DE3631138C2

DE3631138C2 - Spannungsquelle mit Gleichspannungsumformer

Info

Publication number: DE3631138C2
Application number: DE3631138A
Authority: DE
Inventors: Masayuki Yasumura
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1985-09-14
Filing date: 1986-09-12
Publication date: 1994-11-24
Anticipated expiration: 2006-09-13
Also published as: DE3631138A1; GB2180416B; CA1283949C; US4736283A; KR870003422A; GB8622062D0; GB2180416A; JPH0775469B2; JPS6264266A; KR0130074B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungsquelle gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Insbesondere befaßt sich die Erfindung mit einer für hohe elektrische Leistungen ausgelegten Spannungsquelle zur Erzeugung einer stabilisierten Ausgangsspannung (JP-OS 60-87 672).

Es sind verschiedene Spannungsquellen mit Gleichspannungswandlern bekannt, bei denen eine Eingangsgleichspannung in gesteuerter Weise ein- und ausgeschaltet wird, so daß man an einem Leistungstransformator die gewünschte konstante Ausgangsspannung erhält. Ein Beispiel einer derartigen getakteten oder umschaltenden Spannungsquelle wird in den nachveröffentlichten japanischen Patentanmeldungen 21 58 54/1984 und 21 18 41/1984; JP-OS 61-94 566; 61-92 121 beschrieben. In einer solchen Spannungsquelle ist ein sättigbarer Drosseltransformator vorgesehen, und die Impedanz eines Serienresonanzkreises auf der Primärseite des Leistungstransformators wird in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des Leistungstransformators derart verändert, daß der Erregerstrom geregelt und die Ausgangsspannung stabilisiert wird.

Zur Erläuterung dieses Standes der Technik soll bereits hier auf Fig. 12 und 13 der Zeichnung Bezug genommen werden.

Fig. 12 zeigt ein Beispiel einer herkömmlichen Spannungsquelle, bei der die Eingangsgleichspannung beispielsweise durch Gleichrichten und Glätten der Ausgangsspannung einer handelsüblichen Wechselspannungsquelle 101 mit Hilfe eines Vollwellengleichrichters 102 in Form einer Diodenbrücke und mit Hilfe eines Glättungskondensators 103 erzeugt wird. Die Eingangsgleichspannung gelangt über einen Transistor Q₁ und eine Primärwicklung N_A eines Wandler-Treibertransformators 111 an einen Serienresonanzkreis, der einen Kondensator 112, eine gesteuerte Wicklung N_R eines sättigbaren Drosseltransformators 113 zur Leistungsregelung und eine Primärwicklung N₁ eines Leistungs- Trenntransformators 114 enthält. Der Strom der Eingangs- Gleichspannungsquelle wird mit Hilfe einer selbsterregenden oszillierenden Treiberschaltung 115 ein- und ausgeschaltet. Die Treiberschaltung 115 enthält erste und zweite Schalttransistoren Q₁ und Q₂. Die Basis des ersten Schalttransistors Q₁ ist an einen Serienresonanzkreis angeschlossen, der durch eine Sekundärwicklung N_B1 des Wandler-Treibertransformators 111 und einen Kondensator C_B1 gebildet wird. Die Basis des zweiten Schalttransistors Q₂ ist an einen Serienresonanzkreis angeschlossen, der durch eine weitere Sekundärwicklung N_B2 des Treibertransformators 111 und einen Kondensator C_B2 gebildet wird.

Der sättigbare Drosseltransformator 113 weist eine gesteuerte Wicklung N_R und eine Steuerwicklung N_C auf. Wie in Fig. 13 gezeigt ist, ist die gesteuerte Wicklung N_R so gewickelt, daß sie zwei benachbarte Schenkel 113a und 113b eines Magnetkerns 113e umschließt, der insgesamt vier Schenkel 113a bis 113d aufweist. Die Steuerwicklung N_C ist so gewickelt, daß sie beispielsweise die Schenkel 113b und 113c umgibt ist derart ausgerichtet, daß ihre große Achse (in der Wicklungsebene) rechtwinklig zu der großen Achse der Wicklung N_R verläuft. Durch einen der Steuerwicklung N_C zugeführten Steuerstrom wird der magnetische Fluß in dem sättigbaren Drosseltransformator 113 und damit die Induktivität der gesteuerten Wicklung N_R gesteuert.

Ein Parallelresonanz-Kondensator C_S und eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 116 sind an die Sekundärwicklung N₂ des Leistungs-Trenntransformators 114 angeschlossen.

Die Ausgangsgleichspannung der Schaltung 116 wird durch eine Steuerschaltung 117 in den Steuerstrom umgewandelt, der der Steuerwicklung N_C des Drosseltransformators 113 zugeführt wird. Somit ändert sich die Induktivität des Drosseltransformators 113 in Abhängigkeit von Schwankungen der Ausgleichsspannung. Hierdurch wird die Impedanz des Serienresonanzkreises im Primärkreis des Leistungstransformators 114 und damit der Erregerstrom derart verändert, daß die Ausgangsgleichspannung auf einen konstanten Wert eingeregelt wird.

Ein Nachteil der oben beschriebenen Spannungsquelle besteht darin, daß es die Wärmeabgabe des Drosseltransformators 113 erforderlich macht, eine wärmeabstrahlende Platte 113f mit Hilfe eines U-förmigen Bügels 113g an dem Magnetkern 113e des Transformators zu befestigen und gegen das Abschirmungsgehäuse der Spannungsquelle zu spannen, damit eine ausreichende Wärmeabstrahlung gewährleistet ist. Darüber hinaus verursacht der Drosseltransformator 113 hohe magnetische Streuverluste. Die Wechselspannungs- Gleichspannungsumwandlung arbeitet in dieser Spannungsquelle mit einem Wirkungsgrad von maximal 83 bis 85%. Es ist jedoch wünschenswert, einen höheren Wirkungsgrad zu erreichen, insbesondere wenn die Ausgangsleistung mehr als etwa 100 Watt betragen soll.

Aus der JP-OS 60-87 672 ist ein Spannungswandler bekannt, der einen sättigbaren Drosseltransformator aufweist. Die Impedanz eines Serienresonanzkreises auf der Primärseite des Leistungstransformators wird in Abhängigkeit von der Aus gangsspannung auf der Sekundärseite des Leistungstransformators geregelt, so daß die Ausgangsspannung stabilisiert wird. Auch bei diesem Spannungswandler stellt die Verlust wärmeentwicklung des Drosseltransformators ein großes, uner wünschtes Problem dar.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen selbst schwingenden Gleichspannungswandler der eingangs genannten Art derart auszubilden, daß Streuverluste und die Verlustwärme verringert werden und daß unter dem Gesichtspunkt der Wärmeabfuhr eine vereinfachte Konstruktion des Abschirmgehäuses und eine Verringerung der Abmessungen und des Gewichts des Drosseltransformators ermöglicht werden.

Die Gesamtverluste des Drosseltransformators sollen minimiert werden, und bei der Leistungsumwandlung soll ein Wirkungsgrad von annähernd 90% erreicht werden.

Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, den Regelbereich zu vergrößern, innerhalb dessen Schwankungen der Last und der Eingangsspannung oder des Eingangsstromes ausgeglichen werden können.

Eine Lösung dieser Aufgabe ist im einzelnen in dem Patentanspruch 1 angegeben.

Erfindungsgemäß wird durch die Regelung der Induktivität des sättigbaren Drosseltransformators die Schaltfrequenz der Treiberschaltung verändert, die das Umschalten des Eingangsgleichstromes steuert.

Hierdurch ist es möglich, die Oszillationsfrequenz im Primärkreis des Leistungstransformators entsprechend Schwankungen der Eingangsspannung oder der Last zu regeln. Dadurch können die Abmessungen und das Gewicht des Drosseltransformators verringert werden, und Wärme- und Streuverluste des Drosseltransformators werden durch den Betrieb bei niedriger Amplitude beträchtlich vermindert.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Fig. 1 bis 11 der Zeichnung näher erläutert.

Es zeigt:

Fig. 1 eine Schaltskizze eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 2 eine schematische perspektivische Ansicht eines sättigbaren Drosseltransformators;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Spannungsquelle;

Fig. 4 Strom/Spannungs-Kennlinien des sättigbaren Drosseltransformators;

Fig. 5 Steuerkennlinien zur Aussteuerung von Schwankungen des Laststromes;

Fig. 6 Kennlinien der Eingangsfrequenz in Abhängigkeit vom Laststrom;

Fig. 7 ein Ersatzschaltbild eines Gleichspannungswandlers der Spannungsquelle;

Fig. 8 ein Ersatzschaltbild der Gleichspannungsquelle;

Fig. 9 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Änderung der Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Oszillationsfrequenz des Wandlers;

Fig. 10 eine Schaltskizze eines abgewandelten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 11 eine Schaltskizze eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 12 eine Schaltskizze eines Beispiels einer herkömmlichen Spannungsquelle mit Gleichspannungswandler; und

Fig. 13 eine schematische perspektivische Ansicht eines herkömmlichen sättigbaren Drosseltransformators.

Ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 1 dargestellt. Die Eingangsgleichspannung der Spannungsquelle wird erzeugt durch Gleichrichten und Glätten der Wechselspannung einer handelsüblichen Wechselspannungsquelle 1 mit Hilfe eines durch eine Diodenbrücke gebildeten Vollwellengleichrichters 2 und eines Glättungskondensators 3. Ein Ein/Aus-Schalter 4 der Spannungsquelle und ein Widerstand 5 zur Begrenzung des Eingangsstromes sind in Serie zwischen die Wechselspannungsquelle 1 und den Vollwellengleichrichter 2 geschaltet.

Die Eingangsgleichspannung gelangt über einen Transistor Q₁ und eine Primärwicklung N_A eines sättigbaren Drosseltransformators 21 an einen Serienresonanzkreis, der durch einen Kondensator 22 und eine Primärwicklung N₁ eines Leistungstransformators 23 gebildet wird. Der Drosseltransformator 21 besitzt eine Primärwicklung N_A sowie zwei Sekundärwicklungen N_B1 und N_B2 und eine Steuerwicklung N_C. Gemäß Fig. 2 sind die Primärwicklung N_A und die beiden Sekundärwicklungen N_B1 und N_B2 so gewickelt, daß sie zwei benachbarte Schenkel 21a und 21b eines Magnetkerns 21e umschließen, der insgesamt vier Schenkel 21a, 21b, 21c und 21d aufweist. Die Steuerwicklung N_C ist derart gewickelt, daß sie die Schenkel 21b und 21c des Magnetkerns umschließt, wobei die Ebene der Schenkel 21b und 21c rechtwinklig zur Ebene der Schenkel 21a, 21b und somit zur Längsrichtung der Wicklungen N_A, N_B1 und N_B2 liegt.

Eine oszillierende Treiberschaltung 24 ist in der in Fig. 1 gezeigten Weise an die Sekundärwicklungen N_B1 und N_B2 des Drosseltransformators 21 angeschlossen und dient dazu, den Eingangsgleichstrom in kontrollierter Weise ein- und auszuschalten. Die Treiberschaltung 24 umfaßt eine Serienschaltung, die den Transistor Q₁ und einen zweiten Transistor Q₂ enthält. Eine Diode D_B1 ist zwischen Emitter und Basis des Transistors Q₁ geschaltet. Der Kollektor des Transistors Q₂ ist mit dem Emitter des Transistors Q₁ verbunden, während der Emitter des Transistors Q₂ an Masse liegt oder geerdet ist. Die Basis des Transistors Q₂ ist mit einer Diode D_B2 verbunden, deren andere Elektrode ebenfalls geerdet ist. Der Transistor Q₁ ist zwischen die Eingangsklemme für die Eingangsgleichspannung E_i und die Primärwicklung N_A des Drosseltransformators 21 geschaltet, während der Transistor Q₂ zwischen die Primärwicklung N_A des Drosseltransformators 21 und Erde geschaltet ist. Ein Serienresonanzkreis, der durch eine der Sekundärwicklungen N_B1 des Drosseltransformators 21 und einen Kondensator C_B1 gebildet wird, ist zwischen Emitter und Basis des Transistors Q₁ geschaltet. Ein weiterer Serienresonanzkreis, der durch die Sekundärwicklung N_B2 des Drosseltransformators 21 und einen Kondensator C_B2 gebildet wird, ist zwischen Emitter und Basis des Transistors Q₂ geschaltet. Zwei Startwiderstände R_S1 und R_S2 sind jeweils zwischen den Gleichspannungseingang und die Basis des Schalttransistors Q₁ bzw. Q₂ geschaltet. An die Sekundärwicklung N₂ des Leistungstransformators 23 sind ein parallel geschalteter Resonanzkondensator C_S und eine gleichrichtende Glättungsschaltung 25 angeschlossen. Die Ausgangsgleichspannung der Glättungsschaltung 25 wird durch eine Steuerschaltung 26 in einen Steuerstrom umgewandelt, der der Steuerwicklung N_C des sättigbaren Drosseltransformators 21 zugeführt wird.

Die oben beschriebene sogenannte magnetflußgeregelte Gleichspannungsquelle arbeitet wie folgt. Wenn der Ein/Aus-Schalter 4 geschlossen wird, wird der Oszillatorschaltung 24 die von der Eingangsgleichspannungsquelle erzeugte Spannung E_i zugeführt, so daß über die Startwiderstände R_S1 und R_S2 Strom zu den Basen der Schalttransistoren Q₁ und Q₂ fließt. Auf diese Weise werden die Transistoren Q₁ und Q₂ angesteuert, so daß sie den Schaltbetrieb aufnehmen. Während des laufenden Betriebs wird der Schalttransistor Q₁ über den Serienresonanzkreis, der durch den Kondensator C_B1 und die Induktivität der Sekundärwicklung N_B1 des Drosseltransformators 21 gebildet wird, durch den in der Sekundärwicklung N_B1 fließenden sinusförmigen Wechselstrom angesteuert. Wenn dieser Strom auf 0 abfällt, wird der Schalttransistor Q₂ über den durch die Induktivität der Sekundärwicklung N_B2 des Drosseltransformators 21 und den Kondensator C_B2 gebildeten Serienresonanzkreis durch den sinusförmigen Wechselstrom der Sekundärwicklung N_B2 aufgesteuert. Die oben beschriebenen Schaltvorgänge werden abwechselnd wiederholt.

Die Steuerwicklung N_C des Drosseltransformators 21 nimmt den Ausgangsstrom der Steuerschaltung 26 auf. Bei diesem Ausgangsstrom handelt es sich um einen Gleichstrom, der durch Abtastung der Ausgangsspannung des Leistungstransformators 26 gewonnen wurde. Der durch die Steuerwicklung N_C des Drosseltransformators 21 fließende Steuerstrom steuert die Induktivität der Sekundärwicklungen N_B1 und N_B2, die ihrerseits die Oszillationsfrequenz der Oszillatorschaltung oder Treiberschaltung 24 derart beeinflußt, daß die Ausgangsgleichspannung des Leistungstransformators 23 selbst im Fall von Schwankungen der Belastung oder der Eingangsgleichspannung E_i konstant gehalten wird.

Die Kollektor-Emitterspannung VCE des Transistors Q₁ hat den in Fig. 3A gezeigten Verlauf, während sich die Kollektorspannung des Transistors Q₂ gemäß Fig. 3B ändert. Die sinusförmigen Wechselströme in den Sekundärwicklungen N_B2 und N_B2 sind in Fig. 3C und 3D dargestellt. Die Fig. 3E und 3F zeigen die Kollektorströme der Schalttransistoren Q₁ und Q₂. Der in der Primärwicklung N₁ des Leistungstransformators 23 fließende Strom ist in Fig. 3G dargestellt. Infolge der Serienresonanz zwischen dem Kapazitätswert C₁ des Kondensators 22 und der Induktivität L₁ der Primärwicklung N₁ des Leistungstransformators 23 hat der Strom in der Primärwicklung N₁ einen sinusförmigen Verlauf, wie in Fig. 3G zu erkennen ist. Aufgrund dieser Serienresonanz fließt ein Resonanzstrom in der Primärwicklung N_A des Drosseltransformators 21. Die durch diesen Strom induzierte Spannung erzeugt Serienresonanzen der Induktivitäten L_B1 und L_B2 der Sekundärwicklungen N_B1, N_B2 und der Kapazitäten der Kondensatoren C_B1 und C_B2, so daß die in Fig. 3C und 3D gezeigten sinusförmigen Ströme als Basisströme an die jeweiligen Schalttransistoren Q₁ und Q₂ gelangen. Unter der Annahme, daß L_B1 = L_B2 und C_B1 = C_B2, gilt für die Schaltfrequenz f bei diesem Ausführungsbeispiel;

Wenn der Luftspalt des Kerns des Drosseltransformators 21 mit dem in Fig. 2 gezeigten orthogonalen Aufbau nur in einem Schenkel vorgesehen ist, wird die Beziehung zwischen den in den Sekundärwicklungen N_B1 und N_B2 des Drosseltransformators 21 fließenden Strömen I_B1 bzw. I_B2 und den Induktivitäten L_B1 und L_B2 durch den in der Steuerwicklung N_C fließenden Steuergleichstrom I_NC in der in Fig. 4 gezeigten Weise verändert. Wenn daher die Steuerschaltung 26 derart ausgelegt ist, daß sich der Steuergleichstrom I_NC in der in Fig. 5 gezeigten Weise entsprechend dem Laststrom I_L im Sekundärkreis des Leistungstransformators 23 oder entsprechend Schwankungen der durch Gleichrichtung und Glättung der Spannung der Wechselspannungsquelle 1 erhaltenen Eingangsgleichspannung E_i ändert, so wird die Oszillationsfrequenz f der Treiberschaltung 24 entsprechend den Änderungen des Lasttromes I_L oder entsprechend den Schwankungen der Eingangsgleichspannung E_i gesteuert, wie in Fig. 6 gezeigt ist.

Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild, bei dem die Schalttransistoren Q₁ und Q₂ der Treiberschaltung durch Schalter T₁ und T₂ ersetzt sind. Da die Umschaltanordnung auf der Primärseite des Leistungstransformators 23 als ein Wandler betrachtet werden kann, der in der Primärwicklung N₁ den sinusförmigen Wechselstrom mit der Oszillationsfrequenz f hervorruft, kann diese Umschaltanordnung durch eine Hochfrequenz-Wechselspannungsquelle ersetzt werden, so daß sich das in Fig. 8 gezeigte Ersatzschaltbild ergibt. Fig. 7 und 8 repräsentieren L₁ und L₂ die Induktivitäten der Primär- und Sekundärwicklungen N₁ und N₂ des Trenntransformators 23, und M repräsentiert die Gegeninduktivität zwischen diesen Wicklungen. R_L steht für den Lastwiderstand auf der Sekundärseite des Trenntransformators 23. In dem Ersatzschaltbild nach Fig. 8 ist der Effektivwert E₀ der von der Hochfrequenz-Wechselspannungsquelle erhaltenen Ausgangswechselspannung E_AC gegeben durch

Der maximale Effektivwert E_0MAX wird erhalten, wenn die Parallelresonanzfrequenz f₀ gleich der Schaltfrequenz f ist. Die Parallelresonanzfrequenz f₀ ist gegeben durch

so daß der maximale Effektivwert E_0MAX gegeben ist durch

wobei K und K′ Konstanten sind und

Die Wirkungsweise der Frequenzsteuerung gemäß Fig. 6, durch die unabhängig von Änderungen des Lastwiderstands R_L und der Eingangsgleichspannung E_i eine konstante Ausgangsspannung aufrechterhalten wird, wird daher durch diese Gleichung korrekt ausgedrückt. Damit gemäß Fig. 9 die maximale Ausgangsleistung erreicht wird, wird die Schaltfrequenz f so gewählt, daß sie mit der Parallelresonanzfrequenz übereinstimmt. Im Fall geringer Last oder hoher Eingangsspannung wird die Frequenz um den Betrag Δf geändert, um die Ausgangsgleichspannung auf einen konstanten Wert einzuregeln.

Wenn die sekundärseitig an den Leistungstransformator 23 angeschlossene Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 25 eine erste Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 25a zur Erzeugung einer Ausgangsgleichspannung von 140 V und eine zweite Gleichrichtungs- und Glättungsspannung 25b zur Erzeugung einer Ausgangsgleichspannung von 15 V enthält, so arbeitet die erfindungsgemäße Spannungswelle, die eine elektrische Ausgangsleistung von 155 Watt entsprechend der Summe der Ausgangsleistung von 140 Watt der ersten Schaltung 25a und der Ausgangsleistung von 15 Watt der zweiten Schaltung 25b liefert, unter Bedingungen, bei denen die Spannung der Eingangs-Wechselspannungsquelle 1 im Bereich von 90 bis 144 V schwankt.

Wenn derartige Bedingungen bei der in Fig. 12 gezeigten herkömmlichen Spannungsquelle erfüllt werden sollen, wird die Schaltfrequenz f auf 50 kHz eingestellt, da die Kernverluste des Drosseltransformators 113 bei höheren Frequenzen als 50 kHz zunehmen und die Frequenz f auf einen Bereich von 40 bis 50 kHz eingestellt werden sollte. Wenn als Magnetkern des Wandler-Treibertransformators 111 Ferritkerne des Typs U-16 oder FE-2 verwendet werden, so ist es erforderlich, daß als Magnetkern 113e des Drosseltransformators 113 ein orthogonaler Kern mit einer Größe von 8 mm×8 mm im Querschnitt verwendet wird. Ferner muß als gesteuerte Wicklung N_R eine Wicklung mit 35 Windungen in Form eines Bündels aus dreiundvierzig feinen Kerndrähten mit jeweils 0,1 mm Durchmesser eingesetzt werden. An dem Magnetkern 113e muß mit Hilfe des in Fig. 13 gezeigten U-förmigen Bügels 113g eine wärmeabstrahlende Platte 113f befestigt werden, die an ein Abschirmungsgehäuse des Spannungsversorgungsblockes angeklemmt wird, damit die durch die Kernverluste erzeugte Wärme abgestrahlt wird. Versuche haben ergeben, daß, wenn die herkömmliche Spannungsquelle entsprechend diesen Bedingungen aufgebaut ist, bei der Wechselspannung/Gleichspannungs- Umformung für eine Wechselspannung von 100 V ein Wirkungsgrad von 83% erreicht wird.

Demgegenüber wird bei der oben beschriebenen erfindungsgemäßen Spannungsquelle der sättigbare Drosseltransformator 21 zur Steuerung der Oszillationsfrequenz der Treiberschaltung 24 eingesetzt, und aufgrund des Betriebs bei kleiner Amplitude ergeben sich im Hochfrequenzbereich nur geringe Kernverluste. Daher kann selbst unter den obengenannten Bedingungen die Frequenz f auf einen Wert im Bereich von 100 bis 150 kHz eingestellt werden. In diesem Fall kann für den Drosseltransformator 21 ein Kern aus dem Material FE-3 verwendet werden, der nur einen Querschnitt von 6 mm×6 mm aufweist, und für jede der Wicklungen N_A, N_B1 und N_B2 kann eine Wicklung mit sieben Windungen bestehend aus einem Bündel aus siebzehn feinen Kerndrähten mit jeweils 0,1 mm verwendet werden. Somit kann die Größe und das Gewicht des Drosseltransformators 21 verringert werden, während durch natürliche Kühlwirkung eine ausreichende und zuverlässige Wärmeabstrahlung gewährleistet wird. Versuche haben ergeben, daß der Wirkungsgrad bei der Wechselspannung/Gleichspannungs-Umwandlung für eine Wechselspannung von 100 V mit der erfindungsgemäßen Spannungsquelle auf 90% erhöht werden kann.

Fig. 10 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem auf der Sekundärseite des Leistungstransformators 23 zwei Sekundärwicklungen N_2A und N_2B vorgesehen sind. Eine erste Doppelspannungs-Vollwellengleichrichtungs- und Glättungsschaltung 25aa ist an die Sekundärwicklungen N_2A und N_2B angeschlossen, und eine zweite Doppelspannungs-Vollwellengleichrichtungs- und Glättungsschaltung 25bb ist an die Sekundärwicklung N_2B angeschlossen. Abgesehen von dieser Besonderheit ist die Anordnung bei diesem Ausführungsbeispiel mit der Anordnung in dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel identisch.

Da bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 die Windungszahl jeder der Sekundärwicklungen N_2A und N_2B die Hälfte der Windungszahlen der Sekundärwicklung N₂ in Fig. 1 beträgt, kann die Größe des Leistungstransformators 23 verringert werden. Darüber hinaus werden an den Ausgangsklemmen der Schaltungen 25aa und 25bb vier verschiedene Ausgangsspannungen, beispielsweise 140 V, 70 V, 15 V und 7,5 V erhalten.

Während bei den bisher beschriebenen Ausführungsbeispielen als Oszillator- oder Treiberschaltung 24 eine Gegentaktschaltung mit zwei Schalttransistoren Q₁ und Q₂ verwendet wird, kann auch eine oszillierende Treiberschaltung 24S vorgesehen werden, die nur einen einzigen Schalttransistor Q aufweist, sofern für die angeschlossene Last nur eine relativ geringe Leistung erforderlich ist. Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel ist in Fig. 11 dargestellt.

In Fig. 11 weist der sättigbare Drosseltransformator 21S eine Primärwicklung N_A, eine Sekundärwicklung N_B und eine Steuerwicklung N_C auf. Ein durch die Sekundärwicklung N_B und einen Kondensator C_B der Treiberschaltung 24S gebildeter Serienresonanzkreis ist an die Basis des Schalttransistors Q angeschlossen. Zwischen den Emitter und die Basis des Schalttransistors Q ist eine Diode D_B geschaltet. Ein Startwiderstand R_S ist zwischen die Basis des Schalttransistors Q und den Gleichspannungseingang geschaltet. An die Sekundärseite des Leistungstransformators 23 ist eine Halbwellen-Gleichrichtungs- und -glättungsschaltung angeschlossen. Die übrigen Schaltelemente der in Fig. 11 gezeigten Schaltung entsprechen dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel.

Bei der erfindungsgemäßen Spannungsquelle mit getaktetem oder umschaltendem Gleichspannungswandler wird der sättigbare Drosseltransformator zur Steuerung der Schaltfrequenz der oszillierenden Treiberschaltung verwendet, die zum Umschalten des Primärstromes dient. Hierdurch wird ein Betrieb mit hoher Frequenz bei kleiner Amplitude ermöglicht, eine Verringerung der Abmessungen und des Gewichts des Drosseltransformators erreicht und Kernverluste verringert. Darüber hinaus ergibt sich ein vergrößerter Regelbereich, so daß der Aufbau eines kostengünstigen hochstabilisierten Leistungsumformers ermöglicht wird. Da der Drosseltransformator mit geringer Stromstärke betrieben wird, wird die magnetische Streuung des Drosseltransformators verringert und die Konstruktion des Abschirmungsgehäuses des Spannungsversorgungsblockes vereinfacht. Während das Gehäuse der herkömmlichen Spannungsversorgung aus Aluminium mit einer Stärke von 2 mm besteht, ermöglicht die Erfindung die Verwendung eines Gehäuses aus Eisenplatten mit einer Stärke von 1 mm. Darüber hinaus kann das Brummen des Transformators beseitigt werden, da der Drosseltransformator nicht mit dem Abschirmungsgehäuse verbunden werden muß.

Claims

1. Selbstschwingender Gleichspannungswandler

- mit einem aus der Primärwicklung (N₁) eines Leistungs transformators (23) und einer Kapazität (22) bestehenden LC-Reihenschwingkreis, zu welchem zusätzlich eine Wicklung (N_A) eines sättigbaren Drosseltransformators mit steuerbarer Induktivität in Reihe liegt,
- wobei eine die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers abtastende Steuerschaltung (26) im Sinne von deren Regelung auf eine Steuerwicklung (N_C) des Drosseltransformators einwirkt,
- wobei zum Schalten des Stromes im LC-Reihenschwingkreis wenigstens ein steuerbares Schaltmittel (Q₁, Q₂) vorhanden ist, das über einen im Reihenschwingkreis angeordneten Treibertransformator mit zugehörigem Treiberschwingkreis (N_B, C_B; N_B1, N_B2, C_B1, C_B2) oszillierend angesteuert wird,

dadurch gekennzeichnet, daß der sättigbare Drosseltransformator und der Treibertransformator durch einen einzigen gemeinsamen Transformator (21, 21S) gebildet sind, der durch seine Induktivität die Oszil lationsfrequenz des Treiberschwingkreises regelt.

2. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß der Treiberschwingkreis zwei in Serie geschaltete und im Gegentakt geöffnete und geschlossene Schaltmittel (Q₁, Q₂) aufweist und daß der Ausgang des Treiberschwingkreises, an den der Reihenschwingkreis (C₁, N₁) angeschlossen ist, durch den Verbindungspunkt zwischen den ersten und zweiten Schaltmitteln (Q₁, Q₂) gebildet wird.

3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Resonanzfrequenz des Reihenschwingkreises so gewählt ist, daß sie höchstens gleich der minimalen Os zillationsfrequenz des Treiberschwingkreises (24) ist und daß die Ausgangsspannung abnimmt, wenn sich die Oszillations frequenz innerhalb des Regelbereichs des Treiberschwingkreises erhöht.

4. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß der sättigbare Kern (21e) des Drosseltransformators (21) aus gesintertem Ferrit hergestellt ist und im wesentlichen die Form eines Würfels oder Parallelepipeds aufweist und aus zwei Kernhälften besteht, die jeweils durch eine quadratische Basisplatte und vier von den Ecken der Basisplatten ausgehende magnetische Schenkel (21a, 21b, 21c, 21d) gebildet wird, die mit ihren freien Enden an den Enden der Schenkel der anderen Kernhälfte anliegen, daß die Primärwicklung (N_A) und die mit dieser in Transformatorkopplung stehende Sekundärwicklung (N_B1, N_B2) um einen ersten Schenkel (21a) des Kerns gewickelt sind, während eine Steuerwicklung (N_C), die von einem als Funktion der Ausgangsspannung ge steuerten Gleichstrom durchflossen wird, um den zweiten Schenkel (21b) und einen dritten Schenkel (21c) des Kerns und orthogonal zu der Sekundärwicklung ausgerichtet ist.

5. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß der Reihenschwingkreis durch eine Serienschaltung aus der Primärwicklung (N₁) des Leistungstransformators (22) und einem Kondensator (C₁) gebildet wird.

6. Gleichspannungswandler nach Anspruch 5, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schaltmittel (Q₁, Q₂) parallel zu dem Kon densator (C₁) geschaltet sind.

7. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß der Drosseltransformator (21) einen Magnetkern mit vier parallelen Schenkeln (21a, 21b, 21c, 21d) aufweist, daß die zweiten und dritten Wicklungen (N_B1, N_B2) um erste und zweite Schenkel (21a, 21b) des Kerns gewickelt sind und daß die vierte Wicklung (N_C) um den zweiten Schenkel (21b) und einen dritten Schenkel (21c) des Kerns gewickelt ist.