DE3686124T2

DE3686124T2 - Signalgeneratoren.

Info

Publication number: DE3686124T2
Application number: DE8686308074T
Authority: DE
Inventors: Geoffrey John Hurst; Christopher Brian D Turl
Original assignee: Wiltron Measurements Ltd
Current assignee: Wiltron Measurements Ltd
Priority date: 1985-10-21
Filing date: 1986-10-17
Publication date: 1993-03-11
Anticipated expiration: 2006-10-18
Also published as: US4728906A; EP0220895A2; GB2181911B; EP0220895A3; GB2181911A; DE3686124D1; EP0220895B1; GB8525878D0

Description

Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung betrifft Signalgeneratoren, insbesondere stabilisierte Signalgeneratoren zum Betrieb im GHz-Bereich entweder im kontinuierlichen - continuous wave (CW) - oder Kippfrequenz-Betrieb und mit typischer Anwendung in Übertragungs/Reflexionsanalysatoren.

Vorgeschichte der Erfindung

Zum Erzeugen von elektrischen Signalen mit sehr hohen Frequenzen sind verschiedene Quellenoszillatoren erhältlich. Im größeren oder kleineren Maß leiden sie jedoch alle unter durch Änderungen in der Umgebung, wie zum Beispiel Temperatur-, Netzversorgungsschwankungen und Änderungen in den mit der Schwingungsquelle verbundenen elektrischen Bauteilen, eingeführter Drift. Typische Quellen für Anwendungen mit sehr hoher Frequenz verwenden einen YIG-Oszillator oder einen mit einem Varactor abgestimmten Oszillator.
Techniken zur Verbesserung der Frequenzstabilität fallen unter zwei Überschriften:
a) Techniken für nicht verriegelte (unlocked) Quellen und
b) Techniken für verriegelte (im allgemeinen phasenverriegelte) Quellen.
Im Fall von nicht verriegelten Systemen wird im allgemeinen eine Form einer Korrektur mit offener Schleife mit irgendeiner Form einer Linearisierungsschaltung zusammengeschlossen. Diese Bauweise reicht von einfachen, Dioden enthaltenden Formgebungsnetzwerken, wie sie bei mit einem Varactor abgestimmten Schaltungen üblich sind, bis zu stärker komplexen PROM-Datenkorrekturen, die in mit Mikroprozessoren gesteuerten Signalgeneratoren eingebaut werden. Da diese Schaltungen offene Schleifen sind, ist eine Korrektur für über der Zeit erfolgende Frequenzverschiebungen oder Anpassungsfehler nicht möglich.
Durch Verwendung eines temperaturempfindlichen Thermistors kann ein Korrektursignal zum Unterstützen der Korrektur der Quellenfrequenz bei Temperaturdrift erzeugt werden. In jeder anderen Hinsicht ist diese Anordnung jedoch im wesentlichen eine offene Schleife.
Bei verriegelten Systemen wird ein Signal aus der Hochfrequenzquelle unter Verwendung eines Abwärts-Umwandlungsprinzips (Down-Conversion principle) abgeleitet, so daß ein Signal mit einer unter der Frequenz der Quelle liegenden Frequenz erhalten wird, und dieses nach abwärts gewandelte Signal wird mit einem normalerweise von einem Kristall gesteuerten Oszillator abgeleiteten Bezugssignal verglichen. Der Vergleich erfolgt in einem Phasendetektor, dessen Ausgangsspannung dem Phasenfehler der beiden Signale proportional ist. Die Korrekturspannung wird an den Abstimmanschluß des Hochfrequenz-Quellenoszillators angelegt und korrigiert Frequenzabweichungen. Infolge der Natur des Systems läßt sich eine merkbar hohe Genauigkeit erreichen.
Während Systeme mit offener Schleife im typischen Fall damit eine solche Genauigkeit aufweisen, daß das erzeugte Signal bei einem Signal mit annähernd 2.000 MHz im Bereich von ±5 MHz liegt, können Systeme mit Phasenverriegelung und geschlossener Schleife bei 2.000 MHz Genauigkeiten von besser als 1 kHz erreichen.
Wie zu erwarten ist, sind Systeme mit Phasenverriegelung und geschlossener Schleife komplex und aufwendiger als die verhältnismäßig einfachen unverriegelten Systeme mit offener Schleife.
Beide Quellenbauarten können entweder einen CW- oder einen Kippfrequenzausgang aufweisen.
Im Fall einer Quelle mit offener Schleife ergibt sich ein Hin- und Herlauf der Frequenz durch Einstellen des die Frequenz bestimmenden Bauteiles auf eine Ausgangsfrequenz und anschließendes Anlegen eines ansteigenden (oder abnehmenden) Abstimmsignals (im allgemeinen eine veränderliche Spannung) an den Abstimmanschluß der Oszillatorvorrichtung. Dies kann durch Erzeugen einer ansteigenden oder abfallenden Spannung erfolgen, die unter Verwendung analoger Schaltungen abgeleitet werden kann oder von einer digitalen Schaltung unter Verwendung eines Digital/Analogwandlers (DAC) abgeleitet wird. Bei der letzteren Bauart wird zum Steuern der Erzeugung der Spannung üblicherweise ein Mikroprozessor verwandt. Bei beiden Arten des Signals (sei es mit analoger oder mit digitaler Ableitung) weist der Oszillator größtenteils infolge der Nichtlinearität seines Abstimmanschlusses und infolge von Temperaturänderungen ein schwankendes Maß von Frequenzungenauigkeiten auf.
Bei einem phasenverriegelten System sind beide Bauarten möglich.
Bei einer Ausführungsform ist die Startfrequenz zu Beginn jedes Kippvorganges phasenverriegelt und bezieht die erforderliche Ausgangsfrequenz unter Verwendung eines Phasendetektors auf eine Bezugsfrequenz. Die Frequenz der Quelle wird nach Art einer offenen Schleife angehoben oder abgesenkt, wobei der durchfahrene Bereich in der gleichen Weise wie im Fall einer normalen offenen Schleife erreicht wird. Die Genauigkeit ist jedoch größer, da die Frequenz zu Beginn jedes Kippvorganges phasenverriegelt ist.
Alternativ ist nicht nur die Startfrequenz phasenverriegelt, sondern ein voll synthetisierter Hin- und Rücklauf wird durch digitales Hoch-(oder Abwärts-)Fahren der Frequenz über eine Aufeinanderfolge von Stufen und einer Phasenverriegelung mit jeder Frequenzstufe erreicht, und eine Verschiebung auf die nächste Frequenzstufe erfolgt nur nach Erreichen der Phasenverriegelung.
Von diesen beiden Bauweisen bietet die erste eine rasche Kippfortschreibungszeit (sweep update time), aber über dem Kippbereich eine verhältnismäßig schlechte Frequenzgenauigkeit, während die zweite Bauweise während jedes Kippbereiches eine weit höhere Frequenzgenauigkeit, aber eine niedrigere Kippfortschreibungszeit (sweep update time) bietet.
Bei beiden phasenverriegelten Versionen wird jede Frequenzdrift aufgrund einer Zeit-, Temperatur- oder Ausgangs-Fehlanpassung entweder sofort oder mindestens vor jedem Hin- und Herlauf korrigiert. Bei einem Kippfrequenzgenerator mit offener Schleife ist eine solche Korrektur nicht möglich.
Wegen der sehr beträchtlichen Kosten der phasenverriegelten Systeme sind schon verschiedene Versuche zum Verbessern der Genauigkeit von Systemen mit offener Schleife angestellt worden. Ein Versuch lag in der Erzeugung sogenannter "BIRDI-Markierungen" und der Ausbildung einer mit dem Signalgenerator, auf dem die elektrisch erzeugten Markierungssignale dargestellt werden können, verbundenen visuellen Darstellung.
Solche Systeme arbeiten mit Erzeugen eines sogenannten "Kammes" (oder einer harmonischen Serie) von Signalen, von denen jedes ein Vielfaches der Frequenz des ursprünglichen kristallgesteuerten Signals ist, aus einem kristallgesteuerten Signal. Das Generatorausgangssignal wird abgetastet, und das Abtastsignal wird mit dem "Kamm"-Signal gemischt. Eine Schwebung oder "BIRDI" wird zwischen den Komponenten des "Kamm"- Signals erzeugt, die in ihrer Frequenz der Frequenz des Ausgangssignals am nahesten sind. Unter Verwendung von Tiefpaßfiltern kann das Schwebungs-(oder "BIRDI"-)Signal von den Signalen mit höherer Frequenz getrennt und verstärkt und auf einer Kathodenstrahlröhre oder ähnlichen Darstellungsvorrichtungen dargestellt werden. Eine Frequenzkorrektur ergibt sich durch den Anwender manuell durch Einstellen des Hauptoszillators zur Korrektur irgendeiner Frequenzdrift, die als Verschiebung der "BIRDI"-Darstellung auf dem Schirm sichtbar ist.
Obwohl ein System mit Verwendung einer solchen Darstellung den Aufbau einer geschlossenen Schleife (bei Berücksichtigung des Anwenders) aufweist und die erreichbare Genauigkeit weit unter der eines Systems mit phasenverriegelter Schleife ist und losgelöst von der solchen Systemen eigenen Zeitverzögerung, weisen sie gegenüber herkömmlichen Systemen mit offener Schleife andere Nachteile auf, nämlich:
a) Falls die Amplitude des Ausgangssignals herabgesetzt wird wird auch das Schwebungssignal in der Amplitude herabgesetzt und kann schlußendlich innerhalb des elektrischen Rauschens im System abhanden kommen. Auf dieser Stufe wird eine visuelle Korrektur sehr schwierig.
b) Falls ein sehr selektives Bauteil mit einer sehr steilen Ansprechkurve geprüft wird, kann das Schwebungssignal in der steilen Charakteristik des Bauteils verloren gehen. Dies macht eine Frequenzkorrektur wieder sehr schwierig.
Auf der anderen Seite stellt die Erzeugung eines Schwebungssignals von einer kristallgesteuerten Quelle ein einfaches Verfahren zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals dar, und das Ausbilden eines Systems mit geschlossener Schleife, das einfacher und kostengünstiger als ein herkömmliches System mit einer phasenverriegelten Schleife ist und das die Rückkopplungsinformation für die Frequenzsteuerung aus einem Schwebungssignal ableitet, ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung.
Die US-A-3 427 561 (Hamer) zeigt einen Frequenzgenerator, bei dem die Ausgangsfrequenz eines spannungsgesteuerten Verstärkers auf eine ausgewählte Harmonische aus einem Kamm von Harmonischen in einem Bezugssignal eingestellt ist.

Zusammenfassende Beschreibung der Erfindung

Gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Vorbereiten einer Signalerzeugungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 vorgeschlagen.
Im typischen Fall erfolgen der Eichvorgang und die Frequenzverschiebung, die Nullpunktfeststellung, die Signalspeicherung und -addition unter der Steuerung eines Mikroprozessors.
Gemäß einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird eine Signalerzeugungsvorrichtung gemäß Anspruch 3 vorgeschlagen.
Das Schwebungssignal von Interesse kann aus der großen Zahl der Summen- und Differenzsignale durch Trennung auf einer frequenzselektiven Basis unter Verwendung eines Tiefpaßfilters ausgewählt werden.
Im typischen Fall wird der kristallgesteuerte Oszillator auf einen Betrieb mit einer Frequenz in der Größenordnung von 25 MHz eingestellt, falls der Hauptoszillator auf Frequenzen im Bereich von 1 MHz aufwärts arbeitet.
Gemäß einem anderen Gesichtspunkt der Erfindung schlägt Anspruch 4 ein Verfahren zum Steuern der Schwingungsfrequenz eines Hauptoszillators in einer Signalerzeugungsvorrichtung vor.
Man sieht, daß nach Durchführen des Eichvorganges die Frequenz des Hauptoszillators richtig ist und anschließend nach Maßgabe der Qualität irgendeiner zum Kompensieren thermischer Drift und dergleichen in den Signalgenerator eingebauten Korrektur mit offener Schleife so verbleibt.
Wenn der Hauptoszillator zum Durchlauf durch einen Frequenzbereich aufgerufen wird, enthält das erfindungsgemäße Verfahren vorzugsweise die folgenden Stufen:
(1) Verändern des errechneten Steuersignals unter Verwendung des korrigierten Steuersignals als Ausgangspunkt, wobei die Änderung nach Maßgabe eines die Schwingungsfrequenz mit dem Wert des Steuersignals verbindenden Algorithmus erfolgt,
(2) sobald die endgültige Zielfrequenz des Durchlaufes erreicht worden ist, wird anschließend der Ausgang des Signalgenerators inhibiert, und
(3) anschließend wird der Korrekturvorgang einschließlich des vorerwähnten Verfahrens wiederholt, bis wieder einmal ein Schwebungssignal detektiert wird, worauf der Durchlaufvorgang wieder ausgelöst werden kann.
Das Bezugssignal kann ein Signal mit einem sogenannten harmonischen Spektrum sein, das im typischen Fall von einer kristallgesteuerten Quelle über eine Stufenwiederaufnahmediode (step recovery diode) oder dergleichen abgeleitet wird.
Man sieht, daß mit dieser Form einer Korrektur die Linearität der Durchlauffrequenz unter anderem von der Genauigkeit des die Oszillatorfrequenz mit dem für diesen vorgesehenen Steuersignalen verbindenden Algorithmus abhängt.
Falls der Algorithmus eine unzureichende Beschreibung der Frequenz gegenüber der Steuersignalbeziehung ist oder falls der besondere Hauptoszillator verhältnismäßig nichtlinear ist und der Algorithmus eine theoretische Beschreibung des Verhaltens einer stärker linearen Version einer solchen Vorrichtung ist, kann der sich einstellende Durchlauf nicht besonders linear sein.
Falls es die Durchlaufzeit zuläßt, schließt ein bevorzugtes Verfahren gemäß der Erfindung die folgenden Stufen ein:
(1) Identifizieren einer Serie von Schlüsselfrequenzen in dem zu durchlaufenden Bereich und Beginn mit entweder der niedrigsten oder der höchsten, Durchführen von Korrekturen an dem dem Hauptoszillator zugeführten Steuersignal bis zum Erzeugen eines Schwebungssignals durch Zusammenwirken des Ausgangssignals des Hauptoszillators und einer Komponente des Bezugssignals,
(2) Modifizieren des korrigierten Steuersignals nach Maßgabe des bekannten Algorithmus zum Erzeugen eines Steuersignals zum Erzielen von Frequenzen zwischen der ersten Frequenz und der nächsten Zielfrequenz,
(3) bei Annäherung an die nächste Zielfrequenz Wiederholen des Eichverfahrens für das Oszillatorsteuersignal vor der Weiterführung zum Ändern der Oszillatorfrequenz durch den nächsten Frequenzbereich bis zur nächsten Zielfrequenz.
Auf diese Weise wird die Frequenz des Hauptoszillators bei jeder Reihe von Stufen in dem Bereich korrigiert, und bei Verlangen nach einer hohen Genauigkeit kann eine entsprechend große Anzahl von Stufen verwandt werden.
Im typischen Fall werden durch den Mikroprozessor digitale Signale erzeugt, und Digital/Analogwandler dienen zum Umwandeln der digitalen Signale in zum Steuern der Frequenz des Hauptoszillators verwendbare Spannungen oder Ströme.
Die Auswahl des geeigneten Schwebungssignals ergibt sich besonders zweckmäßig durch Verwenden eines Tiefpaßfilters, das so eingestellt ist, daß es Signale im Bereich von Gleichspannung bis f durchläßt (wobei f zum Beispiel im Bereich von 500 kHz bis 5 MHz liegen kann).
In Anbetracht des Schwächungseffektes eines Tiefpaßfilters wird nach dem Tiefpaßfilter und vor dem Mikroprozessor vorzugsweise eine Schaltungseinrichtung zur Signalverstärkung und Impulskonditionierung vorgesehen.
Im typischen Fall ist die eine hohe Genauigkeit aufweisende Festfrequenzoszillatorquelle ein kristallgesteuerter Oszillator.
Ein hohes Maß an Genauigkeit läßt sich durch Bestimmung der genauen Mittelstellung des ausgewählten Schwebungssignalimpulses aus der Breite des Schwebungssignalimpulses erreichen, wobei der ausgewählte Schwebungssignalimpuls der Nullfrequenz oder dem Gleichspannungsgehalt in dem Schwebungssignal entspricht. Der Mikroprozessor wird damit vorzugsweise so programmiert, daß er die Mittelstellung jedes auf diese Weise detektierten Schwebungssignalimpulses auswählt und die vorbestimmte Mittelstellung des Impulses als Ziel verwendet.
Wo die gespeicherte Information in digitaler Form vorliegt und eine Änderung dieser Information in Form eines digitalen Fehlersignales, das durch den Mikroprozessor erzeugt wird, erfolgt, können sowohl die gespeicherte Information als auch das Fehlersignal in analoge Signale umgewandelt werden, damit diese einfacher, als dies sonst der Fall sein würde, summiert werden können.
Bei einem Durchlaufverfahren, das heißt wo der Generator ein Signal erzeugt, dessen Frequenz sich mit der Zeit von einer ersten Frequenz (F1) bis zu einer zweiten Frequenz (F2), die ein zu durchlaufendes Band festlegen, schwankt, werden vorzugsweise zwei Informationspunkte in einen mit dem Mikroprozessor zusammenwirkenden Speicher eingegeben, nämlich:
1. die Durchlaufbreite (das heißt F2-F1) und
2. der Mittelpunkt des Durchlaufbereiches (das heißt ½(F2 + F1)).
Das Verfahren des Findens des Startes des Durchlaufbereiches schließt die folgenden Stufen ein:
1. Mit der Information bezüglich der Durchlaufbreite und des Mittelpunktes wird ein Mikroprozessor auf das Errechnen eines Steuersignals programmiert, so daß das durch den Mikroprozessor ausgelöste Digital/Analogwandlermittel ein oder mehrere analoge Signale erzeugt, die theoretisch den Hauptoszillator zum Erzeugen der Startfrequenz bringen sollten.
2. Gleichzeitig wird ein Fehler-Digital/Analogwandler (dessen Ausgang mit dem ersterwähnten Digital/Analogwandlermittel zusammengefaßt wird) auf den Mittenbereich eingestellt.
3. Eine Korrektur in dem Fehlersignal wird dann durch den Mikroprozessor erzeugt, so daß das Ausgangssignal vom Fehler-Digital/Analogwandler bis zum Detektieren eines Schwebungs- oder Differenzsignals geändert wird.
4. Die zum Erzeugen eines Schwebungssignalimpulses erforderliche Totalkorrektur für den Wert des Fehlersignals wird zwecks anschließender Bezugnahme in einem Pufferspeicher gespeichert.
5. Eine Einstellung der dem Hauptoszillator zugeführten Steuersignale erfolgt gemäß der Frequenz-Steuersignalcharakteristik des Hauptoszillators unter Verwendung der in dem Puffer gespeicherten Werte als Ausgangspunkt zum Erzielen einer neuen Betriebsfrequenz des Hauptoszillators gemäß der Startfrequenz (f1) des Durchlaufs.
6. Ein Durchlauf wird durch den Mikroprozessor unter Erzeugen eines veränderlichen Ausgangssignals bewirkt, das dem Frequenzsteuerelement des Hauptoszillators zugeführt wird, so daß in dessen Ausgangsfrequenz der gewünschte Durchlauf von f1 bis f2 bewirkt wird.
Am Ende jedes Durchlaufs kehrt der Mikroprozessor zu einer Suchroutine zurück und ermittelt das Kippsignal zum erneuten Eichen des Oszillators, so daß dieser am Beginn jedes Durchlaufs korrigiert wird.
Vorzugsweise enthält der Hauptoszillator zwei Frequenzsteuerelemente, ein erstes zum Bewirken von großen Änderungen in der Frequenz und ein zweites zum Bewirken von kleineren Änderungen in der Frequenz, die beide einen Eingang aufweisen, und die Steuervorrichtung, wie zum Beispiel ein von einem Mikroprozessor getriebener Controller, erzeugt ein erstes Steuersignal für den ersten Eingang und ein zweites Steuersignal für den zweiten Eingang. Beim Erzeugen eines Fehlersignals durch die Steuervorrichtung kann dieses zu dem Wert des zweiten Steuersignals hinzugefügt oder von diesem abgezogen werden.
Bei Hochfrequenzanwendungen ist der Hauptoszillator vorzugsweise ein YIG-Oszillator mit einer Hauptabstimmspule für die Breitbereich- und einer kleineren FM-Spule für die Feinbereichabstimmung.
Alternativ kann ein mit einem Varactor abgestimmter Oszillator verwandt werden.

Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird nun an Beispielen unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Dabei ist:
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Oszillators mit offener Schleife mit Temperaturkorrektur,
Fig. 2 die Darstellung eines Oszillators mit geschlossener Schleife oder eines Frequenzgenerators,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer kristallgesteuerten Schwebungssignal (Marker) -Erzeugerschaltung zur Frequenzeichung des erfindungsgemäßen Hauptoszillators,
Fig. 4a und Fig. 4b Darstellungen einer typischen Marker-Impulsform,
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer RF-Quelle mit einer Treiberschaltung und einer sich auf das Schwebungssignal (Marker) einstellenden Schleife gemäß der vorliegenden Erfindung,
Fig. 6 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen alternativen Systems, aber ohne einen bei Fig. 5 erforderlichen programmierten Mikroprozessor und
Fig. 7 die Darstellung eines Double-Down-Umwandlungssystems auf der Grundlage der Schaltung nach Fig. 3, mit der der RF-Bereich so hohe Werte wie 30 GHz erreichen kann.
Fig. 1 zeigt nicht eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, sondern zeigt an, wie eine Temperaturkorrektur an einen Oszillator angelegt werden kann. Es wird angenommen, daß eine Korrektur dieser Art bei den erfindungsgemäßen Ausführungsformen verwandt werden kann.
In Fig. 1 hat damit ein YIG-Oszillator 10 einen mit der Hauptabstimmspule zusammenwirkenden Grobabstimmanschluß 12 und einen mit der FM-Spule zusammenwirkenden Feinabstimmanschluß 14. Die Signalverstärker 16 und 18 dienen zum Anlegen der Steuerimpulse an die Anschlüsse 12 und 14. Die Grobfrequenzeinstellung typisch in Form eines Potentiometers ist nicht dargestellt. Die Eingangsspannung für den Feinfrequenzantrieb wird gemäß der Darstellung von einem Verstärker 20 abgeleitet, dessen Eingang einen Temperaturkorrekturwiderstand oder Thermistor 22 enthält. Durch Einstellen des letzteren zur Aufnahme von Änderungen in der Temperatur des Oszillators 10 kann ein kompensierendes Fehlersignal über die Verstärker 20 und 18 zur Korrektur der Temperaturdrift an den Eingang 14 rückgekoppelt werden.
Die Ausgangsfrequenz auf der Leitung 24 wird damit besser als ohne Temperaturkorrektur stabilisiert.
Fig. 2 zeigt einen stärker komplexen phasenverriegelten Oszillator mit geschlossener Schleife. Zum Bezeichnen von mit Fig. 1 gleichen Teilen sind ähnliche Bezugszeichen verwandt worden.
Der Hauptunterschied zwischen den beiden Schaltungen liegt darin, daß zwischen dem Ausgang 24 und dem Feinfrequenztreiberverstärker 18 Eingang bei 26 eine geschlossene Schleife gebildet wird. Die Schleife wird über einen programmierbaren Teiler 28 geschlossen, der einem Phasendetektor 30, dem ein Bezugssignal bei 32 im typischen Fall von einem kristallgesteuerten Oszillator zugeführt wird, ein niederfrequentes Signal zuleitet.
Jede geringfügige Änderung in der Frequenz zwischen dem Bruchteil der Ausgangsfrequenz auf der Leitung 24 und der kristallgesteuerten Frequenz am Eingang 32 erscheint als eine Phasendifferenz, und ein vom Phasendetektor erzeugtes Fehlersignal wird über den Verstärker 18 dem Feinabstimmanschluß 14 zugeführt. Ein sehr hohes Maß an Genauigkeit läßt sich unter Verwendung dieser Art von Schaltung erzielen.
Die Komplexität-und die Kosten solcher Schaltungen insbesondere bei sehr hohen Frequenzen bedeuten jedoch, daß für einen alternativen Versuch gemäß der vorliegenden Erfindung Raum ist.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie zuvor sind gemeinsame Teile mit bereits in den Fig. 1 und 2 verwandten Bezugszeichen bezeichnet worden.
Die Erfindung richtet sich in erster Linie auf Signalgeneratoren für sehr hohe Frequenzen, obgleich sie auf solche Anwendungen nicht beschränkt ist, und insbesondere auf Signalgeneratoren zum Erzeugen von Signalen im Bereich von 1 MHz bis 2.000 MHz.
Gemäß der Erfindung werden digitale Signale von einem (nicht gezeigten) Mikroprozessor über den DAC 34 dem Verstärker 16 und über den DAC 36 dem Eingang der Verstärker 18 zugeführt. Der DAC 38 liefert mit dem Ausgang des DAC 36 eine Fehlersignalkombination.
Das getastete Signal von der Leitung 24 wird als ein Eingangssignal einem Mischer oder Taster 40 zugeführt, dessen anderes Eingangssignal von einem im typischen Fall auf 25 MHz arbeitenden kristallgesteuerten Oszillator 42 abgeleitet wird, dessen Ausgangssignal in einem Leistungsverstärker 44 verstärkt und dann über eine Stufenwiederaufnahmediode (step recovering diode) 46 zum Erzeugen eines sogenannten "Kamm"-Signals oder eines Signales mit einem harmonischen Spektrum angelegt wird, bei dem die niedrigste Frequenz 25 MHz ist und die höchste unter anderem durch die Bandbreite der Schaltung vorgegeben wird.
Die Umwandlung des Festfrequenzsignals mit 25 MHz in das das harmonische Spektrum aufweisende Signal gewährleistet das Erzeugen einer großen Anzahl von sogenannten "BIRDI"-Markern, mit denen das Tastsignal verglichen werden kann.
Der Vergleich erfolgt mit einer Mischtechnik, die im Ausgang der Mischvorrichtung 40 zu Summen- und Differenzsignalen führt. Ein Tiefpaßfilter 48 schaltet alle mit Ausnahme der nutzbringensten Schwebungssignalimpulse aus, und zu diesem Zweck gibt es ein Tiefpaßfilter mit einer Grenze bei 1 MHz. Die geschwächte Ausgangsspannung wird durch den Verstärker 50 verstärkt und über eine Impulsaufbereitungsschaltung 52 einem Mikroprozessor zugeführt.
Eine Bezugnahme auf die Fig. 4a und 4b wird die Natur der Impulse im Ausgang des Aufbereiters 52 besser darstellen.
In Fig. 4a kann man die Ausgangsimpulse vom Tiefpaßfilter in einem kleineren Maßstab sehen, der immer dann erzeugt wird, wenn die Oszillatorfrequenz durch eine harmonische Komponente des 25 MHz-Bezugssignales durchläuft, wobei jeder solche Impuls selbst aus einer Anzahl von Impulsen (siehe Fig. 4b) besteht, deren Wiederholungsfrequenz sich von einem verhältnismäßig hohen Pegel in der Nähe der Kanten des Impulses bis zu einem Gleichspannungspegel (in der Theorie) in der Mitte des Impulses verändert. Kantengebiete werden in den Fig. 4a und 4b mit den Bezugszeichen 54 und 56 bezeichnet, und die zentrale Gleichspannungszone wird mit dem Bezugszeichen 58 bezeichnet.
Da die Impulse wie bei 60 wie in Fig. 4a gezeigt verhältnismäßig schmal sind, kann die vorlaufende Kante (oder die nachlaufende Kante) jedes solchen Impulses in einer ersten Annäherung detektiert und zum Bezeichnen der Ankunft eines Schwebungssignals verwandt werden.
Gemäß einem bevorzugten Gesichtspunkt der Erfindung ist ein Gerät zum Bestimmen des Mittenpunktes jedes solchen Impulses 60 vorgesehen, so daß die wahre Gleichspannungs- oder Nullfrequenzzone zum Bestimmen des tatsächlichen Vorliegens des Impulses verwandt werden kann.
Fig. 5 zeigt eine Weiterentwicklung des in Fig. 3 gezeigten Systems und enthält im allgemeinen Sinne ein bisher nicht bekanntes Mikroprozessor-Steuersystem.
Bei mit den vorhergehenden Figuren gemeinsamen Bauteilen sind die gleichen Bezugszeichen verwandt worden. Ein YIG-Oszillator 10 führt damit zu einer RF-Spannung auf der Leitung 24, und die Bauteile der Elemente 40, 42, 44, 46, 48, 50 und 52 werden aus Gründen der Einfachheit in Fig. 5 als ein durch das Bezugszeichen 62 identifiziertes einziges Element dargestellt. Ein Ausgang dieses Elementes wird durch den Sockel 64 für die RF-Ausgangsspannung und der andere Ausgang wird durch den sogenannten Marker-Ausgang dargestellt, an dem elektrische Impulse aus den Schwebungssignalimpulsen oder Markern durch Zusammenwirken der Ausgangs Spannung vom YIG-Oszillator und den Harmonischen erzeugt werden, die von der Ausgangsspannung des lokalen kristallgesteuerten Oszillators 42 von Fig. 3 abgeleitet werden.
Die individuellen Impulse werden Marker genannt, und in dem Einschub in Fig. 5 werden eine Vielzahl dieser Markerimpulse 66 und eine vergrößerte Darstellung des ersten gezeigt. Man sieht aus der Vergrößerung, daß dieser Impuls aus einer Vielzahl von einzelnen Impulsen mit unterschiedlicher Amplitude und Frequenz einschließlich eines zentralen, mit dem Bezugszeichen 68 bezeichneten Gebietes mit im wesentlichen Nullfrequenz, das heißt Gleichspannung, besteht.
Aufgrund der Art und Weise, in der die Impulse wie bei 66 erzeugt werden, zeigt das Vorhandensein des Gleichspannungspegels im Impuls 66 eine besondere Beziehung zwischen der Ausgangsspannung des YIG-Oszillators und der Ausgangsspannung des kristallgesteuerten Oszillators 42 an und ist auch ein Hinweis auf die Werte der Steuersignale, die im Augenblick dem YIG-Oszillator zugeführt werden.
Die Bestimmung des Vorhandenseins einer Nullfrequenzzone oder eines Gleichspannungspegels in den Impulsen wie bei 66 wird sehr einfach durch Verwendung einer allgemein mit 70 bezeichneten, durch einen Mikroprozessor gesteuerten Impulsanalysatorschaltung erreicht, und eine Markerimpuls-Schnittstellen-Einheit 72 (von der ein Teil in der Impulsaufbereitungsschaltung 52 von Fig. 3 enthalten ist) wird zwischen dem Ausgang vom Mischer und dem Niedrigimpulsfilter der in dem Teil 62 enthaltenen Schaltung und dem Eingang zum Mikroprozessorsteuersystem 70 benötigt.
Das letztere bestimmt die Breite des ersten Markerimpulses 66 und den Punkt auf halber Länge, der dem Punkt entspricht, an dem eine Eins-zu-Eins-Beziehung zwischen der Frequenz des YIG-Oszillators und der Frequenz des kristallgesteuerten Oszillators 42 von Fig. 3 besteht. Das Mikroprozessorsteuersystem enthält eine Tastatur oder eine andere Dateneingabevorrichtung, wie 74, und die letztere kann dem Instrument zugeordnet werden, so daß dies zugeschriebene Steuerungen, wie zum Beispiel Start/Stop- und Mitte-/Breite-Tasten enthält.
Der Signalgenerator von Fig. 5 wird im allgemeinen in einer Durchlaufbetriebsart verwandt, und in bezug auf einen großen Teil der weiteren Beschreibung der Betriebsweise der Schaltung wird angenommen, daß dies die ausgewählte Betriebsart ist.
Die ursprüngliche Voreinstellung der Breite des Hin- und Herlaufs (mit einer Skala versehen) und des Mittelpunktes wird mit den erforderlichen Start- und Stopfrequenzen, die die Quelle überstreichen muß, bestimmt. Der YIG-Oszillator 10 muß somit zwischen einer Start- und Stopfrequenz durch Steuern der den beiden verschiedenen Frequenzsteuerelementen im Oszillator zugeführten elektrischen Signale - wie in bezug auf Fig. 3 beschrieben - angetrieben werden. Um jedoch eine noch größere Kontrolle über den Aufbau des Hin- und Herlaufs zu erreichen, werden drei Digital/Analogwandler anstelle der beiden unter Bezug auf Fig. 3 beschriebenen verwandt. Somit bestimmt ein erster DAC 76 den Mittelpunkt des Hin- und Herlaufs, ein zweiter DAC erzeugt die Anstiegsspannung, die dem einen oder dem anderen Treiberverstärker 16 und 18 über einen Skalenbildungs-DAC 80 zugeführt wird, und ein dritter DAC 82 bildet eine Fehlersignalumwandlung als Eingabe für den zweiten Treiberverstärker 18 zur Korrektur der Drift und zum Steuern der Abstimmung der Quelle.
Mit einem Wählschalter 84 läßt sich der Ausgang des Skalenbildungs-DAC 80 an den Eingang von entweder dem Verstärker 16 oder dem Verstärker 18 anschließen.
Eine gemeinsame Quelle 86 bildet die Bezugssignale für die drei DACs 76, 78 und 82, und der Daten-BUS von dem durch einen Mikroprozessor angetriebenen Steuersystem 70 bildet die Hauptdateneingabe für jeden der drei DACs.
Die Datenleitung 88 liefert Informationen bezüglich der Abstimmung des YIG-Oszillators 10 und auch der Hin- und Herlauf-Parameter, wie zum Beispiel Start- und Stopfrequenzen, und die Information bezüglich der Breite des Hin- und Herlaufs für den DAC 80, den Hin- und Herlauf-DAC 78 und den Mittelpunkt-DAC 76.
Während jedes Hin- und Herlaufes ist der Hin- und Herlauf- DAC der einzige Wandler, der dynamisch geändert werden muß. Die über die Datenstraße 88 und 92 zugeführte Information bewirkt, daß 78 ein rampenförmiges Signal erzeugt, und die tatsächliche Form und Amplitude dieses Signals wird durch Parameter im Mikroprozessor bestimmt. Die tatsächliche Amplitude dieses rampenförmigen Signals wird dann durch den Konverter 80 wieder unter Verwendung der Information aus dem Mikroprozessor 70 unterteilt und deckt die passende Breite des Hin- und Herlaufes ab, die von der Information vorgegeben wird, die über die Dateneingabetastatur 74 zugeführt wird.
Die Funktion des Fehler-DAC liegt darin, die von dem YIG-Oszillator 10 erzeugte Frequenz unter der Steuerung des Mikroprozessors um bis zu ±25 MHz "anzustoßen" ("nudge"). Dies dient zum Verschieben der Frequenz des von dem YIG-Oszillator 10 erzeugten Signals, bis die Frequenz zu einem ganzzahligen Vielfachen einer der harmonischen Komponenten des Kammsignals vom Schaltungselement 46 wird.
Die Empfindlichkeit des Fehler-DAC muß geeicht, stabil und schnell gemacht werden, so daß die Frequenz des YIG-Oszillators mit Präzision irgendwo im Bereich der von der Anstoßmöglichkeit gesteuerten 50 MHz schnell geändert werden kann. Auf diese Weise kann der YIG-Oszillator, solange wie das Schwebungssignal an einem Punkt im 50 MHz-Band lokalisiert werden kann, auf eine Frequenz innerhalb eines Bereiches von ±25 MHz der gewünschten Sollfrequenz kalibriert werden, so daß der YIG-Oszillator anschließend durch Anlegen eines zusätzlichen "Fehler"-Signals über den DAC 82 auf die Sollfrequenz verschoben werden kann, auf die die Frequenz steuernden Signale, die dem Oszillator bereits während der Eichung zugeführt worden sind.
Die Anstoßwirkung des Mikroprozessors und des Fehler-DAC 82 dient damit zwei Zwecken:
- Während der Eichung des YIG-Oszillators zu Beginn jedes Hin- und Herlaufes gestattet die Anstoßmöglichkeit ein schnelles und genaues Verschieben der Frequenz des YIG-Oszillators durch ein 50 MHz-Band, um mindestens ein (und vorzugsweise zwei) normalerweise Marker genanntes Schwebungssignal zu finden, und
- nach der Eichung dienen die beiden gleichen Bauteile (das heißt der Mikroprozessor 70 und der Fehler-DAC 82) zum Erzeugen des Gleichspannungs-Verschiebungssignales, das zum Verschieben der Frequenz des YIG-Oszillators auf die Sollfrequenz benötigt wird, die von der dem Mikroprozessor zugeführten Eingangsinformation verlangt wird.
Das Verfahren des Lokalisierens eines Schwebungssignals oder Markerimpulses, wie zum Beispiel 66, schließt damit das folgende ein:
1. Aus der Auswahl einer Frequenzspanne werden der Mittelpunkt, die Breite des Hin- und Herlaufs und der Schwebungs- DAC sämtlich initialisiert, und der Fehler-DAC 82 wird unter der Steuerung des Mikroprozessors 70 auf einen Mittenbereich eingestellt.
2. Bei Beginn der Schwebung wird durch den Mikroprozessor eine Suchroutine ausgelöst, bei der der Fehler-DAC 82 zuerst in einer Richtung (im typischen Fall abwärts) eingestellt wird, bis ein Markerimpuls 66 von der Markerschnittstelle 72 detektiert wird.
Im typischen Fall wird diese so eingestellt, daß sie nach einer Änderung der Amplitude in einem Übergangsbereich von einem Hochfrequenzinhalt bis zur Gleichspannung und zurück bis zum Hochfrequenzinhalt in der betroffenen Amplitudenbewegung Ausschau hält. Die Stellung des Nullpunktes oder der Gleichspannung im detektierten Impuls 86 wird festgehalten, und der Wert des zum Erzeugen des jeweiligen Schwebungssignales erforderlichen Fehlersignals oder Anstoßens wird im Mikroprozessorspeicher gespeichert.
3. Nach dem Feststellen des auf der FM-Spule des YIG-Oszillators zum Erzeugen des Markerimpulses erforderlichen Signales ist der Oszillator wirksam geeicht worden. Das Errechnen des zusätzlichen Signals, das dem bekannten Signal hinzugesetzt (oder von diesem substrahiert) wird, um zum Erzielen der Sollfrequenz die gleiche Frequenz wie die identifizierte Kammsignalkomponente zu erzeugen, ist nun für den Mikroprozessor eine einfache Sache.
Wo es gerade zutrifft, daß die Sollfrequenz gleich der des Markers (Kammsignalkomponente) ist, ist eine Addition oder Subtraktion nicht erforderlich.
In dem allgemeineren Fall, in dem die gewünschte Startfrequenz nicht gleich einer der Kammkomponenten ist, wird ein Algorithmus oder eine Nachschlage-Tabelle zum Bestimmen der Signalkorrektur verwandt, die zum Erzielen der Sollfrequenz aus der Kalibrationsfrequenz benötigt wird.
Der Algorithmus oder die Nachschlage-Tabelle kann in dem Speicher eines Mikroprozessors gespeichert werden (oder in einem ROM oder über eine Tastatur in den Maschinenspeicher eingegeben werden) und beschreibt die Frequenzabhängigkeit des YIG-Oszillators 10 für verschiedene Signale, die den die Frequenz bestimmenden Haupt- und Hilfsspulen zugeleitet werden.
Wo sehr hohe Genauigkeiten verlangt werden, schließt die Suchroutine des Mikroprozessors die Schritte ein, die zum Identifizieren der hochfrequenten Kantengebiete des identifizierten Marker-Impulses 66, der in Fig. 5 mit 94 und 96 bezeichnet ist, benötigt werden, und der Mikroprozessor wird weiter so programmiert, daß er zwischen diesen beiden Kanten des Marker-Impulses interpoliert und die Mittelstellung zwischen den beiden Kanten 94 und 96 findet. Da der Impuls 66 erzeugt wird, während sich die Frequenz des YIG-Oszillators von oben bis unter eine der Kammfrequenzen (oder in der entgegengesetzten Richtung) bewegt, entspricht der mittlere Punkt 68 demjenigen Fall, bei dem die Frequenz des YIG-Oszillators 10 genau gleich der Kammfrequenz, mit der sie gemischt wird, ist. Durch Einschließen dieses zusätzlichen Rechenvorganges in das Suchprogramm des Mikroprozessors wird vom Prozessor 70 für das Signal vom Fehler-DAC 82 ein besonderer und genauer Signalparameter vorgegeben, so daß vom YIG-Oszillator 10 ein Signal mit genau der gleichen Frequenz wie die der Kammkomponente, die von dem kristallgesteuerten Oszillator 42 abgeleitet wird, erzeugt wird.
Gegenwärtig erzielen Signalgeneratoren mit offener Schleife Frequenzgenauigkeiten in der Größenordnung von ±5 MHz. Ein erfindungsgemäßes Gerät hat bei 2.000 MHz Genauigkeiten von ±100 kHz erreicht. Falls der YIG-Oszillator 10 eine gute Linearität und ein voraussagbares Frequenzverhalten gegenüber Änderungen in den Steuersignalen von 16 und 18 aufweist, läßt sich bei Verwendung einer Anordnung, wie sie in Fig. 5 gezeigt wird, ein sehr genauer Hin- und Rücklauf erreichen.
Falls ein CW-Betrieb verlangt wird, wird die Breite des Hin- und Rücklaufs auf Null gesetzt, und die Betriebsfrequenz des YIG-Oszillators 10 wird mit dem Mitten-DAC 76 bestimmt. Durch Setzen des Fehler-DAC 82 auf den Mittenbereich und das anschließende Auslösen der Suchroutine des Mikroprozessors wird der YIG-Oszillator 10 durch Finden des nahesten Marker- Impulses, wie zum Beispiel 66, geeicht (und die Mittenposition von diesem, falls dieser Genauigkeitsgrad verlangt wird), und dann wird das erforderliche Fehler-Signal oder Anstoß-Signal errechnet, das zum Verschieben der Ist-Frequenz des YIG-Oszillators 10 auf die Soll-Frequenz, die die Quelle 10 erzeugen soll, benötigt wird.
Drift insbesondere aufgrund von thermischen Einwirkungen während des CW-Betriebes läßt sich mit einer thermischen Ausgleichsschaltung, wie sie in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben wurde, ausregeln.
Falls sich der CW-Betrieb in regelmäßigen Abständen unterbrechen läßt, wird der Mikroprozessor 70 zweckmäßig hierauf programmiert und führt während jedes toten Intervalls vor dem erneuten Aufschalten der RF eine weitere Such- und Eichroutine durch.
Zum Vermindern von Einschaltvorgängen und Schaltschwierigkeiten wird der YIG-Oszillator 10 vorzugsweise nicht an- und abgeschaltet, sondern die RF-Schaltung 62 enthält ein geeignetes Dämpfungsglied zum Dämpfen des Ausgangssignals während der ursprünglichen und der folgenden Eichabschnitte.
Ein solches Dämpfungsglied wird vorzugsweise auch in die Betriebsart Hin- und Herlauf eingeschlossen, so daß das RF-Signal zu Beginn jedes Hin- und Herlaufs gedämpft wird.
Fig. 6 zeigt eine Hardware-Ausführungsform ohne einen Mikroprozessor, die aber auf die Genauigkeit beschränkt ist, die mit dem bloßen Detektieren der Gegenwart eines Marker-Impulses, wie des Impulses 66, verbunden ist.
Die Marker-Schnittstelle enthält hier einen Detektor zum Feststellen der Gegenwart eines Impulses, der mit irgendeinem geeigneten Mittel entweder die vor- oder die nachlaufende Kante eines Impulses, wie er zum Beispiel bei 66 gezeigt wird, detektiert.
Dem erforderlichen Hin- und Herlauf entsprechende Frequenzen werden über die Frontkonsole 98 eingegeben, und eine FREQUEN- CY INSTRUCTION-Schaltung 100 errechnet die geeigneten Treibersignale zum Aufstellen der digitalen Abtastdaten für die Treiber-DAC 76 usw. oder Analogspannungen für die Treiberverstärker 16, 18. Sie erzeugt auch eine Spannung entsprechend dem Abstand, den die erforderliche START-Frequenz von einem Eichpunkt hat. Diese Frequenz wird NUDGE SIGNAL (Anstoßsignal) genannt und kann mit dem Schalter 81 ein- oder ausgeschaltet werden. Falls die erforderliche START-Frequenz demnach 57 MHz beträgt und ein Eichpunkt bei 50 MHz verfügbar ist, wird ein Signal entsprechend +7 MHz erzeugt. Falls 42 MHz den erforderlichen START-Punkt darstellen, muß ein Signal entsprechend -8 MHz erzeugt werden. Ein NULL-Signal (0 Volt) wird für eine START-Frequenz gleich einem Eichpunkt erzeugt. Dies gilt, wo die START-Frequenz ein Vielfaches von 25 MHz ist.
Die FREQUENCY INSTRUCTION-Schaltung 100 baut damit die Treiberschaltungen auf, so daß die START-Frequenz ein Vielfaches der Eichpunkte ist, und nach der Eichung wird die verlangte START-Frequenz durch Einschalten des NUDGE SIGNAL und dessen Addition zu den von 100 aufgebauten Signalen erreicht.
Ein SWEEP RAMP GENERATOR 102 bildet eine feste rampenförmige Spannung, die den Oszillator über die Treiberelektroden 78, 80 über dem erforderlichen Bereich antreibt. Dieser Generator startet die rampenförmige Spannung nach Maßgabe eines Signales auf dem TRIGGER-Eingang. Am Ende der Spannung zeigt 102 dies durch Ausbildung eines Signals am SWEEP END-Ausgang 104 an.
Ein weiterer Bereich der Hardware, die LOCK CONTROL 108, bildet eine zweite rampenförmige Spannung, die einen kleinen Frequenzbereich abdeckt, der zum Abdecken der erwarteten maximalen Fehler ausreicht. Wenn sie von einem Signal am Eingang 110 der START LOCK RAMP verlangt wird, wird eine rampenförmige Spannung von ihrem Minimumpunkt ausgehend gestartet und angehalten, wenn dies vom STOP LOCK RAMP-Eingang 112 verlangt wird.
Das RF-Signal wird dem (bereits genannten) MARKER PRESENCE DETECTOR 114 zugeführt, dessen Ausgang mit einer Verriegelungsschaltung 116 verriegelt wird. Die LOCK CONTROL 108 arbeitet so, daß bei Vorhandensein eines (einem Eichpunkt entsprechenden) Marker-Impulses 66 ein STOP LOCK RAMP-Signal für den Eingang 112 erzeugt wird, und der Wert der rampenförmigen Spannung von 108 wird in einer SAMPLE & HOLD-Schaltung (Abtast- & Halteschaltung) 118 gehalten.
Die Aufeinanderfolge der Ereignisse während eines typischen Hin- und Herlaufs unter der Steuerung der Signale von der Zeitschaltung 120 ist wie folgt:
(a) Die Frequenzparameter werden über Steuerungen auf die vordere Konsole 98 gegeben. Die Frequenz der FREQUENCY IN- STRUCTION-Schaltung 100 auf die gewünschte STOP-Frequenz.
Es leuchtet ein, daß das NUDGE SIGNAL entfernt werden muß, während der YIG-Oszillator 10 am Anfang und Ende jedes Hin- und Herlaufes geeicht wird. Aus diesem Grund ist der Schalter S1 vorgesehen.
Falls eine höhere Genauigkeit verlangt wird, kann der Detektor 114 eine stärker komplexe Vorrichtung sein, um aus der Breite des Impulses 66 zu interpolieren und eine Information entsprechend dem Null-Punkt 68 des detektierten Marker-Impulses zu erzeugen, wie dies unter Bezug auf Fig. 5 beschrieben wurde.
Fig. 7 zeigt eine sich auf Fig. 3 stützende doppelt wirkende abwärtsgerichtete Umwandlungsanordnung, die aber durch geeignete Wahl von zwei Treiberfrequenzen ermöglicht, daß die Software-Verriegelung 30 GHz und jenseits dieser Größe liegende Frequenzen erreicht.
Der Aufbau und die Arbeitsweise dieser Anordnung ist ähnlich wie bei Fig. 3, und sofern angebracht werden ähnliche Bezugszeichen verwendet.
Eine Probe der RF-Ausgangsfrequenz wird einer ersten nach unten gerichteten Wandlerstufe zugeführt, die einen Abtaster oder Mischer 126 enthält. Diesem Abtaster wird ein von einer Hochfrequenzbezugsquelle 128 (zum Beispiel einem 500 MHz- SAW-Oszillator), einem Leistungsverstärker 130 und einer stufenweise wirkenden Wiederaufnahmediode 132 abgeleiteter Treiberkamm zugeführt. Das niederfrequente, nach unten gerichtete Umwandlungssignal wird dann durch 134, 136 verstärkt und gefiltert und bildet ein breitbandiges Antriebssignal für eine zweite nach unten gerichtete Umwandlungsstufe aus einem Abtaster oder Mischer 138 (entsprechend dem Abtaster oder Mischer 40 von Fig. 3). Dieser Mischer 138 wird mit einem Treibersignal angetrieben, das eine weit niedrigere Frequenz als das für den Abtaster oder Mischer 126 aufweist. Zweckmäßig wird das Treiberbezugssignal für 138 aus einem heruntergeteilten Signal vom ersten Bezugssignal (das heißt der 500 MHz-SAW-Quelle) unter Verwendung eines Teilers 140 gewonnen.
Der übrige Teil der Schaltung arbeitet im allgemeinen, wie dies unter Bezug auf Fig. 3 beschrieben wurde.
Zum Ermöglichen der größeren Nichtlinearität und der hinweisenden Ungenauigkeit, was bei solch hohen Frequenzen beim anfänglichen Abstimmen der Ausgangsfrequenz stattfindet, werden sowohl die nieder- als auch die hochfrequenten Impulse bearbeitet. Zu diesem Zweck ist für den Ausgang bei 136 eine zweite Bearbeitungslinie 48', 50' & 52' vorgesehen.
Im Betrieb wird der YIG-Oszillator 10 in etwa abgestimmt und der naheste relevante 500 MHz-Marker wird gesucht. Sobald dieser einmal gefunden ist, kann dies auf den verwandten 25 MHz-Marker am niederfrequenten Markerausgang bezogen werden. Von dann an wird für diesen Ausgangsfrequenzbereich nur ein Bezug auf den 25 MHz-Marker benötigt. Nur falls die Ausgangsfrequenz um einen großen Betrag (zum Beispiel mehr als zum Beispiel 3 GHz) verschoben werden soll, würde ein Rückbezug auf den 500 MHz-Markerausgang benötigt.
Es folgt nun ein Listing und eine allgemeine Beschreibung eines Programms, das in Verbindung mit einem geeigneten Mikroprozessor zum Durchführen der verschiedenen eine Frequenz auf bauenden Stufen und Eichstufen des hier beschriebenen Gerätes verwandt werden kann.

Code der Markerverriegelungsquelle

Der eine Eintrittspunkt ist die Prozedur LOCK_START. Hierzu wird angenommen, daß die Einrichtung für den Hin- und Herlauf in etwa auf die richtige Frequenz eingestellt wurde und daß jetzt nur eine Eichung auf einen 25 MHz-Marker verlangt wird. Es wird angenommen, daß der nächste Marker der richtige zum Aufschalten ist. Dies schließt ein, daß der maximale Fehler beim Einstellen der Frequenz unter 12,5 MHz liegt.
Ruf lock start auf, wenn die aufrufende Prozedur zum Start eines Hin- und Herlaufs bereit ist, die Werte für den NUDGE nach dem Aufschalten müssen bereits (in einem anderen Modul) aus der erforderlichen Startfrequenz errechnet worden sein. Im Prinzip ist es ein einfacher Algorithmus zum Auffinden des Restes nach einer mehrmaligen Subtraktion von 25 MHz:
REST = START- ([START / 25 MHz ] * 25 MHz) FALLS REST > 12.5 MHz dann REST = REST - 25 MHz
Wo START gleich der verlangten Startfrequenz ist, bedeutet "/" eine ganzzahlige Division. Der Rest wird dann gemäß der Hardware zum Erzielen des Wertes ERROR_DAC_NUJ bemessen, welcher der zum Erzielen der erforderlichen Startfrequenz nach dem Aufschalten zu summierende Wert ist.
Die Struktur des Moduls ist wie folgt:

LOCK START Prozedur

Dies ist die Hauptprozedur, die nach Erzielen der Eichung zurückkehrt und der NUDGE ist zum Erzielen der erforderlichen Startfrequenz addiert worden. Dies ruft zwei Hauptroutinen SEARCH_UP und SEARCH_DOWN auf.

SEARCH UP,SEARCH DOWN-Prozeduren

Diese führen auf der Suche nach Markern und zum Feststellen von deren Mittelpunkten vollständige Aufwärts- und Abwärtssuchen (in Frequenzen gerechnet) durch. Die den Mittelpunkten entsprechenden Werte werden in den Speichern E1 und E2 gespeichert. Diese Routinen verwenden primitive Routinen NUD,NDD.

NUD,NDD Prozedur

Diese Routinen sind udge p und etect und udge own und Detect (Nudge Aufwärts und Detektieren und Nudge Abwärts und Detektieren). Diese stellen den Fehler-DAC wie verlangt ein und warten auf die Suche für einen Marker bei der erzeugten Frequenz. Sie enthalten einige Intelligenz, um sicherzustellen, daß der mitgeteilte Status Marker anwesend/nicht anwesend das mögliche Loch im Mittelpunkt des Markers in Rechnung setzt. Diele Routinen verwenden WAIT_FOR_MARKER.

WAIT FOR MARKER Prozedur

Dies ist eine primitive Routine, die einfach Hardware-Verzögerungen nach dem Einstellen des Fehler-DAC in Rechnung setzt und dann auf die Gegenwart eines Markers an dem einen Frequenzpunkt prüft.

TEST TO 12M5

Diese Routine liefert einfach ein Flag, das anzeigt, ob der gefundene Aufschaltpunkt aufgrund des Abstandes vom ungeeichten Punkt gültig ist.

In diesem Modul verwandte Daten

error_lock Der endgültige Aufschaltwert
lock_errno Fehlerbericht von lock_start
error_dac_nuj Nudge zur erforderlichen Startfrequenz
locked_error_dac_data Endgültig abgespeicherte Daten für error_dac
sweep_dac_start adjust Feineinstellung des Nudge
error_dac_default Standardwert für Aufschalten
width_dac_data Kopie der zum sweep_width_dac gesandten Daten.
current_sweep_data Kopie der aktuellen Daten gesandt zum Hin- und Herlauf gesandt zum sweep_dac.
sweep_width Aktueller Soll-Breitenwert.
centre_dac_data Kopie der zum center_dac gesandten Daten.
fm_nuj_down Nudgewert verwandt bei einer Frequenz < 12,5 MHz (kein Marker bei 0 MHz)
max_distance vom Standard-Mittelpunkt erlaubter Maximalabstand
gives_out Wert, wenn der Nujing-Start ankommt
locked_error_dac_data Summe of_lock und used_nuj
error_lock Daten für error_dac nach dem Aufschalten
error_dac_default angenommene Stelle zum Auffinden von mkr (DC oder anders)
error_dac_nuj NUJ up/down zum Erreichen der Startfrequenz aus Aufschaltung
lock_errno Abschlußcode von lock_start
e1 Speicher für Marker-Abwärtssuche
e2 Speicher für Marker-Aufwärtssuche
marker_mask Bitmaske für Marker-Pack
Prozedur WAIT_FOR_MARKER angewandt von NUD.NDD auf der Suche nach dem Marker
Eingeben mit Register-DX-Haltedaten zum Weiterlauf zu error_dac
Sende diese Daten zu error_dac (zum Betreiben der FM-Spule)
Gestatte ein Zur-Ruhe-Kommen für einen Zeitabschnitt aufgrund von Verzögerungen von Hardware-Treibern und führe das gesetzte NON-ZERO-Flag, falls mkr gefunden wurde, zurück, im anderen Fall das gesetzte ZERO-Flag Setze Marker-Hardware zurück Stelle die FM-Spule treibenden error_dac ;Warte auf die 50-us-Verzögerung des error_dac Infolge von RC-Filterung etwa 60 us Starte nun den Testanschluß
pop cx ZERO-Flag liefert den Status des Markers ret
Prozedur NUD (NDD) Nudge Up (/Down) und Detect.
Suchroutine zum Detektieren eines Markers durch Manipulation des error_dac Up(Down).
Bezieht sich auf WAIT_FOR_MARKER zum Zurückführen des Status, ob oder ob nicht der Nudge zum DAC die Frequenz innerhalb oder außerhalb eines Markers gesetzt hat
Der Algorithmus ist wie folgt :
1/. Erhöhe die DAC-Spannung, falls der Überlauf den search and return error(CARRY) abbricht.
Prüfe Marker, falls gefunden, setze NON-ZERO
2/. Hier mit NOT MARKER FOUND, da dies in dem Loch in der Mitte des Markers sein könnte, nudge aus dem Loch und versuche erneut wie bei '1/.'
Immer dann, wenn ein Überlauf als Ergebnis eines Ansteigens am DAC auftritt, berichte den Fehler. nudge up und detektiere Ende des Weges des DAC prüfe schnell auf Marker Marker gefunden, OK etwas anderes könnte ein Loch sein, prüfe dies Ende des Weges des DAC versuche erneut nach dem Darüberstoßen Marker wiedergefunden außerhalb des Bereiches Zeige Fehler an nudge down und detektiere Ende des Weges des DAC prüfe schnell auf Marker Marker gefunden, OK etwas anderes könnte ein Loch sein, prüfe dies Ende des Weges des DAC versuche erneut nach dem Darüberstoßen, falls es ein Loch war Marker wiedergefunden außerhalb de Bereiches zeige Fehler an
Prozedur search_up,(search_down). Verwandt bei LOCK_START
Komplettiere die Such-Routine unter Verwendung von NUD und NDD zum Manipulieren des error_dac und prüfe auf Marker.
Starte error_dac auf letzte bekannte Aufschaltposition und gestatte ein Beruhigen.
Dann nudge auf und ab zum Finden der Außenenden des Markers und damit des Mittelpunktes
Gib Mittelpunkt des gefundenen Markers in den Speicher E1 zum search_down ein.
Gib Mittelpunkt des gefundenen Markers in den Speicher E2 zum search_up ein. obgleich es schon dort sein sollte -starte Suche abwärts- (Ende des range-error) loop bis Marker gefunden wir sind in einem Marker irgendwo (Ende des range-error) loop bis Marker fehlt sichere diese Position - ein Ende des Markers gefundenes Ende von diesem (Ende des range-error) loop bis Marker wiedergefunden zurückbewegt (Ende des range-error) loop bis Marker fehlt gefundenes anderes Ende - gibt Breite dies ist halbe Breite ergibt Mittelpunkt Fehler bei search down, dx hält Überlauf oder Unterlaufdaten sehr wenig Verzögerung hier notwendig -starte Aufwärtssuche - (Ende des range-error) loop bis Marker gefunden wir sind in einem Marker irgendwo (Ende des range-error) loop bis Marker fehlt dies ist das ferne Ende des mkr, speichere temp nun bewege wieder herein (Ende des range-error) loop bis zurück in Marker (Ende des range-error) loop bis Marker fehlt habe nun anderes Ende bekommen bekomme Breite gibt Mittelpunkt bekomme andere Verriegelung - muß besser sein
Prozedur TEST_TO_12M5
Register AX hält möglichen Aufschaltpunkt.
Prozedur prüft, daß sie im zulässigen Fehlerbereich ist. prüfe wieder die 12,5-MHz-Verschiebung wo sie berechnet werden sollte führt carry zurück oder nach unten, falls OK
lock_start verwende error_lock, um die Fehlerspule so gut wie eine Schätzung möglich ist, an die Stelle des erwarteten Markers zu setzen. Dies sollte immer (mit einer Ausnahme) der naheste Marker sein. Im schlimmsten Fall wird dies 12,5 MHz von der erforderlichen Startfrequenz abliegen (unter der Annahme, daß 25 MHz-Marker vorliegen). Die Ausnahme ist natürlich unter 12,5 MHz. Führe dann die Routine zum Aufwärts- und Abwärtsstoßen (nudge (nuj) up and down) des Fehler-DAC durch zum Auffinden des nahesten Markers (der nahesten Marker). Dieser Endwert wird dann der Mittelpunkt des nahesten Markers sein.
Zum tatsächlichen Ankommen an der erforderlichen Startfrequenz werden dann Daten addiert, die den ±12,5 MHz entsprechen, die der Marker vom START entfernt ist. Dies ist im ERROR_DAC_NUJ. Ein -ve-Ventil (valve) bewegt sich zurück unter den Marker, ein +ve-Ventil springt nach vorne.
Um zu verhindern, daß sich der Verriegelungsmechanismus auf den falschen Marker aufschaltet, werden einige Tests durchgeführt, um den Abstand zu prüfen, um den der Verriegelungspunkt abliegt. suche abwärts und suche aufwärts, speichere in e2 search_up Verriegelungspunkt search_down Verriegelungspunkt prüfe jeden berichteten Fehler
Bei Ausfall der Verriegelung, prüfe die zwei bevorzugten Versuche in AX (es muß nicht so sein) suche down-Punkt suche down-Punkt so mache Suche nach unten erste Wahl
Die mkr bei beiden Versuchen gefunden oder beide gefunden - was ist am besten? vergleiche mit anderem Verriegelungspunkt "e1" tausche (swop), so daß die zwei Versuche so sind, daß ;sichere den höheren Wert Differenz zwischen den beiden zum Auffinden des Mittelpunktes der zwei gefundenen Marker bewege den anderen Marker zurück auf ax prüfe dieses (ax) aus und stelle fest, ob OK hier mit bevorzugtem mkr in ax, sonst in dx versuche einen anderen dieser eine ist besser fehlerplacierendes Zentrum reduziert Mittelpunkt des Bereiches verschwende keine Zeit mit Verriegelung, falls rf nicht an ist Gib ein mit ax als neue Verriegelungsdaten vergleiche mit letztem Verriegelungsversuch alle Verriegelungsversuche müssen hier zum Aufräumen durchfallen vermeide sämtliche "Ende des Weges"-Werte entweder nuj vom Verriegelungspunkt oder von der kalkulierten centre dac-Position für niedrige Frequenzen dies ist wo ein Hin- und Herlauf auf dem Fehler-DAC (zur Auflösung) starten würde Probleme mit der Breite return aufgeschaltet Ende (Markermodul)

Claims

1. Ein Verfahren zum Vorbereiten einer Signalgeneratorvorrichtung, damit diese eine Ausgangsfrequenz irgendwo in einem Bereich bis zu hunderten und tausenden MHz liefern kann und die mit Frequenzgrob- und -feinsteuersignalen beaufschlagte Frequenzgrob- und -feinsteuerelemente (12, 14) enthält, wobei die Frequenzfeinsteuerung bei entsprechenden Änderungen im Wert eines ihr zugeführten elektrischen Signales, aber nur über einem schmalen Bereich von N ± MHz lineare Änderungen in der Ausgangsfrequenz erzeugen kann, dadurch gekennzeichnet, daß:

- das Ausgangssignal der Vorrichtung mit einem viele Komponenten enthaltenden Bezugssignal mit mindestens einer bekannten Komponente mit einer Frequenz von L MHz, die innerhalb von N MHz jeder gewünschten Frequenz F MHz liegt, zusammengesetzt wird,

- die Werte der der Vorrichtung zugeführten Frequenzgrob- und -feinsteuersignale zur Bildung eines Ausgangssignals mit einer Frequenz auch innerhalb von N MHz der gewünschten Frequenz F MHz eingestellt werden,

- der Parameter des das Frequenzfeinsteuerelement (36) steuernden elektrischen Signal es dann bis zum Detektieren eines Schwebungssignales eingestellt wird, an welchem Punkt die Vorrichtung kalibriert werden kann, da das Schwebungssignal eine Eins-zu-Eins-Beziehung des Ausgangssignales und der bekannten Bezugssignalkomponente L MHz anzeigt, und

- die Werte der Frequenzfeinsteuersignale, bei denen Schwebungssignale detektiert werden, zu Kalibrierungszwecken gespeichert werden,

- wobei unter Verwendung eines Algorithmus oder einer Nachschlagtabelle der Wert des von dem Frequenzfeinsteuerelement zum Verschieben der Frequenz der Vorrichtung um (F-L) MHz benötigten Korrektursignales bestimmt werden kann und ein Ausgangssignal von F MHz unter Verwendung der gespeicherten Kalibrierungswerte der Steuersignale für L MHz und durch Zugabe des Korrektursignales zu dem gespeicherten Feinfrequenzsignal und Verwendung des kombinierten Signales als das Frequenzfeinsteuersignal für die Vorrichtung erzielt werden kann.

2. Ein Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Kalibrierungsvorgang und das Verschieben der Frequenz, die Schwebungssignaldetektierung, die Signalspeicherung und -zugabe unter der Steuerung eines Mikroprozessors erfolgt.

3. Eine Signalgeneratorvorrichtung, deren Ausgangsfrequenz auf eine Frequenz F einzustellen ist, mit einem Hauptoszillator (10) mit einem Ausgang, an dem ein Rundfunkfrequenzsignal bei Betrieb des Oszillators erscheint und mit dem ein eine große Bandbreite aufweisendes und ein eine kleine Bandbreite aufweisendes Frequenzsteuerelement zusammenwirken, wodurch lineare Änderungen in der Ausgangsfrequenz über dem schmalen Frequenzband durch Bewirken von entsprechenden Änderungen in einem Parameter eines ihm zugeführten elektrischen Signales erreicht werden können, gekennzeichnet durch:

(1) ein Regelsystem zum Erzeugen von elektrischen Signalen aus in das System eingegebener Information zum Regeln der Frequenz des Hauptoszillators,

(2) Mittel zum Ableiten eines Abfragesignales vom Ausgang des Hauptoszillators,

(3) eine oszillatorische Signalquelle (42) mit stabiler fester Frequenz zum Erzeugen eines Bezugssignales F(ref),

(4) Schaltmittel (44, 46) zum Erzeugen eines harmonischen Spektrums oder "Kammes" von Signalen F(ref); 2F(ref); 3F(ref) . . . n.F(ref) (genannt Signal mit harmonischem Spektrum), wobei sich mindestens eine Komponente des Spektrums in dem kleinen Frequenzband von F befindet, aus dem Bezugssignal F(ref),

(5) ein Misch- oder Abfrageschaltmittel (40) zum Kombinieren des abgefragten Signales mit dem Signal mit harmonischem Spektrum zum Erzeugen von Schwebungssignalen, das heißt Signalen mit Frequenzen, die unter anderem gleich der arithmetischen Differenz zwischen der Frequenz des Abfragesignales und der Komponente in dem Signal mit harmonischem Spektrum sind, und

(6) ein Schwebungssignaldetektorschaltmittel (48, 50, 52), das auf das Ausgangssignal des Mischschaltmittels anspricht und das Auftreten eines Schwebungssignalimpulses identifiziert, und

die Anordnung der folgenden, der Frequenzkalibrierung dienenden Elemente:

ein programmiertes Regelsystem zum Ändern der den Abstimmsteuerungen des Hauptoszillators zugeführten Frequenzsteuersignalen bis zum Erzeugen eines durch das Zusammenwirken des Ausgangssignales des Hauptoszillators und einer Komponente N.F(ref) des Signals mit harmonischem Spektrum bewirkten Schwebungssignales, Mittel zum Detektieren eines Schwebungssignales, an welchem Punkt die Werte der dem Hauptoszillator zugeführten Frequenzsteuersignale zum Erzeugen einer Frequenz von N.F(ref) bekannt sind, und Mittel zum Speichern eines Algorithmus oder einer Nachschlagetabelle, die die Frequenzabhängigkeit des Hauptoszillators zum Steuern der dessen Frequenzsteuerelementen zugeführten Signale beschreibt,

wobei das programmierte Steuermittel ein Mittel zum Errechnen neuer Werte für die dem das schmale Band aufweisenden Frequenzsteuerelement zugeführten Steuersignale enthält unter Verwendung des Algorithmus oder der Nachschlagetabelle und der Werte der Frequenzsteuersignale, die die detektierte Schwebungsfrequenz mit dem N.F(ref)-Signal erzeugen, wobei die neuen Werte bewirken, daß sich der Hauptoszillator in der Frequenz von N.F(ref) zur Sollfrequenz F verschiebt.

4. Ein Verfahren zum Steuern der Schwingungsfrequenz eines Hauptoszillators in einer Signalerzeugungsvorrichtung, in der ein auf ein Steuersignal ansprechendes lineares Frequenzsteuerelement (36) eine begrenzte Frequenzdurchlauffähigkeit aufweist, gekennzeichnet durch die folgenden Stufen:

(1) Erzeugen von Frequenzsteuersignalen, die am Ausgang des Hauptoszillators ein Signal erzeugen, das, falls es F nicht gleich ist, dicht bei diesem liegt, und Anlegen dieses Signales an den Oszillator,

(2) Kombinieren einer Probe des Ausgangssignales des Hauptoszillators mit einem Bezugssignal mit einer Komponente, die ausreichend eng an der Sollfrequenz F liegt, um innerhalb des begrenzten Durchlaufbereiches der Frequenz F der Schwingung des Hauptoszillators zu sein,

(3) Einstellen des Wertes des der linearen Frequenzsteuerung zugeführten Signales, bis ein Schwebungssignal zwischen dem Ausgangssignal des Hauptoszillators und der Bezugssignalkomponente festgestellt wurde, und

(4) Einstellen des Wertes des Steuersignales für das lineare Frequenzsteuerelement aus dem Wert, der dem Wert entspricht, an dem das Schwebungssignal auf einen neuen errechneten Wert detektiert ist unter Verwendung eines Algorithmus oder einer Nachschlagetabelle bezüglich der Frequenzabhängigkeit des Hauptoszillators gegenüber den Werten der für diesen vorgesehenen Frequenzsteuersignale, um das Ausgangssignal des Hauptoszillators auf die Sollfrequenz F zu verschieben.

5. Ein Verfahren nach Anspruch 4, wobei bei Anrufen des Hauptoszillators zu einem Durchlaufen durch einen Frequenzbereich das Verfahren durch die folgenden Schritte gekennzeichnet ist:

(1) Verändern des errechneten Steuersignales unter Verwendung des korrigierten Steuersignales als Ausgangspunkt, wobei die Veränderung in Übereinstimmung mit einem die Schwingungsfrequenz mit dem Wert des Steuersignales verbindenden Algorithmus erfolgt,

(2) bei Erreichen der endgültigen Zielfrequenz des Durchlaufes anschließend der Ausgang des Signalgenerators gesperrt wird und

(3) anschließend der Korrekturvorgang unter Einschluß des vorstehend erwähnten Verfahrens wiederholt wird, bis wieder ein Schwebungssignal detektiert wird, worauf der Durchlaufvorgang wieder ausgelöst werden kann.

6. Ein Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Bezugssignal ein Signal mit einem harmonischen Spektrum ist, und gekennzeichnet durch

(1) Identifizieren einer Folge von Schlüsselfrequenzen in dem zu durchlaufenden Bereich und Beginnen mit entweder niedrigsten oder höchsten, Durchführen von Korrekturen an dem dem Hauptoszillator zugeführten Steuersignal bis zum Erzeugen eines Schwebungssignales durch das Zusammenwirken des Ausgangssignales des Hauptoszillators und einer Komponente des Bezugssignales,

(2) Modifizieren des korrigierten Steuersignales nach Maßgabe des bekannten Algorithmus unter Erzeugen eines Steuersignales zum Erzielen von Frequenzen zwischen der ersten Frequenz und der nächsten Zielfrequenz,

(3) bei Annäherung an die nächste Zielfrequenz Wiederholen des Kalibrierungsvorganges für das Steuersignal des Oszillators vor einer Wiederholung der Änderung der Frequenz des Oszillators über dem nächsten Frequenzbereich bis zur nächsten Zielfrequenz.

7. Eine Signalerzeugungsvorrichtung oder Verfahren zum Betreiben dieser Vorrichtung gemäß irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen zum Steuern der Signalgeneratorvorrichtung oder zum Ausführen des Verfahrens geeigneten Mikroprozessor, und wobei digitale Signale durch den Mikroprozessor erzeugt und Digital/Analogwandler (DAC's) (34, 36, 38) zum Wandeln der digitalen Signale in Spannungen oder Ströme, die zum Steuern der Frequenz des Hauptoszillators verwandt werden können, dienen.

8. Eine Signalgeneratorvorrichtung oder Verfahren gemäß irgendeinem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahl des Schwebungssignales mittels eines auf den Durchgang von Signalen im Bereich von Gleichspannung bis f eingestellten Tiefpaßfilters (48) erreicht wird, wobei f in einem typischen Fall in dem Bereich von 500 kHz bis 5 MHz liegt, und das ein Signalverstärkermittel (50) und ein Impulsformerschaltungsmittel (52) nach dem Tiefpaßfilter und vor dem Mikroprozessor vorgesehen ist.

9. Eine Signalgeneratorvorrichtung oder Verfahren nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, gekennzeichnet durch einen zum Steuern der Signalgeneratorvorrichtung oder zum Durchführen des Verfahrens und auch zum Bestimmen der genauen Mittelstellung des ausgewählten Schwebungssignalimpulses aus der Breite des Schwebungssignalimpulses geeigneten Mikroprozessor, wobei der ausgewählte Schwebungssignalimpuls der Nullfrequenz oder dem Gleichspannungsgehalt des Schwebungssignals entspricht, und der Mikroprozessor auf das Heraussuchen der Mittelstellung jedes von ihm erkannten Schwebungssignalimpulses programmiert ist und zum Verwenden der ermittelten Mittelstellung des Impulses zum Ausrichten des diesem entsprechenden Wertes des die Frequenz steuernden Signales.

10. Eine Signalgeneratorvorrichtung oder ein Verfahren mit einer Mikroprozessorsteuerung gemäß irgendeinem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß zum Betrieb im Durchlaufmodus, das heißt wo die Generatorvorrichtung ein Signal erzeugt, dessen Frequenz sich über der Zeit von einer ein durchlaufenes Band bestimmenden ersten Frequenz (f1) bis zu einer zweiten Frequenz (f2) verändert, wobei zwei Informationsteile in einen mit dem Mikroprozessor zusammenwirkenden Speicher eingegeben werden, nämlich:

(a) die Durchlaufbreite (das heißt F2-F1) und

(b) der Mittelpunkt des durchlaufenen Bereiches, das heißt ½(F2+F1), und wobei der Anfangspunkt des durchlaufenen Bereiches mit den folgenden Stufen ermittelt wird:

(1) ein Mikroprozessor wird von der Information bezüglich der Durchlaufbreite und des Mittenbereiches so programmiert, daß er ein Steuersignal errechnet, so daß das von dem Mikroprozessor angestoßene Digital/Analogwandlermittel, DAC, ein oder mehrere Analogsignale erzeugt, die theoretisch bewirken sollten, daß der Hauptoszillator die Startfrequenz erzeugt,

(2) gleichzeitig ein Fehler DAC, dessen Ausgang mit dem zuerst erwähnten DAC-Mittel zusammengeschaltet wird, auf den Mittenbereich gesetzt wird,

(3) in dem Fehlersignal dann durch den Mikroprozessor eine Korrektur erzeugt wird, um das Ausgangssignal vom Fehler DAC bis zum Erkennen eines Schwebungs- oder Differenzsignales zu ändern,

(4) die zum Erzeugen des Schwebungssignalimpulses erforderliche Gesamtkorrektur für den Wert des Fehlersignales in einem Pufferspeicher für eine sich anschließende Bezugnahme gespeichert wird,

(5) eine Einstellung in den dem Hauptoszillator zugeführten Steuersignalen nach Maßgabe der Frequenz/Steuersignalcharakteristik des Hauptoszillators unter Verwendung der in dem Puffer als Ausgangspunkt gespeicherten Werte zum Erzielen einer neuen Betriebsfrequenz des Hauptoszillators entsprechend der Startfrequenz (F1) des Durchlaufs bewirkt wird,

(6) durch den Mikroprozessor ein Durchlauf unter Erzeugung eines sich verändernden Ausgangssignales bewirkt wird, das an das Frequenzsteuerelement des Hauptoszillators angelegt wird, so daß der gewünschte Durchlauf in der Ausgangsfrequenz von f1 bis f2 erzeugt wird.