DE3424136A1

DE3424136A1 - Strahlungsempfaenger fuer eine meldeeinrichtung

Info

Publication number: DE3424136A1
Application number: DE19843424136
Authority: DE
Inventors: Hermann 8000 München Zierhut
Original assignee: HIRSCHMANN RADIOTECHNIK; RICHARD HIRSCHMANN RADIOTECHNISCHES WERK 7300 ESSLINGEN; Richard Hirschmann Radiotechnisches Werk
Current assignee: Richard Hirschmann & Co 7300 Esslingen De GmbH
Priority date: 1984-06-30
Filing date: 1984-06-30
Publication date: 1986-01-09
Also published as: DE3424136C2

Description

Strahlungsempfänger für eine ladeeinrichtung

Die Erfindung betrifft einen Strahlungsempfänger für eine Meldeeinrichtung zur Überwachung eines Raumes auf Temperaturänderungen, b bestehend aus

- wenigstens einem Detektor mit wenigstens einem die elektromagnetische Strahlung aufnehmenden Sensor und einem Feldeffekttransistor, dessen Source-Anschluß über einen ersten Widerstand mit dem einen Pol der Betriebsspannungsquelle und dessen Drain-Anschluß über einen zweiten Widerstand mit deren anderem Pol verbunden ist,

- einem bipolaren Transistor, dessen Kollektor über einen dritten Widerstand am einen Pol der Betriebsspannungsquelle angeschlossen ist, sowie erforderlichenfalls

l'j - einem nachgeschalteten Verstärker.

Ein derartiger, insbesondere für den Einsatz in Passiv-Infrarot-Bewegungsmeldern vorgesehener Strahlungsempfänger ist z.B. durch die auf Seite 3 des Datenblatts von 3.78 für den Sensortyp RPY 86 der Fa. Valvo angegebene Schaltung bekannt. Allerdings unterliegt die Verstärkung (bzw. die Spannung) dieser Schaltung am Eingang des nachgeschalteten Operationsverstärkers sehr starken Änderungen sowohl durch Betriebsspannungsschwankungen, als auch durch die starke Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors und die in weitem Bereich streuende Gate-Souree-Spannung des Feldeffekttransistors und beträgt bei tiefen Frequen-

zen max. nur etwa 14 dB.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, auf einfache und kostengünstige Weise einen Strahlungsempfänger der eingangs genannten Art derart auszubilden, daß er gegen Schwankungen der Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors, der Gate-Source-Spannung des Feldeffekttransistors sowie der Betriebsspannung unempfindlich ist und über einen großen Frequenzbereich eine hohe Verstärkung aufweist.

Diese Aufgabe ist dadurch gelöst, daß

- ein die temperaturabhängige Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors kompensierender Zwei- bzw. Vierpol vorgesehen ist,

- zwischen dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors und Masse eine die untere Grenzfrequenz bestimmende Serienschaltung eines Widerstandes und einer Kapazität eingeschaltet ist,

- der Emitter des Bipolartransistors über einen vierten Widerstand am anderen Pol der Betriebsspannungsquelle liegt und

- der dem Verstärker vorgeschaltete Teil des Strahlungsempfängers eine durch die Bemessung der vier Zweigwiderstände gemäß der Bedingung R , / R „= R -,/ R .abgeglichene Brückenschaltung darstellt, an deren durch den Source-Anschluß des Feldeffekttransistors und den Kollektor des Bipolartransistors gebildeter Diagonale die nachfolgende Schaltung angeschlossen ist.
Dabei ist deren Eingangswiderstand zugleich eine Gegenkopplung, mit der über den ersten Widerstand die Grundverstärkung festlegbar ist.

Durch die abgeglichene Brücke ist ohne den geringsten Mehraufwand gegenüber dem Stand der Technik eine vollständige Kompensation von Schwankungen der Betriebsspannung und der Gate-Source-Spannung des Feldeffekttransistors durch Bauteilestreuung erzielt. Da an der Brückendiagonale keine störende Gleichspannung auftritt ist auch kein Koppelkondensator nötig, der die Einschaltzeit des Strahlungsempfängers in unerwünschter Weise verlängern würde. Vielmehr kann an die Brückendiagonale direkt ein echter Differenzverstärker angeschlossen werden. Außerdem ist der unerwünschte Temperaturgang

der Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors durch einen ebensolchen Temperaturgang einer gleich großen, aber gegenphasigen Spannung des Zwei- bzw. Vierpols neutralisiert. Darüberhinaus ist die untere Grenzfrequenz durch das Serien-RC-Glied wesentlich nach unten verschoben und durch dessen Kondensator zusätzlich eine Verstärkungsanhebung zum Ausgleich der mit steigender Frequenz fallenden Empfindlichkeit der bekannten in der Praxis benutzten Sensoren bewirkt.
Damit ist alleine mit dem dem Verstärker vorgeschalteten Teil des

JO Strahlungsempfängers eine Verstärkung von έ 30 dB über den gesamten Frequenzbereich von etwa 0,05 - 45 Hz und infolgedessen gegenüber den bekannten Schaltungen auch ein erheblich größerer Rauschabstand erreichbar. Nach Lage des Einzelfalls ist mit dem erfindungsgemäßen Strahlungempfänger somit entweder eine größere Ge-

]5 samtverstärkung und/oder ein höherer Rauschabstand der gesamten Schaltung oder die Verwendung eines nachgeschalteten Verstärkers mit geringerem Verstärkungsfaktor und/oder Rauschabstand möglich.

In den Ansprüchen 2 und 3 sind einfache Alternativen für einen Zwei- bzw. Vierpol zur groben Kompensation des Temperaturganges der Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors angegeben.
Ein noch besserer Ausgleich des Temperaturganges ist mit einem Zweipol nach Anspruch 4 möglich. Eine vom Aufwand her gleiche Kompensationsschaltung ist in Anspruch 5 beschrieben, die jedoch den Vorteil hat, daß die Drain-Spannung des Feldeffekttransistors nicht durch die Basis-Emitterspannung des Vierpols reduziert und somit eine geringere Rückwirkung des Drain-Anschlusses des Feldeffekttransistors auf dessen Gate (geringere Arbeitspunktbeeinflußung) gegeben ist, und daß weiterhin wegen des hohen Eingangs-Widerstandes des als Emitterfolger geschalteten Vierpoltransistors eine belastungsfreie Auskopplung des Nutzsignals ermöglicht ist.
Eine vollständige Kompensation des Temperaturganges der Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors ist auf ebenso einfache wie wirkungsvolle Weise in beiden Fällen durch eine Ausführung des erfindungsgemäßen Strahlungsempfängers nach Anspruch 6 erreichbar.

Eine weitere Möglichkeit zur Entzerrung des Frequenzganges der Sensorempfindlichkeit und Erhöhung der Verstärkung bis zu max. etwa 70 dB ist gemäß Anspruch 7 durch wenigstens ein zum Emitterwiderstand des Bipolartransistors parallel geschaltetes RC-Glied erzielbar. Im Einzelfall kann durch diese vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung auf äußerst einfache Weise sogar der nachgeschaltete Verstärker eingespart werden.
Bei der in Anspruch 8 angeführten Schaltungsmögliehkeit weist der zwischen dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors und dem er sten Widerstand eingeschaltete Widerstand in vorteilhafter Weise eine Doppelfunktion auf, indem er zugleich als Teil des Serien-RC-Gliedes zur Festlegung der unteren Grenzfrequenz dient und die Gesamtverstärkung durch seine Größe einstellbar macht.

Mit Hilfe des gemäß Anspruch 9 dem Verstärker nachgeschalteten digitalen Tiefpasses hoher Selektion sind Fehlalarme, die von 50-Hz-Störimpulsen (z.B. durch Thyristor-Regler in Leuchtstoffröhren) erzeugt werden, vollständig eiiminierbar.

Die Figuren zeigen die Schaltbilder zweier Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Strahlungsempfängers bei einem Passiv-Infrarot-Bewegungsmelder.

Der zur Überwachung eines Raumes auf unerwünschte Eindringlinge vorgesehene Bewegungsmelder besteht aus einem Strahlungsempfänger SE, einem nachgeschalteten digitalen Tiefpaß TP, einer Auswerteschaltung AS und einer davon bei Vorliegen des Alarmkriteriums angesteuerten Alarmeinheit AE.

Der Strahlungsempfänger SE weist einen Detektor D mit zwei die Strahlung über eine nicht dargestellte Optik empfangenden, im Gegentakt arbeitenden Sensoren S-^, S2 und einem integrierten rauscharmen Feldeffekttransistor FET auf, der einerseits den hohen Sensorausgangswiderstand (ca. 10 0hm) auf einen für die Folgeschaltung verarbeitbaren Wert von ca. 100 kOhm herabtransformiert und zum anderen zusammen mit dem Bipolartransistor Ti und einer

RC-Schaltung einen zweistufigen Entzerrerverstärker bildet, der den Sensorausgangspegel um ca. 40 dB anhebt und zugleich dessen Abfall mit steigender Frequenz (6 dB pro Oktave ab etwa 2Hz) kompensiert, also im Betriebsfrequenzbereich von etwa 0,05 - 45 Hz eine Verstärkung von etwa 40 - 70 dB aufweist.

Die niedrige untere Grenzfrequenz wird durch ein RC-Glied R ,. , C₁ zwischen dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors FET und Masse erreicht, die Schräglage und der hohe Wert der Verstärkung durch ein dem Emitterwiderstand R . des Bipolartransistors T , pa-

lü rallel geschaltetes RC-Glied C _, R _ und die Kapazität C .

Zusammen mit je einem ohm'sehen Widerstand R , zwischen dem Widerntand R _ und dem negativen Pol -U _R der Betriebsspannungsquelle, R ~ zwischen dem Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors FET und dem positiven Pol +U □ der Betriebsspannungsquelle, R -, zwischen)

l.'> dem Kollektor des Bipolartransistors T , und dem negativen Pol -U _R der ßetriebsspannungsquelle, sowie R . zwischen dem Emitter des Bipolartransistors T -j und dem positiven Pol +U _R der Betriebsspannungsquelle bildet die beschriebene Schaltung eine Impedanzbrücke, an deren Brückendiagonale (Kollektor des Bipolartransistors T , , sowie Verbindungspunkt der Widerstände R , und Rc) ein Nachverstärker V angeschlossen ist. Dabei sind die Zweigwiderstände R , bis R λ so bemessen, daß R ,/R „ = R ., /R . , sodaß die Brücke abgeglichen ist. Die am Eingang des Verstärkers V liegende Spannung ist damit völlig unabhängig von Schwankungen der Betriebsspannung

2'> U η , sowie der Gate-Source-Spannung des Feldeffekttransistors FET aufgrund von Bauteilestreuungen. Das Ausgangssignal des Entzerrorverstärkers wird in dem nachgeschalteten Verstärker V um etwa 20 dB angehoben, da wegen der geringen empfangenen Strahlungslei-

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istung von ca. 10 Watt eine Pegelanhebung von insgesamt etwa 90

3D dB bei 45 Hz nötig ist. Dieser Verstärker V kann, insbesondere hinsichtlich seines Rauschverhaltens, als Billigversion (einfacher Operationsverstärker) ausgeführt sein, da durch den Einsatz des rauscharmen Entzerrerverstärkers hoher Verstärkung direkt am Empfangsmodul bereits ein hoher Rauschabstand und damit eine hohe

3S Störfreiheit erreicht ist. Eine weitere Verbesserung dieser

Störfestigkeit wird durch den nachgeschalteten digitalen Tiefpaß TP erzielt, der außerhalb des Betriebsfrequenzbereichs eine Signaldämpfung von 60 dB bewirkt und damit z.B. auch starke 50-Hz-Störimpulse, wie sie etwa bei Thyristor-Reglern von Leuchtstoffröhren auftreten, vollständig unterdrückt.

Zur absoluten Kompensation der temperaturabhängigen Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors T , ist beim Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 ein weiterer Bipolartransistor T~ vorgesehen, dessen Basis direkt und dessen Kollektor über einen Widerstand R ,mit dem Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors FET und dessen Emitter über den Widerstand R ~ mit dem positiven Pol +U η der Betriebsspannungsquelle verbunden ist, wobei die beiden Bipolartransistoren T -j und T η , sowie die Werte der beiden Emitterwiderstände R o> R . möglichst genau gleich sind.

Im Ausführungsbeispiel gemäß Fig.2 ist zur Kompensation des Temperaturgangs der Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors T ^ ein Bipolartransistor T^ entgegengesetzten Leitungstyps (npn). vorgesehen, dessen Basis mit dem Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors FET, dessen Kollektor mit dem positiven Pol +Ug der Betriebsspannungsquelle und dessen Emitter einerseits mit der Basis des Transistors Ti und zum anderen über einen ohm'sehen Widerstand R I mit dem negativen Pol -U g der Betriebsspannungsquelle verbunden ist. Auch hier sind die beiden Widerstände R2 und R^ gleich groß. Gegenüber dem Zweipol Z des ersten Ausführungsbeispiels weist der Vierpol VP beim Strahlungsempfänger gemäß Fig. 2 den Vorteil auf, daß einerseits die Drain-Spannung des Feldeffekttransistors FET nicht mehr durch die Basis-Emitterspannung des weiteren Transistors reduziert wird, wodurch sich eine geringere Rückwirkung des Feldeffekttransistors FET ergibt und andererseits wegen der hohen Eingangsimpedanz des Transistors T £ eine belastungsfreie Auskopplung des Nutzsignals ermöglicht ist.
Der zwischen dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors FET und dem Widerstand R j_ eingeschaltete Widerstand R 5 erfüllt eine Doppelfunktion, indem er als Teil des Serien RC-Gliedes R^ , C^ zur Festlegung der unteren Grenzfrequenz und zugleich zur Einstellung

der Gesamtverstärkung dient.

Der erfindungsgemäße Strahlungsempfänger ermöglicht somit mit einfachsten Mitteln den Aufbau eines äußerst störsicheren und trotzdem für die Serienfertigung geeigneten kostengünstigen Passiv-Infrarot-Bewegungsmelders .

Claims

34241 Patentansprüche

1. Strahlungsempfänger (SE) für eine Meldeeinrichtung zur Überwachung eines Raumes auf Temperaturänderungen, bestehend aus

- wenigstens einem Detektor (D) mit wenigstens einem die elektromagnetische Strahlung aufnehmenden Sensor (S-, , S2 ) und einem Feldeffekttransistor (FET), dessen Source-AnschluO über einen ersten Widerstand (R .,) mit dem einen Pol (-U_n ) der

1 ti

Betriebsspannungsquelle und dessen Drain-Anschluß über einen zweiten Widerstand (R „ ) mit deren anderem Pol (+U _D) verbun-

2 ti

den ist,

- einem bipolaren Transistor (T ), dessen Kollektor über einen dritten Widerstand (R_n. ) am einen Pol (-LL ) der Betriebs-Spannungsquelle angeschlossen ist, sowie erforderlichenfalls

- einem nachgeschalteten Verstärker (U),
dadurch gekennzeichnet, daß

- ein die temperaturabhängige Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors (T₁) kompensierender Zwei- bzw. Vierpol (Z, VP) vorgesehen ist,

- zwischen dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors (FET) und Masse eine die untere Grenzfrequenz bestimmende Serienschaltung eines Widerstandes (Rc ) und einer Kapazität (C-^ ) eingeschaltet ist,

- der Emitter des Bipolartransistors (Ti ) über einen vierten Widerstand (R. ) am anderen Pol (+Ug ) der Betriebsspannungsquelle liegt und

- der dem Verstärker (V) vorgeschaltete Teil des Strahlungsempfängers (SE) eine durch die Bemessung der vier Zweigwiderstände (R-i , Ro» ^3 > ^Δ ) gemäß der Bedingung R^ / R 2 = R -? / R . abgeglichene Brückenschaltung darstellt, an deren durch den Source-Anschluß des Feldeffekttransistors (FET) und den Kollektor des Bipolartransistors (T , ) gebildeten Brückendiagonale die nachfolgende Schaltung (V) angeschlossen ist.

2. Strahlungsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zwei- bzw. Vierpol (Z, VP) eine Diode ist.

3. Strahlungsempfänger nach Abspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zwei- bzw. Vierpol (Z, VP) ein als Diode wirksamer Bipolartransistor ist.

4. Strahlungsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zweipol (Z) ein emitterseitig mit dem zweiten Wider-IC) stand (R „), sowie basisseitig direkt und kollektorseitig über einen Widerstand (R , ) mit dem Drain-Anschluß des Feldeffekt-

transistors (FET) verbundener weiterer Bipolartransistor (T ~) ist.

5. Strahlungsempfänger nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwei gleiche, vorzugsweise als Doppeltransistor ausgeführte Bipolartransistoren (T, , T „) vorgesehen sind und der zweite und vierte Widerstand (R ~, Rj gleiche Widerstandswerte aufweisen.

6. Strahlungsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vierpol (VP) ein weiterer Bipolartransistor (T ^) entgegengesetzten Leitungstyps ist, der basisseitig mit dem Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors (FET), kollektorseitig mit

2b dem anderen Pol (+U _R) der Betriebsspannungsquelle und emitterseitig mit der Basis des Bipolartransistors (T, ), sowie über einen Widerstand (R ') mit dem einen Pol (-U ) der Betriebs-Spannungsquelle verbunden ist.

7. Strahlungsempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem vierten Widerstand (R ) wenigstens ein RC-Glied (C , R) parallelgeschaltet ist.

8. Strahlungsempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (R) der Serienschaltung

(R <- , C , ) zwischen dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors (FET) und dem ersten Widerstand (R , ) eingeschaltet ist und am Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände (R , R ) sowohl der Kondensator (C, ) der Serienschaltung (R₁- » C.) als auch der eine Eingang des Verstärkers V angeschlossen ist.

9. Strahlungsempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß dem Verstärker (V) ein digitaler Tiefpaß (TP) mit einer oberen Grenzfrequenz von etwa 45 Hz nachgeschaltet ist.