analog-Digital-Wandlereinrichtung zum Digitalisieren des ersten Ausgangssignals eine Speichereinrichtung für Korrekturkoeffizienten der Amplitudenkennlinien-Charakteristika des Vierpols, die durch die Digitalisiereinrichtung adressierbar ist, eine Korrektureinrichtung für das erste Ausgangssignal umfaßt, die durch die Speichereinrichtung gesteuert ist, um Linearitätsabweichungen des Vierpols zu kompensieren,
• sich dadurch auszeichnend, daß die Vorrichtung weiterhin umfaßt
• - eine Generatoreinrichtung für numerische Sampling-Werte;
• - eine auf die Generatoreinrichtung ansprechende Digital/Analog-Wandlereinrichtung zur Erzeugung eines zweiten Eingangssignals;
• - eine auf die Generatoreinrichtung ansprechende Selektionseinrichtung für analoge Signale zur Abgabe eines der beiden Eingangssignale an den Vierpol und zur Übertragung eines zweiten Ausgangssignals vom Vierpol zu der Analog/Digital-Wandlereinrichtung, wenn das zweite Eingangssignal an den Vierpol abgegeben worden ist;
• - eine Steuer- und Recheneinrichtung, die mit der Speichereinrichtung, der Analog/Digital-Wandlereinrichtung und der Generatoreinrichtung für numerische Sampling-Werte verbunden ist, um der Speichereinrichtung die neuen Korrekturkoeffizienten zuzuführen, wobei die neuen Korrekturkoeffizienten aus den numerischen Sampling-Werten und dem digitalisierten zweiten Ausgangssignal berechnet worden sind.
• Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden aus der Lektüre der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten und nicht begrenzten Ausführungsformen der Erfindung und der beigefügten Zeichnungen sichtbar. Es zeigen:
• Fig. 1 ein schematisches Schaltbild, das ein Linearisationsverfahren mit Festspeicher wiedergibt;
• Fig. 2 eine grafische Darstellung der Zunahme der von einem Vierpol nutzbaren Dynamik durch Verwendung eines Linearisationsverfahrens;
• Fig. 3 eine besondere Ausführungsform einer Linearisationsschaltung gemäß der Erfindung;
• Fig. 4 ein Schema einer Schaltung zur Digitalisierung der Übertragungsfunktion eines Vierpols, die die Speicherung der Übertragungsfunktion auf einer Festplatte zuläßt, die daraufhin in dem Linearisationsverfahren gemäß der Erfindung verwendbar ist;
• Fig. 5 ein Schema einer Ausführungsform der Erfindung, in der die Linearisationsschaltung gemäß der Erfindung mit einer Schaltung zur Digitalisierung der echten Übertragungsfunktion vor einer Korrektur des zu linearisierenden Vierpols zusammenarbeitet, wodurch der Vierpol augenblicklich geschaltet werden kann;
• Fig. 6 eine deutlicher ausgearbeitete Version der Schaltung aus Fig. 5, in welcher dem Schritt der Digitalisierung der Übertragungsfunktion des Vierpols ein Schritt zur Feststellung von dessen Funktionsbereich vorangestellt ist;
• Fig. 7 ein Schema des Linearisationsverfahrens aus Fig. 1, das durch Kompensationsmittel für die Temperaturabweichung des Vierpols vervollständigt ist;
• Fign. 8a-8b eine Linearisationsschaltung eines polarisierten Optokopplers mit numerischer (Fig. 8a) und analoger (Fig. 8b) Repolarisation;
• Fig. 9 eine Linearisationsschaltung für einen Optokoppler gemäß der Erfindung mit numerischer Repolarisation, in einer selbsttätig einstellenden Version;
• Fig. 10 ein Flußdiagramm, das die Arbeitsweise der Schaltung aus Fig. 9 darstellt;
• Fig. 11 eine Ausführungsform, die für den durch die Schaltungen der Fig. 8a, 8b linearisierten Optokoppler kennzeichnend ist.
• Fig. 1 schematisiert eine Ausführungsform des Verfahrens und eine Linearisationsschaltung der Übertragungsfunktion eines Vierpols 10 mittels einer Korrekturschaltung 11, die stromabwärts des zu linearisierenden Vierpols 10 in Reihe geschaltet ist.
• Die Korrekturschaltung 11 wird aus einer Korrektureinrichtung 12 für das Ausgangssignal Y des Vierpols 10, vorkommendenfalls der Multiplikatoreinrichtung 12, gebildet. Die Multiplikatoreinrichtung 12 wird durch eine numerische Steuerschaltung geregelt, die einerseits eine Leitung 13 zur Abnahme des analogen Ausgangssignals Y des Vierpols 10, andererseits einen Analog/Digital-Wandler 14 für ein Sampling dieses Ausgangssignals und schließlich einen Festspeicher 15 umfaßt, dessen Eingangsadressen durch die von dem Wandler 14 ausgegebenen digitalisierten Sampling-Werte Yn so gesteuert werden, daß sie an die numerischen Eingänge des Multiplikators 12 mittels Steuer-Sampling-Werte Cn angreifen.
• Folglich wird für jeden Pegel des Ausgangssignals Y des Vierpols 10 durch die Korrekturschaltung 11 ein Steuer-Sampling-Wert Cn erzeugt, um den Verstärkungsfaktor für die Multiplikatoreinrichtung 12 zu steuern, der benötigt wird, um die Momentanverzerrung der Amplitude des Vierpols zu kompensieren.
• Die Beschreibung, die folgt, hat zum Ziel, mehrere realisierbare Versionen der Erfindung vorzustellen.
• Die nachfolgenden Punkte werden weiter und genauer angesprochen:
• - theoretischer Funktionszustand der Ausführungsform aus Fig. 1, eine Version der Linearisation durch Korrektur des Ausgangssignals Y des Vierpols 10 betreffend;
• - kurze Beschreibung der Version der Linearisation durch Korrektur des Eingangssignals;
• - Anwendungsbereich der Ausführungsform aus Fig. 1;
• - Ausdehnung der Ausführungsform aus Fig. 1 auf die Einrichtung zum ergänzenden Berechnen der Temperaturabweichungen, mit Bezug auf Fig. 7;
• - Ausdehnung der Ausführungsform aus Fig. 1 auf eine Verwendung der Erfindung in Schnellfunktion, in Verbindung mit einer detaillierten Beschreibung ihrer praktischen Durchführung in der Schaltung aus Fig. 3;
• - Ausdehnung der Ausführungsform aus Fig. 1 auf ein Verfahren und eine Schaltung, die die Digitalisierung der Übertragungsfunktion des zu linearisierenden Vierpols beinhaltet, mit Unterbrechungen im Ablauf des Linearisationsvorganges für das Hauptsignal. Die Beschreibung dieser Versionen, die den Figuren 5 und 6 entsprechen, folgt nach der Beschreibung der bevorzugten Digitalisierungsschaltung aus Fig. 4;
• - Verwendung der Erfindung zur Linearisation eines polarisierten Optokopplers im Niederfrequenzbereich.
• Es ist gut zu erkennen, daß das Funktionsprinzip des Verfahrens für die Linearisationsschaltung der Erfindung, mehr oder weniger direkt den Versionen entsprechend, um die Nutzung des Speichers 15 zum Speichern der Übertragungsfunktion des zu linearisierenden Vierpols in numerischer Form herum aufgebaut ist. Das hat zur Folge, daß dieser Speicher, der mehr oder weniger direkt den Versionen entsprechend geladen ist, über Korrektureinrichtungen (Multiplikatoreinrichtung 12) für das Ausgangssignal Y des Vierpols (oder möglicherweise das Eingangssignal X) die Steuer-Sampling-Werte Cn aus den Sampling-Werten Yn (bzw. Xn) liefert, die für das den Vierpol 10 durchquerende Hauptsignal repräsentativ sind.
• Genauer gesagt, kann man in nicht abschließender Form zwei Prinzipien der Verwirklichung dieses Speichers 15 unterscheiden. Diese zwei Prinzipien stehen in bezug zu dem Digitalisierungsverfahren der Übertragungsfunktion eines beliebigen Vierpols, so wie es im weiteren anhand von Fig. 4 im einzelnen dargelegt wird. Das Hauptfunktionsprinzip der Digitalisierungsschaltung besteht darin, Sampling-Wertepaare (Xn, Yn) zu erzeugen, mit Werten, die dem Eingang und dem Ausgang des Vierpols (Strom oder Spannung) entsprechen, deren Sequenz eine um so genauere Wiedergabe der Übertragungsfunktion liefert, wie die Auflösung und die Frequenz des Digital-Samplings erhöht werden und der geprüfte dynamische Bereich des Vierpols reduziert wird. Folglich sind zum Auswerten der Sequenz der Wertepaare (Xn, Yn) die zwei folgenden, nicht beschränkten Prinzipien möglich:
• - der Speicher 15 der Linearisationsschaltung aus Fig. 1 wird im nachhinein mit Wertepaaren (Yn, Cn) oder (Xn, Cn), im Fall einer Korrektur des Eingangssignals, nach Berechnung der Sampling-Werte Cn per Hand oder maschinell geladen. Die Berechnung der Korrektur-Sampling-Werte hängt natürlich einerseits von den Charakteristika der Korrektureinrichtungen (Multiplikatoreinrichtung 12) und andererseits von der optimalen Steigung ab, die für die Übertragungsfunktion des Vierpols gewählt wird.
• - eine zweite Lösung besteht darin, den geladenen Speicher in der Digitalisierungsschaltung aus Fig. 3 so zu verwenden, wie er ist und nur die Sequenz der Wertpaare (Xn, Yn) auf zunehmen. In diesem Fall muß die Korrekturschaltung 11 einen Prozessor zur Auswertung der Wertepaare (Xn, Yn) umfassen, um durch Berechnung die Koeffizienten Cn zu erzeugen.
• Es sei angemerkt, daß das zweite Verwirklichungsprinzip des Speichers 15 einer sehr universellen Erweiterung der Korrekturschaltung 11 aus Fig. 1 entspricht, die aufgrund ihrer Kapazität mit praktisch jedem Vierpol 10 funktioniert. Folglich wird der Wechsel eines Vierpols durch den einfachen Austausch der PROM 15 mit einem neuen PROM der mit der neuen Sequenz (Xn, Yn), dem neuen Vierpol entsprechend, geladen ist, welche so wie sie ist, direkt mit Hilfe der Schaltung aus Fig. 3 erhalten wird. Dagegen wird die Erzeugung der Steuer-Sampling Werte Cn dann durch einen Prozessor erhalten anstatt durch eine Korrekturschaltung 11 und speziell in Abhängigkeit von den (unveränderten) Charakteristika der Multiplikatoreinrichtung 12 programmiert.
• Es sei gleichermaßen angemerkt, daß vorzugsweise die Referenzsteigung der Übertragungsfunktion nach einer Korrektur des Vierpols 10 die des "natürlicherweise" geraden Teilstücks ist, wie in Fig. 2 dargestellt wird. In diesem Fall erstreckt sich die Übertragungsfunktion 20 nach Korrektur in den Ast der "natürlichen" nichtkorrigierten Übertragungsfunktion 21. Man kann jedoch weitere Linearisationsprinzipien betrachten, in denen die Steigung der korrigierten Übertragungsfunktion der mittleren Steigung der nichtkorrigierten Übertragungsfunktion entspräche, was den Vorteil bringen kann, den maximalen Korrekturwert zu verringern. In einer weitergehenden Form, aber gleichermaßen in den Rahmen der Erfindung hineinpassend, ist es auch möglich, als ideale Übertragungsfunktion eine nichtlineare Übertragungsfunktion zu nehmen. In dem letzteren Fall könnten die Steuer-Sampling-Werte Cn in bezug auf ein Modell der Übertragungsfunktion, unabhängig von der nichtkorrigierten Übertragungsfunktion des Vierpols berechnet werden.
• Die theoretischen Funktionszustände der Schaltung aus Fig. 1 sind die nachfolgenden. Die Reaktion Y auf das Eingangssignal X des nichtlinearen Vierpols ist: Y = QX. Der Linearitätszustand an den Grenzen X , Z des mit der Korrekturschaltung 11 verbundenen Vierpols 10, drückt sich durch die Gleichung aus:
• Z = A·X (A ist eine Konstante).
• Um diesen Zustand zu verifizieren, kann der Verstärkungsfaktor M (Cn) der numerisch gesteuerten Multiplikatoreinrichtung mit der Formel ausgedrückt werden:
• M(Cn) = A·DELTA (t -nTe)/Q,
• wobei DELTA (t -nTe) einem Sampling der Periode Te des Steuersignals Cn durch eine Impulsfolge von Dirac entspricht.
• Die Samplingfrequenz fe = 1/Te des Steuersignals der Multiplikatoreinrichtung 12 muß so ausgewählt werden, daß sie zwei Grenzbedingungen genügt;
• - Das Shannon-Theorem muß eingehalten werden. Dieses Theorem drückt aus, daß die Samplingfrequenz zumindest zweimal höher als die stärkste Frequenz der zu beprobenden Signalkomponente sein muß. Diese Anforderung liefert die Untergrenze der Samplingfrequenz der numerischen Steuerschaltungen 14, 15 der Korrektureinrichtung 11 gemäß der Erfindung.
• - Die Samplingdauer muß ferner während der Anlaufzeit der Multiplikatoreinrichtung 12 länger sein, um die Berechnung von jedem Steuer-Sampling-Wert Cn durch die Multiplikatoreinrichtung zu gestatten. Diese zweite Bedingung bildet die obere Grenze der Samplingfrequenz.
• Wenn diese zwei Bedingungen eingehalten werden, und in der Praxis wird man vorzugsweise eine Samplingfrequenz wählen, die möglichst nahe dem Fehler in der Anlaufzeit der Multiplikatoreinrichtung 12 kommt, kann die Linearisation des Vierpols 10 mit aller gewollten Präzision erhalten werden, vorausgesetzt, daß eine zweckmäßige Auswahl in den Leistungen der Elemente 12, 14, 15 der Korrekturschaltung getroffen wird.
• Die kritischen Charakteristika dieser Elemente sind insbesondere das Auflösungsvermögen des Wandlers CAN 14, das Auflösungsvermögen der Multiplikatoreinrichtung 12 und der Bezug zwischen der Maximalfrequenz des Hauptsignals Y und der Samplingfrequenz.
• Das System erlaubt die Korrektur der Diskontinuitäten erster und zweiter Ordnung sowie der wichtigsten Steigungsvariationen der Übertragungsfunktion des Vierpols 10. Man muß jedoch wissen, je bedeutender die Steigungsvariation ist, desto schlechter ist die Korrekturgenauigkeit. Andererseits sei angemerkt, daß das Auflösungsvermögen des Wandlers 14 und der Multiplikatoreinrichtung 12 nicht in Abhängigkeit von der Eingangsdynamik sondern besser der der Ausgangsdynamik der Korrekturschaltung 11 gewählt werden muß.
• Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung entspricht einer Ausführungsform, in der der Vierpol 10 durch Korrektur seines Ausgangssignals Y linearisiert wird. Aber die Erfindung ist auch sehr gut auf die Linearisation eines Vierpols durch Korrektur seines Eingangssignals anzuwenden. Diese Lösung ist besonders in dem Fall vernünftig, in dem ein Vierpol einen starken Verstärkungsfaktor aufweist, um dadurch die Sättigung zu vermeiden.
• Diese Ausführungsform ist jedoch in dem im folgenden mit Bezug auf die Fig. 5 und 6 erläuterten Fall weniger vorteilhaft, wo die Berechnung der Steuerkoeffizienten Cn der Multiplikatoreinrichtung 12 im Ablauf eines Prozesses durch eine momentan auf den Vierpol geschaltete Digitalisierungsschaltung ausgeführt wird. Folglich ist es dann notwendig, nicht nur die Verarbeitungszeit für die Koeffizienten Cn sondern ebenso die Übertragungszeit des Vierpols zu kompensieren, was eine bedeutende Beanspruchung für die analoge Verzögerungsleitung des Hauptsignals vor der Korrektur erzeugt.
• Der Anwendungsbereich der Schaltung aus Fig. 1 ist relativ breit. Folglich kann die Korrekturschaltung 11 aus vier Typen bestehen, und zwar:
• - Spannung-Spannung;
• - Spannung-Strom;
• - Strom-Spannung;
• - Strom-Strom.
• Die Korrekturschaltung 11 aus Fig. 1 funktioniert direkt nach dem Prinzip Spannung-Spannung, wenn die Korrektureinrichtungen aus der Multiplikatoreinrichtung 12 gebildet werden. Die drei anderen Versionen werden mittels eines Verstärker-Adapter ausgeführt, der im Ausgang der Multiplikatoreinrichtung 12 (Korrektur Spannung-Strom) oder im Eingang der Multiplikatoreinrichtung (Strom-Spannung; Strom-Strom) eingebaut ist.
• Mittels der Hinzufügung dieser Verstärker kann, wenn notwendig, die Korrekturschaltung aus Fig. 1 als solche für langsame Anwendungen verwendet werden, insbesondere entsprechend der Linearisation instrumentaler Funktionen, welche Thermokoppler, langsame Meßfühler oder Äquivalente verwenden. Es ist jedoch wünschenswert, den Ausgang Z der Schaltung zu filtern, um die Kommutationsstörungen ("glitches") zu unterdrücken.
• Im Fall der Anwendung auf schnelle Schaltungen dagegen, die man in Verbindung mit Fig. 3 betrachten würde, ist es notwendig, an diese Grundversion der Fig. 1 Filter und einen Samplingkopf anzulegen.
• Ein Prototyp der Schaltung aus Fig. 1 ist ausgeführt worden, um dieses System auf die Linearisation eines elektronischen Kopplers anzuwenden und wird in Fig. 3 wiedergegeben. Das Ausführungsprinzip war das folgende.
• Man hat zuerst die laufende Übertragungsfunktion einer optoelektronischen Diode aufgenommen, die daraufhin gemäß einer Auflösung, die mit der des Wandlers 14 und der Multiplikatoreinrichtung 12 kompatibel ist, beprobt und quantifiziert worden ist. Diese Digitalisierung der Übertragungsfunktion ist mittels der Vorrichtung, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist und die im folgenden detailliert beschrieben wird, ausgeführt worden. Die Übertragungsfunktion ist in Form einer Wertepaaresequenz (Xn, Yn) beprobt worden.
• Daraufhin hat man die Steuerkoeffizienten der Multiplikatoreinrichtung 12 aus den Wertepaaren (Xn, Yn) bestimmt, dann die Cn in den PROM 15 gesetzt. Die Berechnung dieser Koeffizienten kann manuell oder softwaremäßig ausgeführt werden.
• Die ausgeführte Schaltung umfaßte die folgenden Elemente:
• - eine Quadranten-Multiplikatoreinrichtung 12 mit einer Auflösung von 12 eb des Typs AD 7531;
• - eine Sampler-Sperre 41 des Typs MP 271, ANALOGIC®;
• - einen Wandler CAN 14 mit einer Auflösung von 14 eb (MP 2734 ANALOGIC®);
• - zwei Festspeicher 15 (Typ 2732 NEC®, TEXAS®, etc . . . . );
• - zwei logische Schaltungen 42, 43 (Typ 74LF 174 mit parallelem Ausgang);
• - einen Glättungsfilter, der am Ausgang der Multiplikatoreinrichtung angebracht ist, mit einer Unterdrückung von 12 db je Oktave im gedämpften Band.
• Die Sampler-Sperre 41 hat zum Ziel, die Präzision der Quantifikation an den hohen Frequenzen des nutzbaren Spektrums aufrechtzuerhalten.
• Der Glättungsfilter muß gleichzeitig die Kommutationsstörungen ("glitches") und die Selbsthaltungseffekte am Ausgang der Multiplikatoreinrichtung 12 unterdrücken.
• Die Funktionsweise dieses Aufbaus ist im wesentlichen wie folgt.
• Das Ausgangssignal Y des zu linearisierenden Vierpols wird gleich zuerst durch die Sampler-Sperre 41 behandelt, bevor es dem Wandler 14 zugeführt wird. Die durch den CAN 14 erzeugten digitalen Sampling-Werte werden über 12 eb B1 an B12 ausgegeben und über die logischen Steuerschaltungen 42, 43 an die Eingangsadressen der zwei PROM 15 geschickt. Die PROM 15 geben dann die Steuer-Sampling-Werte Cn der Multiplikatoreinrichtung 12 über 12 eb XB1 an XB12 ab. Die Multiplikatoreinrichtung 12 korrigiert dann das Ausgangssignal Y in Abhängigkeit dieser Steuer-Sampling-Werte, um die Linearitätsabweichungen des Vierpols zu kompensieren.
• Mit der Auflösung von 12 eb, die für diesen Prototyp gewählt worden ist, und einer Speichergröße der PROM von 4,096 Ko hat man den Linearitätsfehler eines Optokopplers auf einen geringeren Wert als 0,024% zurückgeführt. Die Maximalfrequenz des nutzbaren Spektrums des Hauptsignals betrug 20 kHz und die Sampling-Frequenz der Korrekturschaltung 80 kHz.
• Die Dynamik des Eingangsniveaus der Korrekturschaltung betrug +10 Volt für den auszuführenden optoelektronischen Isolator. Diese Dynamik entsprach einer Variation der Eingangsschaltung von 1,2 Volt bis 5 Volt, (anstatt einer Auslenkung von 0,1 V vor einer Korrektur) und folglich einer Vergrößerung der Dynamik von 31,6 dB.
• Folglich hat die Korrekturschaltung einen doppelten Gewinn zur Folge:
• - die Möglichkeit, den Isolator über einen größeren Dynamikbereich zu nutzen, mit der Beziehung Signal/Geräusch von 111,5 dB, wenn diese ursprünglich 80 dB betragen hat;
• - den Erhalt eines Linearitätsfehlers über den gesamten nutzbaren Dynamikbereich mit einem Wert unter 0,024%.
• Hinsichtlich des letzten Punktes ist die Leistung der Korrekturschaltung mit der Auflösung des Wandlers und der Multiplikatoreinrichtung gemäß nachstehender Tabelle verbunden: Tabelle 1 Maximaler Linearitätsfehler in Abhängigkeit von der Auflösung Auflösung (%) Linearitätsfehler Speicherkapazität der PROM (oktets)
• Die Figur betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Digitalisierung der Amplitude der Übertragungsfunktion eines Vierpols 34, die der Gegenstand einer verbundenen Patentanmeldung ist.
• In der wiedergegebenen Version umfaßt die Digitalisierungsvorrichtung eine Zentraleinheit 31, die über eine Verbindung V24 (Standardisierung CCITT) durch Sichtanzeige 32 gesteuert wird, einen Speicher 33, zur Speicherung von Programmen und Daten, und eine Schnittstellenkarte 35, 36 des Testvierpols 34 an dem einzigen Datenbus 30, um welchen die Vorrichtung herum aufgebaut ist. Sie umfaßt ferner eine Programmmierungskarte zur Ladung von Sampling-Werten der Übertragungsfunktion des Vierpols 34 auf den Festspeicher PROM.
• Diese Vorrichtung funktioniert wie folgt:
• - die Karte CPU 31 beprobt ein gemäß einem vorbestimmten Inkrement steigendes digitales Signal, das multiplext und in den Datenbus 30 eingeführt wird;
• - die Schnittstellen 35, 36 gewinnen das Steigungssignal wieder zurück und wandeln dieses als analoges Eingangssignal für den Vierpol 34 um, führen dann das dem Vierpol 34 entsprechende Ausgangssignal nach Digitalisation und Multiplexing in den Datenbus 30 zurück;
• - die Programmierungskarte 37 speichert dann die Sampling-Wertepaare Xn, Yn jeweils vom Eingang und vom Ausgang des Vierpols 34 in dem Speicher PROM.
• In vorteilhafter Weise sind die Auflösung, die Periode und der Sampling-Bereich des Eingangssignals Xn variabel und werden von der Verarbeitungseinheit 31 im Mikroprozessor gesteuert. Wenn die Charakteristika der verwendeten Bauelemente es zulassen, werden die Auflösung und die Sampling-Periode in Abhängigkeit von der Arbeitsgeschwindigkeit des Systems ausgewählt, um eine Aufnahme der Übertragungsfunktion des Vierpols 34 in Echtzeit zuzulassen.
• Der durch eine Programmierungsschaltung 37 geladene Speicher PROM kann unmittelbar in der Linearisationsschaltung aus Fig. 1 verwendet werden, wenn dieser mit einem Prozessor zur Berechnung der Steuer-Sampling-Werte Cn versehen ist. Im Gegensatz dazu muß der Speicher PROM vorher mit den Wertepaaren (Yn, Cn) oder (Xn, Cn) geladen werden, falls sich die erhaltene Wirkungsweise auf die in Fig. 1 dargestellte begrenzt.
• In diesem Fall kann die Berechnung der Sampling-Werte Cn mit Hilfe der Digitalisierungschaltung aus Fig. 4 ausgeführt werden, vorausgesetzt, daß z. B. die Zentraleinheit 31 fortlaufend programmiert wird.
• Die Fig. 5 und 6 geben zwei Ausführungsformen der Erfindung wieder, in denen eine Digitalisierungsschaltung des gleichen Typs wie dem aus Fig. 4 mit der Linearisationsschaltung des Vierpols verbunden ist, so daß periodisch eine Operation (sehr schnell) der (Re-) Digitalisierung der Übertragungsfunktion des Vierpols eingefügt wird,innerhalb desselben Hauptverfahrens, an dem der zu linearisierende Vierpol 10 teilnimmt.
• Das Prinzip der Wirkungsweise ist dann wie folgt.
• Die Hauptfunktionsschaltung des zu linearisierenden Vierpols 10 wird beispielsweise aus einem ersten Verstärker 51, dem Schaltglied 50, dem Vierpol 10, der Korrekturschaltung 11, die mit dem Speicher 15 zusammenarbeitet, und einem Ausgangsverstärker 52 gebildet.
• Das Schaltglied 50 gestattet, die Hauptschaltung zu öffnen und den Vierpol 10 auf einer Digitalisierungsschaltung für seine Übertragungsfunktion passieren zu lassen. Diese Digitalisierungsschaltung ist von dem in Fig. 4 wiedergegebenen Typ und umfaßt eine Gruppe von Wandlern 53, 54, und zwar einen Digital/Analog-Wandler 53 zur Speisung des Vierpols 10 mit analogen Sampling-Eingangswerten Xn und einen Analog/Digital-Wandler 54 zur Digitalisierung der Sampling-Ausgangswerte Yn des Vierpols 10; eine Schnittstellenkarte 36 für die Verbindung mit dem Bus 30; die Zentraleinheit 31 zur Erzeugung der Sampling-Werte Xn, und einen Schnellrechner 55 zum Laden des Speichers 15 mit den Steuer-Sampling-Werten Cn entsprechend jedem Ausgangswert Yn des Vierpols 10.
• Der Rechner 55 steuert gleichermaßen, falls vorhanden, die Funktion des Schaltglieds 50.
• Die Korrekturschaltung 11 ist z. B. von dem gleichen Typ wie dem aus Fig. 1, mit dem Unterschied, daß der Speicher 15 ein RAM ist, der gemeinsam mit der Digitalisierungsschaltung über die Leitung 56 benutzt wird.
• Man unterscheidet folglich zwei Phasen in Abhängigkeit von der Position des Schaltgliedes 50:
• - eine Meßphase, in der das Schaltglied sich in der in Fig. 5 wiedergegebenen Position befindet. Die Mikroprozessorkarte 31 erzeugt die Sampling-Werte Xn, die den Wandler CNA 53 speisen. Die analogen Sampling-Werte Yn vom Ausgang des Vierpols 10 speisen umgekehrt einen Wandler CAN, der die Sampling-Werte Yn liefert. Der Rechner 55 berechnet dann die Sampling-Werte Cn = A (Yn/Xn), die dann im RAM 15 gespeichert werden;
• - eine operative Phase, in der das Schaltglied 50 so positioniert ist, daß es die Hauptschaltung schließt. Die Funktionsweise stimmt mit dem in bezug auf Fig. 1 beschriebenen Prinzip überein.
• Nachdem man die Meßphase und die operative Phase gewechselt hat, kann man zwei Funktionsmodi unterscheiden.
• Im ersten Modus werden die Koeffizienten Cn', die der Gesamtdynamik des zu linearisierenden Vierpols entsprechen, zu Beginn eines periodisch nachfolgenden Prozesses berechnet; oder auch auf Abfrage. Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß die Unterbrechung des Hauptsignals während der Zeit zur Erfassung, zur Berechnung und zum Übertragen der Koeffizienten Cn auf den RAM 15 notwendig ist. Diese Unterbrechungen können sich auf eine Zeitdauer ausdehnen, die für die Berechnungen bei Hochauflösung relativ wichtig ist, z. B. wenn man 4096 Sampling-Werte mit 12 eb. Auflösung produzieren möchte.
• Eine Variante dieses Verfahrens besteht darin, das Hauptsignal zu beproben und dessen nutzbare Sampling-Werte mit den Sampling-Werten Xn, Yn der Digitalisierungsschaltung zu multiplexen, was die Kontinuität des Hauptsignals gewährleistet, wobei-es periodisch den RAM 15 der Korrekturschaltung 11 auffrischt.
• Diese Variante ist insbesondere für den Fall einer Korrektur in der Messung bei Hochauflösung interessant, wo keine Begrenzung der Zeitdauer für die Erfassung Xn, Yn vorgesehen ist. Sie setzt jedoch voraus, daß der Vierpol 10 eine Anlaufzeit aufweist, die ausreichend gering ist, daß die Durchgangszeit vom minimalen Wert zum maximalen Wert seiner Dynamik weniger als die Hälfte der gewählten Sampling-Periode darstellt.
• Die Variante ist daher für langsame Prozesse vorbehalten (industrielle Anwendungen), die aber einer großen Linearität bedürfen.
• - Der zweite Funktionsmodus dieser Vorrichtung entspricht Fig. 6. In diesem Ausführungsbeispiel liegt die Aufnahme der Übertragungsfunktion des Vierpols 10, die im Verlauf des Hauptprozesses ausgeführt wird, jedesmal nur auf dem momentanen Funktionsbereich des Vierpols.
• Aus diesem Grund ist die Schaltung aus Fig. 6 analog der aus Fig. 5, umfaßt aber darüber hinaus einen Detektor für den Funktionsbereich, der durch den Unterbrecher I&sub1; markiert ist und eine analoge Verzögerungsleitung 61, die der Korrekturschaltung 11 vorgeschaltet ist.
• Die Funktionsweise dieser Schaltung ist wie folgt.
• Zuerst wird die Detektion des Bereichs ausgeführt, indem der Unterbrecher I&sub1; auf den Verstärker 51 geschlossen wird, so daß der momentane Pegel des Hauptsignals durch den Prozessor 60 über den Wandler 54 erhalten wird. Der Mikro 60 betreibt dann eine Messung der unterschiedlichen Linearität über einen gegebenen Bereich um den detektierten Meßwert herum. Für dieses Vorgehen wird der Unterbrecher I&sub3; auf den Wandler 53 gekippt und die Unterbrecher I&sub1;, I&sub2; auf den Wandler 54, um so die Meßphase des Vierpols 10 herbeizuführen. Die Steuerkoeffizienten Cn werden dann über den vorstehend bestimmten Bereich berechnet.
• Die Unterbrecher I&sub2;, I&sub3; werden dann unter die Hauptschaltung gekippt, um den Hauptprozeß fortzusetzen.
• Diese Ausführungsform liefert den Vorteil, das Signal in Echtzeit zu korrigieren, ohne eine bedeutende Anlaufzeit zu benötigen. Es erlaubt zudem, eine so genaue Linearität zu erhalten, wie man möchte, wobei die Präzision um so größer ist, je kleiner der momentane Digitalisierungsbereich ist und folglich je größer die Anzahl der Bereiche ist. Gleichzeitig wird die Dauer der Erfassung und der Berechnung der Sampling-Meßwerte bei gleicher Auflösung reduziert, mit einer Verringerung, die mit der notwendigen Speicherkapazität der Korrekturschaltung übereinstimmt.
• Fig. 7 bezieht sich auf eine Version der Ausführungsform der Korrekturschaltung 11 aus Fig. 1, wo man ergänzende Kompensationseinrichtungen für die Temperaturabweichung hinzufügt, die geeignet sind, die Übertragungsfunktion des zu linearisierenden Vierpols 10 zu beeinflussen.
• Entsprechend dieser Schaltung fügt eine Additionsschaltung 70, die zwischen den Wandler 14 und den PROM 15 geschaltet ist, Korrektur-Sampling-Werte On den nichtkorrigierten Ausgangs-Sampling-Werten Yn des zu linearisierenden Vierpols 10 hinzu. Jeder Korrektur-Sampling-Wert On kann einzig und allein abhängig von der Temperaturabweichung sein, oder auch variabel in Abhängigkeit vom Wert jedes Sampling-Wertes Yn sein, gemäß dem Einfluß thermischer Veränderungen auf die Übertragungsfunktion des zu linearisierenden Vierpols und der nachgesuchten Kompensationsgenauigkeit.
• Es sei angemerkt, daß eine solche ergänzende Kompensationsvorrichtung für Temperaturabweichungen in den Ausführungsformen der Fig. 5 und 6 nicht von Nutzen ist, in denen die Wiederholung der Berechnung der Steuer-Sampling-Werte Cn in genügend kurzen Intervallen ausgeführt wird.
• Die Erfindung findet eine bevorzugte Verwendung bei der Linearisation von Vierpolen mit asymmetrischer Übertragungsfunktion im Niederfrequenzbereich.
• Beispielsweise beziehen sich die Fig. 8a, 8b, 9, 10 auf Linearisationsschaltungen eines Optokopplers des in Fig. 11 wiedergegebenen Typs.
• Diese Aufbauten sind insbesondere gut an die Behandlung von BF-Signalen angepaßt und erlauben, eine ausgezeichnete Genauigkeit bei dem Linearisationsvorgang zu erhalten, trotz der Probleme, die durch die Polarisation des Optokopplers und der asymmetrischen Form der Übertragungskurve auftritt.
• Die Emissionsdioden 111 der Optokoppler 110 (Fig. 11) sind insgesamt polarisiert. Der Polarisationsgrad wird vollständig durch die Empfangsdiode 112 übertragen, die manchmal Sättigungen hervorrufen kann. Daher wird im allgemeinen die Nullkomponente durch eine kapazitive Verbindung 80 unterdrückt.
• Das Vorhandensein dieses Kapazitätsgliedes 80 führt dazu, daß der Korrekturbereich eines Wertes in bezug auf den betreffenden Bereich dem Polarisationswert gleichgesetzt wird.
• Dieses wird durch das Vorhandensein einer spezifischen Repolarisationsschleife 82 neben der Schleife 81 der Ausgangssignale Y des Optokopplers 110 verwirklicht. Der Ast 81 liefert daher die numerischen Sampling-Werte Yn, die am Ausgang der Sampler-Sperre 83 und der Analog/Digital-Schaltung 84 erhalten werden. Von seiner Seite liefert der Ast 82 numerische Sampling-Werte Ynp, entsprechend der Vorspannung des Optokopplers 110.
• Die Sampling-Werte Yn und Ynp werden zwei Eingängen einer Additionsschaltung 86 zugeführt, die geladen ist, um den Speicher PROM 87, der die Mulitplikatoreinrichtung 88 steuert, zu adressieren.
• Die Polarisationsspannung POL wird ohne Verlust abgenommen, dann in dem Begrenzungsverstärker 89, den Verstärkungsfaktor des Optokopplers 110 anrechnend, verstärkt. Die Veränderung der Polarisationsspannung POL ist in bezug auf die maximale Auslenkung gering, wobei der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 89 auf dem Vierfachen des Verstärkungsfaktors des Optokopplers 110 gehalten wird. Das erlaubt, eine Analog/Digital-Umwandlungsschaltung 85 von größerer Dynamik zu verwenden (bei etwa 5 Volt, anstatt bei 1 Volt, wie sie sehr schwer zu finden ist). Die Teilung durch vier, die gestattet, daß der wahre Wert der numerischen Sampling-Werte Ynp am Ausgang des Wandlers 85 wieder hergestellt wird, wird mit der Einrichtung des Ausgangsbusses einfach durchgeführt, wobei die zwei geringstwertigen Bits eliminiert werden (Verschiebung der Bits Ynp nach links).
• In dieser Ausführungsform sind die Komponenten in vorteilhafter Weise wie folgt ausgebildet:
• - Optokoppler 110: 6N 135 HP
• - Begrenzungsverstärker 89 und Ausgangsverstärker 120: TL072
• - Sampling-Sperre 83: MP 260
• - Analog/Digital-Wandler 84, 85 : AD 572 (12 eb) bzw. AD 575 (10 eb)
• - Addiereinrichtung 86: 4 N74 283
• - Speicher PROM 87: 2732
• - Multiplikatoreinrichtung 88: AD 7535.
• Die Fig. 8b gibt eine Version der Linearisationsschaltung wieder, die der aus Fig. 8a entspricht, in welcher der Repolarisationsast 122 vollständig analog ist.
• In diesem Fall wird die Addition des analogen Ausgangssignals y des Optokopplers 110 mit der durch den Begrenzungsverstärker 126 verstärkten Polarisationsreferenz Yp durch eine einfache Konjunktion 123 ausgeführt. Das kombinierte analoge Signal wird dann beim Durchgang durch die Sampling-Sperre 124 und die analoge Schaltung 125 digitalisiert, bevor der Speicher PROM 87 zur Steuerung der Multiplikatoreinrichtung 88 adressiert wird.
• Die Durchführung der Berechnung der Polarisationsspannung in den Ästen 82, 122 der Schaltungen aus des Fig. 8a, 8b erlaubt, daß die Abweichung der Charakteristika des Optokopplers 110 in Abhängigkeit der Alterung und/oder der Temperatur kompensiert wird. Jedoch in dem Fall, in dem die Abweichung als schwach vorausgesetzt wird, ist diese Schleife nicht erforderlich, und es ist möglich, einen konstanten Wert hinzuzufügen, der aus den Sampling-Werten Yn geschätzt wird.
• Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform einer Linearisationsschaltung für polarisierte Optokoppler gemäß der Erfindung in einer selbsttätig einstellenden Version. Die Fig. 10 ist ein Ablaufdiagramm, das das Funktionsprinzip dieses Aufbaus wiedergibt.
• Die Aufgabe ist, von Moment zu Moment den Wert des Eingangssignals BF des Optokopplers 110 abzunehmen, um so durch einen Mikroprozessor 90 den Wert der Steuer-Sampling-Werte der Multiplikatoreinrichtung 88 zu berechnen, was die getreue Wiederherstellung des Signals BF am Eingang des Ausgangsverstärkers 120, so wie es am Eingang des Optokopplers 110 gewesen war, sicherstellt.
• Um dieses durchzuführen, umfaßt die Schaltung aus Fig. 9 ein Schaltglied 91, das den Eingang des Optokopplers 110 im Wechsel einerseits mit dem Signal BF (Position 1) und andererseits mit einem Signal des Typs "Steigung", das von dem Mikroprozessor 90 erzeugt wird (Position 2), verbindet.
• Man findet in dieser Schaltung aus Fig. 9 die zwei Äste 93 und 92 wieder, die jeweils der Erzeugung der Sampling-Werte Yn und Ynp entsprechen und bereits in den Schaltungen aus den Fig. 8a, 8b existieren. Ein zweites Schaltglied I&sub2; 94 erlaubt jedoch den Begrenzungsverstärker 95 wahlweise zu neutralisieren. In der Neutralisationsposition des Schaltglieds 94 liefert der Analog/Digital-Wandler 96 keinen Sampling-Wert Ynp mehr an den Ausgang, sondern dementgegen einen Sampling-Wert Xnp.
• Die Dämpfungsschaltungen 131, 132, 133 dienen als Schnittstelle zwischen dem Bus des Mikroprozessors 90 und dem Steuerbus der Multiplikatoreinrichtung 88 und den CAN 96, 98.
• Schließlich weist der Ast 134, der zuläßt, daß der Optokoppler 110 mit einem durch den Mikroprozessor 90 erzeugten Signal versorgt wird, wenn der Umschalter I&sub1; 91 in Position 2 ist, einen Digital/Analog-Wandler 135 auf, gefolgt von einer Komponente zur Störimpulsbeseitigung ("deglitching") 136.
• Man findet gleichermaßen eine Komponente zur Störimpulsbeseitigung 137 am Ausgang des Ausgangsverstärkers 120. Diese Komponenten zur Störimpulsbeseitigung haben den Vorteil, die Einschwingvorgänge von Signalen ohne Dämpfung zu unterdrücken (im Unterschied zu Glättungsfiltern).
• Man kann den Funktionsablauf der selbsttätig einstellenden Version der Linearisationsschaltung in drei aufeinanderfolgende Phasen unterteilen, so wie sie in Fig. 10 abgegrenzt sind:
• - die Phase A, die daraus besteht, einen Referenzsteigungswert (Cnp) für den Linearisationsvorgang zu bestimmen, wobei ein Referenzpunkt der Kurve einem Polarisationspunkt entspricht;
• - die Phase B, die daraus besteht, den fortlaufenden Wert des Ausgangssignals des Optokopplers abzunehmen, diesen dann mit einer Verschiebung zu digitalisieren, um eine Berechnung der Polarisation zu erhalten;
• - die Phase C, die daraus besteht, für den fortlaufenden Zustand Y des Signals den Korrektur-Sampling-Wert Cn zu berechnen, der am Ausgang der Multiplikatoreinrichtung 88 die Wiederherstellung eines Signals (x) gestattet, das mit dem Signal BF am Eingang des Optokopplers 110 identisch ist.
• Es versteht sich, daß das Funktionsprinzip in drei Phasen A, B, C nur anwendbar ist, wenn die Umschaltzeiten der Unterbrecher I&sub1;, I&sub2; (202, 204, 207, 210, 216) und besonders die Verarbeitungszeiten 206, 209, 211 bis 220, sehr viel geringer sind als die Variationszeiten des Signals x, y. Es kann in dieser Hinsicht erwähnt werden, daß keine Verzerrung in das Hauptsignal eingeführt wird, wenn die Zyklusanordnung (Phase A+B+C) in höchstens 1/10 der Periode des Hauptsignals ausgeführt wird.
• Diese Beschränkung ist mit den auf dem Markt gegenwärtig verfügbaren Komponenten auf die Signale BF absolut kompatibel.
• In Phase A bringt man, wenn der Zyklus aus Fig. 10 begonnen worden ist (201), den Unterbrecher I&sub1; 91 in Position (2) (Unterbrechungen des Eingangssignals BF in den Optokoppler 110) (202), und man bringt das Schaltglied I&sub2; 94 in Position (2) (Neutralisation des Begrenzungsverstärkers 95). Das erlaubt, einen Sampling-Wert Xnp 203 zu messen. Der Unterbrecher I&sub2; 94 wird dann in Position (1) umgeschaltet, um so einen Sampling-Wert Ynp 205 zu erhalten und dann den Referenz-Steigungswert Cnp 206 zu berechnen, der gespeichert wird, z. B. an einem Platz MR des RAM des Mikroprozessors 90.
• In Phase B wird das Schaltglied I&sub1; 91 augenblicklich in Position 1 zurückgestellt, um den laufenden Wert des Signals BF abzunehmen, so wie es am Ausgang des Optokopplers 110 (y) auftritt. Das analoge Signal y wird in einen numerischen Sampling-Wert Yn 208 umgewandelt, der zu dem vorher berechneten Sampling-Wert Ynp hinzuaddiert wird, und wird in einen Platz M1 des RAM des Mikroprozessors 90 (209) gesetzt.
• Die Phase C präsentiert drei Hauptäste 222, 223, 220 entsprechend den Fällen, in denen Yn > Ynp ist (der Sampling-Wert liegt oberhalb des Referenzpunktes auf der Übertragungskurve) (222), dem Fall, in dem Yn < Ynp ist (das fortlaufende Signal liegt unterhalb des Referenzpunktes) (223), und dem Fall, in dem Yn = Ynp ist (das fortlaufende Signal liegt genau auf dem Referenzpunkt) (220).
• In dem Ast 222, das heißt, wenn das laufende Signal über dem Referenzpunkt liegt, erzeugt der Mikroprozessor 90 eine Inkrementierung des Eingangssignals des Optokopplers 110 über den Ast 134 der Schaltung aus Fig. 9, um so den Wert des Eingangssignals BF x wiederzugewinnen, ohne dabei das Ausgangssignal y zu erzeugen. Wenn der Test 214 positiv verläuft, wird dann mit der Berechnung des Korrektur-Sampling-Wertes Cn (215) fortgefahren, der dann der Multiplikatoreinrichtung 88 zugeführt wird, um so das Ausgangssignal x der Multiplikatoreinrichtung 88 zurückzugeben.
• Im Gegensatz dazu dekrementiert der Mikroprozessor im Ast 223, wo das laufende Signal y sich unterhalb des Referenzpunktes (Polarisationspunkt) befindet, die umgewandelten und wahlweise bei 135, 136, 134 bis in den Optokoppler 110 geleiteten Sampling-Werte Xn, um so den Wert x des Eingangssignals zurückzuerlangen. Wenn das Signal x wiedererlangt worden ist, wird dann bei 215 der Korrektur-Sampling-Wert Cn berechnet.
• Schließlich ist, in dem Fall, in dem erkannt wird, daß das in Phase B abgenommene analoge Signal genau dem Referenzpunkt entspricht, der bei 220 berechnete Korrektur-Sampling-Wert Cn mit dem bei 206 berechneten Wert identisch.
• Aus diesem Grunde werden am Ende jedes Astes 222, 223, 220 die Verbindungsdämpfungen mit der Multiplikatoreinrichtung 88 aufgehoben und der Unterbrecher I&sub1; der Position (1) entfernt, um die Versorgung des Optokoppler 210 mit dem Signal BF wieder herzustellen.
• Die Anordnungen der Fig. 8a, 8b und 9 können einige Varianten aufweisen.
• So ist die Mulitplikatoreinrichtung 88 zur digitalen Steuerung aus Fig. 9 viel genauer als eine analoge Multiplikatoreinrichtung (0,006% SF für den AD 7536, im Gegensatz zu 0,5% FS für den AD 534).
• Jedoch kann man gemäß einer weiteren interessanten Einstellung die Multiplikatoreinrichtung durch eine logarithmische Multiplikatoreinrichtung ersetzen, die noch als digitales Dämpfungsglied bezeichnet wird, des Typs AD 7111-7115 oder 7118, in Abhängigkeit von der gewünschten Auflösung. Die Funktionsabläufe sind ähnlich den bereits beschriebenen. Nichtsdestoweniger wird aus Gründen der Simplizität die Version aus Fig. 8b zur analogen Repolarisation bevorzugt. Bei der Verwendung einer logarithmischen Multiplikatoreinrichtung braucht man gleichermaßen logarithmische Analog/Dialog-Wandler, und die Berechnungen der Sampling-Werte Cn werden sehr einfach:
• LOG Cn = LOG Xn-LOG Yn.
• Man könnte dann z. B. einen Schritt von 0,1 dB auswählen, um Xn im Falle des AD 7115 zu inkrementieren.
• Die Verwendungsmöglichkeiten der Erfindung sind sehr unterschiedlich.
• So findet die Erfindung ihre Anwendung bei der Korrektur der Nicht-Linearität von symmetrischen Übertragungskurven Verstärker der Klasse B oder C, Erstmagnetisierungskurven), oder bei asymmetrischen Kurven (einer sensitometrischen Kurve, PN-Übergängen, Dioden, Transistoren, LED-Dioden).
• Die Nicht-Linearität von LED-Dioden zwingt dazu, kleine Signale zu bearbeiten. Beispielsweise beträgt bei einem Optokoppler 6N 135 "Hewlett-Packard" (Firmenname) die maximal zulässige Auslenkung etwa 2 mA, während der nutzbare Teil der Kurve sich über 30 mA ausbreitet; in diesem Fall beträgt die Verzerrungsdämpfung 50 dB (0,3%) und der Störabstand 80 dB. Ein Beispiel des Optokopplers, der in Fig. 11 dargestellt ist, kann in der älteren Patentanmeldung 83 14920 vom 20.09.1983 wiedergefunden werden.
• Dank der beschriebenen Schaltungen, für die man ein Auflösungsvermögen der Komponenten von 12 eb ausgewählt hat (um den Umfang des PROM auf 4 Ko zu begrenzen), erhält man Dämpfungen nahe 70 dB Verzerrung und 102 dB Störung. Mit einem größeren Auflösungsvermögen und einer Verstärkung am Eingang des Optokopplers könnte man 80 dB Verzerrungsdämpfung und einen Störabstand nahe 120 dB erhalten.
• Es ist klar, daß die Erfindung, so wie sie für die Linearisation von Optokopplern beschrieben ist, sich auch auf die Linearisation anderer elektronischer Komponenten erstreckt, wie den Temperaturmeßfühlern, den Systemen zur Lichtstromübertragung in Abhängigkeit von einem angelegten elektrischen Feld (fotografische Aufzeichnung mittels einer Kerrzelle), oder auch den Glimmlampen (Lichtmodulatoren).
• Zusammengefaßt liefern das Verfahren und Schaltungsgegenstände der Erfindung Mittel zur Linearisation aller Vierpole, vorausgesetzt, daß ihre Übertragungsfunktion digitalisiert werden kann. Die dargestellten unterschiedlichen Versionen zeigen einige nichtbegrenzende Verwendungsmöglichkeiten der Erfindung und zeigen die zahlreichen Vorteile.
• Natürlich ist die Erfindung nicht auf die besonders beschriebene Ausführungsform beschränkt, noch auf den erwähnten Vierpoltyp. Als diesbezügliche Anzeichen stehen als weitere nichtbegrenzende Verwendungsbeispiele der Erfindung die Linearisation optischer Übertragungsschaltungen ohne Gegenkopplung oder auch die Linearisation von Meßfühlern unterschiedlicher physikalischer Parameter, wie dem Druck, der Temperatur, der Verdrängung, der Geschwindigkeit etc . . . .

Claims (6)

1. Selbsttätig einstellende Vorrichtung zum Linearisieren der Übertragungsfunktion eines Vierpols (10), wobei der Vierpol ein erstes Ausgangssignal in Abhängigkeit eines ersten Eingangssignals gemäß bekannter Charakteristiken der Amplitudenkennlinie liefert, welche Vorrichtung eine Analog/Digital-Wandlereinrichtung (54) zum Digitalisieren des ersten Ausgangssignals, eine Speichereinrichtung (60) für Korrekturkoeffizienten der Amplitudenkennlinien-Charakteristika des Vierpols, die durch die Digitalisiereinrichtung adressierbar ist, eine Korrektureinrichtung (11) für das erste Ausgangssignals umfaßt, die durch die Speichereinrichtung gesteuert ist, um Linearitätsabweichungen des Vierpols zu kompensieren, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung weiterhin umfaßt:

- eine Generatoreinrichtung (31; Fig. 6; Fig. 7) für numerische Sampling-Werte;

- eine auf die Generatoreinrichtung ansprechende Digital/Analog-Wandlereinrichtung 853) zur Erzeugung eines zweiten Eingangssignals;

- eine auf die Generatoreinrichtung ansprechende Selektionseinrichtung (50) für analoge Signale zur Abgabe eines der beiden Eingangssignale an den Vierpol und zur Übertragung eines zweiten Ausgangssignals vom Vierpol zu der Analog/Digital-Wandlereinrichtung, wenn das zweite Eingangssignal an den Vierpol abgegeben worden ist;

- eine Steuer- und Recheneinrichtung (55), die mit der Speichereinrichtung, der Analog/Digital-Wandlereinrichtung und der Generatoreinrichtung für numerische Sampling-Werte verbunden ist, um der Speichereinrichtung die neuen Korrekturkoeffizienten zuzuführen, wobei die neuen Korrekturkoeffizienten aus den numerischen Sampling-Werten und dem digitalisierten zweiten Ausgangssignal berechnet worden sind.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Generatoreinrichtung (31; Fig. 5) die numerischen Sampling-Werte periodisch liefert.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Selektionseinrichtung (50; Fig. 6) so ausgelegt ist, daß sie selektiv das erste Eingangssignal oder das erste Ausgangssignal an die Analog/Digital-Wandlereinrichtung (53) liefert, um eine Messung der differentiellen Linearität auszuführen.

4. Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 oder 2, wobei der Vierpol ein Optokoppler (110; Fig. 8a) ist, der einen ersten Eingang zum Empfang eines ersten, im wesentlichen niederfrequenten Eingangssignals und einen zweiten Eingang zum Empfang eines Polarisationssignals aufweist, wobei die Speichereinrichtung (87) unter anderem auf das Polarisationssignal anspricht.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Analog/Digital Wandlereinrichtung (125; Fig. 8b) die Konjunktion des ersten Eingangssignals und des Polarisationssignals digitalisiert.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, umfassend weiterhin eine Einrichtung (85; Fig. 8a) zur Digitalisierung des Vorspannungssignals und eine Einrichtung (86), die mit dem Ausgang der Digitalisiereinrichtung verbunden ist, um das erste digitalisierte Eingangssignal und das digitalisierte Polarisationssignal zu addieren.