DE3726743A1

DE3726743A1 - Fet-kettenverstaerker

Info

Publication number: DE3726743A1
Application number: DE19873726743
Authority: DE
Inventors: Kiyoharu Seino; Tadashi Takagi; Fumio Takeda; Yukio Ikeda
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1986-09-01
Filing date: 1987-08-07
Publication date: 1988-03-03
Also published as: FR2604574A1; FR2604574B1

Description

Die Erfindung betrifft einen FET-Kettenverstärker sowie eine Vorspannungszuführungsschaltung zur Lieferung einer Vorspannung an diesen. Ein derartiger FET-Kettenverstärker kann im Mikrowellenbereich zur Nachrichtenübermittlung, für Radar und dergleichen verwendet werden, und die Vorspannungszuführungsschaltung dient dazu, Beeinträchtigungen dieses Kettenverstärkers durch eine Spannungsquelle zu verhindern.

Fig. 1 zeigt ein Ersatzschaltbild des in dem Aufsatz "A monolithic GaAs 1-13 GHz traveling- wave amplifier" von Y. Ayasle et al. in "IEEE Trans.", Band MTT-30, Juli 1982, Seiten 976-981, beschriebenen FET-Kettenverstärkers. In diesem Schaltbild sind vier Feldeffekttransistoren (FET) 3 sowie eine Eingangsklemme 1 und eine Ausgangsklemme 2 dargestellt. Die Feldeffekttransistoren 3 weisen jeweils einen Gate- Anschluß 4, einen Drain-Anschluß 5 und einen Source-Anschluß 6 auf. Weiterhin werden in dem Verstärker Induktivitäten 7 und 8 sowie Abschlußelemente 9 und 10 verwendet.

Im Betrieb läuft eine auf die Eingangsklemme 1 gegebene Mikrowelle nacheinander durch die Induktivitäten 7 zum Abschlußelement 9. Während dieses Durchlaufens wird die Mikrowelle teilweise auf die Gate-Anschlüsse 4 der Feldeffekttransistoren 3 geführt und durch die verstärkt. Die so verstärkte Mikrowelle durchläuft nacheinander die Induktivitäten 8 zur Ausgangsklemme 2 hin. Die Abschlußelemente 9 und 10 sind nicht nur so angepaßt, daß sie unnötige Mikrowellenenergie absorbieren, sondern sie verbessern auch die Reflexionseigenschaften an der Eingangsklemme 1 sowie der Ausgangsklemme 2, so daß die Verstärkung der Schaltung über ein breites Frequenzband linear gehalten werden kann.

Ein typisches Ersatzschaltbild eines konventionellen Feldeffekttransistors ist in Fig. 2 gezeigt. Hierin bedeuten Cgs die Gate-Source- Kapazität des zwischen der Gate- und Source- Elektrode gebildeten Kondensators 11, Rg den Gate-Widerstand, gm die Steilheit, Cds die Drain-Source-Kapazität und Rds den Drain-Source- Widerstand. Wenn im Betrieb dem Gate-Anschluß 4 Mikrowellenenergie zugeführt wird, entwickelt sich eine Mikrowellenspannung v über dem Kondensator 11 zwischen der Gate- und Source- Elektrode. Diese Spannung wird durch die Steilheit gm verstärkt, so daß man eine Stromquelle v gm erhält. Da die Gate-Drain-Kapazität Cgd normalerweise sehr klein ist und für alle Zwecke vernachlässigt werden kann, kann das Ersatzschaltbild nach Fig. 1 als aus einem gateseitigen Ersatzschaltbild gemäß Fig. 3(a) und einem drainseitigen Ersatzschaltbild gemäß Fig. 3(b) bestehend angesehen werden. Es ist festzustellen, daß sowohl Fig. 3(a) als auch Fig. 3(b) eine Schaltung zeigen, die einer verlustbehafteten Leitung mit nichtstationären Konstanten entspricht.

Die charakteristische Impedanz Zo dieser Leitung mit nichtstationären Konstanten ist unabhängig von der Frequenz konstant. Wenn daher geeignete Induktivitäten 7 und 8 mit Reaktanzen entsprechend den internen Kapazitäten Cgs und Cds der Feldeffekttransistoren 3 und Abschlußelemente 9 und 10 verwendet werden, ist es möglich, einen Verstärker mit einer geringen Reflexion über ein weites Frequenzband zu erhalten.

Wie jedoch in Fig. 3(a) gezeigt ist, entspricht das gateseitige Ersatzschaltbild einer Leitung mit nichtstationären Konstanten mit einem Verlust aufgrund des Widerstandes Rg. Da weiterhin die an den Kondensatoren 11 zwischen Gate und Source entwickelten Mikrowellenspannungen v 1, v 2, v 3 und v 4 normalerweise in der Beziehung

v 1 < v 2 < v 3 < v 4 (1)

zueinander stehen, werden die Feldeffekttransistoren 3 nicht gleichmäßig angesteuert.

Diese Tendenz ist um so stärker ausgeprägt, je höher die Frequenz wird. Das bedeutet, daß mit steigender Frequenz die Verstärkung der zugeführten Mikrowelle weniger wirkungsvoll wird. Daher ist der bekannte FET-Kettenverstärker insofern nachteilig, als die Verstärkung im Hochfrequenzbereich herabgesetzt ist.

Fig. 4 ist ein Ersatzschaltbild eines anderen Beispiels eines bekannten FET-Kettenverstärkers, der durch eine normale T-Verzweigung die Ausgänge von zwei Wanderwellen-FET-Verstärkern kombiniert, wie in dem Aufsatz "MESFET Distributed Amplifier Design Guidelines" von J. B. Beyer et al. in "JEEE Trans.", Band MTT-32, No. 3, Seiten 268-275, März 1984, beschrieben ist. In dieser Figur sind eine Eingangsklemme 1, eine Ausgangsklemme 2, Feldeffekttransistoren 3 a und 3 b, ein Gate-Anschluß 4 a, ein Drain-Anschluß 5 a und ein Source-Anschluß 6 a des Feldeffekttransistors 3 a, ein Gate-Anschluß 4 b, ein Drain-Anschluß 5 b und ein Source-Anschluß 6 b des Feldeffekttransistors 3 b, Induktivitäten 7 a, 7 b, 8 a und 8 b, Anschlußelemente 9 a, 9 b, 10 a und 10 b sowie T-Verzweigungen 12 und 13 dargestellt.

Im Betrieb wird die der Eingangsklemme 1 zugeführte Mikrowellenleistung durch die T-Verzweigung 12 in zwei Hälften aufgeteilt. Die eine Hälfte durchläuft die Induktivitäten 7 a zum Anschlußelement 9 a hin. Während dieses Durchlaufs wird die Mikrowelle teilweise zu den einzelnen Feldeffekttransistoren 3 a geführt und durch diese verstärkt. Die so verstärkte Mikrowelle läuft durch die Induktivitäten 8 a zur T-Verzweigung 13. Die andere Hälfte der Mikrowelle durchläuft die Induktivitäten 7 b zum Abschlußelemente 9 b hin. Während dieses Durchlaufs wird die Mikrowelle teilweise zu den einzelne Feldeffekttransistoren 3 b geführt und durch diese verstärkt. Die so verstärkte Mikrowelle läuft durch die Induktivitäten 8 a zur T-Verzweigung 13. Die beiden Mikrowellenkomponenten werden an der T-Verzweigung 13 wieder vereinigt und dann zur Ausgangsklemme 2 geführt.

Die Arbeitsweise eines derartigen FET-Kettenverstärkers vom Leistungskombinationstyp wird im folgenden erläutert.

Aus Gründen der Einfachheit wird angenommen, daß alle Feldeffekttransistoren 3 a und 3 b in gleicher Weise ausgebildet sind, daß die Werte der Induktivitäten 7 a und 7 b konstant sind und Lg/2 betragen, daß die Werte der Induktivitäten 8 a und 8 b konstant sind und Ld/2 betragen, und daß die Abschlußelemente 9 a bzw. 9 b und die Abschlußelemente 10 a bzw. 10 b die gleichen Eigenschaften besitzen.

Wie bereits in Verbindung mit Fig. 2 dargelegt wurde, wird die einem Gate-Anschluß zugeführte Mikrowellenleistung durch die Steilheit des Feldeffekttransistors verstärkt und tritt am Drain-Anschluß auf. Auf diese Weise wird die Verstärkung bewirkt. Die Gate-Drain-Kapazität Cds (Fig. 2) ist normalerweise sehr klein und kann für alle Zwecke vernachlässigt werden.

Daher kann das Ersatzschaltbild nach Fig. 4 durch ein gateseitiges Ersatzschaltbild gemäß Fig. 5(a) und ein drainseitiges Ersatzschaltbild gemäß Fig. 5(b) dargestellt werden. Sowohl das gateseitige als auch das drainseitige Ersatzschaltbild entsprechen einer Schaltung, die zwei verlustbehaftete Leitungen mit nichtstationären Konstanten und T-Verzweigungen zur Verbindung dieser Leitungen enthält. Im allgemeinen ändert sich die charakteristische Impedanz einer Schaltung mit nichtstationären Konstanten bei einer Frequenzänderung nicht. Wenn daher geeignete Induktivitäten 7 a, 7 b, 8 a und 8 b und Abschlußelemente 9 a, 9 b, 10 a und 10 b verwendet werden, die den Feldeffekttransistoren 3 a und 3 b angepaßt sind, kann ein Verstärker mit ausgezeichneten Stehwellenverhältnis-Eigenschaften und Linearverstärkungs-Eigenschaften über einen weiten Frequenzbereich erhalten werden.

Jedoch ist die vorbeschriebene Arbeitsweise nur möglich, wenn die Feldeffekttransistoren 3 a und 3 b genau die gleichen Eigenschaften haben und die beiden am T-Verzweigungspunkt 13 ankommenden Mikrowellen die gleiche Amplitude besitzen und phasengleich miteinander sind. Üblicherweise haben die Feldeffekttransistoren 3 a und 3 b geringfügig unterschiedliche Eigenschaften aufgrund irgendwelcher Streuungen. Als Folge hiervon haben die beiden am Verzweigungspunkt 13 eintreffenden Mikrowellen verschiedene Amplituden und Phasen. Wenn eine derartige Ungleichheit zwischen den Energien der beiden Mikrowellen besteht, wird diese Energiedifferenz zwischen den beiden Mikrowellen durch die T-Verzweigung 13 reflektiert. Diese reflektierte Mikrowelle läuft zu den Feldeffekttransistoren zurück und hat nachteilige Wirkungen auf diese. Als Ergebnis hiervon können die Verstärkung bzw. der Ausgang der Feldeffekttransistoren herabgesetzt werden oder es treten Schwingungen auf.

Eine Möglichkeit, den Feldeffekttransistoren in Fig. 1 und 4 eine geeignete Vorspannung zuzuführen, besteht darin, einen parallelen Schaltkreis aus einem Widerstand und einem Kondensator zwischen den Source-Anschluß jedes Feldeffekttransistors und Erdpotential einzufügen. Fig. 6 zeigt ein Beispiel eines derartigen Vorspannungsschaltkreises für den Betrieb der Feldeffekttransistoren in Fig. 1 durch eine einzige Leistungsquelle. Dieser enthält eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 14 und einem Kondensator 15, die zwischen den Source-Anschluß 6 des Feldeffekttransistors 3 und Erdpotential geschaltet sind. In dieser Anordnung bewirkt eine an den Drain-Anschluß 5 angelegte Spannung, daß ein Strom vom Drain- Anschluß 5 zum Source-Anschluß 6 fließt, der eine Spannung am Widerstand 14 erzeugt. Diese Spannung ermöglicht es, eine gewünschte Spannung an den Gate-Abschluß 4 anzulegen. Der Kondensator 15 wird verwendet, um den Source-Anschluß 6 bezüglich der Mikrowellenleistung an Erdpotential zu legen. Der Gate-Anschluß 4 ist durch (nicht gezeigte) geeignete Mittel für Gleichstrom an Erdpotential gelegt.

Fig. 7 zeigt die tatsächliche Ausbildung des Schaltkreises nach Fig. 6, so wie er in der japanischen Patentveröffentlichung No. 68 055/82 dargestellt ist. Die Anordnung befindet sich auf einem Träger 16 und enthält Metalldrähte 17. Ein Parallelplatten-Kondensator 15 ist mit einem Ende des chipartigen Feldeffekttransistors 3 verbunden. Der chipartige Widerstand 14 und der chipartige Kondensator 15 sind am anderen Ende des Feldeffekttransistors 3 angeordnet. Der Feldeffekttransistor 3, der Widerstand 14 und der Kondensator 15 sind in einer annähernd geraden Linie auf dem Träger 16 montiert. Der eine der Source-Anschlüsse des Feldeffekttransistors 3 ist durch einen Metalldraht 17 mit dem Kondensator 15 und der andere der Source-Anschlüsse ist durch einen Metalldraht 17 mit dem Kondensator 15, dem Widerstand 14 und dem Träger 16 verbunden. Der Träger 16 besteht aus Metall und ist bezüglich des Gleichstroms und des Mikrowellenstroms geerdet. Es ist festzustellen, daß im Schaltkreis nach Fig. 6 ein Kondensator 15 mit dem Source-Anschluß 6 verbunden ist, während in Fig. 7 zwei Kondensatoren mit jeweils der halben Kapazität von der des einen Kondensators 15 an dessen Stelle verwendet werden.

Durch Benutzung eines solchen in Fig. 6 dargestellten Vorspannungsschaltkreises bei einem bekannten FET-Kettenverstärker kann ein durch eine einzige Leistungsquelle gespeister verstärkender Schaltkreis erhalten werden. Solch ein verstärkender Schaltkreis mit einer Mehrzahl von Feldeffekttransistoren ist in Fig. 8 gezeigt. Dieser enthält Leitungen mit nichtstationären Konstanten 18, 19 und 20 und einen Abschlußwiderstand 21.

Dieser Verstärker weist drei Feldeffekttransistoren 3 auf. Die Leitungen 18 verbinden die Gate- Anschlüsse der Feldeffekttransistoren 3, und die Leitungen 19, 20 verbinden die Drain- Anschlüsse 5 der Feldeffekttransistoren 3. Der Widerstand 14 und der Kondensator 15 sind mit dem Source-Anschluß 6 jedes Feldeffekttransistors 3 verbunden, so daß jeder Feldeffekttransistor durch eine einzige Leistungsquelle betrieben werden kann. In Fig. 8 sind die gleichstromblockierenden Kondensatoren weggelassen.

Fig. 9 zeigt ein Beispiel der tatsächlichen Ausgestaltung des in Fig. 8 dargestellten Kettenverstärkers, bei dem die Feldeffekttransistoren 3 in einer annähernd geraden Linie angeordnet sind. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist nur die Ausbildung des Schaltkreises in der Nähe zweier benachbarter Feldeffekttransistoren wiedergegeben. Die Ausbildung in der Nähe des verbleibenden Feldeffekttransistors 3 ist entsprechend. Während in Fig. 7 ein chipartiger Feldeffekttransistor 3, ein chipartiger Widerstand 14 und ein chipartiger Kondensator 15 verwendet werden, wird in Fig. 9 eine monolithische integrierte Schaltungsanordnung eingesetzt, da es schwierig ist, einen derartigen Kettenverstärker durch Einsatz von chipartigen Komponenten auszubilden.

In Fig. 9 sind Metallinseln 22 zwischen zwei benachbarten Feldeffekttransistoren 3 angeordnet. Jede Metallinsel 22 hat ein Durchgangsloch 23 etwa in ihrem mittleren Bereich, durch welches die Metallinsel 22 geerdet ist. Kondensatoren 15 sind jeweils auf den Metallinseln 22 ausgebildet. Der eine der Source-Anschlüsse 6 der Feldeffekttransistoren 3 ist über den Kondensator 15, die Metallinsel 22 und das Durchgangsloch 23 für den Mikrowellenstrom geerdet. Der andere der Source-Anschlüsse 6 ist über den Widerstand 14 für den Gleichstrom geerdet. Eine Luftbrücke oder dergleichen wird zur Verbindung des Source- Anschlusses 6 mit dem Kondensator 15 und des Kondensators 15 mit dem Widerstand 14 verwendet.

Die Kondensatoren 15 sind in Form von Parallelplatten- Kondensatoren ausgebildet. Die Widerstände 14 bestehen aus Epitaxialwiderständen oder dergleichen. Die Feldeffekttransistoren 3, Widerstände 14, Kondensatoren 15, Metallinseln 22 und Leitungen mit nichtstationären Konstanten 18, 19 sind integral auf einem einzelnen Halbleitersubstrat geformt als ein monolithischer integrierter Schaltkreis.

In einem solchen Kettenverstärker unter Verwendung eines in Fig. 6 dargestellten Vorspannungsschaltkreises sind eine Anzahl von Feldeffekttransistoren 3, Kondensatoren 15 und Widerständen 14 auf dem Halbleitersubstrat in einer angenähert geraden Linie angeordnet. Als Folge hiervon erfordert der Kettenverstärker eine größere Breite. Eine solche Konstruktion macht das Halbleitersubstrat empfänglich für Risse. Sie ist auch dadurch nachteilig, daß der Abstand zwischen den Feldeffekttransistoren 3 größer ist als die vorgegebene Länge der Leitungen mit nichtstationären Konstanten 18, wodurch es unmöglich ist, einen gewünschten Kettenverstärker darzustellen.

Um eine Vorspannung zu solchen FET-Kettenverstärkern zu liefern, wie sie in den Fig. 1, 4 und 8 gezeigt sind, kann eine Vorspannungslieferungsschaltung wie in Fig. 10 wiedergegeben und in der japanischen Patentveröffentlichung No. 2 33 912/85 offenbart, verwendet werden. Diese weist Leitungen mit nichtstationären Konstanten 24, 25, einen Widerstand 26, Kondensatoren 27, 28 und 29, sowie eine Spannungszuführungsklemme 30 und eine Ausgangsklemme 31 auf.

In dieser Vorspannungslieferungsschaltung sind zwischen der Spannungszuführungsklemme 30 und der Ausgangsklemme 31 zwei Leitungen mit nichtstationären Konstanten 24, 25 vorgesehen. Die Leitung 24 ist am rechten Ende über eine Reihenschaltung aus dem Widerstand 26 und dem Kondensator 27 und am linken Ende über den Kondensator 28 geerdet. Die Leitung 25 ist am linken Ende über den Kondensator 29 geerdet. In dieser Anordnung kann ein Tiefpaßfilter, bestehend aus den Leitungen mit nichtstationären Konstanten 24, 25 und den Kondensatoren 28, 29 als geerdet an seinem rechten Ende über eine Reihenschaltung aus dem Widerstand 26 und dem Kondensator 27 angesehen werden. Die Spannungszuführungsklemme ist mit einer Spannungsquelle VS und die Ausgangsklemme 31 ist mit einem Breitbandverstärker wie einem FET- Kettenverstärker (nicht gezeigt) verbunden.

Die Leitungen mit nichtstationären Konstanten 24, 25 und die Kondensatoren 28, 29, die das Tiefpaßfilter darstellen, haben in der Weise ausgewählte Parameter, daß die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters niedriger als ein gewünschtes Frequenzband ist. Der Kondensator 27 hat eine so gewählte Kapazität, daß sie in dem gewünschten Frequenzband eine Impedanz erzeugt, die klein genug ist. Als Folge hiervon ist die vom Punkt A in Fig. 10 gesehene Impedanz in einem gewünschten Frequenzband im wesentlichen unendlich. Die Impedanz, gesehen von der Ausgangsklemme 31 zur Spannungszuführungsklemme 30 ist im wesentlichen gleich dem Wert des Widerstandes 26.

Die Ausgangsklemme 31 ist demgemäß durch den Widerstand 26 im gewünschten Frequenzband abgeschlossen, wodurch es möglich ist, die Arbeitsweise des damit verbundenen Breitbandverstärkers zu stabilisieren. Wenn weiterhin eine gewünschte Gleichspannung aus der Spannungsquelle VS an die Spannungszuführungsklemme 30 gelegt wird, kann eine Vorspannung von der Ausgangsklemme 31 zum Breitbandverstärker über die Leitungen mit nichtstationären Konstanten 24, 25 ohne jeden Spannungsabfall geliefert werden.

Eine derartige Vorspannungszuführungsschaltung in der vorerwähnten Ausbildung ist jedoch dadurch nachteilig, daß die vom Punkt A aus betrachtete Impedanz stark von der Impedanz der mit der Spannungszuführungsklemme 30 verbundenen Spannungsquelle VS abhängt, wenn nicht das Tiefpaßfilter ausreichend viele Stufen besitzt, um die Impedanz, vom Punkt A aus gesehen, unendlich zu machen. Da die Impedanz, von der Ausgangsklemme 31 zur Spannungszuführungsklemme 30 gesehen, von der Impedanz der Spannungsquelle VS abhängt, sind die Eigenschaften des Verstärkers von der verwendeten Spannungsquelle bestimmt. Manchmal wird die Arbeitsweise des Breitbandverstärkers durch die Vorspannungszuführungsschaltung instabil.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen FET-Kettenverstärker und eine Vorspannungszuführungsschaltung zu schaffen, die die Nachteile der bekannten Schaltungen vermeiden, und insbesondere einen FET-Kettenverstärker bereitzustellen, der eine gewünschte Verstärkung über einen weiten Frequenzbereich hält.

In einem Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers ist ein Kondensator mit einer Kapazität, die ein Mehrfaches größer ist als die Gate-Source-Kapazität der Feldeffekttransistoren, parallel zu einer Impedanz für die Gleichstromerdung zwischen den Source- Anschluß jedes Feldeffekttransistors und Erdpotential geschaltet.

Da der Kondensator zwischen den Source-Anschluß jedes Feldeffekttransistors und Erdpotential gelegt ist, kann jedem Feldeffekttransistor die positive Rückkopplung erteilt werden, die benötigt wird, um seine Verstärkung in einem Hochfrequenzband anzuheben, wodurch es möglich ist, den Abfall der Verstärkung in einem Hochfrequenzbereich kleinzuhalten. Demgemäß ist jeder Feldeffekttransistor bei hoher Frequenz positiv rückgekoppelt, wodurch seine Verstärkung erhöht wird. Es wird daher ein FET-Verstärker mit einem geringen Verstärkungsabfall in einem Hochfrequenzbereich geschaffen.

Es ist weiterhin die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen FET-Kettenverstärker bereitzustellen, bei dem sowohl der Abstand zwischen benachbarten Feldeffekttransistoren und die Breite eines Halbleitersubstrats in einer monolithischen integrierten Schaltkreiskonfiguration ausreichend klein sind.

In einem anderen Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers ist eine Mehrzahl von Feldeffekttransistoren parallel in einer geraden Linie angeordnet. Zwischen benachbarten Feldeffekttransistoren befindet sich jeweils eine Metallinsel, auf welcher zwei Kondensatoren gebildet sind, von denen jeder mit dem Source-Anschluß eines der angrenzenden Feldeffekttransistoren verbunden ist. Ein Ende der Metallinsel in Richtung der Anordnung der Feldeffekttransistoren ist über ein Durchgangsloch geerdet. Jede Metallinsel ist mit einem Schlitz versehen, so daß die mit den Source-Anschlüssen der Feldeffekttransistoren verbundenen Kondensatoren gegeneinander isoliert sind. Das andere Ende jeder Metallinsel ist mit einem Widerstand ausgestattet, der mit dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors verbunden ist.

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind die Widerstände und Kondensatoren, die mit dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors und den Durchgangslöchern zur Erdung der Widerstände und Kondensatoren verbunden sind, senkrecht zur Richtung der Anordnung der Feldeffekttransistoren angeordnet, so daß der Verstärker durch eine einzige Leistungsquelle betrieben werden kann. Bei dieser Ausbildung ist nur die zweifache Breite der Kondensatoren ausreichend als minimaler Abstand zwischen den benachbarten Feldeffekttransistoren. Daher kann die Breite des Halbleitersubstrats, die erforderlich für die Bildung des Kettenverstärkers mit einer parallelen Kombination einer Mehrzahl von Feldeffekttransistoren erforderlich ist, verringert werden, so daß es möglich ist, das Halbleitersubstrat vor Schäden zu bewahren, die bei einer größeren Breite auftreten könnten. Weiterhin kann die Verbindung zwischen dem Gate-Anschluß und dem Drain-Anschluß der benachbarten Feldeffekttransistoren leicht durch eine Leitung mit nichtstationären Konstanten von vorbestimmter Länge hergestellt werden.

Es ist auch die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorspannungszuführungsschaltung zu schaffen, bei der die von der Ausgangsklemme aus zur Spannungszuführungsklemme hin gesehene Impedanz konstant gehalten werden kann unabhängig von der Impedanz einer mit der Spannungszuführungsklemme verbundenen Spannungsquelle.

Zur Lösung dieser Aufgabe weist die Vorspannungszuführungsschaltung eine erste Leitung mit nichtstationären Konstanten, deren eines Ende über einen Kondensator geerdet und mit der Spannungszuführungsklemme verbunden ist, und eine zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten auf, deren eines Ende offen ist und deren anderes Ende mit dem anderen Ende der ersten Leitung mit nichtstationären Konstanten und der Ausgangsklemme verbunden ist, wobei die erste und die zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten an einem oder mehreren Punkten über Schaltungen, die einen Widerstand enthalten, miteinander verbunden sind.

In der erfindungsgemäßen Spannungszuführungsschaltung wird eine Mikrowelle, die von einer mit der Ausgangsklemme verbundenen Verbraucherschaltung zu der Vorspannungszuführungsschaltung durchgedrungen ist, von den die Widerstände enthaltenden, die erste und zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten verbindenden Schaltungen absorbiert. Das mit der Spannungsquelle verbundene Ende der ersten Leitung mit nichtstationären Konstanten ist in bezug auf eine Mikrowelle über den Kondensator geerdet. Demgemäß kann die von der Ausgangsklemme aus zur Spannungszuführungsklemme hin betrachtete Impedanz konstant gehalten werden unabhängig von der Impedanz der Spannungsquelle. Dies bedeutet, daß die Eigenschaften der Verbraucherschaltung nicht durch die Spannungsquelle beeinträchtigt werden, wodurch es möglich ist, die Verbraucherschaltung zu stabilisieren.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen FET-Kettenverstärker eines Typs, bei dem die Ausgänge zweier Wanderwellen-FET-Verstärker kombiniert werden, zu schaffen, bei dem es möglich ist, die Wanderwellen über ein breites Frequenzband voneinander zu isolieren.

Hierzu weist der erfindungsgemäße FET-Kettenverstärker vom Leistungskombinationstyp eine T-Verzweigung zur Verbindung der Ausgänge der beiden Wanderwellen-FET-Verstärker auf. Widerstände vorgegebener Größe sind zwischen die Drain-Anschlüsse des einen der Wanderwellen- FET-Verstärker und die Drain-Anschlüsse des anderen dieser Verstärker geschaltet.

Wenn eine Ungleichheit zwischen den beiden Mikrowellenkomponenten, die aus den beiden Wanderwellen-Verstärkern austreten, an der T-Verzweigung auftritt, dann wird diese Größendifferenz im FET-Kettenverstärker vom Leistungskombinationstyp über ein breites Frequenzband von den Widerständen absorbiert, wodurch eine Isolierung zwischen den beiden Wanderwellen-FET- Verstärkern über einen weiten Bereich erhalten wird. Folglich kann der Verstärkungsgrad des Verstärkers auf einem gewünschten Pegel gehalten werden, und es wird das Auftreten von Schwingungen vermieden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Ersatzschaltbild eines bekannten FET-Kettenverstärkers,

Fig. 2 ein Ersatzschaltbild eines konventionellen Feldeffekttransistors,

Fig. 3(a) und 3(b) ein gateseitiges bzw. drainseitiges Ersatzschaltbild des Verstärkers nach Fig. 1,

Fig. 4 ein Ersatzschaltbild eines anderen Beispiels eines bekannten FET- Kettenverstärkers vom Leistungskombinationstyp,

Fig. 5(a) und 5(b) ein gateseitiges bzw. drainseitiges Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. 4,

Fig. 6 ein Beispiel einer Vorspannungsschaltung für einen Kettenverstärker mit einer einzigen Leistungsquelle,

Fig. 7 eine perspektivische Darstellung einer tatsächlichen Ausgestaltung der bekannten Vorspannungsschaltung nach Fig. 6,

Fig. 8 ein Ersatzschaltbild eines Kettenverstärkers mit einer Mehrzahl von Feldeffekttransistoren mit den Vorspannungsschaltungen nach Fig. 6,

Fig. 9 eine Draufsicht auf die tatsächliche Ausbildung des bekannten Kettenverstärkers nach Fig. 8,

Fig. 10 eine bekannte Vorspannungszuführungsschaltung,

Fig. 11 ein Ersatzschaltbild einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers,

Fig. 12 ein charakteristisches Diagramm der Berechnungsergebnisse der maximal erhältlichen Verstärkung und der maximalen stabilen Verstärkung des Verstärkers nach Fig. 1 und des ersten Ausführungsbeispiels gemäß der Erfindung,

Fig. 13 und 14 Ersatzschaltbilder von zweiten und dritten Ausführungsbeispielen des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers,

Fig. 15 eine Draufsicht einer verbesserten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers,

Fig. 16 eine Draufsicht auf eine modifizierte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers,

Fig. 17 ein Ersatzschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorspannungszuführungsschaltung,

Fig. 18 ein Ersatzschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorspannungszuführungsschaltung,

Fig. 19 ein Ersatzschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorspannungszuführungsschaltung,

Fig. 20 ein Ersatzschaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorspannungszuführungsschaltung,

Fig. 21 ein Ersatzschaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers,

Fig. 22 ein drainseitiges Ersatzschaltbild des Verstärkers nach Fig. 21,

Fig. 23 ein Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. 22,

Fig. 24 ein Ersatzschaltbild eines fünften Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers, und

Fig. 25 ein Ersatzschaltbild eines sechsten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen FET-Kettenverstärkers.

In allen Figuren sind gleichartige Komponenten oder Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Die in Fig. 11 mit den Bezugszahlen 1 bis 10 versehenen Komponenten entsprechen denen, die in Fig. 1 in gleicher Weise bezeichnet sind. Dieses erste Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Kettenverstärkers enthält Kondensatoren 32, die jeweils zwischen dem Source-Anschluß 6 jedes Feldeffekttransistors 3 und Erdpotential geschaltet sind, und Induktivitäten 33, die jeweils parallel zu jedem Kondensator 32 angeordnet sind. Die Kapazität Cs jedes Kondensators 32 ist so gewählt, daß sie mehrmals größer ist als die Gate-Source- Kapazität Cgs jedes Feldeffekttransistors 3. Der Wert Ls jeder Induktivität 33 wird so gewählt, daß er der folgenden Beziehung genügt:

2 π fLs << 1/(2 π fCs) (2)

worin f die Frequenz im verwendeten Frequenzband ist.

In Fig. 11 sind die jeweiligen Induktivitäten 33 geeignet, den Source-Anschluß 6 jedes Feldeffekttransistors 3 in bezug auf Gleichstrom zu erden. Jeder Kondensator 32 dient dazu, einen kapazitiven Schaltkreis zwischen dem Source- Anschluß 6 jedes Feldeffekttransistors 3 und Erdpotential zu legen, so daß jedem Feldeffekttransistor 3 eine positive Rückkopplung gegeben wird, die seine Verstärkung verbessert.

Fig. 12 zeigt eine charakteristische Kurve (ausgezogene Linie (a)), die die berechneten Ergebnisse der maximal erhältlichen Verstärkung (MAG) und der maximalen stabilen Verstärkung (MSG) für den Fall wiedergibt, daß der Source- Anschluß jedes Feldeffekttransistors direkt geerdet ist. Die unterbrochene Linie (b) in Fig. 12 ist eine charakteristische Kurve, die die berechneten Ergebnisse der maximal erhältlichen Verstärkung (MAG) und der maximalen stabilen Verstärkung (MSG) für den Fall wiedergibt, daß der Soure-Anschluß für jeden Feldeffekttransistor über den Kondensator 32 geerdet ist. Es ist festzustellen, daß die unterbrochene Linie (b) den Fall zeigt, bei dem die Kapazität Cs etwa 3,8mal so groß ist wie die Kapazität Cgs. Das Symbol ○ im Diagramm zeigt MSG als definiert für den Fall, in dem der Stabilitätsindex K < 1 ist. Das Symbol ⚫ zeigt MAG in dem Fall, in dem der Stabilitätsindex K ≧ 1 ist.

Wie in dem charakteristischen Diagramm von Fig. 12 dargestellt ist, enthält der Feldeffekttransistor eine negative Rückkopplung infolge seiner inneren Ersatzschaltbild-Parameter, wenn sein Source-Anschluß über einen Kondensator geerdet ist, wodurch sich ein kleiner Abfall in der Verstärkung der FET-Schaltung in einem niedrigen Frequenzbereich (zum Beispiel 12 GHz oder geringer) ergibt. Doch erhält die FET- Schaltung in einem hohen Frequenzbereich (15 bis 25 GHz) eine positive Rückkopplung, womit die Verstärkung der FET-Schaltung ansteigt.

Der FET-Kettenverstärker nach Fig. 11 erlaubt daher einen kleinen Abfall in der Verstärkung in einem Hochfrequenzbereich, wodurch ein Breitband- FET-Kettenverstärker erhalten wird.

Fig. 13 ist ein Ersatzschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verstärkers. Bei diesem ist ein Widerstand 34 mit dem Wert Rs in Reihe mit der Induktivität 33 zwischen diese und den Source-Anschluß 6 jedes Feldeffekttransistors 3 geschaltet. Ein Widerstand 35, des eines Ende direkt geerdet ist, ist als gateseitiges Abschlußelement verwendet. Weiterhin ist eine Reihenkombination eines Widerstandes 36 und eines Kondensators 37 als drainseitiges Abschlußelement eingesetzt. Eine Klemme 38 ist für die Zuführung einer Drainvorspannung zum Verstärker vorgesehen.

In Fig. 13 hat der Gate-Anschluß 4 jedes Feldeffekttransistors 3 nur einen kleinen oder gar keinen Gate-Gleichstrom und ist daher in bezug auf den Gleichstrom geerdet. Wenn eine positive Spannung Vd an die Klemme 38 angelegt wird und ein Gleichstrom Id zwischen den Source- und Drain-Elektroden jedes Feldeffekttransistors 3 fließt, erlaubt der sich ergebende Spannungsabfall Rs · Id am Widerstand 34, daß die Sperrvorspannung Rs · Id zwischen Gate- und Source- Elektrode gelegt wird. Demgemäß sind die Anschlüsse 4, 5 und 6 jedes Feldeffekttransistors 3 vorgespannt. Damit kann nur eine einzige Leistungsquelle benutzt werden, um den Verstärker zu betreiben.

Fig. 14 ist ein Ersatzschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verstärkers.

Bei diesem sind die Induktivitäten 7, 8 und 33 in Fig. 13 durch Leitungen mit nichtstationären Konstanten 39, 40 und 41 ersetzt. Die Arbeitsweise dieses Verstärkers ist im wesentlichen die gleiche wie die des Verstärkers nach Fig. 13.

Während in diesen drei Ausbildungen des FET- Kettenverstärkers jeweils vier Feldeffekttransistoren verwendet werden, kann auch eine hiervon abweichende Anzahl von Feldeffekttransistoren eingesetzt werden. Der erfindungsgemäße FET-Verstärker kann in Form einer monolithischen Schaltung aufgebaut sein, bei der Feldeffekttransistoren und Schaltkreiselemente auf dem gleichen Halbleitersubstrat angeordnet sind.

Fig. 15 zeigt eine verbesserte Ausgestaltung des FET-Kettenverstärkers mit der Vorspannungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Aus Gründen der Einfachheit ist nur der Aufbau der Schaltung in der Nähe zweier benachbarter Feldeffekttransistoren 3 in der Figur wiedergegeben. Der Aufbau in der Nähe der anderen Feldeffekttransistoren 3 ist entsprechend.

Zwischen zwei benachbarten Feldeffekttransistoren 3 ist eine Metallinsel 22 angeordnet, auf der zwei Kondensatoren 15 in der Weise angebracht sind, daß sie mit dem Source-Anschluß 6 jedes Feldeffekttransistors 3 über eine Luftbrücke oder dergleichen verbunden sind. Das untere Ende jeder Metallinsel 22 ist über ein Durchgangsloch 23 geerdet. Das andere Ende jeder Metallinsel 22 ist mit einem Schlitz 42 versehen, der etwa parallel zum Feldeffekttransistor 3 verläuft, so daß die beiden Kondensatoren 15 in bezug auf die Mikrowellenenergie voneinander isoliert sind. Verbunden mit dem oberen Ende der rechten Häfte der durch den Schlitz 42 geteilten Metallinsel 22 ist das eine Ende des Widerstandes 14. Dessen anderes Ende ist mit dem Source-Anschluß 6 des sich auf der rechten Seite anschließenden Feldeffekttransistors 3 verbunden.

Im Kettenverstärker dieser Ausbildung sind die Widerstände 14, Kondensatoren 15 und Durchgangslöcher 23 in einer senkrecht zum Ableitersubstrat verlaufenden Linie angeordnet. In einer solchen Ausgestaltung reicht nur etwa die doppelte Breite des Kondensators 15 aus als vorbestimmter Abstand zwischen zwei benachbarten Feldeffekttransistoren 3. Diese Anordnung ergibt im wesentlichen das gleiche Ersatzschaltbild wie das in Fig. 10, bei dem die Widerstände 14, Kondensatoren 15 und Durchgangslöcher 23 in Längsrichtung angeordnet sind. Der Schaltkreisaufbau nach Fig. 16 kann leicht als monolithische integrierte Schaltung auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet werden.

Die Isolierung von zwei benachbarten Kondensatoren 15 durch den Schlitz 42 verhindert, daß die Mikrowellen zwischen aneinandergrenzenden Feldeffekttransistoren 3 infolge von Streuinduktivitäten auf der Metallinsel 22 einander überlagern.

Während in diesem Ausführungsbeispiel der Widerstand 14 mit nur einer Hälfte des Source-Anschlusses des Feldeffekttransistors 3 verbunden ist, kann alternativ ein Widerstand 14 mit jeder der beiden Hälften des Source-Anschlusses 6 verbunden sein, wie in Fig. 16 gezeigt ist. In diesem Fall hat der Widerstand 14 einen Wert, der doppelt so groß ist wie der des Widerstandes 14, der nur mit einer Hälfte des Source-Anschlusses 6 verbunden ist.

In Fig. 17 ist ein erstes Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorspannungszuführungsschaltung wiedergegeben. Es sind eine erste und eine zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten 43 bzw. 44 zwischen der Spannungszuführungsklemme 30 und der Ausgangsklemme 31 angeordnet. Weiterhin sind Widerstände 45 und 46, ein Kondensator 47 und eine T-Verzweigung 48 vorgesehen. Die Punkte a und b auf der Leitung 43 sowie die Punkte a′ und b′ auf der Leitung 44 entsprechen vorbestimmten Positionen. Das eine Ende der Leitung 43 ist über den Kondensator 47 geerdet und mit der Spannungszuführungsklemme 30 verbunden, und ihr anderes Ende ist über die T-Verzweigung 48 mit der Ausgangsklemme 31 verbunden, die ihrerseits an eine Vorspannungsquelle eines eine Vorspannung benötigenden Schaltkreises angeschlossen ist. Das eine Ende der zweiten Leitung 44 ist offen, und ihr anderes Ende ist über die T-Verzweigung 48 mit der Ausgangsklemme 31 verbunden. Der Widerstand 45 stellt eine Verbindung zwischen dem vorbestimmten Punkt a auf der ersten Leitung mit nichtstationären Konstanten 43 und dem vorbestimmten Punkt a′ auf der zweiten Leitung mit nichtstationären Konstanten 44 her, und der Widerstand 46 verbindet den vorbestimmten Punkt b auf der ersten Leitung 43 mit dem vorbestimmten Punkt b′ auf der zweiten Leitung 44. Die Längen der ersten und zweiten Leitung 43 bzw. 44 sind so gewählt, daß sie einander gleich sind. Die elektrische Länge zwischen der Ausgangsklemme 31 und dem Punkt a ist gleich der zwischen der Ausgangsklemme 31 und dem Punkt a′. Entsprechend ist die elektrische Länge zwischen der Ausgangsklemme 31 und dem Punkt b gleich der zwischen der Ausgangsklemme 31 und dem Punkt b′. Der Kondensator 47 hat eine Kapazität, bei der die erzeugte Impedanz in einem gewünschten Frequenzband ausreichend klein ist.

In der derart ausgebildeten Vorspannungszuführungsschaltung wird eine über die Ausgangsklemme 31 von einem mit dieser verbundenen Schaltkreis empfangene Mikrowelle durch die T-Verzweigung 48 gleichmäßig geteilt. Die beiden Hälften der so geteilten Mikrowelle laufen jeweils durch die erste und zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten 43 bzw. 44 zur Spannungszuführungsklemme 30, wobei sie in Phase miteinander sind und eine gleiche Amplitude besitzen, ohne von den Widerständen 45 und 46 verbraucht zu werden. Diese Mikrowellen werden gänzlich an den linken Enden der Leitungen 43 und 44 reflektiert und laufen zur Ausgangsklemme 31 zurück. Da jedoch das linke Ende der ersten Leitung 43 über den Kondensator geerdet und das linke Ende der zweiten Leitung 44 offen sind, sind die reflektierten Mikrowellen nicht mehr in Phase miteinander und haben gleiche Amplitude. Daher sind die reflektierten Mikrowellen an den Punkten a und a′ sowie auch an den Punkten b und b′ außer Phase. Dementsprechend werden die reflektierten Mikrowellen von den Widerständen 45 und 46 verbraucht und kehren nicht zur Ausgangsklemme 31 zurück. Als Folge hiervon wird die von der Ausgangsklemme 31 aus zur Spannungszuführungsklemme 30 hin gesehene Impedanz gleich dem durch die Widerstände 45 und 46 und die erste und zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten 43 und 44 in einem gewünschten Frequenzband bestimmten Ersatzwiderstand. Da das linke Ende der ersten Leitung 43 für Mikrowellen über den Kondensator 47 geerdet ist, ist die von der Ausgangsklemme 31 aus zur Spannungszuführungsklemme 30 hin gesehene Impedanz konstant gehalten unabhängig von der Impedanz der mit der Spannungszuführungsklemme 30 verbundenen Vorspannungszuführungsquelle. Wenn weiterhin eine Gleichvorspannung an die Spannungszuführungsklemme 30 gelegt wird, kann die Vorspannung von der Ausgangsklemme 31 zu dem Schaltkreis wie einem Breitbandverstärker über die erste Leitung mit nichtstationären Konstanten 43 ohne jeglichen Spannungsabfall geliefert werden.

Somit hält diese Vorspannungszuführungsschaltung nicht nur die Impedanz, von der Ausgangsklemme 31 aus zur Spannungszuführungsklemme 30 hin gesehen, konstant, sondern kann auch arbeiten, ohne durch die mit der Klemme 30 verbundene Vorspannungszuführungquelle beeinträchtigt zu werden.

Fig. 18 ist ein Ersatzschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Vorspannungszuführungsschaltung gemäß der Erfindung. Hier werden eine erste und zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten 43 bzw. 44 mit unterschiedlichen Längen benutzt. Daher sind die elektrischen Längen zwischen der Ausgangsklemme 31 und dem Punkt b einerseits und zwischen der Ausgangsklemme 31 und dem Punkt b′ andererseits verschieden voneinander. Entsprechend sind auch die elektrischen Längen zwischen der Ausgangsklemme 31 und dem Punkt a einerseits und zwischen der Ausgangsklemme 31 und dem Punkt a′ andererseits unterschiedlich.

In einer derartigen Vorspannungsschaltung wird eine über die Ausgangsklemme 31 von dem mit dieser verbundenen Schaltkreis empfangene Mikrowelle gleichmäßig durch die T-Verzweigung 48 aufgeteilt. Die beiden Hälften der so geteilten Mikrowelle laufen durch die erste und zweite Leitung 43 bzw. 44 zur Spannungszuführungsklemme 30. Da die Phasen der Mikrowellen am Punkt b und am Punkt b′ voneinander verschieden sind und ebenso die Phasen am Punkt a und am Punkt a′, werden die Mikrowellen teilweise von den Widerständen 45, 46 verbraucht, und ihr verbleibender Rest setzt sich jeweils zum linken Ende der Leitungen 43 und 44 hin fort. Jede Mikrowelle wird am linken Ende der ersten bzw. zweiten Leitung 43, 44 vollständig reflektiert und läuft dann zurück in Richtung zur Ausgangsklemme 31. Die beiden so reflektierten Mikrowellen sind außer Phase. Sie werden daher von den Widerständen 45 und 46 verbraucht und erreichen die Ausgangsklemme 31 nicht.

Wie vorstehend beschrieben, wird eine Mikrowelle, die die Ausgangsklemme 31 passiert hat, teilweise von den Widerständen 45, 46 verbraucht, während sie sich zur Spannungszuführungsklemme 30 hin fortpflanzt. Der Rest der Mikrowelle wird am linken Ende der ersten bzw. zweiten Leitung 43, 44 reflektiert und dann von den Widerständen 45, 46 verbraucht. Im Ergebnis arbeitet die Vorspannungszuführungsschaltung nach Fig. 18 in der gleichen Weise wie die nach Fig. 17.

Fig. 19 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Vorspannungszuführungsschaltung nach der Erfindung. Diese ist unterschiedlich gegenüber der Vorspannungszuführungsschaltung nach Fig. 17 dadurch, daß Kondensatoren 49 und 50 jeweils in Reihe mit einem der Widerstände 45 bzw. 46 geschaltet sind.

In diesem Ausführungsbeispiel ist die Impedanz der Serienschaltung aus dem Widerstand 45 und dem Kondensator 49 bestimmt durch die Kapazität des Kondensators 49. Dies gilt auch für die Serienschaltung aus dem Widerstand 46 und dem Kondensator 50. Demgemäß kann die Höhe des Verbrauchs der Mikrowellen durch die Widerstände 45 und 46 durch geeignete Wahl der Kondensatoren 49 und 50 geändert werden. Somit kann die von der Ausgangsklemme 31 aus zur Spannungszuführungsklemme 30 hin gesehene Impedanz auf einen gewünschten Wert eingestellt werden.

Fig. 20 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel der Vorspannungszuführungsschaltung gemäß der Erfindung. Diese unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 17 dadurch, daß die erste Leitung mit nicht stationären Konstanten 43 durch Induktivitäten 51 und Kondensatoren 52 und die zweite Leitung mit nicht stationären Konstanten 44 durch Induktivitäten 53 und Kondensatoren 54 ersetzt sind. Anstelle der ersten und zweiten Leitung mit stationären Konstanten 43 bzw. 44 werden konzentrierte konstante Schaltungselemente, wie Induktivitäten 51, 53 und Kondensatoren 52, 54, verwendet, die die Bildung einer kleineren Vorspannungszuführungsschaltung ermöglichen.

Während in den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 17 bis 20 zwei Widerstände zur Verbindung der Leitungen mit nicht stationären Konstanten eingesetzt werden, können auch einer oder mehr Widerstände benutzt werden, um die gleiche Wirkung zu erzielen.

Die Vorspannungszuführungsschaltung ist nicht nur für Breitbandverstärker verwendbar, sondern kann auch für Verstärker mit hohem Ausgang und Oszillatoren eingesetzt werden.

Die Fig. 21 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel des FET-Kettenverstärkers gemäß der Erfindung. Hierin ist der Drain-Anschluß jedes auf der oberen Seite befindlichen Feldeffekttransistors über einen Widerstand 55 vorbestimmter Größe mit demjenigen des entsprechenden auf der unteren Seite befindlichen Feldeffekttransistors verbunden.

Im Betrieb wird über die Eingangsklemme 1 zugeführte Mikrowellenenergie durch die T-Verzweigung 12 in zwei Hälften aufgeteilt. Die eine der beiden Hälften der Mikrowelle pflanzt sich durch die Induktivitäten 7 a zum Abschlußelement 9 a fort. Während dieses Durchlaufes wird ein Teil der Mikrowellenleistung zu jedem der Feldeffekttransistoren 3 a geliefert und durch diesen verstärkt. Die so verstärkte Mikrowellenleistung läuft über die Induktivitäten 8 a zur T-Verzweigung 13. Die andere Hälfte der Mikrowelle läuft durch die Induktivitäten 7 b zum Abschlußelement 9 b. Während des Durchlaufes wird die Mikrowellenenergie teilweise zu jedem der Feldeffekttransistoren 3 b gewährt und durch diesen verstärkt. Die so verstärkte Mikrowellenleistung läuft über die Induktivitäten 8 b zur T-Verzweigung 13. Die beiden Komponenten der Mikrowellenleistung, die die T-Verzweigung 13 erreichen, werden kombiniert. Die kombinierte Mikrowellenleistung gelangt dann zur Ausgangsklemme 2. Wenn eine Ungleichheit zwischen den beiden Komponenten der Mikrowellenleistung infolge einer Streuung der Eigenschaften der Feldeffekttransistoren 3 a und 3 b auftritt, wird diese Differenz der Mikrowellenleistungskomponenten durch die Widerstände 55 abhängig von der Frequenz absorbiert, wie nachstehend beschrieben wird, wodurch eine gegenseitige Isolierung der beiden FET- Wanderwellenverstärker über ein breites Frequenzband geschaffen wird.

Die Wirkungsweise des vorliegenden FET-Wanderwellenkettenverstärkers vom Leistungskombinationstyp wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Wirkungen der Widerstände 55 weiter dargestellt.

Fig. 22 ist ein drainseitiges Ersatzschaltbild des Verstärkers in Fig. 21, das der Fig. 5 (b) entspricht. Fig. 22 zeigt eine Schaltung, die einer Schaltung äquivalent ist, in der zwei verlustbehaftete Leitungen mit nicht stationären Konstanten an vorbestimmten gegenüberliegenden Punkten über Widerstände 55 verbunden sind. Unter der Annahme, daß die Impedanz der Stromquelle g _m · V _ci (i=1, 2, . . ., n) unendlich ist, und daß der Source-Drain-Widerstand Rds groß genug ist, daß seine Verlustwirkung vernachlässigt werden kann, kann die Schaltung nach Fig. 22 angenähert durch ein Ersatzschaltbild wie das nach Fig. 23 dargestellt werden. Das Ersatzschaltbild nach Fig. 23 enthält zwei Leitungen mit nicht statitonären Konstanten 56 a, 56 b mit der charakteristischen Impedanz Z und einer Ausbreitungsgeschwindigkeit V, eine T-Verzweigung 13 und Widerstände R₁, R₂, . . ., R _n, von denen jeder zwischen einem vorgegebenen Punkt auf der Leitung 56 a und einem entsprechenden Punkt auf der Leitung 56 b geschaltet ist.

In der erwähnten Annäherung werden die folgenden Beziehungen verwendet:

In Fig. 23 wird angenommen, daß die Abstände zwischen der T-Verzweigung 13 und den jeweiligen Widerständen l₁, l₂, l₃, . . ., l _n betragen, von denen jeder ein Viertel der Wellenlänge bei der jeweiligen Frequenz f₁, f _s, f₃, . . ., f _n, darstellt.

Wenn die zwei entlang der beiden Leitungen mit nicht stationären Konstanten 56 a, 56 b laufenden Mikrowellen in Phase und Amplitude gleich sind, findet kein Leistungsabfluß über die Widerstände statt, und diese Mikrowellen werden an der T-Verzweigung 13 kombiniert und zur Ausgangsklemme 2 gegeben.

Die Arbeitsweise des Wanderwellen-FET-Kettenverstärkers wird im folgenden weiter dargestellt in bezug auf den Fall, daß eine Ungleichheit zwischen den Mikrowellen besteht, die die T-Verzweigung 13 erreicht haben. Gemäß der Arbeitsweise eines normalen Wilkinson-Verteilers wird die Differenz zwischen den beiden Mikrowellenleistungskomponenten bei der Frequenz f _n durch den Widerstand R _n verbraucht. Im Falle einer Mikrowellenleistung bei der Frequenz f₁ wird die elektrische Leistung infolge solcher Ungleichheit zumeist durch Widerstände R₁, R₂, R₃, . . ., R _n verbraucht. Wenn die Punkte, an die diese Widerstände angeschlossen sind, und die Werte der Widerstände R₁, R₂, R₃, . . ., R _n richtig ausgewählt sind, kann die elektrische Leistung aufgrund der Ungleichheit über ein breites Frequenzband absorbiert werden. Als Folge hiervon kann eine gute Isolierung zwischen den beiden Leitungen mit nicht stationären Konstanten 56 a, 56 b über ein breites Frequenzband erhalten werden.

Die Anordnung nach Fig. 23 ist in der Konfiguration gegenüber einem idealen Wilkinson-Verteiler unterschiedlich; daher ist es unmöglich, eine ideale Isolierung bei jeder Frequenz zu erhalten. Jedoch haben bei dem Wanderwellen- FET-Verstärker vom Leistungskombinationstyp nach Fig. 21 die beiden die T-Verzweigung 13 erreichenden Mikrowellen im wesentlichen die gleiche Phase und Amplitude. Selbst wenn daher eine ideale Isolierung nicht bei jeder Frequenz hergestellt werden kann, dann bedeutet dies kein Problem.

Fig. 24 ist ein Ersatzschaltbild eines fünften Ausführungsbeispiels des FET-Kettenverstärkers nach der Erfindung, bei dem die Widerstände 55 an Stellen vorgesehen sind, die gegenüber denen in Fig. 22 unterschiedlich sind. Die Punkte, an denen die Widerstände angeschlossen sind, können daher wahlweise bestimmt werden.

Während das vierte und fünfte Ausführungsbeispiel Induktivitäten aus konzentrierten konstanten Schaltungselementen als Reaktanzschaltungen aufweisen, ist es offensichtlich, daß die Erfindung nicht auf diese konkreten Ausführungsbeispiele beschränkt ist. Beispielsweise können Mikrostrip-Schaltungen 57 anstelle der Induktivitäten eingesetzt werden, wie in Fig. 25 gezeigt ist.

Claims

1. FET-Kettenverstärker mit einer Anordnung von Feldeffekttransistoren mit jeweils einem Gate-Anschluß, einem Drain-Anschluß und einem Source-Anschluß, ersten Induktionselementen zur Verbindung der Gate-Anschlüsse benachbarter Feldeffekttransistoren, zweiten Induktionselementen zur Verbindung der Drain-Anschlüsse benachbarter Feldeffekttransistoren, einer Eingangsklemme zur Zuführung einer Mikrowelle zu der Anordnung, einer Ausgangsklemme, der eine verstärkte Mikrowelle zuführbar ist, einem ersten Abschlußelement zwischen dem Drain-Anschluß des der Eingangsklemme benachbarten Feldeffekttransistors und Erdpotential, und einem zweiten Anschlußelement zwischen dem Gate-Anschluß des der Ausgangsklemme benachbarten Feldeffekttransistors und Erdpotential, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (32) mit einer größeren Kapazität als der Gate-Source-Kapazität jedes der Feldeffekttransistoren (3) und eine Impedanz (33, 34, 41) für die Gleichstromerdung zueinander parallel zwischen dem Source-Anschluß (6) jedes der Feldeffekttransistoren (3) und Erdpotential geschaltet sind.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz ein Induktionselement (33) ist.

3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (32) eine Kapazität besitzt, die ein Mehrfaches größer ist als die Gate-Source-Kapazität, und eine Reaktanz erzeugt, die bei einer verwendeten Frequenz viel kleiner ist als die vom Induktionselement (33) erzeugte für die Gleichstromerdung.

4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Induktionselement eine Leitung mit nichtstationären Konstanten (41) ist.

5. Verstärker nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz aus einer Reihenschaltung eines Induktionselements (33, 41) und eines Widerstandes (34), das erste Anschlußelement aus einer Reihenschaltung eines Widerstandes (36) und eines Kondensators (37) zwischen einer Drain- Vorspannungszuführungsklemme (38) und Erdpotential, und das zweite Anschlußelement aus einem Widerstand (35) für die Gleichstromerdung bestehen.

6. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Induktionselement eine Schaltung mit nichtstationären Konstanten (41) ist.

7. FET-Kettenverstärker, der als monolithische integrierte Schaltung auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet ist, mit einer Anordnung von Feldeffekttransistoren mit jeweils einem Gate-Anschluß, einem Drain-Anschluß und einem Source-Anschluß, ersten Induktionselementen zur Verbindung der Gate-Anschlüsse benachbarter Feldeffekttransistoren, zweiten Induktionselementen zur Verbindung der Drain-Anschlüsse benachbarter Feldeffekttransistoren, Widerständen zur Verbindung der Source-Anschlüsse jedes der Feldeffekttransistoren mit Erdpotential, und Kondensatoren, die jeweils parallel zu den Widerständen zwischen dem Source-Anschluß und Erdpotential geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mehrzahl von alternierend mit den Feldeffekttransistoren (3) in einer annähernd geraden Linie angeordneten Metallinseln (22) vorgesehen ist, daß jeder der Kondensatoren (15) so ausgebildet ist, daß er den Source-Anschluß (6) eines der benachbarten Feldeffekttransistoren (3) und die Metallinsel (22) zwischen den benachbarten Feldeffekttransistoren (3) verbindet, daß Schlitze (42) in den Metallinseln (22) geformt sind zur Trennung der beiden auf jeder der Metallinseln (22) vorgesehenen Kondensatoren (15), und daß die Widerstände (14) zwischen den Metallinseln (22) und den Source-Anschlüssen (6) der Feldeffekttransistoren (3) ausgebildet sind.

8. Verstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schlitze (42) senkrecht zur Richtung der Anordnung von Feldeffekttransistoren (3) und Metallinseln (22) verlaufen und ihre Länge kürzer ist als die der Seite der Metallinseln (22) senkrecht zur Richtung der Anordnung, so daß zwei Bereiche von jeder der Metallinseln (22) entstehen.

9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Widerstände (14) zwischen einen der Bereiche und den Source- Anschluß (6) des einen der benachbarten Feldeffekttransistoren (3) geschaltet ist.

10. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Widerstände einen ersten, den einen der beiden Bereiche und den Source-Anschluß (6) des einen der benachbarten Feldeffekttransistoren (3) verbindenden Widerstand (14) und einen zweiten, den anderen der beiden Bereiche und den Source-Anschluß (6) des anderen der benachbarten Feldeffekttransistoren (3) verbindenden Widerstand (14) aufweist.

11. Vorspannungszuführungsschaltung zur Lieferung einer Vorspannung zu einer elektrischen Schaltung wie einem FET-Kettenverstärker, gekennzeichnet durch
eine mit einer Spannungsquelle verbundene Eingangsklemme (30),
eine mit der elektrischen Schaltung, der die Vorspannung zuführbar ist, verbundene Ausgangsklemme (31),
eine erste Leitung mit nichtstationären Konstanten (43), deren eines Ende mit der Eingangsklemme (30) verbunden und über einen Kondensator (47) geerdet ist,
eine zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten (44), deren eines Ende offen ist und deren anderes Ende mit dem anderen Ende der ersten Leitung mit nichtstationären Konstanten (43) und der Ausgangsklemme (31) verbunden ist, und
wenigstens eine Schaltung enthaltend einen Widerstand (45; 46), der zwischen einen Punkt (a; b) auf der ersten Leitung mit nichtstationären Konstanten (43) und einem Punkt (a′;b′) auf der zweiten Leitung mit nichtstationären Konstanten (44) geschaltet ist.

12. Zuführungsschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten (43, 44) die gleiche Länge besitzen und daß die Schaltungen zwischen Punkten auf diesen Leitungen mit gleichem Abstand von der Ausgangsklemme (31) geschaltet sind.

13. Zuführungsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine Reihenschaltung aus einem Widerstand (45; 46) und einem Kondensator (49; 50) umfaßt.

14. Zuführungsschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten (43, 44) unterschiedliche Längen aufweisen.

15. Zuführungsschaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Leitung mit nichtstationären Konstanten konzentrierte konstante Schaltungselemente aus Induktivitäten (51, 53) und Kondensatoren (52, 54) aufweisen.

16. FET-Kettenverstärker mit einem Paar von parallel zueinander angeordneten Wanderwellen- FET-Verstärkern, von denen jeder eine Anordnung von Feldeffekttransistoren jeweils mit einem Gate-Anschluß, einem Drain-Anschluß und einem Source-Anschluß, einer ersten Reaktanzschaltung mit einem vorbestimmten Wert, die die Gate-Anschlüsse von zwei benachbarten Feldeffekttransistoren in dieser Anordnung verbindet, und einer zweiten Reaktanzschaltung mit einem vorbestimmten Wert, die die Drain-Anschlüsse der beiden benachbarten Feldeffekttransistoren in der Anordnung verbindet, dadurch gekennzeichnet, daß eine T-Verzweigung (13) die Ausgänge dieses Paares von Wanderwellen-FET-Verstärkern verbindet und daß Widerstände (55) von vorgegebenem Wert die Drain-Anschlüsse (5 a) des einen Wanderwellen-FET-Verstärkers und die zugeordneten Drain-Anschlüsse (5 b) des anderen Wanderwellen-FET-Verstärkers verbinden.

17. Verstärker nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände in einer Entfernung von der T-Verzweigung entsprechend einer viertel Wellenlänge der jeweiligen Frequenzen innerhalb eines gewünschten Frequenzbandes angeordnet sind.

18. Verstärker nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Reaktanzschaltung Leitungen mit nichtstationären Konstanten aufweisen.