DE3539379C2 - Monolithisch integrierte Steuerschaltung für die Umschaltung von Transistoren - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft allgemein eine monolithisch integrierte Steuer­ schaltung für die Umschaltung von Transistoren 1. Speziell geht es um die schnelle Umschaltung eines Leistungstransistors zum Ansteuern induktiver Lasten in Druckwerken und dergleichen.

Bei bestimmten induktiven Lasten, die schnell ein- und ausgeschaltet werden sollen, wird die zu schaltende Last in Reihe mit einem Lei­ stungstransistor zwischen die Pole einer Versorgungsspannungsquelle gelegt. Von einer Speisespannungsquelle werden Ansteuersignale über eine Steuerschaltung dem Steueranschluß des Leistungstransistors zu­ geführt.

Der Leistungstransistor nimmt entweder einen vollständig geöffneten oder einen vollständig geschlossenen Zustand an, so daß er zwischen Kollektor und Emitter virtuell einen Kurzschluß aufweist bzw. eine offene Schaltung bildet. Der dem Idealfall angenäherte Betriebszustand entspricht dann dem in Sättigung arbeitenden Transistor (bzw. dem gesperrten Transistor).

Bekanntlich hängt die maximale Umschaltfrequenz bei diesen vornehm­ lich als Bipolartransistoren ausgebildeten Leistungstransistoren von den Ladungsspeicherungseffekten in der Basis ab. Um den Leistungstransi­ stor in Sättigung zu bringen, muß eine große Menge Ladungen in die Basis geleitet werden. Um den Transistor zu sperren, müssen die in der Basis befindlichen freien Ladungsträger möglichst rasch durch Rekom­ bination neutralisiert und/oder aus der Basis abgeleitet werden.

In der DE-OS 32 41 976 ist eine schaltungstechnische Lösung zum Verringern der Abschaltzeit von Transistoren offenbart, um möglichst hohe Umschaltfrequenzen zu erreichen.

Wenn man jedoch die maximal mögliche Umschaltfrequenz erreichen und dabei die maximale Leistungsfähigkeit beibehalten will, muß man nicht nur die Abschaltzeiten, sondern auch die Einschaltzeiten des ge­ steuerten Transistors verkürzen, insbesondere dann, wenn der ange­ steuerte Transistor im Sättigungszustand arbeiten soll.

Um die Einschaltzeit des anzusteuernden Transistors weitestgehend zu verringern, muß man der Basis während des Einschaltvorgangs den maximal möglichen Strom zuführen; dies deshalb, weil während des Einschaltvorgangs der Transistor sich so verhält, als wäre seine Strom­ verstarkung wesentlich kleiner als im normalen Betriebszustand, wenn der Transistor bereits leitet. Andererseits muß nach Erreichen des Ein­ schaltzustands die Stromstärke des in die Basis eingespeisten Stroms verringert werden, um eine Beeinträchtigung des Wirkungsgrads zu vermeiden, der durch übergroßen Steuerstrom unvermeidlich wäre.

Früher hat man versucht, das oben erläuterte Problem der Vergrößerung der Umschaltfrequenzen dadurch zu lösen, daß die Basis mit einem Widerstand und einem Kondensator beschaltet wurde. Die benötigte, relativ hohe Kapazität des Kondensators macht jedoch die Ausbildung als monolithisch integrierte Schaltung unmöglich.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine monolithisch integrierte Steuerschaltung anzugeben, die eine schaltungstechnische Alternative zu der oben erläuterten bekannten Schaltung darstellt und dabei eine hohe Umschaltfrequenz ermöglicht und eine problemlose Ausführung als integrierte Schaltung gestattet.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die im Anspruch 1 angegebenen Merk­ male.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Aus der EP-A 0 013 710 ist bereits eine Treiberschaltung für eine kapazitive Last bekannt, bei der es nicht um die schnelle Umschaltung von Transistoren geht sondern um die Bereitstellung wahlweise eines hohen oder eines niedrigen Spannungspegels am Ausgang der Treiber­ schaltung in Abhängigkeit von dem Signal einer Umschaltsignalquelle, die mit einem Steuereingang der Treiberschaltung verbunden ist. Um die kapazitive Last schnell auf den hohen Spannungspegel aufladen als auch schnell auf den niedrigen Spannungspegel entladen zu können, ist die Treiberschaltung als Gegentakt-Treiberschaltung ausgebildet, wobei der mit der kapazitiven Last verbundene Ausgang der Treiberschaltung an den Verbindungspunkt zwischen zwei im Gegentakt betriebene End­ stufentransistoren der Treiberschaltung angeschlossen ist. Dabei wird das über den Steuereingang eingehende Umschaltsignal einem Schalt­ transistor zugeführt, der den die kapazitive Last entladenden Endstufen­ transistor direkt und den die kapazitive Last ladenden Endstufentransistor über einen Inverter ansteuert. Der Ausgang der Treiberschaltung ist mit gleichen weiteren Treiberschaltungen durch direkte elektrische Ver­ bindung der Ausgänge aller beteiligter Treiberschaltungen logisch ver­ knüpfbar. Das bedeutet, daß der Ausgang der Treiberschaltung auch dann, wenn er von der betrachteten Treiberschaltung auf hohes Potential gebracht worden ist, durch Entladen der kapazitiven Last durch eine andere der beteiligten Treiberschaltungen entladen und somit auf niedriges Potential gebracht werden kann. Dies würde den das Aufladen der kapazitiven Last bewirkenden Endstufentransistor der betrachteten Treiberschaltung in unerwünschter Weise leitend schalten. Dies wird bei dieser bekannten Treiberschaltung dadurch verhindert, daß dieser End­ stufentransistor mittels eines von einer Verzögerungsschaltung aktivier­ baren Sperrtransistors kurze Zeit nach einem Aufladevorgang der kapazi­ tiven Last durch die betrachtete Treiberschaltung zwangsweise in den Sperrzustand gebracht und dort gehalten wird. Der Sperrzustand dauert an, bis die betrachtete Treiberschaltung über ihren Steuereingang ein Signal zum Entladen der kapazitiven Last erhält. Wenn zwischenzeitlich eine andere Treiberschaltung die Entladung der kapazitiven Last und damit die Absenkung des Ausgangs, mit dem alle Treiberschaltungen verbunden sind, auf niedriges Potential steuert, kann der die Ladung bewirkende Endstufentransistor der betrachteten Treiberschaltung wegen der zwangsweisen Sperrung nicht in den leitenden Zustand gelangen.

Aus der EP-A 0 013 710 ist somit bereits an sich eine von Umschalt­ signalen einer Umschaltsignalquelle gesteuerte Steuerschaltung für Schalttransistoren bekannt, die eine Stromquellenschaltung in Form eines mit zwei Widerständen in Reihenschaltung befindlichen Schalttransistors aufweist und eine Verzögerungsschaltung und einen Sperrtransistor, der unter Steuerung der Verzögerungsschaltung den Strom des auf einen Ausgangstransistor wirkenden Schalttransistors unter den vorbestimmten Bedingungen auf Null begrenzt.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer Steuerschaltung gemäß der Er­ findung und

Fig. 2 das Schaltschema einer Ausführungsform der Steuerschal­ tung gemäß Fig. 1.

In den Figuren werden für übereinstimmende Bauteile dieselben Bezugszeichen verwendet.

Das in Fig. 1 gezeigte Schaltschema einer Umschalt-Steuerschal­ tung gemäß der Erfindung hat eine Umschaltsignalquelle SW, die mit dem Basisanschluß eines Transistors T_F gekoppelt ist, wel­ cher über eine Steuerschaltung C für die Umschaltung gesteuert wird. Die Signalquelle SW kann auch nur aus den Steuerschaltmit­ teln zur Kopplung mit einem Generator für Umschaltsignale, der außerhalb der integrierten Schaltung liegt, bestehen.

Der Endtransistor T_F ist über seinen Emitteranschluß und seinen Kollektoranschluß in Reihe mit einer induktiven Last mit dem po­ sitiven Pol +V_CC und dem negativen Pol -V_CC einer Speisespan­ nungsquelle verbunden. Die induktive Last ist in der Zeichnung durch einen Widerstand R_L und eine in Reihe damit geschaltete Induktivität L wiedergegeben. Parallel zu der Last ist eine Rücklaufdiode D_E geschaltet.

Anstelle der in der Zeichnung angegebenen Reihenschaltung der Last mit dem Emitter des Transistors T_F kann die Last auch mit dessen Kollektor verbunden sein. An dieser Stelle ist zu vermer­ ken, daß die Diode D_E dann nicht erforderlich ist, wenn die Last nicht induktiv ist.

In Fig. 1 ist außerdem der Transistor T_F ein bipolarer NPN- Transistor; dieser kann allerdings auch als bipolarer PNP-Tran­ sistor oder als Feldeffekttransistor, beispielsweise MOS-Feldef­ fekttransistor ausgebildet sein.

Die Steuerschaltung C hat eine Stromquelleneinrichtung, die als Block A in dem Block C dargestellt ist und die die Basis des Transistors T_F mit dem maximalen Strom versorgen kann, der ge­ eignet ist, den Einschaltübergang so schnell wie möglich ablau­ fen zu lassen.

Die Stromquelleneinrichtung ist jedoch mit einer Schaltungsein­ richtung LIM für die Begrenzung des Stromes gekoppelt, die im aktivierten Zustand den zur Basis des Transistors T_F geliefer­ ten Stromfluß auf eine Höhe begrenzen kann, die gleich der mini­ mal erforderlichen Stromstärke ist, um den Transistor im leiten­ den Zustand zu halten, insbesondere bei Sättigung.

In den meisten Fällen kann der Transistor T_F monolithisch mit der Steuerschaltung gemäß der Erfindung integriert und zusammen mit dieser in einer komplexeren integrierten Schaltung unterge­ bracht sein.

Die Schaltungseinrichtung LIM für die Begrenzung des Stromes ist über ein Verzögerungselement R mit der Umschaltsignalquelle SW verbunden und wird durch die Umschaltsignale aktiviert, die auch das Einschalten des Transistors T_F bestimmen.

Aufgrund des Verzögerungselementes R erfolgt somit die Aktivie­ rung mit einer vorbestimmten Verzögerung zum Einschaltbefehl des Transistors T_F.

Wenn sowohl die Höhe des von der Stromquelleneinrichtung A ge­ lieferten Stromes als auch die Verzögerung, mit der die Aktivie­ rung der Schaltungseinrichtung LIM für die Begrenzung des Stro­ mes erfolgt, als auch der Umfang der Strombegrenzung, die von dieser Schaltungseinrichtung LIM herbeigeführt wird, in geeigne­ ter Weise eingestellt werden, kann die Stromlieferung an die Ba­ sis des Transistors T_F optimiert werden, wodurch die Umschal­ tung in den leitenden Zustand (insbesondere in den Zustand maxi­ maler Sättigung) so schnell wie möglich erfolgt, die Stromauf­ nahme jedoch auf das Maß begrenzt wird, das unbedingt erforder­ lich ist, um den Transistor auf dem erreichten Grad des Leitens zu halten.

Die Wirkungsweise einer Steuerschaltung gemäß der Erfindung wird bei der nachfolgenden Erläuterung der in Fig. 2 gezeig­ ten, bevorzugten schaltungstechnischen Ausführung der Erfindung deutlich.

Das Schaltschema der Fig. 2 hat einen ersten, bipolaren NPN-Transistor T1, dessen Basisanschluß über einen ersten Wider­ stand R1 mit dem Ausgangsanschluß V1 einer Umschaltsignalquelle SW verbunden ist.

Der Kollektoranschluß des Transistors T1 ist über eine erste Konstantstromquelle A1 an den positiven Pol +V_CC einer Speise­ spannungsquelle und ferner an den Basisanschluß eines zweiten bipolaren NPN-Transistors T2 angeschlossen.

Der Emitteranschluß des Transistors T1 ist mit dem negativen Pol -V_CC der Speisespannungsquelle verbunden, an den über einen zweiten Widerstand R2 auch der Emitteranschluß des Transistors T2 angeschlossen ist. Der Kollektoranschluß des Transistors T2 ist über eine erste Stromspiegelschaltung mit einem dritten, bi­ polaren PNP-Transistor T3 und einer ersten Diode D3 an den Ba­ sisanschluß eines vierten bipolaren Transistors T_F angeschlos­ sen, der für die Umschaltung gesteuert werden soll.

Die Anode der Diode D3 und der Emitteranschluß des Transistors T3 sind an den positiven Pol +V_CC angeschlossen, während die Kathode der Diode D3 mit dem Basisanschluß des Transistors T3 und dem Kollektoranschluß des Transistors T2 verbunden ist. Der Kollektoranschluß des Transistors T3 ist mit dem Basisanschluß des Transistors T_F verbunden, der in der Fig. 2 ein NPN-Tran­ sistor ist.

Dieser Transistor T_F ist mit seinen Kollektor- und Emitter-An­ schlüssen in Reihe mit einer induktiven Last zwischen die bei­ den Pole der Speisespannungsquelle geschaltet. Die induktive Last ist durch eine Induktivität L und einen in Reihe damit ge­ schalteten Widerstand R_L dargestellt. Parallel zu der Last ist eine Rücklaufdiode D_E geschaltet.

Die Konstantstromquelle A1, der Transistor T2 und der Stromspie­ gel D3, T3 bilden die in der Steuerschaltung enthaltene Strom­ quelleneinrichtung.

Die Schaltung der Fig. 2 hat ferner einen fünften, bipolaren NPN-Transistor T5, dessen Basisanschluß - über eine Reihenschal­ tung eines vierten Widerstandes R4 und einer zweiten Diode D4 - ebenfalls mit dem Ausgangsanschluß V1 der Umschaltsignalquelle SW verbunden ist. Der Basisanschluß des Transistors T5 ist außerdem über einen fünften Widerstand R5 und eine in Reihe da­ mit verbundene, dritte Diode D5 an den negativen Pol -V_CC ange­ schlossen.

Der Kollektoranschluß des Transistors T5 ist über eine zweite Konstantstromquelle A5 an den positiven Pol +V_CC und außerdem an den Basisanschluß eines sechsten bipolaren NPN-Transistors T6 angeschlossen.

Der Kollektoranschluß dieses Transistors T6 ist über einen sech­ sten Widerstand R6 und eine in Reihe damit geschaltete, vierte Diode D6 mit dem Basisanschluß des zweiten Transistors T2 ver­ bunden.

Die Emitteranschlüsse der Transistoren T5 und T6 sind beide mit dem negativen Pol -V_CC verbunden.

Nachstehend wird die Funktionsweise der Schaltung der Fig. 2 untersucht.

Die Umschaltsignale der Signalquelle SW werden von Übergängen der an dem Ausgangsanschluß V1 anliegenden Spannung, beispiels­ weise bezüglich des Potentials des negativen Poles -V_CC, von ei­ nem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel und umgekehrt gebil­ det. Wenn der Pegel der Spannung am Anschluß V1 hoch ist, arbei­ tet der Transistor T1 in Sättigung und nimmt den gesamten, von der Konstantstromquelle A1 gelieferten Strom auf, wodurch der Transistor T2 und folglich auch die Transistoren T3 und T_F ge­ sperrt bleiben. Auch der Transistor T5 arbeitet in Sättigung und nimmt den gesamten, von der Konstantstromquelle A5 geliefer­ ten Strom auf, so daß er den Transistor T6 gesperrt hält.

Wenn der Spannungspegel am Anschluß V1 abfällt, schaltet sich der Transistor T1 sofort ab, so daß der gesamte, von der Kon­ stantstromquelle A1 gelieferte Strom an den Transistor T2 abge­ geben wird, der in den leitenden Zustand kommt.

Die Größe des Stromes, die dieser über die Stromspiegelschal­ tung D3, T3 dem Transistor T_F liefert, ist die durch die Dimen­ sionierung der Komponenten maximal mögliche. Der Umschaltüber­ gang des Transistors T_F vom Sperrzustand in den leitenden Zu­ stand erfolgt damit so schnell wie möglich.

Wenn die Spannung am Anschluß V1 abfällt, wird auch der Tran­ sistor T5 abgeschaltet, jedoch nicht, wie der Transistor T1, un­ mittelbar, weil die Diode D4 den Abfluß der Ladungen, die sich in der Basis des Transistors T5 während seiner vorhergehenden Sättigung angesammelt haben, über den Widerstand R4 verhindert.

Die Beseitigung dieser Ladungen muß daher durch Rekombination in der Basis und durch Abfuhr über die Diode D5 und den Wider­ stand R5 erfolgen, welche so dimensioniert sind, daß diese Ab­ führung in einer vorbestimmten Zeit erfolgt, die eine konstante Verzögerung beim Abschalten des Transistors T5 darstellt.

Der Transistor T5 bildet somit zusammen mit den Dioden D4 und D5 und den Widerständen R4 und R5 das in Fig. 1 durch den Block R dargestellte Verzögerungselement.

Gemäß der Erfindung muß diese Verzögerung theoretisch gleich dem Umschaltübergang des Transistors T_F vom gesperrten in den gewünschten leitenden Zustand sein.

Sobald sich der Transistor T5 ausschaltet, kann der gesamte von der Konstantstromquelle A5 gelieferte Strom in die Basis des Transistors T6 fließen, welcher sofort im Sättigungszustand lei­ tet und dabei über die Diode D6 und den Widerstand R6 einen Teil des von der Konstantstromquelle A1 gelieferten Stromes auf­ nimmt.

Das Leiten des Transistors T6 aktiviert damit eine zweite Stromspiegelschaltung, die durch den bereits leitenden Tran­ sistor T2 und die Diode D6 gebildet ist.

Die Widerstände R6 und R2 gestatten eine genaue Steuerung der Höhe des Stromes, der in dieser zweiten Stromspiegelschaltung fließt, da die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors T6, der bei Sättigung arbeitet, vernachlässigbar ist. Über diese zweite Stromspiegelschaltung kann daher der Strom, der in der ersten Stromspiegelschaltung D3, T3 fließt, genau geregelt wer­ den, indem er auf einen vorbestimmten Pegel begrenzt wird, der kleiner als der maximale und gleich dem unbedingt erforderli­ chen Strom ist, um den Transistor T_F während der gesamten An­ schaltzeit auf einem gewünschten Grad des Leitens zu halten.

Auf diese Weise erhält man mit einer minimalen Stromaufnahme von der Versorgung eine maximale Umschaltgeschwindigkeit.

Wenn die Spannung am Anschluß V1 wieder auf hohen Pegel geht, gelangt der Transistor T1 wieder in den leitenden Zustand bei Sättigung, wobei er den gesamten Strom von der Konstantstrom­ quelle A1 aufnimmt und damit sowohl die erste als auch die zwei­ te Stromspiegelschaltung sofort entaktiviert.

Die Transistoren T2 und T_F schalten somit in den Sperrzustand um.

An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß zu der in Fig. 1 gezeigten Blockschaltung und dem in Fig. 2 dargestellten Schal­ tungsaufbau ohne jede Kompatibilitätsschwierigkeit alle Schal­ tungsmittel nach der eingangs zitierten Offenlegungsschrift der Anmelderin hinzugefügt werden können, um die Abschaltung des Transistors T_F so schnell wie möglich auszuführen.

Claims (7)

1. Monolithisch integrierte Steuerschaltung für die Umschaltung von Transistoren, umfassend eine Steuerschaltung (C), die von einer Um­ schaltsignalquelle (SW) Umschaltsignale empfängt, um abhängig von den Umschaltsignalen die Umschaltung mindestens eines an den Aus­ gang der Steuerschaltung (C) angeschlossenen Transistors (T_F) zu steu­ ern,
wobei die Steuerschaltung (C) eine mit einem Steueranschluß des Transi­ stors (T_F) gekoppelte Stromquellenschaltung (A) aufweist, die derart steuerbar ist, daß sie bei einem ersten Signalwert des Umschaltsignals, bei dem der Transistor (T_F) sperren soll, keinen Strom an den Transistor (T_F) liefert, und die bei einem zweiten Signalwert des Umschaltsignals, bei dem der Transistor (T_F) leiten soll, an den Transistor (T_F) einen diesen schnell einschaltenden hohen Stromwert liefert,
und wobei eine Begrenzungsschaltung (LIM) vorgesehen ist, welche die Stromquellenschaltung (A) nach einer durch eine Verzögerungsschaltung (R) vorbestimmten Verzögerungszeitdauer nach dem Übergang des Umschaltsignals von dem ersten in den zweiten Signalwert zur Abgabe eines Stroms an den Transistor (T_F) steuert, der auf einen niedrigeren Stromwert reduziert ist, der ausreicht, um den Transistor (T_F) auf einem vorbestimmten Grad des Leitens zu halten.

2. Monolithisch integrierte Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (C) mit Transistoren mit jeweils einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß und einem Steueran­ schluß ausgebildet ist, daß die Steuerschaltung (C) einen ersten Transi­ stor (T1) und einen zweiten Transistor (T2) eines ersten Leitfähigkeits­ typs aufweist, wobei der Steueranschluß des ersten Transistors (T1) mit der Umschaltsignalquelle (SW), der zweite Anschluß des ersten Tran­ sistors (T1) und der Steueranschluß des zweiten Transistors (T2) beide über dieselbe Konstantstromquelle (A1) mit einem ersten Anschluß (+V_CC) einer Speisespannungsquelle, der erste Anschluß des ersten Transistors (T1) mit einem zweiten Anschluß (-V_CC) der Speisespan­ nungsquelle, an die über einen ersten Widerstand (R₂) auch der erste Anschluß des zweiten Transistors (T2) angeschlossen ist, und der zweite Anschluß des zweiten Transistors (T2) über eine Stromspiegelschaltung (D3, T3) mit dem Steueranschluß des Transistors (T_F), verbunden sind.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltung (R) einen dritten Transistor (T5) mit einer Leit­ fähigkeit des ersten Typs aufweist, dessen Steueranschluß über eine Diodenschaltung (R4, D4) mit der Umschaltsignalquelle (SW), dessen erster Anschluß mit dem zweiten Anschluß (-V_CC) der Speisespannungs­ quelle und dessen zweiter Anschluß über eine zweite Konstantstrom­ quelle (A5) mit dem ersten Anschluß (+V_CC) der Speisespannungsquelle verbunden sind, und daß die Begrenzungsschaltung einen vierten Tran­ sistor (T6) vom ersten Leitfähigkeitstyp aufweist, dessen Steueranschluß mit dem zweiten Anschluß des dritten Transistors (T5), dessen erster Anschluß mit dem zweiten Anschluß (-V_CC) der Speisespannungsquelle und dessen zweiter Anschluß über eine erste Diode (D6) und einen damit in Reihe geschalteten, zweiten Widerstand (R6) mit dem Steuer­ anschluß des zweiten Transistors (T2) verbunden sind.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Steueranschluß des dritten Transistors (T5) über ein Schaltungsmittel für die Abführung von Ladungen (R5, D5) auch mit dem zweiten Anschluß (-V_CC) der Speisespannungsquelle verbunden ist.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodenschaltung eine Diode (D4) oder eine Diode (D4) und einen damit in Reihe geschalteten Widerstand (R4) aufweist.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltungsmittel für die Abführung von Ladungen eine Diode (D5) und einen damit in Reihe geschalteten Widerstand (R5) aufweist.

7. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Transistoren Bipolar-Transistoren sind, von denen der erste Anschluß, der Steueranschluß und der zweite Anschluß jeweils der Emitter, die Basis bzw. der Kollektor sind.