DE3339194C2

DE3339194C2 -

Info

Publication number: DE3339194C2
Application number: DE3339194A
Authority: DE
Inventors: Paul Dean Indianapolis Ind. Us Filliman
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1982-10-29
Filing date: 1983-10-28
Publication date: 1992-01-30
Also published as: ES8407278A1; IT1171781B; MY8700389A; GB2129247B; CA1212461A; IT8323435A0; ATA384383A; FR2535550B1; HK18387A; GB8327415D0; AT388266B; DE3339194A1; KR840006585A; KR910006855B1; ES526656A0; AU2046683A; FR2535550A1; AU566266B2; GB2129247A

Description

Die Erfindung betrifft eine Signalabtastschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen, wie sie aus der DE-OS 31 38 225 bekannt ist.The invention relates to a signal sampling circuit with the Features specified in the preamble of claim 1, such as it is known from DE-OS 31 38 225.

Eine solche Schaltung eignet sich insbesondere zur Abtastung eines Kennwertes eines elektrischen Signals niedrigen Pegels in der Weise, daß Verzerrungen eines Ausgangsabtastwertes durch Abtast-Offsetfehler erheblich verringert werden. Die Erfindung eignet sich auch für ein System zur automatischen Regelung der Vorspannung einer Bildröhre in einem Fernseh empfänger.Such a circuit is particularly suitable for scanning a characteristic value of an electrical signal of low level in such a way that distortion of an output sample can be significantly reduced by sampling offset errors. The Invention is also suitable for an automatic system Regulation of the pre-tension of a picture tube in a television receiver.

In Signalverarbeitungssystemen, wie etwa einem Fernseh empfänger, besteht eine Notwendigkeit zur Abtastung von In formationen, die in den vom System verarbeiteten Signalen enthalten sind. Häufig ist es notwendig, beim Abtastprozeß eine erhebliche Verstärkung vorzusehen, um einen Informations abtastwert mit einem Pegel zu erhalten, der groß genug ist, um von Schaltungen, die zur Verarbeitung der Informations abtastwerte bestimmt sind, brauchbar verarbeitet werden zu können. Dieses Erfordernis liegt beispielsweise auf der Hand bei einem automatischen Bildröhrenvorspannungs-Regelsystem (nachfolgend auch als AKB-System bezeichnet) zur automati schen Einstellung der richtigen Schwarzstromwerte für jedes Elektronenstrahlsystem einer Farbbildröhre eines Empfängers. Die Wirkung dieser Einstellung besteht darin, daß von der Bildröhre wiedergegebene Bilder durch Veränderungen von Be triebsparametern der Bildröhre (beispielsweise infolge von Alterung oder Temperatureffekten) nicht nachteilig beeinflußt werden.In signal processing systems, such as a television receiver, there is a need to sample In formations in the signals processed by the system are included. Often it is necessary in the scanning process to provide a significant reinforcement to an information to get the sample at a level large enough order from circuits used to process the information Samples are determined to be usable processed can. This requirement is obvious, for example in an automatic picture tube bias control system (hereinafter also referred to as AKB system) for automatic setting the correct black current values for each Electron beam system of a color picture tube of a receiver. The effect of this attitude is that of the Picture tube reproduced pictures by changes of Be drive parameters of the picture tube (for example as a result of Aging or temperature effects) are not adversely affected will.

Ein AKB-System arbeitet typischerweise während der Bildaus tastintervalle, wo jedes Elektronenstrahlsystem der Bildröhre einen kleinen, einem schwarzen Bild entsprechenden Austast strom bei einer Bezugsspannung führt, welche ein Maß für die Schwarzbild-Signalinformation ist. Dieser Strom wird von dem AKB-System zur Erzeugung eines Signals verarbeitet, welches ein Maß für die während des Austastintervalls fließenden Ströme ist und zur Aufrechterhaltung eines gewünschten Schwarzstrompegels benutzt wird.An AKB system typically works during the image sampling intervals where each electron beam system of the picture tube a small blanking corresponding to a black picture current at a reference voltage, which is a measure of the Black picture signal information is. This stream is from the AKB system to generate a signal that processes a measure of the flowing during the blanking interval Currents is and to maintain a desired one Black current level is used.

Bei einem solchen System muß häufig die variable Amplitude eines kleinen Impulses abgetastet werden, der nur wenige Millivolt Spitze-Spitze-Amplitude hat, um ein Regelsignal abzuleiten, welches die Bildröhrenvorspannung über einen Bereich von mehreren Volt automatisch regeln kann. Ein System dieser Art ist beispielsweise in der US-PS 43 31 981 beschrieben.In such a system, the variable amplitude often has to of a small pulse, which is only a few Millivolt peak-to-peak amplitude has a control signal derive which the picture tube bias over a Can automatically regulate the range of several volts. A System of this type is described, for example, in US Pat. No. 4,331,981 described.

Aus der bereits erwähnten DE-OS 31 38 225 ist eine Schwarz punktregelschaltung für einen Fernseher bekannt, bei welcher den die Kathoden der Bildröhre ansteuernden Treiberverstär kern Abtastschaltungen zugeordnet sind, welche während der Austastintervalle jeweils einen Klemmkondensator auf den richtigen Klemmpegel für die Abtastung des Schwarzwertes vor spannen und nachfolgend einen Speicherkondensator auf einen Wert aufladen, der für die nächste Zeile die richtige Vor spannung für das betreffende Bildröhrensystem zu halten ge stattet. Dazu wird der abgetastete Schwarzwert über einen Klemmkondensator einem Eingang eines Differenzverstärkers zu geführt, an dessen anderem Eingang eine Bezugsspannung liegt. From the already mentioned DE-OS 31 38 225 is a black point control circuit for a television known, in which the driver amplifier driving the cathodes of the picture tube Core sampling circuits are assigned, which during the Blanking intervals one clamping capacitor each correct clamping level for sampling the black value span and then a storage capacitor on one Load value that is correct for the next line to maintain voltage for the picture tube system in question equips. To do this, the scanned black value is measured using a Clamp capacitor to an input of a differential amplifier led, at the other input is a reference voltage.

Das Ausgangssignal dieses Differenzverstärkers kann mit Hilfe eines zweipoligen Umschalters entweder über einen Rückkopp lungszweig auf seinen Signaleingang zurückgekoppelt werden, um die Spannung an dem Klemmkondensator auf einen durch die Bezugsspannung bestimmten Wert zu bringen, oder aber auf einen Abtastspeicherkondensator gekoppelt werden, der nach der Einstellung des Klemmpegels auf den für die nachfolgende Zeile richtigen Wert für die Einstellung der Bildröhrenvor spannung geladen wird. Wichtig ist bei dieser Anordnung, daß die beiden Kontakte des doppelpoligen Schalters, der außer dem eine Stromquellenumschaltung bewirkt, exakt gleichzeitig umschalten, da sich andernfalls die richtig eingestellten Kondensatorladungen wieder verändern können.The output signal of this differential amplifier can with the help a two-pole switch either via a feedback be fed back to its signal input, to the voltage on the clamping capacitor to one through the Bring reference voltage certain value, or on be coupled to a sample storage capacitor, the after the setting of the clamping level to that for the following Line correct value for the setting of the picture tubes voltage is charged. It is important with this arrangement that the two contacts of the double-pole switch, the one outside which causes a power source switchover, exactly at the same time switch over, otherwise the correctly set ones Capacitor charges can change again.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Verfälschungen der Abtastwerte bei hochverstärkenden Signalabtastschaltungen infolge ungewollter Änderungen der Speicherwerte von Klemm- und Abtastkondensatoren infolge von Schaltvorgängen zu ver meiden, also einen genauen Bezugszustand für die Abtastung sehr kleiner Signalamplituden zuverlässig zu erzeugen.The invention is based, falsifying the task Samples in high-gain signal sampling circuits due to unwanted changes in the storage values of clamping and sampling capacitors due to switching operations avoid, i.e. an exact reference state for the scanning to produce very small signal amplitudes reliably.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des An spruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.This task is performed by the in the label part of the To solved 1 specified features. Further training of the Invention are characterized in the subclaims.

Die Notwendigkeit einer Verstärkung von Signalen niedrigen Pegels beim Abtastprozeß erfordert, daß dabei auftretende Offsetfehler klein sind, da große Offsetfehler den erhaltenen Informationsabtastwert stören oder verfälschen können. Ferner ist eine lineare Betriebsweise der Abtastschaltung erforder lich, um Verzerrungen des erhaltenen Abtastwertes zu vermei den. Diese Forderungen werden erfüllt durch eine hochver stärkende Signalabtastschaltung gemäß der Erfindung.The need to amplify signals low Levels in the scanning process requires that they occur Offset errors are small because large offset errors affect the received Disrupt or falsify the information sample. Further linear operation of the sampling circuit is required Lich to avoid distortion of the sample obtained the. These requirements are met by a highly ver strengthening signal sampling circuit according to the invention.

Bei einem Typ eines AKB-Systems reagieren Regelschaltungen auf ein periodisch abgeleitetes Impulssignal, dessen Größe den Kathoden-Schwarzstromwert darstellt. Das Signal hat dann, wenn der Schwarzstrompegel richtig ist, einen von Null ver schiedenen Wert, und wenn der Schwarzstrompegel zu hoch oder zu niedrig ist, hat es mehr oder weniger positive Werte. Es wird von den Regelschaltungen verarbeitet, welche Klemm- und Abtastschaltungen zur Erzeugung eines Korrektursignals für die Bildröhrenvorspannung enthalten, das der Bildröhre zur Aufrechterhaltung eines richtigen Schwarzstrompegels zuge führt wird. Die Klemmschaltung enthält einen Klemmkondensator zur Bildung eines Bezugszustandes für die abzutastende Signal information, und dieser Bezugszustand wird eingestellt durch Zuführung einer Bezugsspannung zum Klemmkondensator, der wäh rend des Klenmintervalles mit der Abtastschaltung gekoppelt ist.Control circuits react in one type of AKB system to a periodically derived pulse signal, the size of which represents the cathode black current value. The signal then has if the black current level is correct, one of zero ver different value and if the black current level is too high or is too low, it has more or less positive values. It is processed by the control circuits, which clamping and Sampling circuits for generating a correction signal for contain the picture tube bias, that of the picture tube to Maintaining a proper black current level leads. The clamp circuit contains a clamp capacitor to form a reference state for the signal to be sampled information, and this reference state is set by Supply of a reference voltage to the clamping capacitor, which Coupled with the sampling circuit during the terminal interval is.

Bei dem hier beschriebenen AKB-System wird das den Schwarz strom darstellende Signal an einem Fühlpunkt abgeleitet, der wahrend der Videosignalbildintervalle, wo das AKB-System nicht arbeitet, Spannungsänderungen zeigt, die in Beziehung zu Amplitudenänderungen des Videosignals stehen. Die Größe der am Klemmkondensator am Eingang des AKB-Signalverarbei tungssystems erzeugten Bezugsspannung wird so gewählt, daß die normalerweise erwartete Größe des Videosignals während aktiven Bildintervalls, und speziell die Größe von in Weißrichtung verlaufenden Videosignalüberhöhungskomponenten, die beabsichtigte Betriebsweise der Eingangsschaltungen der AKB-Signalverarbeitungsschaltung nicht stören.In the AKB system described here, this becomes black current representing signal derived at a sensing point, the during the video signal image intervals where the AKB system does not work, shows voltage changes that are related stand for changes in amplitude of the video signal. The size that on the clamping capacitor at the input of the AKB signal processing tion system generated reference voltage is chosen so that the normally expected size of the video signal during active image interval, and specifically the size of in Video signal boost components running in the white direction, the intended mode of operation of the input circuits of the Do not disturb AKB signal processing circuit.

Es wird hierbei berücksichtigt, daß bei einem System der beschriebenen Art der Pegel der dem Abtastverstärker des AKB- Systems zugeführten Eingangssignale mit den Eingangserforder nissen des Abtastverstärkers kompatibel sein sollte, an den die Forderung nach einem guten Dynamikbereich gestellt wird. Es wird ferner berücksichtigt, daß bei einem AKB-System, welches am Eingang ein Ladungsspeicherelement, wie etwa einen Klemmkondensator vor dem Abtastverstärker, verwendet, der Abtastkondensator sich während der Bildintervalle nicht nennenswert entladen darf. Diese letztgenannte Forderung ist besonders wichtig bei einem AKB-System, welches kleine Signal amplitudenänderungen abtastet (beispielsweise in der Größen ordnung weniger Millivolt). Es ist von Bedeutung, daß bei einem solchen System sichergestellt ist, daß die Klemmschal tung eine zuverlässig genaue Referenz für die kleinen Signal amplitudenänderungen, die innerhalb eines kurzen Zeitinter valles abgetastet werden, liefert. Diese Ziele werden durch die Erfindung erfüllt.It is taken into account that in a system of described type of the level of the sense amplifier of the AKB Systems supplied input signals with the input requirements nissen of the sense amplifier should be compatible to the the demand for a good dynamic range is made. It is also considered that in an AKB system, which at the entrance is a charge storage element, such as a clamping capacitor in front of the sense amplifier, the sampling capacitor does not change during the image intervals may discharge significantly. This latter requirement is particularly important in an AKB system, which small signal samples changes in amplitude (for example in sizes order less millivolts). It is important that at Such a system ensures that the clamping scarf a reliably accurate reference for the small signal amplitude changes within a short time interval valles are scanned, delivers. These goals are achieved through the invention met.

Die Abtastschaltung eignet sich insbesondere für ein System zur automatischen Regelung der Bildröhrenvorspannung in einem Fernsehempfänger, wo sie kleine Signale, welche die Bild röhrenvorspannung darstellen, verarbeitet. Die abzutastenden Signale von der Vorspannungsschaltung werden dem Abtastver stärker über eine Pegelverschiebungsschaltung zugeführt, um den Eingangserfordernissen des Abtastverstärkers zu entspre chen. Die Pegelverschiebungsschaltung wird außerhalb der Be triebsintervalle des AKB-Systems gesperrt, so daß die Vor spannungsschaltung abgekoppelt wird und sich daher nicht nennenswert entladen kann.The sensing circuit is particularly suitable for a system for automatic control of the picture tube bias in one TV receivers where they have small signals that affect the picture represent tube preload, processed. The ones to be scanned Signals from the bias circuit are sent to the sampling ver more fed through a level shift circuit to to meet the input requirements of the sense amplifier chen. The level shift circuit is outside the Be drive intervals of the AKB system locked so that the pre voltage circuit is decoupled and therefore not can discharge significantly.

In den Zeichnungen zeigtIn the drawings shows

Fig. 1 einen Teil eines Farbfernsehempfängers mit einem automatischen Bildröhrenvorspannungs-Regelsystem einschließlich einer Signalabtastschaltung und einer Pegelverschiebungsschaltung gemäß der Erfin dung; Figure 1 shows part of a color television receiver with an automatic picture tube bias control system including a signal sampling circuit and a level shift circuit according to the inven tion.

Fig. 2 Signalformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 1; Fig. 2 waveforms for explaining the operation of the circuit of FIG. 1;

Fig. 3 Einzelheiten der mit dem Betrieb der Pegelverschie bungsschaltung nach Fig. 1 zusammenhängenden Schal tung und Fig. 3 details of the operation associated with the operation of the level shift circuit according to Fig. 1 circuit and

Fig. 4 Schaltungsdetails der Signalabtastschaltung nach Fig. 1. Fig. 4 circuit details of the signal sampling circuit of FIG. 1.

Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung liefern Fernseh signalverarbeitungsschaltungen 10 getrennte Leuchtdichte komponenten (Y) und Farbkomponenten (C) eines Farbfernseh signalgemisches an eine Leuchtdichte-und Farbsignalver arbeitungsschaltung 12, die ihrerseits Verstärkungsregel schaltungen für die Leuchtdichte- und Farbsignale, Ein stellschaltungen für Gleichspannungspegel (beispielsweise mit getasteten Schwarzpegelklemmschaltungen), Farbdemodu latoren zur Erzeugung von Farbdifferenzsignalen r-y, g-y und b-y und Matrixverstärker zur Matrizierung dieser Farb differenzsignale mit den verarbeiteten Leuchtdichtesigna len zu Farbbildsignalen r, g und b niedrigen Pegels ent hält. Diese Signale werden verstärkt und anderweitig ver arbeitet durch Schaltungen innerhalb der Videoausgangs signalverarbeitungsschaltungen 14a, 14b bzw. 14c, welche verstärkte Farbbildsignale R, G und B hohen Pegels an die jeweiligen Intensitätssteuerelektroden (Kathoden) 16a, 16b bzw. 16c einer Farbbildröhre 15 liefern. Die Schaltungen 14a, 14b und 14c führen auch die im Zusammenhang mit der automatischen Vorspannungsregelung für die Bildröhre (AKB) nötigen Funktionen aus, wie noch erläutert wird. Die Bild röhre 15 ist eine selbstkonvergierende Röhre mit Inline- Strahlsystem und gemeinsam angesteuertem Steuergitter 18 für jeweils die drei Strahlsysteme mit den Kathoden 16a, 16b und 16c.In the circuit shown in Fig. 1, television signal processing circuits 10 provide separate luminance components (Y) and color components (C) of a color television signal mixture to a luminance and color signal processing circuit 12 , which in turn has gain control circuits for the luminance and color signals, adjusting circuits for DC voltage levels (for example with keyed black level clamping circuits), color demodulators for generating color difference signals ry, gy and by and matrix amplifier for matrixing these color difference signals with the processed luminance signals len to color image signals r, g and b low level ent. These signals are amplified and otherwise processed by circuits within the video output signal processing circuits 14 a, 14 b and 14 c, which amplified color image signals R, G and B high level to the respective intensity control electrodes (cathodes) 16 a, 16 b and 16 c provide a color picture tube 15 . The circuits 14 a, 14 b and 14 c also perform the functions required in connection with the automatic bias control for the picture tube (AKB), as will be explained. The picture tube 15 is a self-converging tube with inline beam system and jointly controlled control grid 18 for each of the three beam systems with the cathodes 16 a, 16 b and 16 c.

Da die Ausgangssignalverarbeitungsschaltungen 14a, 14b und 14c bei dieser Ausführung gleich sind, gilt die folgen de Beschreibung der Betriebsweise der Schaltung 14a glei chermaßen für die Schaltungen 14b und 14c.Since the output signal processing circuits 14 a, 14 b and 14 c are the same in this embodiment, the following description of the operation of the circuit 14 a applies equally to the circuits 14 b and 14 c.

Die Signalverarbeitungsschaltung 14a enthält eine Bildröh rentreiberstufe mit einem Eingangstransistor 20, der als Verstärker in Emittergrundschaltung arbeitet und dem von der Schaltung 12 über einen Eingangswiderstand 21 ein Videosignal r zugeführt wird, ferner einen Hochspannungs ausgangstransistor 22, der als Verstärker in Basisgrund schaltung arbeitet und zusammen mit einem Transistor 20 einen Videotreiber-Kaskodeverstärker bildet. Das zur An steuerung der Bildröhrenkathode 16a geeignete Videosignal R hohen Pegels entsteht an einem Lastwiderstand 24 im Kollektorausgangskreis des Transistors 22. Ein Widerstand 25 bildet eine Gleichstromgegenkopplung für den Treiber verstärker 20, 22. Die Signalverstärkung dieses Kaskodever stärkers 20, 22 wird hauptsächlich durch das Verhältnis des Gegenkopplungswiderstandes 25 zum Eingangswiderstand 21 bestimmt.The signal processing circuit 14 a contains a picture tube driver driver stage with an input transistor 20 , which operates as an amplifier in the basic emitter circuit and which is supplied with a video signal r from the circuit 12 via an input resistor 21 , and also a high-voltage output transistor 22 , which functions as an amplifier in the basic circuit and together forms a video driver cascode amplifier with a transistor 20 . The suitable for controlling the picture tube cathode 16 a video signal R high level arises at a load resistor 24 in the collector output circuit of the transistor 22nd A resistor 25 forms a DC negative feedback for the driver amplifier 20 , 22nd The signal gain of this Kaskodever amplifier 20 , 22 is mainly determined by the ratio of the negative feedback resistor 25 to the input resistor 21 .

Ein galvanisch in Reihe zwischen die Kollektor-Emitter- Strecken der Transistoren 20 und 22 geschalteter Fühlwider knotenpunkt A relativ niedriger Spannung, die ein Maß für den Pegel des Bildröhrenschwarzstroms ist, der während der Austastintervalle der Bildröhre fließt. Der Widerstand 30 arbeitet mit dem AKB-System des Empfängers zusammen, wie noch erläutert wird.A sense resistor node A, which is galvanically connected in series between the collector-emitter paths of transistors 20 and 22 , is a relatively low voltage, which is a measure of the level of the picture tube black current flowing during the blanking intervals of the picture tube. Resistor 30 works with the receiver AKB system, as will be explained.

Ein Zeitsteuersignalgenerator 40, der logischen Steuerschal tungen für die Kombinierung und Abfolge ebenso wie Pegelver schiebungsschaltungen enthält, erzeugt aufgrund periodi scher horizontalsynchronfrequenter Signale H und periodi scher vertikalsynchronfrequenter Signale V, die beide von den Ablenkschaltungen des Empfängers abgeleitet werden, Zeitsteuersignale V_B, V_S, V_C, V_P und V_G, welche die AKB- Funktionen während periodischer AKB-Intervalle steuern. Ein AKB-Intervall beginnt kurz nach dem Ende des Vertikal rücklaufintervalls innerhalb des Vertikalaustastintervalls und umfaßt mehrere Horizontalzeilenintervalle, die eben falls innerhalb des Vertikalaustastintervalls liegen und während deren keine Videosignalbildinformation vor liegt. Diese Zeitsteuersignale sind durch die Signalformen in Fig. 2 veranschaulicht.A timing signal generator 40 , which contains logic control circuits for the combination and sequence as well as level shifting circuits, generates timing signals V _B , V _S based on periodic horizontal synchronous frequency signals H and periodic vertical synchronous frequency signals V, both of which are derived from the deflection circuits of the receiver. V _C , V _P and V _G which control the AKB functions during periodic AKB intervals. An AKB interval begins shortly after the end of the vertical flyback interval within the vertical blanking interval and comprises a plurality of horizontal line intervals, which also lie within the vertical blanking interval and during which there is no video signal image information. These timing signals are illustrated by the waveforms in FIG. 2.

Es sei für den Augenblick Fig. 2 betrachtet: Das Zeitsteuer signal V_B, das als Videoaustastsignal benutzt wird, umfaßt einen positiven Impuls, der bald nach dem Ende des Verti kalrücklaufintervalls zum Zeitpunkt T₁ erzeugt wird, wie bei der Signalform V angegeben ist. Das Austastsignal V_B ist für die Dauer des AKB-Intervalls vorhanden und wird einem Austaststeuer-Eingangsanschluß der Leuchtdichte/Farb signalverarbeitungsschaltung 12 zugeführt, damit deren Ausgangssignale r, g und b einen Bezugsgleichspannungs pegel, der für ein schwarzes Bild gilt, entsprechend dem Fehlen von Videosignalen, haben.It is considered for the moment Fig. 2: The timing signal V _B , which is used as a video blanking signal, comprises a positive pulse that is generated soon after the end of the vertical reflux interval at time T ₁ , as indicated in the V waveform. The blanking signal V _B is present for the duration of the AKB interval and is supplied to a blanking control input terminal of the luminance / color signal processing circuit 12 so that its output signals r, g and b have a reference DC level which applies to a black image, corresponding to the absence of Video signals.

Dies läßt sich durch Verringerung der Signalverstärkung der Schaltung 12 auf praktisch Null über die Verstärkungs regelschaltungen der Signalverarbeitungsschaltung 12 unter rung des Gleichspannungspegels im Videosignalverarbei tungsweg über die Gleichspannungspegel-Regelschaltungen der Signalverarbeitungsschaltung 12, um an deren Signal ausgängen einen Bezugspegel, der ein schwarzes Bild dar stellt, zu erzeugen. Das Zeitsteuersignal V_G, welches als positiver Gitteransteuerimpuls verwendet wird, umfaßt drei Horizontalzeilenintervalle innerhalb des Vertikalaustast intervalles. Das Zeitsteuersignal V_C wird zur Steuerung des Betriebs der Klemmschaltung verwendet, die zur Signal abtastfunktion des AKB-Systems herangezogen wird. Das Zeit steuersignal V_S, das als Abtaststeuersignal verwendet wird, tritt nach dem Signal V_C auf und dient der zeitlichen Steuerung des Betriebs einer Abtast/Halteschaltung, die ein Regelsignal für die Gleichvorspannung zur Regelung des Kathoden-Schwarzstrompegels der Bildröhre erzeugt. Das Signal V_S umfaßt ein Abtastintervall, dessen Beginn gegen über dem Ende des vom Signal V_C umfaßten Klemmintervalls leicht verzögert ist und das im wesentlichen gleichzeitig mit dem AKB-Intervall endet. Mit dem Abtastintervall fällt ein negativ gerichteter Hilfsimpuls V_P zusammen. Die Verzögerungen T_D der zeitlichen Abstimmung der Signale, wie sie in Fig. 2 gezeigt sind, liegen in der Größenord nung von 200 ns.This can be achieved by reducing the signal gain of the circuit 12 to practically zero on the gain control circuits of the signal processing circuit 12 under tion of the DC voltage level in Videosignalverarbei tungsweg via the DC level control circuits of the signal processing circuit 12 outputs to the signal of a reference level, which represents a black image is , to create. The timing signal V _G , which is used as a positive grid drive pulse, comprises three horizontal line intervals within the vertical blanking interval. The timing signal V _C is used to control the operation of the clamp circuit, which is used for the signal sampling function of the AKB system. The timing control signal V _S , which is used as the sampling control signal, occurs after the signal V _C and is used for timing the operation of a sample / hold circuit which generates a control signal for the DC bias to regulate the cathode black current level of the picture tube. The signal V _S comprises a sampling interval, the beginning of which is slightly delayed compared to the end of the clamping interval comprised by the signal V _C and which ends essentially simultaneously with the AKB interval. A negatively directed auxiliary pulse V _P coincides with the sampling interval. The delays T _{D of} the timing of the signals, as shown in Fig. 2, are in the order of magnitude of 200 ns.

Kehren wir nun zurück zu Fig. 1. Während des AKB-Inter valls spannt ein positiver Impuls V_G (beispielsweise in der Größenordnung von +10 V) das Gitter 18 der Bildröhre in Durchlaßrichtung vor, so daß das Elektronenstrahlsystem mit der Kathode 16a und dem Gitter 18 stärker leitet. In Zeiten, die nicht mit den AKB-Intervallen zusammenfallen, ergibt das Signal V_G die normale, weniger positive Vorspan nung für das Gitter 18. Als Folge des positiven Gitterim pulses V_G entsteht während des Gitterimpulsintervalls ein gleichphasiger positiver Stromimpuls an der Kathode 16a. Die Amplitude des so entstehenden Kathodenausgangsstrom impulses ist proportional zum Pegel des fließenden Katho den-Schwarzstromes (der typischerweise wenige Mikroampere beträgt).Let us now return to FIG. 1. During the AKB interval, a positive pulse V _G (for example in the order of magnitude of +10 V) biases the grid 18 of the picture tube in the forward direction, so that the electron beam system with the cathode 16 a and the grid 18 conducts more. At times that do not coincide with the AKB intervals, the signal V _G gives the normal, less positive bias for the grid 18th As a result of the positive grid pulse V _G , an in-phase positive current pulse arises at the cathode 16 a during the grid pulse interval. The amplitude of the resulting cathode output current pulse is proportional to the level of the flowing cathode black current (which is typically a few microamps).

Der induzierte positive Kathodenausgangsimpuls erscheint am Kollektor des Transistors 22 und wird über den Wider stand 25 zum Basiseingang des Transistors 20 gekoppelt, so daß der von diesem geführte Strom proportional ansteigt, solange der Kathodenimpuls vorhanden ist. Infolge des im Transistor 20 fließenden höheren Stromes entsteht über dem Fühlwiderstand 30 eine Spannung in Form einer negativ ge richteten Spannungsänderung, die am Fühlknotenpunkt A er scheint und proportional zur Größe des den Kathodenaus gangsimpuls darstellenden Schwarzstromes ist. Die Größe dieser "Spannungsstörung" am Knotenpunkt A wird vom Pro dukt des Wertes des Widerstandes 30 mit der Größe des durch den Widerstand 30 fließenden "Störungsstromes" bestimmt. Die Spannungsänderung am Knoten A wird über einen kleinen Widerstand 31 zu einem Knoten B gekoppelt, an dem eine Spannungsänderung V₁ auftritt, die praktisch der Spannungs änderung am Knotenpunkt A entspricht. Der Knotenpunkt B ist mit einer Signalverarbeitungsschaltung 50 für die Vor spannungsregelspannung gekoppelt.The induced positive cathode output pulse appears at the collector of transistor 22 and is coupled via the opposing 25 to the base input of transistor 20 , so that the current carried by this increases proportionally as long as the cathode pulse is present. As a result of the higher current flowing in the transistor 20 , a voltage arises in the form of a negatively directed voltage change across the sensing resistor 30 , which appears at the sensing node A and is proportional to the size of the black current representing the cathode output pulse. The size of this "voltage disturbance" at node A is determined by the product of the value of resistor 30 with the size of the "disturbance current" flowing through resistor 30 . The voltage change at node A is coupled via a small resistor 31 to a node B, at which a voltage change V ₁ occurs, which practically corresponds to the voltage change at node A. The node B is coupled to a signal processing circuit 50 for the voltage regulation voltage.

Die Schaltung 50 führt Signalklemm- und Abtastfunktionen aus. Die Klemmfunktion erfolgt während eines Klemminterval les innerhalb jedes AKB-Intervalles mit Hilfe einer Rück kopplungs-Klemmschaltung, die einen Eingangs-Wechselspan nungskoppelkondensator 51, eine Pegelverschiebungsschaltung 55, einen Verstärker 52, einen getasteten Operations-Trans konduktanzverstärker (OTA) 53, einen Filterkondensator 54 und einen getasteten Pufferverstärker 56 (beispielsweise mit einer Emitterfolgerstufe), der als elektronischer Schal ter wirkt, enthält. Die Abtastfunktion erfolgt während eines Abtastintervalles, das dem Klemmintervall während jedes AKB-Intervalles folgt, und zwar dient hierzu eine Schaltung, welche die Pegelverschiebungsschaltung 55, den Verstärker 52, einen getasteten Operations-Transkonduk tanzverstärker (OTA) 57 und einen Mittelwertladungsspeicher kondensator 58 enthält. Die Pegelverschiebungsschaltung 55 und der Verstärker 52 arbeiten sowohl während des Klemm- wie auch während des Abtastintervalls.Circuit 50 performs signal clamp and scan functions. The clamping function takes place during a clamping interval within each AKB interval with the aid of a feedback clamping circuit which comprises an input AC voltage coupling capacitor 51 , a level shift circuit 55 , an amplifier 52 , a keyed operational transconductance amplifier (OTA) 53 , a filter capacitor 54 and a keyed buffer amplifier 56 (e.g. having an emitter follower stage) which acts as an electronic switch. The sampling function takes place during a sampling interval which follows the clamping interval during each AKB interval, and this is done by a circuit which contains the level shift circuit 55 , the amplifier 52 , a keyed operational transconductance amplifier (OTA) 57 and a mean charge storage capacitor 58 . The level shift circuit 55 and amplifier 52 operate both during the clamp and during the sampling interval.

Am Kondensator 58 entsteht eine Korrekturspannung für die Bildröhrenvorspannung, die über einen Pufferverstärker 59 niedriger Ausgangsimpedanz und eine Widerstandsschaltung 60, 62, 64 dem Bildröhrentreiber an der als Vorspannungs regeleingang dienenden Basis des Transistors 20 zugeführt wird. Die am Kondensator 58 erzeugte Korrekturspannung dient zur automatischen Aufrechterhaltung eines gewünsch ten richtigen Pegels für die Schwarzstromleitung der Bild röhre. Die am Speicherkondensator 58 entstehende Vorspan nungskorrekturspannung hängt sowohl von der Spannung V₁ am Schaltungsknoten B während des Klemmintervalles als auch von einer am Knotenpunkt B während des nachfolgenden Abtastintervalles auftretenden Spannungsänderung V₂ ab, wie im einzelnen noch im Zusammenhang mit den in Fig. 2 ge zeigten Signalformen erläutert werden wird.A correction voltage for the picture tube bias is produced at the capacitor 58 , which is supplied to the picture tube driver at the base of the transistor 20 serving as a bias control input via a buffer amplifier 59 having a low output impedance and a resistance circuit 60 , 62 , 64 . The correction voltage generated on capacitor 58 is used to automatically maintain a desired correct level for the black current line of the picture tube. The bias correction voltage that arises at the storage capacitor 58 depends both on the voltage V ₁ at the circuit node B during the clamping interval and on a voltage change V ₂ occurring at the node B during the subsequent sampling interval, as is more specifically still in connection with the ge in FIG. 2 showed waveforms will be explained.

Während des Bezugsintervalles für die Klemmeinstellung werden sowohl der OTA 53 als auch der Pufferverstärker 56 unter Steuerung durch das Klemmsteuersignal V_C leitend. Der OTA 57 leitet dann dagegen nicht, so daß die Ladung auf dem Speicherkondensator 58 während des Klemmintervalls unbe einflußt bleibt. Als Folge der Rückkopplung während des Klemmintervalls wird der negative Anschluß (-) des Kon densators 51 auf eine Bezugsspannung V_R bezogen (also ge klemmt), die von einer festen Bezugsspannung V_REF abhängt, die ihrerseits einem Eingang des Verstärkers 52 zugeführt wird. Zu dieser Zeit hängt die Spannung V₃ über dem Ein gangskondensator 51 vom Pegel der am Schaltungsknoten B auftretenden Spannungsänderung V₁ und von der durch die Rückkopplung bestimmten Bezugsspannung V_R ab. Während des nachfolgenden Abtastintervalles, wenn am Knotenpunkt B die Spannungsänderung V₂ auftritt, werden der OTA 53 und der Schalter 56 gesperrt, und der OTA 57 wird infolge des Abtaststeuersignals V_S leitend. Die Größe der Spannungs änderung V₂ ist ein Maß für die Größe des Schwarzstrom pegels der Bildröhre und wird durch den Verstärker 52 und den OTA 57 abgetastet, so daß am Speicherkondensator 58 eine entsprechende Spannung entsteht.During the clamp adjustment reference interval, both the OTA 53 and the buffer amplifier 56 become conductive under the control of the clamp control signal V _C. The OTA 57 then does not conduct, however, so that the charge on the storage capacitor 58 remains unaffected during the clamping interval. As a result of the feedback during the clamping interval, the negative terminal (-) of the capacitor 51 is related to a reference voltage V _R (ie, clamped), which depends on a fixed reference voltage V _REF , which in turn is supplied to an input of the amplifier 52 . At this time, the voltage V ₃ across the input capacitor 51 depends on the level of the voltage change V ₁ occurring at the circuit node B and on the reference voltage V _R determined by the feedback. During the subsequent sampling interval, when the voltage change V ₂ occurs at node B, the OTA 53 and the switch 56 are disabled and the OTA 57 becomes conductive as a result of the sampling control signal V _S. The size of the voltage change V ₂ is a measure of the size of the black current level of the picture tube and is sampled by the amplifier 52 and the OTA 57 , so that a corresponding voltage arises at the storage capacitor 58 .

Es sei nun die Funktionsweise der Pegelverschiebungsschal tung 55 betrachtet.The operation of the level shift circuit 55 will now be considered.

Hierbei sei zunächst bemerkt, daß an den Knotenpunkten eine nominale Gleichspannung (V_DC) von etwa +8,8 V für Schwarzpegelzustände während des AKB-Intervalles auftritt, außer wenn die Spannungsänderung V₂ während der AKB-Abtast intervalle erzeugt wird (wie noch besprochen werden wird). Dieser Spannungspegel tritt auch während aktiver Bild intervalle auf, wenn die vom Treiberverstärker 20, 22 verarbeitete Videosignalinformation der Wiedergabe eines schwarzen Bildes entspricht. Die Spannung an den Knoten punkten A und B wird weniger positiv, wenn der Treiber verstärker 20, 22 infolge von Videosignalen, welche zu nehmend weiße Bildinformation darstellen, stärker leitet. Ein stark überhöhtes Videosignal enthält in Weißrichtung verlaufende Übergangs-Überhöhungskomponenten, die ent sprechende negativ gerichtete Übergangs-Überhöhungskompo nenten erheblicher Amplitude an den Knotenpunkten A und B während der Bildintervalle hervorrufen. Solche negativ gerichteten Übergangsschwingungen werden während der Bild intervalle zum AKB-Eingangs-Klemmkondensator 51 gekoppelt und können sich störend auf die Bezugsspannung am negati ven Anschluß (-) des Klemmkondensators 51 auswirken, wenn man keine Kompensation vorsieht, was noch erläutert wird.It should first be noted that a nominal DC voltage (V _DC ) of approximately +8.8 V for black level states occurs during the AKB interval at the nodes, unless the voltage change V _{2 is} generated during the AKB sampling intervals (as discussed above) will be). This voltage level also occurs during active picture intervals when the video signal information processed by the driver amplifier 20 , 22 corresponds to the reproduction of a black picture. The voltage at nodes A and B becomes less positive when the driver amplifier 20 , 22 conducts more due to video signals which increasingly represent white image information. A greatly exaggerated video signal contains transitional cantilever components which run in the white direction and which accordingly produce negatively directed transitional cantilever components of considerable amplitude at the nodes A and B during the image intervals. Such negative directional transient oscillations are coupled to the AKB input clamping capacitor 51 during the image intervals and can interfere with the reference voltage at the negative terminal (-) of the clamping capacitor 51 if no compensation is provided, which will be explained later.

Der Eingang der AKB-Signalverarbeitungsschaltung ist mit einem Knotenpunkt C bezeichnet, an den der negative An schluß des Klemmkondensators 51 gekoppelt ist. Die Ein gangsspannung am Knotenpunkt C ist im wesentlichen gleich der Bezugsspannung V_R von +6,0 V außer während des Abtast intervalls, wo die Eingangsspannung sich leicht (um einige Millivolt) ändert, wenn die Bildröhre nicht die richtige Vorspannung hat.The input of the AKB signal processing circuit is designated with a node C, to which the negative connection to the clamping capacitor 51 is coupled. The input voltage at node C is substantially equal to the reference voltage V _R of +6.0 V except during the sampling interval where the input voltage changes slightly (by a few millivolts) when the picture tube is not properly biased.

Die Bezugsspannung am Kondensator 51 sollte von einem AKB-Intervall zum anderen nicht nennenswert gestört wer den. Jedoch wird diese Bezugsspannung unerwünschterweise stark verändert, wenn eine große, negativ gerichtete, Überhöhungs-Übergangsschwingung im Bildintervall auf den negativen Anschluß des Klemmkondensators 51 gekoppelt wird, insbesondere dann, wenn die die Schaltung 55 und den Verstärker 52 enthaltende Schaltung als integrierte Schaltung ausgebildet ist. In einem solchen Fall kann eine genügend starke negativ gerichtete Übergangsschwin gung zur Folge haben, daß der Eingangsknotenpunkt C auf eine negative Spannung gebracht wird (also unterhalb Masse potential), wenn die negative Überschwingung groß genug ist, um den Halbleiterübergang vom Substrat nach Masse am Knotenpunkt C in Durchlaßrichtung vorzuspannen. Eine Diode D_S, die diesen Halbleiterübergang zwischen Substrat und Masse darstellt, wird in Durchlaßrichtung vorgespannt und leitet, wenn die negative Überschwingung die positive Bezugsspannung V_R am negativen Anschluß des Kondensators 51 um etwa 0,7 V oder mehr überschreitet.The reference voltage across the capacitor 51 should not be significantly disturbed from one AKB interval to the other. However, this reference voltage is undesirably changed significantly when a large, negative, superelevation transition oscillation is coupled in the image interval to the negative terminal of the clamping capacitor 51 , in particular if the circuit containing the circuit 55 and the amplifier 52 is designed as an integrated circuit. In such a case, a sufficiently strong negative-directional transition oscillation can result in the input node C being brought to a negative voltage (i.e. below ground potential) if the negative overshoot is large enough to make the semiconductor transition from the substrate to ground at the node C bias in the forward direction. A diode D _S , which represents this semiconductor junction between substrate and ground, is forward biased and conducts when the negative overshoot exceeds the positive reference voltage V _R at the negative terminal of the capacitor 51 by about 0.7 V or more.

Bei diesem Beispiel ist die Bezugsspannung V_R (+6,0 V) so gewählt, um dies bei normalerweise zu erwartenden Größen negativ gerichteter Übergangsschwingungen während der Bild intervalle zu verhindern. Würde man andernfalls eine Durch laßvorspannung der Substratsperrschicht erlauben, dann würde die Spannung am Eingangsknotenpunkt C auf -0,7 V ge klemmt, und die Spannung am negativen Anschluß des Klemm kondensators 51 würde schnell entladen auf einen falschen Pegel, welcher die AKB-Klemmfunktion beeinträchtigen wür de und eine Rekonstruktion aus nachfolgenden Klemmpegeln schwierig gestalten würde. Praktisch würde der gestörte falsche Bezugspegel je nach Art des Videoinformations signals sowie dessen Überhöhungsgehalt und -dauer über eine relativ lange Zeit vorhanden sein. Als Folge davon würde der Graustufen-Bildinhalt (also die Grauwerte des Bildes zwischen Hell und Dunkel) sichtbar beeinträchtigt.In this example, the reference voltage V _R (+6.0 V) is selected in order to prevent this from occurring in the case of normally expected sizes of negatively directed transition vibrations during the image intervals. Otherwise one would allow a through bias of the substrate junction, then the voltage at the input node C would be clamped to -0.7 V ge, and the voltage at the negative terminal of the clamping capacitor 51 would quickly discharge to an incorrect level, which would impair the AKB clamping function and would make reconstruction from subsequent clamping levels difficult. In practice, depending on the type of video information signal and its excessive content and duration, the disturbed incorrect reference level would be present over a relatively long time. As a result, the grayscale image content (i.e. the gray values of the image between light and dark) would be visibly impaired.

Die Spannung am negativen Anschluß des Kondensators 51 ist ein relativ konstanter Gleichspannungspegel von +6,0 V, der sich nur um wenige Millivolt ändert, wenn der Schwarz stromwert der Bildröhre falsch ist. Diese Spannung ist zu groß, um direkt dem Signaleingang des Verstärkers 52 (an der Basis eines Transistors 80) zugeführt zu werden.The voltage at the negative terminal of the capacitor 51 is a relatively constant DC voltage level of +6.0 V, which only changes by a few millivolts if the black current value of the picture tube is incorrect. This voltage is too high to be fed directly to the signal input of amplifier 52 (at the base of transistor 80 ).

Demzufolge verschiebt die Pegelverschiebungsschaltung 55 mit den Emitterfolgertransistoren 70, 71, 73 und einer Diode 72 den Gleichspannungspegel der am negativen An schluß des Kondensators 51 entstehenden Spannung um +2,8 V nach unten, so daß eine Gleichspannung von etwa +3,2 V am Signaleingang des Verstärkers 52 entsteht. Die se Spannung ist besser geeignet, um den Verstärker 52 in einem guten Dynamikbereich arbeiten zu lassen. Zur Schal tung 55 gehören noch getastete Stromquellentransistoren 74, 75 und 76.Accordingly, the level shift circuit 55 with the emitter follower transistors 70 , 71 , 73 and a diode 72 shifts the DC voltage level of the negative connection to the capacitor 51 by +2.8 V, so that a DC voltage of about +3.2 V am Signal input of amplifier 52 arises. This voltage is more suitable to make amplifier 52 operate in a good dynamic range. To the device 55 are still keyed current source transistors 74 , 75 and 76th

Der Verstärker 52 enthält Transistoren 80 und 82 in Diffe renzschaltung mit entsprechenden Lastwiderständen 84 und 86, die an eine Betriebsspannungsquelle (beispielsweise +11 V) angeschlossen sind, und mit Stromquellentransistoren 88 und 89. Der Basis des Transistors 82 wird eine feste Bezugsspannung V_REF (+3,2 V) zugeführt, und die gegenüber dem Klemmbezugspegel abzutastenden Signale werden der Basis eines Signaleingangstransistors 80 über einen Transistor 73 zugeführt. Die Basisspannungen der Transistoren 80 und 82 sind gleich (also symmetrisch), wenn der Bild röhrenschwarzstrompegel richtig ist, und dann leiten die Transistoren 80 und 82 gleiche Ausgangsströme, und an ihren Differenzausgangswiderständen 84 und 86 entstehen gleiche Ausgangsspannungen. Die Differenzausgangsspannun gen werden beiden OTA′s 53 und 57 zugeführt. Die Differenz eingangs- und Ausgangsspannungen des Verstärkers 52 sind um einige Millivolt unsymmetrisch, wenn die Spannung am negativen Anschluß des Kondensators 51 sich bei unkorrek ter Bildröhrenvorspannung um einige Millivolt verändert.The amplifier 52 contains transistors 80 and 82 in a differential circuit with corresponding load resistors 84 and 86 , which are connected to an operating voltage source (for example +11 V), and with current source transistors 88 and 89 . A fixed reference voltage V _REF (+3.2 V) is supplied to the base of transistor 82 and the signals to be sampled with respect to the clamp reference level are supplied to the base of a signal input transistor 80 via a transistor 73 . The base voltages of transistors 80 and 82 are equal (i.e., symmetrical) if the picture tube black current level is correct, and then transistors 80 and 82 conduct equal output currents, and equal differential voltages develop across their differential output resistors 84 and 86 . The differential output voltages are supplied to both OTA's 53 and 57 . The difference in input and output voltages of the amplifier 52 are unbalanced by a few millivolts if the voltage at the negative terminal of the capacitor 51 changes by a few millivolts when the picture tube bias is incorrect.

Bei dieser Schaltung erfordert ein guter dynamischer Be triebsbereich des Verstärkers 52, daß an den Basiseingän gen der Transistoren 80 und 82 die vorgeschriebenen Span nungen liegen (in diesem Fall +3,2 V), wenn die Bildröhren vorspannung richtig ist. Die Pegelverschiebungsschaltung 55 stellt sicher, daß die am negativen Anschluß des Konden sators 51 entstehende Spannung zu den Signaleingangser fordernissen des Verstärkers 52 paßt, wie sie für einen guten Dynamikbereich dieses Verstärkers notwendig sind.In this circuit, a good dynamic operating range of the amplifier 52 requires that the prescribed voltages are applied to the base inputs of the transistors 80 and 82 (in this case +3.2 V) if the picture tube bias is correct. The level shift circuit 55 ensures that the voltage at the negative terminal of the capacitor 51 matches the signal input requirements of the amplifier 52 , as is necessary for a good dynamic range of this amplifier.

Bei der beschriebenen Ausführungsform wird die von der Schaltung 55 bewirkte Gleichspannungspegelverschiebung mit Hilfe von Offset-Spannungen durchgeführt, die nur über Halbleitersperrschichten entstehen. Die Gleichspannungs pegelverschiebung beruht auf den im wesentlichen festen Offset-Spannungen (+0,7 V), die an den Basis-Emitter- Sperrschichten der Transistoren 70, 71 und 73 entstehen, und der Offset-Spannung über der Diode 72, so daß zwi schen der Basis des Transistors 70 und der Basis des Verstärkertransistors 80 eine Offset-Spannung von +2,8 V entsteht. Widerstände werden im Offset-Spannungsweg der Schaltung 55 zur Ableitung einer Offset-Spannung nicht benutzt, weil bei einer Einfügung von Widerständen im Pegelverschiebungsweg mit den Transistoren 70 bis 73 der gewünschte rauschunempfindliche Betrieb der Pegelverschie bungsschaltung 55 beeinträchtigt würde, wie noch erläutert wird. Die Schaltung 55 hat wegen der Emitterfolgerschal tung eine Wechselspannungsverstärkung von etwa 1 und eine genügend große Stromverstärkung, um den Basistreiberstrom für den Verstärkertransistor 80 zu liefern. Es sei an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß der Basisstrom des Transistors 70 extrem niedrig ist (in der Größenordnung von 250 Nanoampere), so daß eine nennenswerte Entladung der Spannung am negativen Anschluß des Kondensators 51 während der Klemm- und Abtastintervalle, wenn die Schal tung 55 leitet, vermieden wird. Zu diesem Zweck sind die Transistoren 70 und 71 als Darlington-Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz geschaltet.In the described embodiment, the DC voltage level shift caused by the circuit 55 is carried out with the aid of offset voltages which only arise via semiconductor blocking layers. The DC level shift is based on the substantially fixed offset voltages (+0.7 V), which arise at the base-emitter barrier layers of transistors 70 , 71 and 73 , and the offset voltage across the diode 72 , so that between between the base of transistor 70 and the base of amplifier transistor 80, an offset voltage of +2.8 V is produced. Resistors are not used in the offset voltage path of the circuit 55 to derive an offset voltage, because an insertion of resistors in the level shift path with the transistors 70 to 73 would impair the desired noise-insensitive operation of the level shift circuit 55 , as will be explained. The circuit 55 has an AC gain of about 1 because of the emitter follower circuit and a sufficiently large current gain to provide the base drive current for the amplifier transistor 80 . It should be noted at this point that the base current of transistor 70 is extremely low (on the order of 250 nano-amperes), so that there is a significant discharge of the voltage at the negative terminal of capacitor 51 during the clamping and sampling intervals when the circuit 55 leads, is avoided. For this purpose, transistors 70 and 71 are connected as Darlington amplifiers with high input impedance.

Der Verstärker 52 wird während der AKB-Klemm- und Abtast intervalle leitend, wenn die Stromquellentransistoren 88 und 89 auf ein Tastsignal V_K2 hin leiten. Während aller übrigen Zeiten, wo die Stromquellentransistoren 88, 89 infolge des Tastsignals V_K2 gesperrt sind, ist der Ver stärker 52 nichtleitend. In gleicher Weise wird die Pegel verschiebungsschaltung 55 während der AKB-Klemm- und Ab tastintervalle leitend und ist zu allen anderen Zeiten nichtleitend, wenn ein Tastsignal V_K1 einem Stromquellen transistor 74 und das Tastsignal V_K2 dem Stromquellen transistor 75, 76 zugeführt wird. Die Tastsignale V_K1 und V_K2 haben die gleiche Polarität und fallen zeitlich zusam men, jedoch unterscheiden sie sich wegen der unterschied lichen Vorspannungsbedürfnisse der Transistoren 75, 76, 88 und 89 gegenüber dem Transistor 74 in ihrer Amplitude.The amplifier 52 becomes conductive during the AKB clamping and sampling intervals when the current source transistors 88 and 89 conduct in response to a key signal V _K2 . During all other times, where the current source transistors 88 , 89 are blocked due to the key signal V _K2 , the United 52 is not conductive. Similarly, the level shift circuit 55 during the AKB clamping and Ab tastintervalle conductive and non-conductive at all other times, when a key signal V transistor _K1 a current source 74 and the key signal V _K2 transistor the current source 75 is supplied to 76th The key signals V _K1 and V _K2 have the same polarity and coincide in time, but they differ due to the different bias requirements of transistors 75 , 76 , 88 and 89 compared to transistor 74 in their amplitude.

Die Pegelverschiebungsschaltung 55 zeigt eine hohe Un empfindlichkeit gegen Schaltüberschwingungen, die entste hen, wenn die Schaltung 55 auf die Tastsignale V_K1 und V_K2 hin leitend und nichtleitend wird, und sie zeichnet sich auch durch eine gute Unempfindlichkeit gegen Rauschen und horizontalablenkfrequente Störungen aus, die auftreten können, wenn die Schaltung 55 Strom führt. Solche zufälli gen Übergangsspannungen, Rauschen und Störungen können über die Transistoren 74, 75 und 76, wenn diese leiten, gekop pelt werden und können wegen der von der Schaltung 55 und dem Verstärker 52 verarbeiteten kleinen Signaländerungen (nur wenige Millivolt) Probleme bereiten. Jedoch werden solche zufälligen Signale vorteilhafterweise behandelt ohne erhebliche Verstärkung durch die Schaltung 55, weil die Kollektorausgänge der Stromquellentransistoren 74, 75 und 76 niedrige Impedanzen, entsprechend den niedrigen Emitterimpedanzen der Transistoren 70 und 73 und der nie drigen Impedanzen der Diode 72, ansteuern. Jegliche solche zufälligen Signale, die über die Stromquellentransistoren 88 und 89 zum Verstärker 52 gekoppelt werden, erscheinen im Differenzausgangskreis des Verstärkers 52 als Gleich taktkomponenten und werden infolge der Gleichtaktunter drückung am Differenzeingang der Transkonduktanzverstär ker 53 und 57 zum Verschwinden gebracht.The level shift circuit 55 shows a high sensitivity to switching overshoots that arise when the circuit 55 becomes conductive and non-conductive in response to the key signals V _K1 and V _K2 , and it is also distinguished by good sensitivity to noise and horizontal deflection-frequency interference can occur when the circuit 55 carries current. Such accidental transition voltages, noise and interference can be coupled via transistors 74 , 75 and 76 , if these conduct, and can cause problems due to the small signal changes (only a few millivolts) processed by circuit 55 and amplifier 52 . However, such random signals are advantageously treated without significant gain by circuit 55 because the collector outputs of current source transistors 74 , 75 and 76 drive low impedances corresponding to the low emitter impedances of transistors 70 and 73 and the low impedance of diode 72 . Any such random signals, which are coupled to the amplifier 52 via the current source transistors 88 and 89 , appear in the differential output circuit of the amplifier 52 as common mode components and, due to the common mode rejection at the differential input of the transconductance amplifier 53 and 57, are made to disappear.

Es wurde bereits gesagt, daß die Pegelverschiebungsschal tung 55 während der AKB-Intervalle Strom führt und zu allen übrigen Zeiten keinen Strom führt. Aus diesem letzt genannten Zustand ergeben sich mehrere Vorteile, wie noch erläutert wird.It has already been said that the level shift circuit 55 is live during the AKB intervals and is not live at all other times. Several advantages result from this last-mentioned state, as will be explained below.

Wenn die Schaltung 52 keinen Strom führt, dann ist der negative Anschluß des Kondensators 51 leitungsmäßig abge koppelt, so daß er praktisch keinen Entladungsweg findet (zu dieser Zeit ist der Verstärker 56 nichtleitend), weil er ja nur während der Klemmintervalle in Abhängigkeit von dem Signal V_C leitet). Dies ist wichtig, weil dann, wenn die Schaltung 55 von einem AKB-Intervall zum nächsten leitend bliebe, über den negativen Anschluß des Kondensa tors 51 eine Entladung von mehr als 30 mV auftreten könnte. Eine derartige Entladungsgröße ist bei diesem System von Bedeutung und könnte die Wirksamkeit der Klemmfunktion be einträchtigen, durch welche die Bezugsspannung am negativen Anschluß des Kondensators 51 eingestellt wird. Das bedeu tet, daß das Klemmintervall sehr kurz ist (drei Horizontal zeilenintervalle), der Wert des Klemmkondensators 51 ist recht groß (0,12µF), und die Bezugsspannung, die für den Kondensator 51 eingestellt wird, muß genau innerhalb eines Bruchteils von einem Millivolt liegen.If the circuit 52 does not carry any current, then the negative connection of the capacitor 51 is uncoupled in line, so that it finds practically no discharge path (at this time, the amplifier 56 is not conductive), because it only depends on the signal during the clamping intervals V _C leads). This is important because if the circuit 55 remained conductive from one AKB interval to the next, a discharge of more than 30 mV could occur via the negative connection of the capacitor 51 . Such a discharge size is of importance in this system and could impair the effectiveness of the clamping function, by means of which the reference voltage at the negative connection of the capacitor 51 is set. The signified tet that the clamping interval is very short (three horizontal line intervals), the value of the clamping capacitor 51 is relatively large (0,12μF), and which is adjusted for the capacitor 51, the reference voltage must precisely within a fraction of a millivolt lie.

Die Spannungsänderungen am Eingangsknotenpunkt C betragen während der AKB-Intervalle nur wenige Millivolt, wenn die Bildröhrenvorspannung nicht richtig ist, und diese kleinen Änderungen müssen zuverlässig zum Verstärker 52 übertragen werden. Wenn die Schaltung 55 nichtleitend wird, wird der einzige Entladungsstrom für den Kondensator 51 durch den vernachlässigbar kleinen Kollektor-Basis-Leckstrom des Transistors 70 gebildet. Dieser Leckstrom ist um mehrere Größenordnungen niedriger als der kleine Basisstrom der bei leitendem Transistor 70 vorhanden ist. Der Verstärker kann von der in der US-45 13 322 beschriebenen Art sein.The voltage changes at input node C during the AKB intervals are only a few millivolts when the picture tube bias is not correct, and these small changes must be reliably transmitted to amplifier 52 . When circuit 55 becomes non-conductive, the only discharge current for capacitor 51 is formed by the negligibly small collector-base leakage current of transistor 70 . This leakage current is several orders of magnitude lower than the small base current that is present when the transistor 70 is conductive. The amplifier can be of the type described in US-45 13 322.

Der Verstärker 52 wird auch während anderer als der AKB- Intervalle nichtleitend, und damit entfällt ein Weg für zufällige Signale, die andernfalls die Vorspannungsregel spannung beeinträchtigen könnten, welche am Ausgangsspei cherkondensator 58 entsteht. Dadurch wird ferner sicher gestellt, daß der Pegelverschiebungsweg mit den Transisto ren 70 bis 73 nichtleitend bleibt. Ähnlich sind der Verstär ker 56 und die OTA′s 53 und 57 während anderer als der AKB-Intervalle nichtleitend. Weil die Schaltungselemente 55, 52, 53, 56 und 57 während anderer Intervalle als der AKB-Intervalle nicht leiten, werden vorteilhafterweise Energieverbrauch und Wärmeentwicklung verringert, da ja das AKB-System nur während weniger Horizontalzeilen jeder Halbbildabtastung (die 256 horizontale Abtastzeilen umfaßt) arbeiten muß. Die Verringerung der Schaltungserwärmung verringert auch die Wahrscheinlichkeit eines thermischen Weglaufens der Betriebsparameter der Schaltungselemente erheblich, und dies ist sehr wichtig, um bei einem Klein signal-Verarbeitungssystem eine vorherbestimmbare Signal verarbeitung sicherzustellen.The amplifier 52 is non-conductive during other than the AKB intervals, and thus there is no way for random signals, which could otherwise affect the bias voltage, which arises at the output storage capacitor 58 . This also ensures that the level shift path with the Transisto ren 70 to 73 remains non-conductive. Similarly, the amplifier ker 56 and the OTA's 53 and 57 are non-conductive during other than the AKB intervals. Because the circuit elements 55 , 52 , 53 , 56 and 57 do not conduct during intervals other than the AKB intervals, energy consumption and heat development are advantageously reduced, since the AKB system only works during a few horizontal lines of each field scan (which comprises 256 horizontal scan lines) got to. The reduction in circuit heating also significantly reduces the likelihood of thermal runaway of the operating parameters of the circuit elements, and this is very important to ensure predictable signal processing in a small signal processing system.

Die Entladung des Ausgangsspeicherkondensators 58 während Bildintervallen, wo das AKB-Regelsystem nicht aktiv ist, ist annehmbar gering wegen der hohen Eingangsimpedanz des Pufferverstärkers 59 und seinem entsprechend kleinen Ein gangsstrom (etwa 175 Nanoampere). Außerdem ist der Aus gangskondensator 58 relativ groß (10µF), so daß jegliche Entladung über den Eingangsstrom des Pufferverstärkers 59 vernachlässigbar ist. Der Wert des Eingangsklemmkon densators 51 sollte genügend klein sein (also in der Größenordnung von 0,12µF), damit Spannungsänderungen, welche ein Maß für den Schwarzstrompegel der Bildröhre sind, ohne nennenswerte Dämpfung zu den Schaltungen 55 und 52 gekoppelt werden können.The discharge of the output storage capacitor 58 during image intervals where the AKB control system is not active is acceptably low due to the high input impedance of the buffer amplifier 59 and its correspondingly low input current (approximately 175 nano amperes). In addition, the output capacitor 58 is relatively large (10 μF), so that any discharge via the input current of the buffer amplifier 59 is negligible. The value of the input terminal capacitor 51 should be sufficiently small (that is of the order of 0.12 μF) so that voltage changes, which are a measure of the black current level of the picture tube, can be coupled to the circuits 55 and 52 without any appreciable damping.

Fig. 3 zeigt eine zur Erzeugung der Tastsignale V_K1 und V_K2 für das in Fig. 1 veranschaulichte System geeignete Schaltung. Einem Transistor 100 werden ein Eingangs-Zeit steuersignal V_B′ und ein invertiertes Signal V_B zur Steue rung des Leitungszustandes eines Transistors 101 zugeführt. Die Tastsignale V_K1 und V_K2 werden vom Emitterkreis des Transistors 101 abgeleitet, welche einen Widerstand 102 und eine Diode 104 enthalten, wie der Zeichnung zu ent nehmen ist. Positiv gerichtete Tastsignale V_K1 und V_K2 entstehen während der AKB-Intervalle aufgrund des negativ gerichteten Zeitsteuersignals V_B′. FIG. 3 shows a circuit suitable for generating the key signals V _K1 and V _K2 for the system illustrated in FIG. 1. A transistor 100 , an input timing control signal V _B 'and an inverted signal V _B for control of the conduction state of a transistor 101 are supplied. The key signals V _K1 and V _K2 are derived from the emitter circuit of transistor 101 , which contain a resistor 102 and a diode 104 , as can be seen in the drawing. Positive directional key signals V _K1 and V _K2 arise during the AKB intervals due to the negative directional timing signal V _B '.

Die Signalverstärkung bei dem mit offener Schleife erfol genden Abtastvorgang ist sehr hoch und wird durch das Pro dukt der Spannungsverstärkung des Eingangsverstärkers 52 (etwa 40), mit der Transkonduktanzverstärkung (g_m) des OTA 57 (etwa 0,1 mS) und der Impedanz am Ausgang des OTA 57 (etwa 1Megohm) bestimmt. Es ist eine sehr hohe Abtastver stärkung nötig, weil die Spannungsänderungen V₁ und V₂, welche ein Maß für den Schwarzstrompegel der Bildröhre sind, sehr klein sind (in der Größenordnung einiger Milli volt).The signal gain in the open-loop sampling process is very high and is by the product of the voltage gain of the input amplifier 52 (about 40), with the transconductance gain (g _m ) of the OTA 57 (about 0.1 mS) and the impedance on Output of the OTA 57 (about 1 megohm) determined. A very high sampling gain is necessary because the voltage changes V ₁ and V ₂ , which are a measure of the black current level of the picture tube, are very small (in the order of a few milli volts).

Da diese repräsentativen Signale, die von der Schaltung 50 verarbeitet werden, sehr klein sind, muß sichergestellt werden, daß die Offsetfehler bei der Signalklemmung und -abtastung durch die Schaltung 50 kleingehalten werden, weil andernfalls die Vorspannungskorrekturregelspannung, die am Speicherkondensator 58 entsteht, gestört wird. Dies wird durch die dargestellte Schaltung der Operations- Transkonduktanzverstärker 53 und 57 erreicht.Since these representative signals, which are processed by circuit 50 , are very small, it must be ensured that the offset errors in the signal clamping and sampling by circuit 50 are kept small, otherwise the bias correction control voltage, which arises at the storage capacitor 58, is disturbed . This is achieved by the circuit shown for the operational transconductance amplifiers 53 and 57 .

Die OTA′s 53 und 57, welche der Klemm- bzw. Abtastfunktion zugeordnet sind, wandeln Eingangsspannungsänderungen in Ausgangsstromänderungen um. Vorzugsweise sind beide gleich (also einander angepaßt). Wie bereits gesagt wurde, werden die Eingangssignale beider OTA′s 53 und 57 gemeinsam vom Ausgang des Verstärkers 52 abgenommen.The OTA's 53 and 57 , which are assigned to the clamping or scanning function, convert input voltage changes into output current changes. Both are preferably the same (that is, they are matched to one another). As already said, the input signals of both OTA's 53 and 57 are taken from the output of the amplifier 52 together.

Die während der Klemmintervalle auftretende Rückkopplungs wirkung hat zur Folge, daß die Eingänge des Verstärkers 52 vor dem Ende des Klemmbezugsintervalls einen symmetri schen Zustand einnehmen, so daß die Spannung am invertie renden Eingang des Verstärkers 52 praktisch gleich der Be zugsspannung V_REF am nichtinvertierenden Eingang des Ver stärkers 52 gemacht wird. Diese Differenzeingangsspannung des Verstärkers 52 ist praktisch Null, so daß der Verstär ker 52 für symmetrischen linearen Betrieb vorgespannt ist. Dieser Zustand entspricht dem Bezugszustand für den nach folgenden Abtastvorgang.The feedback effect occurring during the clamping intervals has the result that the inputs of the amplifier 52 assume a symmetrical state before the end of the clamping reference interval, so that the voltage at the inverting input of the amplifier 52 is practically equal to the reference voltage V _REF at the non-inverting input of the Ver amplifier 52 is made. This differential input voltage of the amplifier 52 is virtually zero, so that the Verstär is biased ker 52 for symmetrical linear operation. This state corresponds to the reference state for the subsequent scanning process.

Der Verstärker 52 liefert wegen der symmetrischen Eingangs vorspannung eine Ausgangsspannung von praktisch Null. Es sei bemerkt, daß die Eingangsvorspannung für den OTA 53 von der Ausgangsspannung (0) des Verstärkers 52 abgeleitet wird. Daher ist der Ausgangsstrom des OTA 53 praktisch 0, und dies bedeutet, daß der OTA 53 für linearen Betrieb, in Übereinstimmung mit der Vorspannung des Verstärkers 52, richtig vorgespannt ist.The amplifier 52 provides an output voltage of practically zero because of the symmetrical input voltage. It should be noted that the input bias for the OTA 53 is derived from the output voltage (0) of the amplifier 52 . Therefore, the output current of the OTA 53 is practically 0, and this means that the OTA 53 is properly biased for linear operation in accordance with the bias of the amplifier 52 .

Es sei darauf hingewiesen, daß die Eingangsvorspannung des OTA 57 ebenfalls vom Ausgang des Verstärkers 52 abgeleitet wird. Da die OTA′s 53 und 57 hinsichtlich ihrer Betriebs eigenschaften einander gut angepaßt sind, ist der OTA 57 ebenfalls richtig für linearen Betrieb in gleicher Weise wie der OTA 53 vorgespannt. Damit sind am Ende des Klemm intervalls, unmittelbar vor dem Abtastintervall, beide OTA′s 53 und 57 so vorgespannt, daß sie virtuell identische Ausgangsströme von praktisch 0 haben. Die Eingangskreise des Pufferverstärkers 59 und des Schalters 56 sind eben falls vorzugsweise eng einander angepaßt.It should be noted that the input bias of the OTA 57 is also derived from the output of the amplifier 52 . Since the OTA's 53 and 57 are well matched in terms of their operating properties, the OTA 57 is also properly biased for linear operation in the same way as the OTA 53 . So that at the end of the clamping interval, immediately before the sampling interval, both OTA's 53 and 57 are biased so that they have virtually identical output currents of practically 0. The input circuits of the buffer amplifier 59 and the switch 56 are just if closely matched.

Bei diesem System ändern sich die Spannung V₃ am Eingangs kondensator 51 und die dem invertierenden Eingang des Ver stärkers 52 zugeführte Spannung nicht, wenn die Spannungs änderungen V₁ und V₂ gleich sind, und damit stellen sie einen korrekten Schwarzstrompegel für die Bildröhre dar. In diesem Falle bleibt die symmetrische Eingangsvorspan nung des Verstärkers 52, wie sie während des Klemminter valls eingestellt worden ist, während des Abtastinter valls unverändert, so daß der Ausgangsstrom von praktisch 0 des OTA 57 unverändert bleibt und ebenfalls die Regel spannung über dem Speicherkondensator 58 unverändert bleibt. Durch die beschriebene Anordnung mit den ange paßten OTA′s 53 und 57 wird die Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines Offsetfehlers während des Abtastvorgangs gegenüber dem Klemmvorgang ganz erheblich verringert, weil die Ausgangsströme der OTA′s 53 und 57 während der Klemm- und Abtastintervalle einander angepaßt sind. Dadurch wird auch die Wahrscheinlichkeit einer Störung der Ausgangsspan nung über dem Kondensator 58 wesentlich verringert. Wären der OTA 53 und der OTA 57 unterschiedlich, dann könnte der Ausgangsstrom des OTA 57 während des Abtastintervalles auch bei korrekter Bildröhrenvorspannung einen anderen Wert als annehmen, selbst wenn der Ausgangsstrom des OTA 53 am Ende des vorangehenden Klemmbezugsintervalles im wesentli chen 0 ist. Ein solcher von 0 verschiedener Ausgangsstrom des OTA 57 hätte zur Folge, daß die Spannung am Ausgangs speicherkondensator sich ändert, und dies ist unerwünscht, weil die Spannung am Kondensator 58 sich bei korrekter Bildröhrenvorspannung nicht ändern sollte.In this system, the voltage V ₃ on the input capacitor 51 and the voltage supplied to the inverting input of the amplifier 52 do not change when the voltage changes V ₁ and V _{2 are the} same, and thus they represent a correct black current level for the picture tube. In this case, the symmetrical input bias voltage of the amplifier 52 , as set during the clamping interval, remains unchanged during the sampling interval, so that the output current of practically 0 of the OTA 57 remains unchanged and also the control voltage across the storage capacitor 58 remains unchanged remains. Due to the arrangement described with the fitted OTA's 53 and 57 , the likelihood of an offset error occurring during the scanning process compared to the clamping process is considerably reduced because the output currents of the OTA's 53 and 57 are adapted to one another during the clamping and scanning intervals . This also significantly reduces the likelihood of a disturbance in the output voltage across capacitor 58 . If the OTA 53 and OTA 57 were different, the output current of the OTA 57 could assume a different value during the sampling interval even if the picture tube bias was correct, even if the output current of the OTA 53 was essentially 0 at the end of the previous clamping reference interval. Such a non-zero output current of the OTA 57 would result in the voltage on the output storage capacitor changing, and this is undesirable because the voltage on the capacitor 58 should not change when the CRT bias is correct.

Liegt der Schwarzstrompegel der Bildröhre zu hoch oder zu niedrig, dann bewirken die dem Eingangskondensator 51 zu geführten Spannungen eine Unsymmetrie an den Eingängen des Verstärkers 52, so daß der Speicherkondensator 58 über den OTA 57 während des Abtastvorganges aufgeladen oder Entladen wird, um eine korrekte Bildröhrenvorspannung entsprechend dem gewünschten Schwarzstrompegel aufrechtzuerhalten.If the black current level of the picture tube is too high or too low, the voltages supplied to the input capacitor 51 cause an asymmetry at the inputs of the amplifier 52 , so that the storage capacitor 58 is charged or discharged via the OTA 57 during the scanning process in order to ensure a correct picture tube bias according to the desired black current level.

Der Kondensator 54 stabilisiert die Klemm-Rückkopplungs schleife der Schaltung 50 gegen Schwingungen und behält auch eine Restspannungsaufladung vom vorherigen Klemmintervall. Infolge dieser Eigenschaft kann der symmetrische Eingangs zustand des Verstärkers 52 schneller durch die Rückkopp lungswirkung hergestellt werden, weil die zur Änderung der Ladung auf dem Eingangskondensator 51 über den Schal ter 57 benötigte Zeit kleiner wird.The capacitor 54 stabilizes the clamping feedback loop of the circuit 50 against vibrations and also retains a residual voltage charge from the previous clamping interval. As a result of this property, the symmetrical input state of the amplifier 52 can be produced more quickly by the feedback effect, because the time required to change the charge on the input capacitor 51 via the switch 57 becomes smaller.

Die Transkonduktanzverstärkung des Abtast-OTA′s 57 ist vor zugsweise erheblich geringer als die Spannungsverstärkung des Verstärkers 52, so daß die Signalverstärkung des vor wärts verlaufenden Abtastweges mit dem Spannungsverstär ker 52 und dem OTA 57 vorzugsweise hauptsächlich durch die Verstärkung des Spannungsverstärkers 52 bestimmt wird. Da die OTA′s 53 und 57 vorzugsweise aneinander angepaßt sind, haben sie praktisch gleiche Verstärkung. Relativ kleinere Verstärkungen für die OTA′s 53 und 57 sind zur Geringhal tung von Auswirkungen jeglicher Unterschiede in den Be triebseigenschaften der OTA′s 53 und 57 wünschenswert.The transconductance gain of the sampling OTA's 57 is preferably considerably less than the voltage gain of the amplifier 52 , so that the signal amplification of the forward scanning path with the voltage amplifier 52 and the OTA 57 is preferably mainly determined by the amplification of the voltage amplifier 52 . Since the OTA's 53 and 57 are preferably adapted to each other, they have practically the same gain. Relatively smaller reinforcements for the OTA's 53 and 57 are desirable to minimize the effects of any differences in the operating properties of the OTA's 53 and 57 .

Der Abtastweg umfaßt vorzugsweise einen Transkonduktanz verstärker (OTA 57) anstatt einen Spannungsverstärker, da mit man eine zuverlässig genaue Regelspannung über dem Ausgangsspeicherkondensator 58 erhält und damit die Wahr scheinlichkeit statischer Systemfehler (im Ruhezustand der AKB-Regelschleife) verringert wird. Der OTA 57 lädt und entlädt den Kondensator 58 schrittweise infolge eines Quellen- und Senkenstromes zum und vom Kondensator 58 entsprechend schrittweisen Änderungen der Eingangsspan nung des OTA′s 57.The scan path preferably includes a transconductance amplifier (OTA 57 ) instead of a voltage amplifier, since one obtains a reliably accurate control voltage across the output storage capacitor 58 and thus the likelihood of static system errors (in the idle state of the AKB control loop) is reduced. The OTA 57 charges and discharges the capacitor 58 gradually as a result of a source and sink current to and from the capacitor 58 in accordance with gradual changes in the input voltage of the OTA 57 .

Der Rückkopplungsverstärker 56 stellt dann, wenn er während des Abtastintervalls nicht leitet, sicher, daß sich der Kondensator 54 während des Abtastintervalls nur sehr wenig entlädt. Im Sperrzustand entkoppelt der Verstärker 56 ferner den Rückkopplungsweg vom Eingangskondensator 51 und vom Eingang des Verstärkers 52, so daß Wechselwirkungen zwi schen den Klemm- und Abtastsignalwegen während des Abtast intervalls vermieden werden.The feedback amplifier 56 , if it is not conducting during the sampling interval, ensures that the capacitor 54 discharges very little during the sampling interval. In the blocked state, the amplifier 56 also decouples the feedback path from the input capacitor 51 and from the input of the amplifier 52 , so that interactions between the clamping and scanning signal paths are avoided during the sampling interval.

Der getastete Pufferverstärker 56 ist ein Spannungsverstär ker mit dem Verstärkungsfaktor 1 mit hoher Eingangsimpe danz und niedriger Ausgangsimpedanz, welcher einen ver nünftig hohen Strom (bis zu etwa 10 mA) an den Eingangs kondensator 51 (0,12µF) während des Klemmbezugsintervalls liefern kann. Diese Ladestromeigenschaft ist notwendig, damit die Klemmbezugsspannung am Kondensator 51 vor dem Ende des Klemmintervalls eingestellt wird. The keyed buffer amplifier 56 is a voltage amplifier with the gain factor 1 with high input impedance and low output impedance, which can deliver a reasonably high current (up to about 10 mA) to the input capacitor 51 (0.12µF) during the clamping reference interval. This charging current characteristic is necessary so that the clamping reference voltage at the capacitor 51 is set before the end of the clamping interval.

Es folgt nun eine detailliertere Beschreibung des Klemm- und Abtastvorgangs der Schaltung 50 mit Bezug auf die in Fig. 2 dargestellten Signalformen.There now follows a more detailed description of the clamping and sensing operation of circuit 50 with reference to the waveforms shown in FIG. 2.

Das Hilfssignal V_P wird dem Schaltungsknotenpunkt B in Fig. 1 über eine Diode 35 und eine Spannungsübertragungs- Impedanzschaltung mit Widerständen 32 und 34 (die bei spielsweise Werte von 220 bzw. 270 kOhm haben können) zu geführt. Das Signal V_P hat außer während des AKB-Abtast intervalls immer einen positiven Gleichspannungspegel von etwa +8,0 V, um die Diode 35 leitend zu halten, so daß am Knotenpunkt B eine normale Gleichvorspannung entsteht. Wenn die positive Gleichspannungskomponente des Signals V_P vorhanden ist, dann wird der Verbindungspunkt der Wider stände 32 und 34 auf eine Spannung geklemmt, die gleich der positiven Gleichspannungskomponente des Signals V_P ab züglich des Spannungsabfalls einer Diode 35 ist. Das Signal V_P stellt während des AKB-Abtastintervalls eine negativ gerichtete Impulskomponente mit weniger positiver fester Amplitude dar. Die Diode 35 wird auf den negativen Impuls V_P hin gesperrt, so daß der Verbindungspunkt der Wider stände 32 und 34 nicht mehr geklemmt wird. Der Widerstand 31 bewirkt nur eine unbedeutende Dämpfung der am Knoten punkt A entstehenden Spannungsänderung gegenüber der am Knotenpunkt B auftretenden entsprechenden Spannungsänderung (V₁), weil der Widerstand 31 (in der Größenordnung von 200 Ohm) einen relativ kleinen Wert gegenüber den Wider ständen 32 und 34 hat.The auxiliary signal V _P is fed to the circuit node B in FIG. 1 via a diode 35 and a voltage transmission impedance circuit with resistors 32 and 34 (which may have values of 220 and 270 kOhm for example). The signal V _P always has a positive DC voltage level of approximately +8.0 V, except during the AKB sampling interval, in order to keep the diode 35 conductive, so that a normal DC bias voltage arises at node B. If the positive DC component of the signal V _{P is} present, then the connection point of the resistors 32 and 34 is clamped to a voltage which is equal to the positive DC component of the signal V _P less the voltage drop of a diode 35 . The signal V _P represents a negatively directed pulse component with a less positive fixed amplitude during the AKB sampling interval. The diode 35 is blocked in response to the negative pulse V _P so that the connection point of the resistors 32 and 34 is no longer clamped. The resistor 31 causes only an insignificant damping of the voltage change occurring at node A compared to the corresponding voltage change (V ₁ ) occurring at node B, because the resistor 31 (on the order of 200 ohms) has a relatively small value compared to the resistors 32 and 34 has.

Vor dem Klemmintervall, jedoch während des AKB-Intervalls, lädt die vorher vorhandene nominale Gleichspannung (DC) am Knoten B den positiven Anschluß des Kondensators 51 auf. Während des Klemmintervalls, wenn der Gitteransteuerimpuls V_G erzeugt wird, nimmt die Spannung am Knotenpunkt A in folge des ImpulsesV_G um einen Betrag ab, der den Schwarz strompegel darstellt. Dies hat zur Folge, daß die Span nung am Knotenpunkt B auf einen Pegel absinkt, der im wesentlichen gleich V_DC-V₁ ist. Während des Klemminter valls bewirkt auch das Zeitsteuersignal V_C daß der Klemm schalter 56 geschlossen wird, so daß der invertierende Signaleingang (-) des Verstärkers 52 über den Verstärker 53 und den Schalter 56 auf seinen Eingang gekoppelt wird und dabei zu einem Spannungsfolgerverstärker wird. Demzu folge wird die feste Bezugsgleichspannung V_REF (beispiels weise 3,2 V), die dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Verstärkers 52 zugeführt wird, durch die Rückkopplungs wirkung zum invertierenden Signaleingang des Verstärkers 52 übertragen, so daß der bereits erwähnte symmetrische Eingangsvorspannungszustand entsteht. Wie ebenfalls be reits angedeutet wurde, hängt während des Klemmintervalls die Spannung V₃ am Kondensator 51 von einer Bezugseinstell spannung ab, die in Beziehung zur Spannung V_REF am nega tiven Anschluß des Kondensators 51 und einer Spannung am positiven Anschluß des Kondensators 51 steht, die ihrer seits der Differenz zwischen dem erwähnten vorher bestehen den Nominalgleichspannungspegel (V_DC) am Knotenpunkt B und der Spannungsänderung V₁, die während des Klemminter valls am Knotenpunkt B entsteht, entspricht. Auf diese Weise hängt die Spannung V₃ am Kondensator 51 während des Klemmbezugsintervalls vom Pegel der den Schwarzstrom dar stellenden Spannungsänderung V₁ ab, die variieren kann. Die Spannung V₃ läßt sich ausdrücken durch (V_DC-V₁) -V_REF.Before the clamping interval, but during the AKB interval, the previously existing nominal direct voltage (DC) at node B charges the positive connection of the capacitor 51 . During the clamping interval, if the grid drive V _G is generated, the voltage at node A as a result of ImpulsesV _G by an amount representing the black current level. As a result, the voltage at node B drops to a level that is substantially equal to V _DC -V ₁ . During the clamping interval, the timing signal V _C also causes the clamping switch 56 to be closed, so that the inverting signal input (-) of the amplifier 52 is coupled to its input via the amplifier 53 and the switch 56 and thereby becomes a voltage follower amplifier. Accordingly, the fixed DC reference voltage V _REF (example 3.2 V), which is supplied to the non-inverting input (+) of the amplifier 52 , is transmitted through the feedback effect to the inverting signal input of the amplifier 52 , so that the symmetrical input bias state already mentioned arises . As has also already been indicated, the voltage V ₃ on the capacitor 51 depends on a reference setting voltage during the clamping interval, which is related to the voltage V _REF at the negative terminal of the capacitor 51 and a voltage at the positive terminal of the capacitor 51 on the part of the difference between the previously mentioned exist the nominal _DC voltage level (V _DC ) at node B and the voltage change V ₁ , which arises during the clamping interval at node B. In this way, the voltage V ₃ on the capacitor 51 during the clamping reference interval depends on the level of the voltage change V _{1 representing} the black current, which can vary. The voltage V ₃ can be expressed by (V _DC -V ₁ ) -V _REF .

Während des unmittelbar folgenden Abtastintervalls ist der positive Gitteransteuerimpuls V_G nicht vorhanden, so daß die Spannung am Knotenpunkt B in positiver Richtung auf den vorher vorhandenen nominalen Gleichspannungspegel V_DC ansteigt, der vor dem Klemmintervall vorhanden war. Gleich zeitig tritt der negative Impuls V_P auf und spannt die Diode 35 in Sperrichtung vor und beeinflußt (durch eine momentane Änderung) die normale Spannungsübertragungs und Koppelwirkung der Widerstände 32 und 34, so daß die Spannung am Knotenpunkt B um einen Betrag V₂ verringert wird, wie Fig. 2 veranschaulicht. Zur gleichen Zeit werden der Klemmschalter 56 und der OTA 53 nichtleitend, und der OTA 57 führt infolge des Signals V_S Strom.During the immediately following sampling interval, the positive grid drive pulse V _{G is} not present, so that the voltage at node B rises in the positive direction to the previously existing nominal DC voltage level V _DC that was present before the clamping interval. At the same time, the negative pulse V _P occurs and biases the diode 35 in the reverse direction and influences (by a momentary change) the normal voltage transmission and coupling action of the resistors 32 and 34 , so that the voltage at node B is reduced by an amount V ₂ as illustrated in FIG. 2. At the same time, the clamp switch 56 and the OTA 53 become non-conductive and the OTA 57 is live due to the signal V _S.

Während des Abtastintervalls ist also die dem invertieren den Signaleingang (-) des Verstärkers 52 zugeführte Span nung gleich der Differenz zwischen der Spannung am Knoten punkt B und der Spannung V₃ am Eingangskondensator 51. Die dem Verstärker 52 zugeführte Spannung hängt von der Größe der Spannungsänderung V₁ ab, die sich mit Änderungen des Bildröhren-Schwarzstrompegels ändern kann.During the sampling interval, the voltage supplied to the inverting the signal input (-) of the amplifier 52 is equal to the difference between the voltage at node B and the voltage V ₃ at the input capacitor 51 . The voltage supplied to the amplifier 52 depends on the magnitude of the voltage change V ₁ , which can change with changes in the picture tube black current level.

Die Spannung am Ausgang des Speicherkondensators 58 bleibt während des Abtastintervalls unverändert, wenn die Größe der während des Klemmintervalls auftretenden Spannungsände rung V₁ gleich groß wie die während des Abtastintervalls auftretende Spannungsänderung V₂ ist, womit der korrekte Schwarzstrompegel der Bildröhre angezeigt wird. Dies ist der Fall, weil während des Abtastintervalls die Spannungs änderung V₁ am Knotenpunkt B in positiver Richtung erfolgt (vom Klemmeinstell-Bezugspegel gesehen), wenn der Gitteran steuerimpuls verschwindet, und die Spannungsänderung V₂ hat eine gleichzeitige negativ gerichtete Spannungsänderung am Knotenpunkt B zur Folge. Hat die Bildröhre die richtige Vorspannung, dann ist die positiv gerichtete Spannungsände rung V₁ gleich groß wie die negativ gerichtete Spannungs änderung V₂ und diese beiden Spannungsänderungen löschen sich während des Abtastintervalls gegenseitig aus, so daß die Spannung am Knotenpunkt B unverändert bleibt.The voltage at the output of the storage capacitor 58 remains unchanged during the sampling interval if the magnitude of the voltage change V ₁ occurring during the clamping interval is the same as the voltage change V ₂ occurring during the sampling interval, which indicates the correct black current level of the picture tube. This is because, during the sampling interval, the voltage change V ₁ at node B takes place in a positive direction (seen from the clamping setting reference level) when the grid control pulse disappears, and the voltage change V ₂ has a simultaneous negative directional voltage change at node B Episode. If the picture tube has the correct bias voltage, the positive voltage change V _{1 is the} same as the negative voltage change V ₂ and these two voltage changes cancel each other out during the sampling interval, so that the voltage at node B remains unchanged.

Wenn die Größe der Spannungsänderung V₁ kleiner als die Größe der Spannungsänderung V₂ ist, dann lädt der Verstär ker 52 den Speicherkondensator 58 über den OTA 57 pro portional in einer Richtung auf, bei welcher der in der Kathode fließende Schwarzstrom größer wird. Umgekehrt ent lädt der Verstärker 52 den Speicherkondensator 58 über den OTA 57 proportional, um den von der Kathode geführten Schwarzstrom zu verringern, wenn die Spannungsänderung V₁ größer als die Spannungsänderung V₂ ist.If the magnitude of the voltage change V _{1 is} smaller than the magnitude of the voltage change V ₂ , then the amplifier 52 charges the storage capacitor 58 via the OTA 57 proportionally in a direction in which the black current flowing in the cathode increases. Conversely, the amplifier 52 discharges the storage capacitor 58 proportionally via the OTA 57 in order to reduce the black current carried by the cathode when the voltage change V _{1 is} greater than the voltage change V ₂ .

Wie aus den in Fig. 2 dargestellten Signalformen genauer zu ersehen ist, wird angenommen, daß die Amplitude "A" der Spannungsänderung V₁ etwa 3 mV betragen soll, wenn der Kathoden-Schwarzstrompegel korrekt ist, und sich über einen Bereich von wenigen Millivolt (±Δ) ändert, wenn der Kathoden-Schwarzstrompegel gegenüber dem korrekten Wert bei Änderungen der Betriebseigenschaften der Bildröhre ansteigt oder absinkt. Damit ändert sich die Klemminter valleinstell-Bezugsspannung am Kondensator V₃ mit Ände rungen der Größe der Spannung V₁, wenn sich der Kathoden- Schwarzstrompegel ändert. Die Spannungsänderung V₂ am Knotenpunkt B hat eine Amplitude "A" von etwa 3 mV und ent spricht damit der Amplitude "A" der Spannungsänderung V₁, wenn der Schwarzstrompegel richtig ist.As can be seen more clearly from the waveforms shown in FIG. 2, it is assumed that the amplitude "A" of the voltage change V _{1 should be} approximately 3 mV if the cathode black current level is correct and over a range of a few millivolts ( ± Δ) changes when the cathode black current level rises or falls from the correct value with changes in the performance of the picture tube. Thus, the clamping interval setting reference voltage on the capacitor V _{3 changes} with changes in the magnitude of the voltage V ₁ when the cathode black current level changes. The voltage change V ₂ at node B has an amplitude "A" of about 3 mV and thus speaks to the amplitude "A" of the voltage change V ₁ when the black current level is correct.

Wie die Signalform V_COR in Fig. 2, entsprechend einem Zu stand korrekter Bildröhrenvorspannung, zeigt, bleibt die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers 52 wäh rend des Abtastintervalls unverändert, wenn die Spannungen V₁ und V₂ beide die Amplitude "A" haben. Die Signalform V_H zeigt jedoch, daß die Eingangsspannung des Verstärkers 52 um einen Betrag Δ ansteigt, wenn die Spannungsänderung V₁ die Amplitude "A + Δ" hat, entsprechend einem hohen Schwarzstrompegel. In diesem Fall entlädt der Verstärker 52 den Ausgangsspeicherkondensator 58 über den OTA 57, so daß die der Basis des Transistors 20 zugeführte Vor spannungsregelspannung ein Anwachsen der Kollektorspannung des Transistors 22 bewirkt, so daß der Kathoden-Schwarz strom in Richtung auf den korrekten Wert abnimmt.As the waveform V _COR in Fig. 2, corresponding to a state of correct picture tube bias shows, the voltage at the inverting input of the amplifier 52 remains unchanged during the sampling interval when the voltages V ₁ and V ₂ both have the amplitude "A". However, the waveform V _H shows that the input voltage of the amplifier 52 increases by an amount Δ when the voltage change V _{1 has} the amplitude "A + Δ", corresponding to a high black current level. In this case, the amplifier 52 discharges the output storage capacitor 58 via the OTA 57 , so that the voltage applied to the base of the transistor 20 causes a rise in the collector voltage of the transistor 22 , so that the cathode black current decreases in the direction of the correct value.

Umgekehrt, und wie durch die Signalform V_L angedeutet, nimmt die Eingangsspannung des Verstärkers 52 um einen Wert Δ während des Abtastintervalls ab, wenn die Spannungsände rung V₁ eine Amplitude "A-Δ", entsprechend einem niedri gen Schwarzstrompegel hat. In diesem Falle lädt der Ver stärker 52 den Ausgangsspeicherkondensator 58 über den OTA 57 auf, so daß die Kollektorspannung des Transistors 22 abnimmt und der Kathoden-Schwarzstrom in Richtung auf den korrekten Wert ansteigt. In beiden Fällen können mehre re Abtastintervalle nötig sein, um den richtigen Schwarz strompegel einzustellen.Conversely, and as indicated by the waveform V _L , the input voltage of the amplifier 52 decreases by a value Δ during the sampling interval when the voltage change V _{1 has} an amplitude "A-Δ" corresponding to a low black current level. In this case, the United 52 loads the output storage capacitor 58 through the OTA 57 so that the collector voltage of the transistor 22 decreases and the cathode black current increases toward the correct value. In both cases, several sampling intervals may be necessary to set the correct black current level.

Die beschriebene Abtasttechnik mit kombinierten Impulsen ist in größeren Einzelheiten in der US-44 84 227 und der US-44 84 228 beschrieben. Diese enthalten auch zusätzliche Ausführungen bezüglich der Schaltung auch im Hinblick auf das Hilfssteuersignal V_P und den Zeitsteuersignalgenerator 40.The combined pulse sampling technique described is described in greater detail in US-44 84 227 and US-44 84 228. These also contain additional explanations with regard to the circuit also with regard to the auxiliary control signal V _P and the timing control signal generator 40 .

Fig. 4 zeigt Schaltungsdetails der Operations-Transkonduk tanzverstärker 53 und 57. Der OTA 53 enthält Transistoren 90 und 91, die jeweils auf vom Verstärker 52 über Anschlüs se T₁ und T₂ zugeführte Signale reagieren, und einen ge tasteten Stromquellentransistor 92. Die Differenz-Kollektor- Ausgangsströme der Transistoren 90 und 91 werden mit Hilfe einer Gegentakt/Eintakt-Konverterschaltung mit Transistoren 93 und 94 in einen erdunsymmetrischen Ausgangsstrom umge wandelt, der an einem Anschluß T₃ erscheint. Der OTA 57 enthält Transistoren 100 und 101, die ebenfalls auf vom Verstärker 52 über Anschlüsse T₁ und T₂ zugeführte Signa le reagieren, sowie einen getasteten Stromquellentransi stor 102. Die Differenz-Kollektorausgangssignale der Tran sistoren 100 und 101 werden mit Hilfe eines Gegentakt/Ein takt-Konverters mit Transistoren 103 bis 105 in einen erd unsymmetrischen Ausgangsstrom am Anschluß T₄ umgewandelt. Fig. 4 shows circuit details of the operational transconductance amplifier 53 and 57 . The OTA 53 contains transistors 90 and 91 , each of which responds to signals supplied by the amplifier 52 via connections T ₁ and T ₂ , and a ge current source transistor 92 . The differential collector output currents of transistors 90 and 91 are converted with the aid of a push-pull / single-ended converter circuit with transistors 93 and 94 into an unbalanced output current, which appears at a terminal T ₃ . The OTA 57 contains transistors 100 and 101 , which also react to signals supplied by the amplifier 52 via connections T ₁ and T ₂ , and a keyed current source transistor 102 . The differential collector output signals of the transistors 100 and 101 are converted with the aid of a push-pull / a clock converter with transistors 103 to 105 into an unbalanced output current at the terminal T ₄ .

Claims

1. signal sampling circuit, which operates during a reference interval and a subsequent signal sampling interval, with a first amplifier ( 53 ) which is coupled with its input to a bias voltage source ( 51 , 52 ) and whose output signal by means of a first circuit arrangement ( 40 V _C ) can be supplied during the reference interval of the bias voltage source and depends on a reference voltage for setting a reference state for the bias voltage source, characterized in that the input of a second amplifier ( 57 ) is connected to the bias voltage source ( 51 , 52 ) parallel to the first amplifier whose output signal can be fed under the control of a second circuit arrangement ( 40 V _S ) during the sampling interval of a signal utilization circuit ( 58 ), and that the two amplifiers ( 53 , 57 ) have the same electrical properties.

2. Signal sampling circuit according to claim 1, characterized in that the signal utilization circuit ( 58 ) comprises an output capacitance.

3. Signal sampling circuit according to claim 1, characterized in that the bias voltage source ( 51 , 52 ) has an input coupling capacitance ( 51 ).

4. signal sampling circuit according to claim 3, characterized in that the input coupling capacitance ( 51 ) is connected as an AC signal coupling capacitance to the input of a third amplifier ( 52 ).

5. Signal sampling circuit according to claim 3 or 4, characterized in that a buffer circuit ( 56 ) with a high-ohmic input to the output of the first amplifier ( 53 ) and with a low-impedance output to the input coupling capacitance ( 51 ) is connected and this during Be Zugsintervalls supplies current, and that between the output of the first amplifier ( 53 ) and the input of the buffer circuit ( 56 ), a low-pass filter ( 54 ) is inserted.

6. Signal sampling circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the bias voltage source ( 51 , 52 ) having a connected to the inputs of the first and two th amplifier ( 53 , 57 ) third amplifier ( 52 ), the signal input (base of the transistor 80 ) is led to the input coupling capacitance, which has a reference input for the reference voltage (V _REF ) and which is connected on the output side to the inputs of the first and second amplifiers ( 53 , 57 ), and that in the reference state of the bias voltage source at the input and the output of the third amplifier ( 52 ) is in reference bias states.

7. signal sampling circuit according to claim 6, characterized in that the third amplifier ( 52 ) has a greater Ver gain than the individual gains of the first and second amplifiers ( 53 , 57 ).

8. signal sampling circuit according to claim 6 or 7, characterized in that the output stage of the third amplifier ( 52 ) is designed as a differential circuit ( 80 , 82 ) which is simultaneously connected to the inputs of the first and second amplifier ( 53 , 57 ) .

9. Signal sampling circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the first and second amplifiers ( 53 , 57 ) are transconductance amplifiers which supply output currents under the control of input voltages.

10. Signal sampling circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the first amplifier ( 53 ) is made transparent during the reference interval and is blocked during the sampling interval and the second amplifier ( 57 ) is blocked during the reference interval and made transparent during the sampling interval.

11. Signal sampling circuit according to one of the preceding claims for automatic control of the black current of a picture display device of a video signal processing system, to which a signal utilization circuit forming output capacitance is connected and which ent during the picture blanking circuit for deriving a signal as a measure of the magnitude of the black current ent which is processed during a control interval comprising a reference interval and a subsequent sampling interval and is supplied to the bias voltage source ( 51 , 52 ), characterized in that the second circuit arrangement ( 40 , V _S ) during the sampling interval controls the output of the second amplifier ( 57 ) to the output capacitance ( 58 ), so that there is a control voltage for the bias voltage to maintain a desired black current level determined by the black current size signal.

12. Signal sampling circuit according to claim 1 for automatic black current control of the image display device in the video channel of a video system, in which the control system works during control intervals within image blanking intervals and the bias circuit is coupled to an output signal as a measure of the size of the black image current-deriving circuit part ( 30 ) , characterized in that the bias voltage source ( 51 , 52 ) a third amplifier ( 52 ), which provides at its output a bias control signal for maintaining a desired black current level for the image display device, and a level shift circuit ( 55 ), which to the Signal input of the third amplifier is connected and which is made permeable by means of a third circuit arrangement ( 40 , V _B ) only during the control intervals and is otherwise blocked against input currents.

13. Signal sampling circuit according to claim 12, characterized in that the circuit part ( 30 ) is coupled to the video channel and the signal derived therefrom of the video signal amplitude fluctuates accordingly during the image intervals, and that the reference state for the voltage source before ( 51 , 52 ) is chosen to be related to the normally expected maximum amplitude transitions in the video signal during the image intervals.

14. Signal sampling circuit according to claim 12 or 13, characterized in that the bias voltage source ( 51 , 52 ) has an AC coupling capacitor ( 51 ) which has a first connection (+) to the circuit part ( 30 ) and a second connection (-) circuit to the level shift (55) is connected, and supplies the black current signal through the level shift circuit (55) to the third Ver stronger (52), and in that the reference state at the second terminal of the coupling capacitor is adjusted (51).

15. Signal sampling circuit according to claim 12, 13, or 14, characterized in that the third amplifier ( 52 ) is designed as a differential amplifier ( 80 , 82 ) with differential inputs and outputs and at the same time with the level shift circuit ( 55 ) during intervals other than Control intervals is blocked.

16. Signal sampling circuit according to one of claims 12 to 15, characterized in that the level shift circuit ( 55 ) forms a semiconductor coupling ( 70 to 73 ) built signal coupling path from the coupling capacitor ( 51 ) to the third amplifier ( 52 ).