DE3408284C1

DE3408284C1 - Unipolar current amplifier for photodiodes

Info

Publication number: DE3408284C1
Application number: DE19843408284
Authority: DE
Inventors: Rolf Dr. 7107 Bad Friedrichshall Böhme
Original assignee: Telefunken Electronic 7100 Heilbronn GmbH; Telefunken Electronic GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 1984-03-07
Filing date: 1984-03-07
Publication date: 1985-08-29

Abstract

In this amplifier, which exhibits an operational amplifier and two bipolar transistors, the emitters of the two transistors are connected to the output of the operational amplifier, the collector of the first transistor is connected to the inverting input of the operational amplifier and the base of the first transistor is connected to the reference point whilst the base of the second transistor is connected to a control voltage source.

Description

Für die Verarbeitung der Signale von Fotodioden benötigt man Strom-Spannungswandler hoher Empfindlichkeit und Rauscharmut. Es ist z. B. üblich, einen (Operations-)Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz und einem hochohmigen Gegenkoppelwiderstand zu verwenden. Häufig tritt dabei das Problem auf, daß wegen des großen Bereichs der zu verarbeitenden Signale der Meßbereich umgeschaltet werden muß. Dies kann, elektronische Steuerung vorausgesetzt, wegen der hohen Impedanzen nur mit Feldeffekttransistoren erfolgen. Die parasitären Kapazitäten von FET-Schaltern beeinträchtigen jedoch in Verbindung mit den hochomigen Gegenkoppelwiderständen das Frequenzverhalten undFor the processing of the signals from photodiodes, current-voltage converters of high sensitivity are required and low noise. It is Z. B. usual, an (operational) amplifier with high input impedance and to use a high-value negative feedback resistor. Often the problem arises that because of Due to the large range of signals to be processed, the measuring range must be switched. This can be electronic Control provided, can only be done with field effect transistors due to the high impedances. However, the parasitic capacitances of FET switches affect in conjunction with the high-impedance Negative coupling resistances the frequency behavior and

außerdem beeinträchtigen die zusätzlichen Leckströme die Empfindlichkeit. In den Fällen, wo eine logarithmische Kennlinie erwünscht ist, werden auch mit sehr gutem Erfolg bipolare Transistoren verwendet, die im Gegenkoppelzweig des Verstärkers angeordnet den hochohmigen Gegenkoppelwiderstand ersetzen. In dieser Ausführungsform ist die Kapazitätsbelastung und auch das Verstärkerrauschen gering. Daß dabei nur Signalströme einer Richtung entsprechend dem verwendeten Transistortyp zulässig sind, ist mit der unipolaren Stromerzeugung bei Fotodioden in Übereinstimmung.in addition, the additional leakage currents impair the sensitivity. In those cases where a logarithmic Characteristic curve is desired, bipolar transistors are used with very good success, which are in the negative feedback branch of the amplifier arranged to replace the high-impedance negative feedback resistor. In this Embodiment, the capacity load and also the amplifier noise is low. That only signal streams one direction according to the transistor type used is allowed with the unipolar Electricity generation in photodiodes in accordance.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen unipolaren Stromverstärker für Fotodioden anzugeben, der wie bei logarithmischen Stromverstärkern eine hohe Empfindlichkeit und einen großen Dynamikbereich aufweist. Diese Aufgabe wird bei einem unipolaren Stromverstärker für Fotodioden, der einen Operationsverstärker und zwei bipolare Transistoren aufweist, nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die Emitter der beiden Transistoren mit dem Ausgang des Operations-Verstärkers, der Kollektor des ersten Transistors mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und die Basis des ersten Transistors mit einem Bezugspunkt verbunden ist und daß die Basis des zweiten Transistors an eine Steuerspannungsquelle angeschlossen ist.The invention is based on the object of specifying a unipolar current amplifier for photodiodes, which, as with logarithmic current amplifiers, has a high sensitivity and a large dynamic range having. This task is performed in a unipolar current amplifier for photodiodes, which is an operational amplifier and having two bipolar transistors, achieved according to the invention in that the emitters of the two transistors with the output of the operational amplifier, the collector of the first transistor with the inverting input of the operational amplifier and the base of the first transistor with a reference point is connected and that the base of the second transistor is connected to a control voltage source.

Die F i g. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines linearen Stromverstärkers für Fotodioden. Der (Operations-) Verstärker OVl wird in Verbindung mit den Gegenkoppelwiderständen Rii,R12 und R13 (R 12 und R13 sind durch die Schalter S12 und 513 zu- und abschaltbar) als Strom-Spannungs-Wandler betrieben. Der von der Foto-Diode PD erzeugte, unipolare Strom Is fließt zum invertierenden Eingang und wird über die aus den Gegenkoppelwiderständen und Schaltern bestehende Widerstandskombination R 1 geleitet. Die Ausgangsspannung ergibt sich infolgedessen zu Ua = -Is-Ri. Außer der Kapazität der Fotodiode PD wird der Eingang durch die parasitären Kapazitäten der Schalter S12 und S13, die typisch durch FETs ausgeführt sind, und die Leckströme derselben belastet. Dadurch werden Empfindlichkeit und Frequenzverhalten beeinträchtigt. Die am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers Vl gedachte und nicht weiter dargestellte äquivalente Eingangsrauschspannungsquelle wird mit einer Verstärkung, die sich als Kehrwert des aus Gegenkoppelwiderstand R1 und Innenwiderstand der Fotodiode PD gebildeten Spannungsteilers ergibt, an den Ausgang übertragen, ebenso wie die Rauschspannungen der Fotodiode und des Widerstandes R 1.The F i g. 1 shows the basic circuit diagram of a linear current amplifier for photodiodes. The (operational) amplifier OVl is operated in conjunction with the negative feedback resistors Rii, R12 and R 13 (R 12 and R 13 can be switched on and off by the switches S 12 and 513) as a current-voltage converter. The unipolar current Is generated by the photo diode PD flows to the inverting input and is conducted via the resistor combination R 1 consisting of the negative feedback resistors and switches. As a result, the output voltage is Ua = -Is-Ri. In addition to the capacitance of the photodiode PD , the input is loaded by the parasitic capacitances of the switches S 12 and S 13, which are typically implemented by FETs, and the leakage currents of the same. This affects the sensitivity and frequency response. The equivalent input noise voltage source, which is imagined at the non-inverting input of the operational amplifier Vl and is not shown, is transmitted to the output with a gain that is the reciprocal of the voltage divider formed from the negative feedback resistance R 1 and the internal resistance of the photodiode PD , as well as the noise voltages of the photodiode and the Resistance R 1.

In F i g. 2 ist die grundsätzliche Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Der Operationsverstärker OVl der F i g. 2 ist mit dem bipolaren Transistor Ti zu einem logarithmischen Verstärker verbunden. Durch Zufügung eines zweiten Bipolartransistors T2, dessen Emitter mit dem Emitter des ersten und dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist und dessen Basis durch eine Steuerspannung Ust gegenüber der Basis des ersten Transistors vorgespannt wird, wird die Logarithmierung rückgängig gemacht und eine Verstärkung eingeführt, wie jetzt genauer ausgeführt werden soll. Die Übertragungsfunktion des bipolaren Transistors kann vereinfacht durch Ic = Ico ■ exp(Ube/Ut) dargestellt werden. Dabei sind Übe die Basis-Emitter-Spannung, Ut die Temperaturspannung, die sich aus absoluter Temperatur T, Boltzmannscher Konstante k und Elementarladung q zu Ut — kT/q ergibt, Ico der Transferreststrom und /cder Kollektorstrom. Infolge des vernachlässigbaren Eingangsstromes des Operationsverstärkers OVl ist der Kollektorstrom Id des ersten Transistors Ti gleich dem Signalstrom Is der Fotodiode. Wegen der mit der Masse M verbundenen Basis des ersten Transistors Ti wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers In Fig. 2 shows the basic embodiment of the invention. The operational amplifier OVl of FIG. 2 is connected to the bipolar transistor Ti to form a logarithmic amplifier. By adding a second bipolar transistor T2, whose emitter is connected to the emitter of the first and the output of the operational amplifier and whose base is biased by a control voltage Ust against the base of the first transistor, the logarithmization is reversed and a gain is introduced, as now more precisely should be executed. The transfer function of the bipolar transistor can be represented in a simplified manner by Ic = Ico ■ exp (Ube / Ut). Here, Übe is the base-emitter voltage, Ut is the temperature voltage resulting from the absolute temperature T, Boltzmann's constant k and elementary charge q to Ut - kT / q , Ico is the residual transfer current and / c is the collector current. As a result of the negligible input current of the operational amplifier OVl, the collector current Id of the first transistor Ti is equal to the signal current Is of the photodiode. Because of the base of the first transistor Ti connected to the ground M , the output voltage of the operational amplifier becomes

Ua 1 = - Übe 1 = - Ut ■ ln(Is/Ico 1). Ua 1 = - Exercise 1 = - Ut ■ ln (Is / Ico 1).

Die Basis-Emitter-Spannung
T2 beträgt infolgedessenThe base-emitter voltage
T2 is therefore

des zweiten Transistorsof the second transistor

Übe2 = Ust+ Ut- \n(Is/Ico 1). Damit ergibt sich der Strom dieses Transistors zu Ic 2 = Is- (Ico 2/Ico 1) · exp(Ust/Ut). Practice 2 = Ust + Ut- \ n (Is / Ico 1). This results in the current of this transistor as Ic 2 = Is- (Ico 2 / Ico 1) · exp (Ust / Ut).

Diese Formel enthält außer dem Eingangsstrom Is zwei Faktoren. Der erste Faktor Ico 2/Ico 1 entspricht bei sonst gleichen technologischen Parametern dem Flächenverhältnis der Basis-Emitterdioden der beiden Transistoren. In einer integrierten Anordnung kann über das Flächenverhältnis in gewissem Umfange verfügt werden. Man kann auch das Flächenverhältnis durch Parallelschaltung mehrerer Transistorsysteme festlegen. Der zweite Faktor ergibt über das Verhältnis der Spannungen Ust/Ut die Möglichkeit einer exponentiellen Steuerung der Verstärkung. Bekanntlich ist bei Silizium und Zimmertemperatur Ut = 25,5 mV. Daraus ergibt sich, daß man für eine Verstärkungsänderung um den Faktor 10 lediglich Ust = 60 mV anlegen muß. Schwierigkeiten bereitet dabei der Umstand, daß die Temperaturspannung Ut proportional zur absoluten Temperatur ist. Dazu sind schaltungstechnische Maßnahmen erforderlich, die im folgenden beschrieben werden. Zunächst soll jedoch noch auf das günstige Rauschverhalten des Stromverstärkers mit bipolaren Transistoren eingegangen werden:In addition to the input current Is, this formula contains two factors. The first factor Ico 2 / Ico 1 corresponds to the area ratio of the base-emitter diodes of the two transistors with otherwise the same technological parameters. In an integrated arrangement, the area ratio can be used to a certain extent. The area ratio can also be determined by connecting several transistor systems in parallel. The second factor gives the possibility of an exponential control of the gain via the ratio of the voltages Ust / Ut. It is known that Ut = 25.5 mV for silicon and room temperature. This means that for a gain change by a factor of 10, only Ust = 60 mV has to be applied. Difficulties are caused by the fact that the temperature voltage Ut is proportional to the absolute temperature. This requires circuitry measures that are described below. First, however, the favorable noise behavior of the current amplifier with bipolar transistors should be discussed:

Im Bereich kleiner Ströme, wie sie für die vorliegende Anwendung typisch sind, bildet das Schrotrauschen des Kollektorstromes die dominierende Rauschquelle des Bipolartransistors (siehe z. B. Motchenbacher u. Fitchen, Low-Noise Electronic Design, John Wiley & Sons New York, 1973, S. 70). Soweit diese Aussage zutreffend ist, darf das Rauschen des Transistors völlig ignoriert werden, denn das Schrotrauschen ist eine physikalische Eigenschaft jedes Stromes und keine Bauelementeeigenschaft. Ein Rauschbeitrag ähnlich dem des Widerstandes R 1 der Schaltung der F i g. 1 kommt also in der Schaltung nach Fig.2 nicht vor. Bezieht man den Strom-Spannungs-Wandler mit dem Operationsverstärker O V2 aus F i g. 2 in die Betrachtung ein, so zeigt sich, daß der Widerstand R 3 bei gleichen Eigenschaften der Schaltungen aus F i g. 1 und F i g. 2 um den Faktor der Stromverstärkung des aus OVl, Π und T2 gebildeten Stromverstärkers kleiner gewählt werden muß und sich sein Rauschbeitrag entsprechend vermindert. Auch der Einfluß der äquivalenten Eingangsrauschspannungsquelle des ersten Operationsverstärkers OVl in Fi g. 2 ist geringer als in der Schaltung nach Fig. 1. An Versuchsaufbauten wurde beobachtet, daß das gemessene Rauschen mit dem als Minimalwert möglichen Schrotrauschen im Rahmen der Meßgenauigkeit übereinstimmt. In the range of small currents, as it is typical for the present application, the shot noise of the collector current forms the dominant noise source of the bipolar transistor (see e.g. Motchenbacher and Fitchen, Low-Noise Electronic Design, John Wiley & Sons New York, 1973, P. 70). As far as this statement is correct, the noise of the transistor can be completely ignored, because the shot noise is a physical property of every current and not a component property. A noise contribution similar to that of resistor R 1 in the circuit of FIG. 1 does not appear in the circuit according to FIG. If the current-voltage converter with the operational amplifier O V2 is obtained from FIG. 2 into consideration, it can be seen that the resistor R 3 with the same properties of the circuits from FIG. 1 and F i g. 2 must be chosen smaller by the factor of the current gain of the current amplifier formed from OVl, Π and T2 and its noise contribution is reduced accordingly. The influence of the equivalent input noise voltage source of the first operational amplifier OV1 in FIG. 2 is lower than in the circuit according to FIG. 1. It was observed in test setups that the measured noise coincides with the shot noise possible as a minimum value within the scope of the measurement accuracy.

Infolge der gegenüber Feldeffekttransistoren kleinen parasitären Kapazitäten des Bipolartransistors Ti besitzt die Schaltung nach F i g. 2 gegenüber F i g. 1 ein günstigeres Frequenzverhalten.As a result of the small parasitic capacitances of the bipolar transistor Ti compared to field effect transistors, the circuit according to FIG. 2 compared to FIG. 1 a more favorable frequency behavior.

Auch im Hinblick auf Leckströme schneidet die Lösung nach F i g. 2 besser ab, da Kollektor und Basis des ersten Transistors gleiches Potential führen und prinzipiell kein Leckstrom ausgelöst werden kann, während in der konventionellen Lösung nach F i g. 1 ein Leckstrom von der spannungsgesteuerten Gate-Elektrode zum Eingang fließen wird.The solution according to FIG. 1 also cuts with regard to leakage currents. 2 is better because the collector and base of the first transistor lead the same potential and in principle no leakage current can be triggered, while in the conventional solution according to FIG. 1, a leakage current from the voltage-controlled gate electrode to the Entrance will flow.

In F i g. 3 ist dargestellt, wie die verhältnismäßig kleine Steuerspannung Ust durch einen Spannungsteiler R 2, R 4 gebildet werden kann. Dabei kann Ust sowohl durch die Größe der primären Spannung Usp wie auch durch eine Umschaltung der beiden Widerstände, vorzugsweise des Vorwiderstandes R 2, beeinflußt werden. Wie oben dargelegt, wird die Verstärkung genau dann temperaturunabhängig, wenn Ust proportional zur absoluten Temperatur ist. Zu diesem Zweck kann in der Schaltung nach F i g. 3 die primäre Steuerspannung Usp proportional zur absoluten Temperatur eingestellt werden, oder der zwischen den Basen des ersten und zweiten Transistors angeordnete Widerstand R 4 kann einen geeignet positiven Temperaturkoeffizienten erhalten, oder der Vorwiderstand R 2 kann einen geeignet negativen Temperaturkoeffizienten erhalten oder schließlich kann auch eine Kombination dieser Maßnahmen vorgesehen sein.In Fig. 3 shows how the relatively small control voltage Ust can be formed by a voltage divider R 2, R 4. Ust can be influenced both by the size of the primary voltage Usp and by switching over the two resistors, preferably the series resistor R 2. As explained above, the gain becomes temperature-independent if and only if Ust is proportional to the absolute temperature. For this purpose, in the circuit according to FIG. 3, the primary control voltage Usp can be set proportionally to the absolute temperature, or the resistor R 4 arranged between the bases of the first and second transistor can have a suitable positive temperature coefficient, or the series resistor R 2 can have a suitable negative temperature coefficient or, finally, a combination these measures must be provided.

Für weitere, vorteilhafte Varianten ist es notwendig, einen nachfolgenden Strom-Spannungs-Wandler mit einzubeziehen, wie er in F i g. 2 durch den zweiten Operationsverstärker OV2 mit dem Gegenkoppelwiderstand R 3 dargestellt ist. Durch die Verbindung mit dem Eingang des Operationsverstärkers OV2 liegt der Kollektor des zweiten Transistors T2 annähernd auf Massepotential. Dadurch wird in der gewählten Darstellung mit positiver Steuerspannung Ust und npn-Transistoren die Basis des Transistors T2 positiv gegenüber dem Kollektor, was bei hohen Steuerspannungen und hohen Temperaturen zum Effekt der Stromübernahme führen kann. Zur Abhilfe dieses Mangels wird der zweite, nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers OV2 vorzugsweise mit der Basis des zweiten Transistors verbunden. Diese Abwandlung sichert gleiches Potential an Basis und Kollektor des zweiten Transistors, verfälscht aber gleichzeitig die Ausgangsspannung Ua um die Steuerspannung Ust. Falls dies nicht zulässig ist, kann die in F i g. 4 dargestellte Schaltung angewandt werden. Darin bildet der Operationsverstärker OV2 mit den Widerständen R 41 und R 4 sowie R 31 und R 3 einen Differenzverstärker, dessen Eingänge im Knoten a kurzgeschlossen sind, so daß die primäre Steuerspannung Usp keinen Effekt auf die Ausgangsspannung haben kann. Die Konvertierung des Kollektorstromes des zweiten Transistors T2 zur Ausgangsspannung Ua bleibt davon unbeeinflußt.For further, advantageous variants, it is necessary to include a subsequent current-voltage converter, as shown in FIG. 2 is represented by the second operational amplifier OV2 with the negative feedback resistor R 3. Due to the connection to the input of the operational amplifier OV2 , the collector of the second transistor T2 is approximately at ground potential. As a result, in the selected representation with positive control voltage Ust and npn transistors, the base of transistor T2 is positive compared to the collector, which can lead to the effect of current transfer at high control voltages and high temperatures. To remedy this deficiency, the second, non-inverting input of the operational amplifier OV2 is preferably connected to the base of the second transistor. This modification ensures the same potential at the base and collector of the second transistor, but at the same time falsifies the output voltage Ua by the control voltage Ust. If this is not permissible, the in F i g. 4 can be applied. The operational amplifier OV2 with the resistors R 41 and R 4 as well as R 31 and R 3 forms a differential amplifier, the inputs of which are short-circuited in node a , so that the primary control voltage Usp can not have any effect on the output voltage. The conversion of the collector current of the second transistor T2 to the output voltage Ua remains unaffected.

Statt die Basis des ersten Transistors Ti mit dem Bezugspunkt (Masse) zu verbinden und die Steuerspannung an die Basis des zweiten Transistors anzulegen, kann man auch umgekehrt die Basis des zweiten Transistors mit Masse verbinden und eine Steuerspannung umgekehrten Vorzeichens an die Basis des ersten Transistors anlegen, wie in F i g. 5 gezeigt ist.Instead of connecting the base of the first transistor Ti to the reference point (ground) and applying the control voltage to the base of the second transistor, it is also possible, conversely, to connect the base of the second transistor to ground and apply a control voltage of the opposite sign to the base of the first transistor as in Fig. 5 is shown.

Die oben beschriebenen Lösungen zur Temperaturkompensation erfordern den Einsatz von Widerständen mit verhältnismäßig großer, wohldefinierter Temperaturabhängigkeit Für den Fall, daß derartige Widerstände nicht immer in der gewünschten Art und Qualität zur Verfügung stehen, empfiehlt es sich, die notwendige Temperaturabhängigkeit durch eine Schaltung mit Transistoren und Operationsverstärkern zu erzeugen.The solutions for temperature compensation described above require the use of resistors with a relatively large, well-defined temperature dependence In the event that such resistances are not always available in the desired type and quality, it is advisable to use the necessary To generate temperature dependence by a circuit with transistors and operational amplifiers.

In F i g. 6 ist gezeigt, wie zu diesem Zweck ein dritter Operationsverstärker OV3 mit zwei weiteren Transistoren Γ3, TA hinzugefügt werden. Operationsverstärker OV3 und Transistoren TS sind als logarithmierender Verstärker geschaltet, dem über den Vorwiderstand R 2' und der Spannung Usp ein Strom 12' = Usp/R2' zugeführt wird. Dieser Strom fließt durch T3 und setzt damit die Ausgangsspannung des dritten Operationsverstärkers OV 3 aufIn Fig. 6 shows how a third operational amplifier OV3 with two further transistors Γ3, TA is added for this purpose. Operational amplifier OV3 and transistors TS are connected as a logarithmic amplifier to which a current 12 ' = Usp / R2' is fed via the series resistor R 2 ' and the voltage Usp. This current flows through T3 and thus sets the output voltage of the third operational amplifier OV 3 on

Ua3= -Ut- In((Usp/(R2' ■ Ico3)). Ua3 = -Ut- In ((Usp / (R2 '■ Ico3)).

Darin bedeutet Ico 3 den Transferreststrom des dritten Transistors T3. Am Ausgang von OV3 ist der als Diode geschaltete, vierte Transistor TA angeschlossen, über den durch Usp und den Vorwiderstand R 2" näherungsweise der Strom 12" = Usp/R2" fließt. Die Spannung am Kollektor des vierten Transistors wird dann, wenn man den Basisstrom gegenüber dem Kollektorstrom vernachlässigt, Ico 3 therein means the residual transfer current of the third transistor T3. The fourth transistor TA, connected as a diode, is connected to the output of OV3 , through which the current 12 " = Usp / R2" flows approximately through Usp and the series resistor R 2 " . The voltage at the collector of the fourth transistor is then when the Base current neglected compared to collector current,

Ust = Ut ■ In ((R 2' ■ Ico 3)1 (R 2" ■ Ico A)). Ust = Ut ■ In ((R 2 '■ Ico 3) 1 (R 2 "■ Ico A)).

Daraus ist ersichtlich, daß, wenn Ico 3 = Ico 4 ist, also die Transistoren untereinander gleich sind, die Steuerspannung durch den Faktor Ut proportional zur absoluten Temperatur und durch den Faktor In (R 2'IR 2") proportional zum Logarithmus des Widerstandsverhältnisses R 2'IR 2" ist. Ein Einfluß der primären Spannung Usp ist im Rahmen der getroffenen Näherungen nicht vorhanden. In Verbindung mit der exponentiellen Abhängigkeit der Verstärkung von Ust ergibt sich eine lineare Abhängigkeit derselben vom Widerstandsverhältnis R 2'IR 2". Eine Umschaltung mit Widerständen R 25 und R 26 und Schaltern 5 25 und 5 26 z. B. gestattet eine Bereichsumschaltung.It can be seen that when Ico 3 = Ico is 4, thus the transistors are equal to each other, the control voltage proportional by a factor Ut to the absolute temperature and by the factor In (R 2'IR 2 ") is proportional to the logarithm of the resistance ratio R 2'IR is 2 " . There is no influence of the primary voltage Usp within the framework of the approximations made. In connection with the exponential dependence of the gain on Ust , there is a linear dependence of the same on the resistance ratio R 2'IR 2 ". Switching with resistors R 25 and R 26 and switches 5 25 and 5 26, for example, allows range switching.

Um die Genauigkeit der Bildung der Steuerspannung noch zu verbessern, ist in F i g. 7 ein vierter Operationsverstärker OV4 eingesetzt. Sein nichtinvertierender Eingang ist mit dem Kollektor des vierten Transistors TA und dem zweiten Vorwiderstand R 2" verbunden. Sein Ausgang, der mit der Basis von TA verbunden ist, liefert die Steuerspannung Ust, die auch der Basis des zweiten Transistors T2 zugeführt wird. Dieser Operationsverstärker sorgt dafür, daß die Spannung am Kollektor des vierten Transistors nahe null ist und damit der Spannungsabfall über R 2" genau mit der primären Spannung Usp übereinstimmt. Der Näherungscharakter in der Bestimmung des Stromes durch R 2" ist damit beseitigt. Gleichzeitig verschwindet der störende Einfluß der Basisströme, da die Basen des vierten wie auch des zweiten Transistors vom Ausgang des vierten Operationsverstärkers versorgt werden. Insbesondere in dieser Konfiguration bereitet es keine Schwierigkeiten, eine Vielzahl von gesteuerten Stromverstärkern an einer Steuereinheit anzuschließen.In order to further improve the accuracy of the formation of the control voltage, FIG. 7 a fourth operational amplifier OV4 is used. Its non-inverting input is connected to the collector of the fourth transistor TA and the second series resistor R 2 " . Its output, which is connected to the base of TA , supplies the control voltage Ust, which is also fed to the base of the second transistor T2 . This operational amplifier ensures that the voltage at the collector of the fourth transistor is close to zero and that the voltage drop across R 2 ″ corresponds exactly to the primary voltage Usp . The approximation character in the determination of the current through R 2 " is thus eliminated. At the same time, the disturbing influence of the base currents disappears, since the bases of the fourth and the second transistor are supplied by the output of the fourth operational amplifier. connect a large number of controlled current amplifiers to a control unit.

Hierzu 3 Blatt ZeichnungenFor this purpose 3 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. Unipolar current amplifier for photodiodes, which has an operational amplifier and two bipolar transistors, characterized in that the emitters of the two transistors (Ti, T2) with the output of the operational amplifier (OVi), the collector of the first transistor (Ti) with the inverting Input of the operational amplifier and the base of the first transistor is connected to a reference point (M) and that the base of the second transistor (T2) is connected to a control voltage source (Ust).

2. Unipolar current amplifier according to claim 1, characterized in that the second transistor (T2) has a larger area of the emitter-base junction than the first transistor (Ti) or that a corresponding number of parallel-connected transistors is provided instead of the second transistor, which have the same conductivity type as the first transistor.

3. Unipolar current amplifier according to claim 1 or 2, characterized in that the control voltage source (Ust) is controllable or adjustable or switchable.

4. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 3, characterized in that the control voltage (Ust) fed to the base of the second transistor (T2 ) is formed from a primary voltage (Usp) via a voltage divider (R 2, R 4).

5. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 4, characterized in that the primary voltage (Usp) is proportional to the absolute temperature.

6. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 5, characterized in that the resistors of the voltage divider (R 2, R 4) are temperature dependent, preferably the resistor (R 4) arranged between the bases of the first and second transistor being positive and / or the resistor (R 2) arranged between the base of the second transistor (T2) and the primary voltage (Usp ) has a negative temperature coefficient.

7. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 6, characterized in that the division factor of the voltage divider (R 2, R 4) is proportional to the absolute temperature.

8. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 7, characterized in that the voltage divider (R 2, R 4) is switchable.

9. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 8, characterized in that the resistor (R 2) leading to the primary voltage (Usp ) consists of a parallel connection of resistors (R 21, R 22, ...), which are connected via switches (S 21,522, ...) can be switched on individually.

10. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 9, characterized in that the collector of the second transistor (T2) is connected to the input of a second operational amplifier (OV2) connected as a current-voltage converter.

11. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 10, characterized in that the other, non-inverting input of the second operational amplifier (OV2) is connected to the base of the second transistor (T2) .

12. Unipolar current amplifier according to claim 10 or 11, characterized in that between the resistor (R 2) to the primary voltage (Usp) or the corresponding arrangement of resistors (R 12, R 22, ...) and switches (S2i, 522, ...) and the base of the second transistor (T2) a further resistor (R 41 is interposed), and that a further resistor (R 31 is connected) to the input of the current-voltage converter by the connection point (a).

13. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 10, characterized in that the control voltage (Ust) is fed to the base of the first transistor (Ti) and the base of the second transistor (T2) is connected to a reference point (M) .

14. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 13, characterized in that two further bipolar transistors (T3, TA) and a third operational amplifier (OV3) are provided for generating a suitable temperature-dependent control voltage (Ust) , the emitters of these two transistors (T3, T4) with the output, the collector of the third transistor (T3) and a first series resistor (R 2 ') with the inverting input of the third operational amplifier (OV3), the base of the third transistor (T3) and the non-inverting input of the third operational amplifier with a reference point (M), the base of the fourth transistor (T4) with its collector and a second series resistor (R 2 ") are connected, the series resistors (R 2 ', R 2"), which can optionally be switched, are connected to a primary voltage (Usp) and the temperature-dependent control voltage (Ust) is taken from the junction of the collector and base of the fourth transistor n will.

15. Unipolar current amplifier according to claim 14, characterized in that the collector of the fourth transistor (T4) with the second series resistor (R 2 ") and the non-inverting input of a fourth operational amplifier (OVA) and the output of the same connected to the base of the fourth transistor where the output voltage represents the desired control voltage (Ust) .

16. Unipolar current amplifier according to one of claims 1 to 15, characterized in that several current amplifiers are connected to a common control voltage source.