DE3311876C2

DE3311876C2 -

Info

Publication number: DE3311876C2
Application number: DE3311876A
Authority: DE
Inventors: Mitsuo Atsugi Kanagawa Jp Uzuka
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1982-04-02
Filing date: 1983-03-31
Publication date: 1992-01-23
Also published as: US4446406A; NL191916C; NL8301192A; GB2119589A; AU1302183A; FR2524729A1; JPS58172994A; NL191916B; AT386095B; AU551686B2; CA1192257A; ATA120183A; FR2524729B1; JPH0524760B2; GB2119589B; DE3311876A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einer Stromversorgungsquelle, mit einer Vielzahl von Wicklungen, mit einer Vielzahl von Schaltern, vorzugsweise Transistoren, die die Wicklungen, die zu erregen sind, selektiv mit der Stromversorgungsquelle verbinden, mit einer Vielzahl von Spannungserfassungsschaltungen und mit einer Vielzahl von Schaltersteueranordnungen, wobei die Wicklungen jeweils an einem Ende mit einem Pol der Stromversorgungsquelle verbunden sind und zwischen dem anderen Ende der Wicklung und dem anderen Pol der Stromversorgungsquelle der Schalter angeordnet ist, wobei die jeweilige Spannungserfassungsschaltung eine Spannungsteilerschaltung aus Widerständen mit vorgebbaren Widerstandswerten enthält, zumindest zwei Widerstände zwischen die anderen Enden benachbarter Wicklungen geschaltet sind und die Spannungserfassungsschaltung die Rotationsspannungen jeweils in zwei der erregten Wicklungen folgenden Wicklungen erfaßt und wobei jeweils die Schaltersteueranordnung einen Spannungskomparator enthält, dessen einer Eingang über einen weiteren Widerstand an den einen Pol der Stromversorgungsquelle gelegt ist und dessen anderer Eingang mit dem Spannungsteilerpunkt zwischen zumindest zwei Widerständen verbunden ist.

Bei bürstenlosen Gleichstrommotoren der Art, die normalerweise in Videomagnetbandrecordern verwendet werden, ist der Stator typischerweise derart ausgebildet, daß er eine Dreiphasenwicklung hat, wobei der Treiberstrom der Reihe nach jeder der Wicklungen jeweils dann, wenn der Rotor einen Winkel von 120° durchlaufen hat, zugeführt wird. Im allgemeinen wird ein Rotorpositionsdetektor verwendet, um die Drehstellung des Rotors zu erfassen, so daß der Treiberstrom der jeweils richtigen Statorwicklung zugeführt werden kann. Wenn ein bürstenloser Gleichstrommotor dieser Art verwendet wird, ist eine Zeitsteuerung von großer Bedeutung, um den Stromfluß genau in Phase mit der Rotorposition einzuschalten, um so ein optimales Drehmoment zu erzeugen. Typischerweise werden drei individuelle Rotorpositionsdetektoren in gleichen Abständen voneinander, die den elektrischen Phasenwinkeln von 120° entsprechen, angeordnet. Es ist bekannt, sog. magnetosensitive Elemente, beispielsweise Halleffekteinrichtungen, für derartige Rotorpositionsdetektoren zu benutzen.

Die Verwendung derartiger individueller Rotorpositionsdetektoren ist allgemein, sowohl was deren Einbau als auch was deren Kalibrierung betrifft, problematisch. Dementsprechend ist es bekannt geworden, eine Rotorpositionserfassung ohne die Verwendung körperlich getrennter individueller Rotorpositionserfassungselemente zu bewerkstelligen.

Aus der DE 24 28 718 B2 ist eine Treiberschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor der eingangs genannten Art und gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt, der keine individuellen Rotorpositionserfassungselemente verwendet. Bei dieser bekannten Treiberschaltung wird die Anschaltung der Statorwicklungen durch Spannungen bewirkt, die in den Statorwicklungen induziert werden, und es sind Verstärker vorgesehen, deren Kollektorkreise mit den betreffenden Wicklungen verbunden sind. Außerdem ist eine Ringschaltung vorgesehen, die Widerstände enthält, welche an invertierende Eingänge von Komparatoren angeschlossen sind. Die nichtinvertierenden Eingänge dieser Komparatoren sind an eine Referenzspannung durch ein Widerstandsnetzwerk gelegt. Die Ringschaltung ist mit drei ausgewählten Punkten, die jeweils durch ein Paar von Widerständen voneinander getrennt sind, mit den Statorwicklungen verbunden.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannte Treiberschaltung derart weiterzubilden, daß eine einfache Einschaltzeitpunkteinstellung von 360°/m Stromblöcken ermöglicht wird.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß die Spannungserfassungsschaltung jeweils einen Steuerschalter aufweist, der zwischen dem einen Eingang des Spannungskomparators und dem anderen Pol der Stromversorgungsquelle angeordnet ist und dessen Schaltzustand dem Schaltzustand des Schalters entspricht und der Schaltzustand am anderen Ende der Wicklung festgestellt wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind durch die in den Unteransprüchen angegebenen Merkmale gekennzeichnet.

Im folgenden wird die Erfindung anhand mehrerer Figuren im einzelnen beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Wellenformdiagramm für Spannungen, die in den Wicklungen des Stators eines bürstenlosen Gleichstrommotors erzeugt werden, wobei die Treiberimpulse dargestellt sind, die für die erfindungsgemäße Treiberschaltung erzeugt werden.

Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung einer Treiberschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 3 zeigt ein Wellenformdiagramm für Spannungen, die in dem Stator eines bürstenlosen Gleichstrommotors induziert werden, wobei die Treiberimpulse, die gemäß der vorliegenden Erfindung zum Treiben des Motors in einer Richtung entgegengesetzt zu der Richtung gemäß Fig. 1 erzeugt werden, dargestellt sind.

Fig. 4 zeigt schematisch eine Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zum Treiben eines bürstenlosen Gleichstrommotors entweder in Vorwärts- oder in Rückwärtsrichtung.

Fig. 5 zeigt schematisch eine Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zum Treiben eines bürstenlosen Gleichstrommotors in Vorwärts- oder Rückwärtsrichtung und ebenfalls zum Erzeugen eines Anlaufdrehmoments für den bürstenlosen Gleichstrommotor.

Fig. 6 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung, die geeignet ist, einen bürstenlosen Gleichstrommotor unter Verwendung der Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung anlaufen zu lassen.

Fig. 1 zeigt die Beziehungen zwischen den induzierten Spannungen in den drei Wicklungen, die bei dem Stator eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors vorhanden sind. Die Wicklungen sind schematisch in Fig. 2 gezeigt, welche Figur ein Ausführungsbeispiel für die Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. Ins einzelne gehend sind die Statorwicklungen in Fig. 2 mit l_W, l_V und l_U bezeichnet. Wie in Fig. 1 zu erkennen ist, haben die Spannungen E_U, E_V und E_W, die in den drei Wicklungen induziert werden, im wesentlichen eine Sinusform. Diese induzierten Spannungen E_U, E_V und E_W werden durch eine U-Phasen-, eine V-Phasen- bzw. eine W-Phasen-Wicklung erzeugt und haben untereinander eine Phasenverschiebung von 2/3 π. Eine derartige Phasenbeziehung ergibt sich aus der räumlichen Anordnung der Wicklungen. Die Phasenbeziehungen zwischen den induzierten Spannungen E_U, E_V und E_W können durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden:

E_U = sin R (1)

E_V = sin (R - 2/3 π) (2)

E_W = sin (R - 4/3 π) (3)

Die Einschaltdauern der Impulse, die benötigt werden, um die jeweils richtige der Statorwicklungen zu treiben, um so die oben dargestellten Spannungen zu erzeugen, welche in Fig. 1 als T_U, T_V bzw. T_W bezeichnet sind, definieren Zeitintervalle, während derer die korrespondierenden induzierten Spannungen, wie sie in Fig. 1 gezeigt sind, in einen Bereich des ein- bis einhalbfachen des negativen Scheitelspannungswertes einer Referenzspannung V_S fallen. Diese Zeitintervalle korrespondieren mit den elektrischen Phasenwinkeln von 120°. Unter der Annahme, daß die U-Phasen-, die V-Phasen- und die W-Phasen-Wicklung des Motors nacheinander erregt werden, hat eine induzierte Spannung V₂ der ersten Phasenwicklung und eine induzierte Spannung V₁ in der nächsten Phasenwicklung die gegenseitige Phasenbeziehung V₁ : V₂=2 : -1 zu Zeitpunkten t₁, t₂, t₃ bzw. t₄. Daher können die Einschaltdauern T_U, T_V und T_W und die induzierten Spannungen E_U, E_V und E_W die folgenden Beziehungen haben:

T_U (t₁ → t₂) = E_V/2 + E_U ≦ V_S → E_W/2 + E_V = V_S (4)

T_V (t₂ → t₃) = E_W/2 + E_V ≦ V_S → E_U/2 + E_W = V_S (5)

T_W (t₃ → t₄) = E_U/2 + E_W ≦ V_S → E_V/2 + E_U = V_S (6)

Die Treiberschaltung für den bürstenlosen Gleichstrommotor ist in der Lage, die induzierten Spannungen E_U, E_V und E_W zu erfassen und auf diese Weise die Zeitintervalle T_U, T_V und T_W einzustellen, um so die oben angegebenen Beziehungen (4), (5) bzw. (6) zu erfüllen.

Die Treiberschaltung gemäß der Erfindung ist in Fig. 2 gezeigt. Ihre Arbeitsweise steht im Einklang mit den oben angegebenen Gleichungen. In der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 werden die U-Phasen-, die V-Phasen und die W-Phasen-Wicklung l_U, l_V bzw. l_W nacheinander durch einen Strom, der von einer Stromversorgungsklemme 2 bei einem Referenzspannungspegel V_S zu Zeitpunkten, wenn Transistoren Q₁, Q₂ bzw. Q₃ ihren Schaltzustand EIN einnehmen, erregt, und die induzierten Spannungen E_U, E_V bzw. E_W treten über den Statorwicklungen l_U, l_V bzw. l_W auf. Die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ werden leitend geschaltet, wenn deren Basisstromkreise Ausgangssignale eines verhältnismäßig hohen Pegels aus Komparatoren 3 _U, 3 _V bzw. 3 _W empfangen. Die invertierenden Eingänge der Komparatoren 3 _U, 3 _V bzw. 3 _W sind mit Induktionsspannungs-Erfassungspunkten U, V bzw. W verbunden. Die nichtinvertierenden Eingänge der Komparatoren 3 _U, 3 _V bzw. 3 _W sind mit den Kollektorstromkreisen von Transistoren Q₄, Q₅ bzw. Q₆ verbunden. Die Arbeitsweise des Transistors Q₄ wird durch den Transistor Q₂ über einen Transistor Q₇ gesteuert, die des Transistors Q₅ von dem Transistor Q₃ über einen Transistor Q₈ und die des Transistors Q₆ von dem Transistor Q₁ über einen Transistor Q₉.

Die einen Enden jeder der Statorwicklungen l_U, l_V und l_W sind jeweils über Induktionsspannungsteilerwiderstände R₁ und R₂ miteinander verbunden. Im einzelnen sind zwischen einem Ende der Wicklung l_W und dem korrespondierenden Ende der Wicklung l_V zwei in Reihe geschaltete Widerstände R₁, R₂ angeordnet, und ähnlich sind zwischen den Enden der Wicklungen l_V und l_W zwei in Reihe geschaltete Widerstände R₁, R₂ angeordnet, und wiederum auf ähnliche Weise sind zwischen den Enden der Wicklungen l_U und l_W zwei in Reihe geschaltete Widerstände R₁, R₂ angeordnet. Es sei darauf hingewiesen, daß in der schematischen Darstellung gemäß Fig. 2 die Schaltungspunkte A zusammengeschaltet sind, wie dies auch auf die Schaltungspunkte B zutrifft, auf welche Weise ein im wesentlichen in sich geschlossenes Netzwerk gegeben ist. Die Knotenpunkte zwischen den jeweiligen Paaren von in Reihe geschalteten Widerständen R₁, R₂ sind durch Bezugszeichen V, U bzw. W bezeichnet, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. Das Verhältnis des Widerstandswertes jedes der Widerstände R₁ zu dem des jeweils damit korrespondierenden Widerstandes R₂ ist zu 2 : 1 gewählt. Dementsprechend wird an dem Erfassungspunkt U eine Spannung (E_V/2+E_U), in ähnlicher Weise an dem Erfassungspunkt V eine Spannung (E_W/2+E_V) und an dem Erfassungspunkt W eine Spannung (E_U/2+E_W) erfaßt.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der Treiberschaltung gemäß Fig. 2 beschrieben. Es sei angenommen, daß das Ausgangssignal des Komparators 3 _U zum Zeitpunkt t₁ seinen hohen Pegel annimmt, daß der Transistor Q₁ leitend geschaltet ist und daß die Wicklung l_U dann erregt wird, daß der Transistor Q₂ gesperrt ist, daß der Transistor Q₇ leitend ist und daß der Transistor Q₄ gesperrt ist, auf welche Weise der nichtinvertierende Eingang des Komparators 3 _U auf einem Pegel gehalten wird, der im wesentlichen gleich der Stromversorgungsspannung V_S ist. Die Spannung an dem Erfassungspunkt U wird ebenfalls im wesentlichen auf der Höhe der Stromversorgungsspannung V_S gehalten, und daher wird das Ausgangssignal des Komparators 3 _U auf einem hohen Wert gehalten. Der Transistor Q₃ ist ebenfalls gesperrt, der Transistor Q₈ ist leitend, und der Transistor Q₅ ist gesperrt. Daher wird der nichtinvertierende Eingang des Komparators 3 _V ebenfalls im wesentlichen auf dem Pegel der Stromversorgungsspannung V_S gehalten. Die Spannung an dem Erfassungspunkt V wird höher als die Stromversorgungsspannung V_S sein, so daß das Ausgangssignal des Komparators 3 _V bis auf nahezu das Erdpotential absinkt, wodurch der Transistor Q₂ gesperrt wird. Da der Transistor Q₁ bereits leitend ist, muß sein korrespondierender Transistor Q₉ gesperrt und der Transistor Q₆ leitend sein. Der nichtinvertierende Eingang des Komparators 3 _W wird daher auf einem niedrigen Pegel relativ zu dem invertierten Pegel gehalten. Derweilen wird die Spannung an dem Erfassungspunkt W höher als die Stromversorgungsspannung V_S sein, so daß das Ausgangssignal des Komparators 3 _W absinken wird, wodurch der Transistor Q₃ gesperrt wird. Wenn der Rotor durch einen elektrischen Winkel von 120° vor dem Zeitpunkt t₂ gedreht wird, wie dies in Fig. 1 gezeigt ist, wird die Spannung an dem Erfassungspunkt V gleich V_S sein, wodurch das Ausgangssignal des Komparators 3 _V hochgelegt wird. Der Transistor Q₂ wird dann leitend geschaltet, wodurch die Wicklung l_V erregt wird, und zur gleichen Zeit wird der Transistor Q₇ gesperrt und der Transistor Q₄ leitend geschaltet. Dies bedeutet, daß der nichtinvertierende Eingang des Komparators 3 _U in bezug auf den invertierenden Eingang auf niedriges Potential gelegt wird. In diesem Zustand geht dann, da die Spannung an dem Erfassungspunkt U höher als Erdpotential ist, das Ausgangssignal des Komparators 3 _U auf einen niedrigen Wert. Auf diese Weise wird der Transistor Q₁ gesperrt, wodurch die Wicklung l_U entregt wird. Zu diesem Zeitpunkt, wenn der Transistor Q₁ gesperrt wird, wird der Transistor Q₉ leitend geschaltet, und der Transistor Q₆ wird gesperrt. Auf diese Weise wird der nichtinvertierende Eingang des Komparators 3 _W auf eine Spannung eingestellt, die im wesentlichen gleich der Versorgungsspannung V_S ist, und in diesem Zustand wird, da die Spannung an dem Erfassungspunkt W höher als die Stromversorgungsspannung V_S ist, das Ausgangssignal des Komparators 3 _W auf einem relativ niedrigen Pegel gehalten, wodurch der Transistor Q₃ gesperrt gehalten wird und die Wicklung l_W ausgeschaltet oder entregt wird.

Zu dem Zeitpunkt t₃, der in Fig. 1 gezeigt ist, werden alle Schaltungselemente in die nächste Arbeitsphase versetzt, wobei die betreffende Arbeitsweise identisch mit der vorhergehenden Arbeitsphase, die beschrieben wurde, ist. Als Ergebnis daraus wird die W-Phasen-Wicklung l_W erregt, während die V-Phasen-Wicklung l_V entregt wird, und die U-Phasen-Wicklung l_U verbleibt in dem ausgeschalteten Zustand. Dies kann durch die induzierten Spannungen, die in Fig. 1 gezeigt sind, leicht erkannt werden. Zu dem Zeitpunkt t₄ wird der anfängliche Arbeitszustand, wie er zuvor beschrieben wurde, wiederhergestellt, und der Dreiphasen-Arbeitszyklus wird wiederholt. In einem derartigen Dreiphasen-Arbeitszyklus werden die mathematischen oder physikalischen Beziehungen in den Gleichungen (4), (5) und (6) nacheinander erfüllt, so daß die Einschaltdauern T_U, T_V und T_W der Reihe nach eingestellt werden.

Die Treiberschaltung, wie sie oben anhand von Fig. 2 beschrieben worden ist, ist dazu bestimmt, einen bürstenlosen Gleichstrommotor in Vorwärtsrichtung zu treiben. Eine vergleichbare Schaltungsanordnung kann dazu benutzt werden, einen bürstenlosen Gleichstrommotor in Vorwärtsrichtung oder in Rückwärtsrichtung zu treiben. Eine derartige Schaltung wird anhand des Wellenformdiagramms gemäß Fig. 3 und anhand der Schaltungsdarstellung gemäß Fig. 4 beschrieben.

Gemäß Fig. 1 wurden die U-Phasen-Wicklung, die V-Phasen-Wicklung und die W-Phasen-Wicklung nacheinander in einer Reihenfolge derart erregt, daß der Motor in Vorwärtsrichtung getrieben wurde. Um den Motor in eine entgegengesetzte Drehung zu versetzen, ist es notwendig, die Wicklungen in der Reihenfolge U-Phasen-Wicklung - W-Phasen-Wicklung - V-Phasen-Wicklung zu erregen. Falls diese umgekehrte Betriebsweise durch die oben beschriebene, in Fig. 2 dargestellte Schaltungsanordnung durchgeführt werden soll, muß eine Spannung korrespondierend mit der Summe der induzierten Spannung E_U aus der Wicklung l_U und der Hälfte der induzierten Spannung aus der Wicklung l_W dem nichtinvertierenden Eingang des betreffenden Komparators für die Periode, während welcher die U-Phasen-Wicklung eingeschaltet gehalten wird, zugeführt werden. Wenn das Zeitintervall T_U verstrichen ist, muß die Wicklung l_W erregt werden, und das Ausgangssignal des Komparators 3 _W muß unverändert gehalten werden, um die V-Phasen-Wicklung ausgeschaltet zu belassen. Wenn die W-Phasen-Wicklung und die V-Phasen-Wicklung eingeschaltet sind und das Zeitintervall T_W bzw. das Zeitintervall T_V verstrichen sind, muß der beschriebene Vorgang erneut durchgeführt werden.

Fig. 3 zeigt sowohl die Beziehungen zwischen den induzierten Spannungen E_U, E_V und E_W als auch die Zeitintervalle T_U, T_V und T_W, die sich in der Schaltung gemäß Fig. 4 einstellen, um eine umgekehrte Drehung des bürstenlosen Gleichstrommotors, der zuvor beschrieben worden ist, zu bewirken. Fig. 4 zeigt eine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels für die vorliegende Erfindung, wobei die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 gleiche oder ähnliche Teile in Fig. 4 bezeichnen.

Fig. 3 zeigt die Beziehungen zwischen den induzierten Spannungen und die Erregungszeiten, und das System arbeitet in Übereinstimmung damit wie folgt:

T_U (t₁ → t₂) = E_W/2 + E_U ≦ V_S → E_V/2 + E_W = V_S (7)

T_W (t₂ → t₃) = E_V/2 + E_W ≦ V_s → E_U/2 + E_V = V_S (8)

T_V (t₃ → t₄) = E_U/2 + E_V ≦ V_S → E_W/2 + E_U = V_S (9)

In Fig. 4 korrespondieren Erfassungspunkte X, Y und Z mit den Spannungserfassungspunkten U, V und W in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2. Die induzierte Spannung der korrespondierenden Phase und die Spannungen, die mit der Hälfte der induzierten Spannungen in den benachbarten Phasen korrespondieren, treten an den Erfassungspunkten X, Y und Z auf. Im einzelnen wird die induzierte Spannung E_U, die mit der Hälfte der induzierten Spannung E_W aus der Wicklung l_W korrespondiert, über eine Diode D₁ und ihren korrespondierenden Widerstand R₁ zugeführt, und eine Spannung, die mit der Hälfte der induzierten Spannung aus der Wicklung l_V korrespondiert, wird über eine Diode D₂ und ihren korrespondierenden Widerstand R₁ zugeführt. Beide Spannungen treten an dem Erfassungspunkt X auf. In ähnlicher Weise wird die induzierte Spannung E_V, die mit der Hälfte der Spannung E_U aus der Wicklung l_U korrespondiert, über eine Diode D₃ und ihren korrespondierenden Widerstand R₁ zugeführt, und eine Spannung, die mit der Hälfte der Spannung E_W korrespondiert, welche aus der Wicklung l_W über eine Diode D₄ und ihren korrespondierenden Widerstand R₁ zugeführt wird, treten an dem Erfassungspunkt Y auf. Fortführend treten die induzierte Spannung E_W, die mit der Hälfte der Spannung E_V, welche von der Wicklung l_V über eine Diode D₅ und ihren korrespondierenden Widerstand R₁ zugeführt wird, und eine Spannung, die mit der Hälfte der Spannung E_U, die aus der Wicklung l_U über eine Diode D₆ und ihren korrespondierenden Widerstand R₁ zugeführt wird, korrespondiert, an dem Erfassungspunkt Z auf.

Um die Schaltung entweder in der Vorwärtsbetriebsweise oder der Rückwärtsbetriebsweise arbeiten zu lassen, ist ein Umschalter 4 vorgesehen, um die Stromversorgungsspannung V_S selektiv an die geeigneten Transistoren anschalten zu können. Im einzelnen sind die Transistoren Q₇, Q₈ und Q₉ angeschaltet, um eine Vorwärtsdrehung des Motors zu erreichen, während Transistoren Q₁₀, Q₁₁ und Q₁₂ für die Rückwärtsdrehung des Motors vorgesehen sind. Abhängig von der Betätigung des Umschalters 4 wird die Stromversorgungsspannung V_S an die Kollektoren entweder der Transistoren Q₇, Q₈ und Q₉ oder der Transistoren Q₁₀, Q₁₁ und Q₁₂ gelegt. Es sind Transistoren Q₁₃, Q₁₄ und Q₁₅, die für eine umgekehrte Drehung des Motors angeordnet sind, parallel zu den Transistoren Q₄, Q₅ und Q₆, die wirksam für die Vorwärtsdrehung des Motors gemacht werden können, geschaltet. Die EIN-/AUS-Operation der Transistoren Q₁₃, Q₁₄ und Q₁₅ wird durch die Transistoren Q₁₀, Q₁₁ bzw. Q₁₂ gesteuert. In der Vorwärtslauf-Motorbetriebsweise steuern die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ die Transistoren Q₉, Q₇ bzw. Q₈, während in der Rückwärts lauf-Motorbetriebsweise die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ die Transistoren Q₁₁, Q₁₂ bzw. Q₁₀ steuern.

In der Treiberschaltung für den bürstenlosen Gleichstrommotor gemäß Fig. 4 wird eine Schaltungsanordnung dann, wenn der Umschalter 4 zur umgekehrten Drehung des Motors betätigt wird, erreicht, die im wesentlichen gleichwertig mit der ist, die anhand von Fig. 2 beschrieben ist. Im einzelnen werden die Wicklungen l_U, l_V und l_W der Reihe nach während Zeitintervallen T_U, T_V bzw. T_W in Übereinstimmung mit dem in Fig. 1 gezeigten Zeitdiagramm erregt. Als Ergebnis einer derartigen Konfiguration dreht sich der Motor in Vorwärtsrichtung. In dem Zustand, in dem der Umschalter 4 betätigt ist, um eine umgekehrte Drehung des Motors zu erreichen, wird eine Schaltungskonfiguration geschaffen, die eine umgekehrte Reihenfolge der Phasenwicklungserregung erreicht, nämlich entgegengesetzt zu derjenigen in Fig. 2. Im einzelnen werden die Wicklungen l_U, l_V und l_W nacheinander in einer Reihenfolge während Zeitintervallen T_U, T_V bzw. T_W in Übereinstimmung mit dem Zeitdiagramm, das in Fig. 3 gezeigt ist, erregt. Als Ergebnis eines derartigen Betriebes dreht sich der Motor in umgekehrter Richtung relativ zu der oben beschriebenen Vorwärtsrichtung.

Um das Anlaßdrehmoment zu erzeugen, ist nur eine einzige Phasenwicklung in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 zu erregen. Die Erregungsreihenfolge wird durch die Schaltstellung des Umschalters 4 vorbestimmt. Wenn sich der Rotor in der Ruhestellung befindet, wird eine Triggerspannung, die im Pegel niedriger als die Stromversorgungsspannung V_S ist, gleichzeitig an Punkte O, P und Q gelegt. Wenn sich der Umschalter 4 in der Schaltstellung für die Vorwärtsdrehung befindet, wird eine der Beziehungen der Gleichungen (4), (5) und (6), wie sie oben angegeben sind, erfüllt. Andererseits wird, wenn der Umschalter 4 so betätigt ist, daß er in der Stellung für die umgekehrte Motordrehung liegt, eine der Beziehungen in den Gleichungen (7), (8) und (9), wie sie oben angegeben sind, erfüllt. Daher wird eine der Wicklungen l_U, l_V und l_W erregt. Wenn die Triggerspannung weiter an die Punkte O, P und Q gelegt wird, wird die bestehende Phase zu der nächsten Phase hin verschoben, wie dies durch die Stellung des Umschalters 4 vorbestimmt ist, wodurch die Drehung des Rotors in der gewünschten Richtung bewirkt wird.

In Fig. 5 weist die Treiberschaltung eine Motoranlaßschaltung auf, die integral mit der übrigen Schaltung angeordnet ist. In der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5 ist ein Multivibrator 5 vorgesehen, der in der Anlaßschaltung Triggerspannungen erzeugt, die wie oben beschrieben benutzt werden. Ein Ausgangssignal aus dem Multivibrator 5 wird der Basis des Transistors Q₁₆ zugeführt, dessen Kollektorstromkreis ein Ausgangssignal über einen Widerstand R₃ abgibt, das den Triggerpunkten O, P und Q über Dioden D₇, D₈ bzw. D₉ zugeführt wird. Wenn der Transistor Q₁₆ leitend geschaltet wird, werden die Potentiale in den Triggerpunkten O, P und Q im wesentlichen zu Erdpotential, während dann, wenn der Transistor Q₁₆ gesperrt wird, die Triggerspannungen an den Punkten O, P und Q bei Spannungen gehalten werden, die niedriger als die Stromversorgungsspannung V_S ist, und zwar um einen Betrag, der gleich der Schwellspannung V_F der Dioden D₂, D₄ und D₆ ist. Zu einem derartigen Zeitpunkt wird eine der Beziehungen, die in den oben angegebenen Gleichungen (4), (5), (6) oder (7), (8), (9) beschrieben sind, erfüllt, so daß die richtige Wicklung erregt wird. Wenn der Transistor Q₁₆ einmal gesperrt ist und in der Folge leitend geschaltet wird, wird die vorliegende Phase zu der nächsten Phase verschoben, wie dies durch die Stellung des Umschalters 4 vorgegeben ist. Als Ergebnis wird der Motor entweder in der Vorwärtsrichtung oder in der Rückwärtsrichtung gestartet. Es werden Triggerimpulse an die Triggerpunkte O, P und Q geliefert, bis eine stabile Synchronisation des Rotors erreicht worden ist. Die Triggerimpulse können den Punkten X, Y und Z anstelle der Punkte O, P und Q zugeführt werden.

Eine weitere Anlaßschaltung ist in Fig. 6 gezeigt. In der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6 enthält die Startschaltung einen Sägezahnoszillator, der anstelle des Multivibrators 5 in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 verwendet wird. Die Enden der Wicklungen l_U, l_V und l_W, die normalerweise zusammengeschaltet sind, d. h. die Enden, die solchen gegenüberstehen, an die die Dioden angeschlossen sind, sind jeweils an die Eingangsendpunkte 6 _U, 6 _V und 6 _W angeschlossen. Die Erfassungspunkte X, Y und Z der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5 sind mit den Ausgangsendpunkten X, Y und Z in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 verbunden. Auf ähnliche Weise könnten die Punkte X, Y, Z in Fig. 6 jeweils mit den Punkten O, P, Q in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5 verbunden sein. Die Eingangsendpunkte l_U, l_V und l_W werden auf Spannungen gehalten, die geringfügig niedriger als die Stromversorgungsspannung V_S ist, und Transistoren Q₁₇, Q₁₈ und Q₁₉ werden leitend geschaltet gehalten, ein Transistor Q₂₀ wird gesperrt gehalten, und ein Transistor Q₂₁ wird leitend geschaltet gehalten. Auf diese Weise wird ein Kondensator C₁ geladen, und während der Ladeperiode wird ein Transistor Q₂₂ leitend geschaltet, und ein weiterer Transistor Q₂₃ wird gesperrt. Die Ausgangsspannungen an den Punkten X, Y und Z werden im wesentlichen auf der Stromversorgungsspannung V_S gehalten, weil der Transistor Q₂₃ gesperrt ist. Wenn eine der Statorwicklungen erregt wird und der Kondensator C₁ auf einen vorbestimmten Pegel geladen ist, wird der Transistor Q₂₁ gesperrt, der Transistor Q₂₂ wird gesperrt, und der Transistor Q₂₃ wird dann leitend geschaltet. Die Eingangsendpunkte l_U, l_V und l_W sowie die Ausgangsendpunkte X, Y und Z werden im wesentlichen auf Erdpotential gelegt. Dementsprechend werden die Transistoren Q₁₇, Q₁₈ und Q₁₉ gesperrt, und der Transistor Q₂₀ wird leitend geschaltet. Dies entlädt dann den Kondensator C₁ über den Transistor Q₂₀, und in der Folge werden die Transistoren Q₂₁ und Q₂₂ leitend geschaltet, und der Transistor Q₂₃ wird gesperrt. Dieser Vorgang wird wiederholt, bis eine stabile Synchronisation des Rotors erreicht worden ist. Des weiteren wird dann, da die Transistoren Q₁₇, Q₁₈ und Q₁₉ durch die induzierte Spannung aus der erregten Wicklung gesperrt werden, die Sägezahnspannung nicht mehr erzeugt.

Bei den beschriebenen Schaltungen kann das Verhältnis des Wertes des Widerstandes R₁ zu dem Wert des Widerstandes R₂ in Übereinstimmung mit der speziellen Impulsform der induzierten Spannung geändert werden, wenn die induzierten Spannungsimpulse nicht sinusförmig sind.

Wie zuvor beschrieben worden ist, wird ein Sperrsignal, beispielsweise ein Signal, das aus der Kollektorspannung des Transistors Q₁ in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4 gewonnen wird, in Übereinstimmung mit dem Schaltsignal erzeugt. Eine von zwei benachbarten Wicklungen, beispielsweise die V-Phasen- oder die W-Phasen-Wicklung in bezug auf die U-Phasen-Wicklung, kann beispielsweise durch Steuern der Transistoren Q₉ oder Q₁₁ mittels des Transistors Q₁ nicht erregt werden. Auf diese Weise kann das Umschalten der Motordrehrichtung gleichmäßig und genau durchgeführt werden.

Als ein anderer Vorteil ist anzuführen, daß die Triggerimpulse den Punkten in der Schaltung zugeführt werden, beispielsweise den Erfassungspunkten O, P, Q oder den Erfassungspunkten X, Y, Z, an denen die induzierten Spannungen der jeweiligen Phasenbelegungen auftreten, so daß der Motor "weich" in der vorbestimmten Richtung gestartet werden kann.

Claims

1. Treiberschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einer Stromversorgungsquelle, mit einer Vielzahl von Wicklungen, mit einer Vielzahl von Schaltern, vorzugsweise Transistoren, die die Wicklungen, die zu erregen sind, selektiv mit der Stromversorgungsquelle verbinden, mit einer Vielzahl von Spannungserfassungsschaltungen und mit einer Vielzahl von Schaltersteueranordnungen, wobei die Wicklungen jeweils an einem Ende mit einem Pol der Stromversorgungsquelle verbunden sind und zwischen dem anderen Ende der Wicklung und dem anderen Pol der Stromversorgungsquelle der Schalter angeordnet ist, wobei die jeweilige Spannungserfassungsschaltung eine Spannungsteilerschaltung aus Widerständen mit vorgebbaren Widerstandswerten enthält, zumindest zwei Widerstände zwischen die anderen Enden benachbarter Wicklungen geschaltet sind und die Spannungserfassungsschaltung die Rotationsspannungen jeweils in zwei der erregten Wicklungen folgenden Wicklungen erfaßt und wobei jeweils die Schaltersteueranordnung einen Spannungskomparator enthält, dessen einer Eingang über einen weiteren Widerstand an den einen Pol der Stromversorgungsquelle gelegt ist und dessen anderer Eingang mit dem Spannungsteilerpunkt zwischen zumindest zwei Widerständen verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungserfassungsschaltung jeweils einen Steuerschalter (Q₄, Q₅, Q₆) aufweist, der zwischen dem einen Eingang (+) des Spannungskomparators (3 _U, 3 _V, 3 _W) und dem anderen Pol der Stromversorgungsquelle (GND) angeordnet ist und dessen Schaltzustand dem Schaltzustand des Schalters (Q₃, Q₄, Q₅) entspricht und der Schaltzustand am anderen Ende der Wicklung (l_U, l_V, l_W) festgestellt wird.

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Drehrichtungssteuerung, vorzugsweise mit einem Umschalter (4), zum Auswählen einer Drehrichtung des Motors vorgesehen ist, wobei die Drehrichtungssteuerung so angeordnet ist, daß sie die Reihenfolge steuert, in welcher die Schalter (Q₁, Q₂, Q₃) die Wicklungen (l_U, l_V, l_W) an die Spannung der Stromversorgungsquelle (V_S) legen.

3. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Motorstartgenerator vorgesehen ist, der Startdrehmomentimpulse an ausgewählte aus der Vielzahl von Wicklungen liefert.

4. Treiberschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Motorstartgenerator, der die Startdrehmomentimpulse erzeugt, einen Multivibrator (5) enthält.

5. Treiberschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Motorstartgenerator, der die Startdrehmomentimpulse erzeugt, einen Sägezahnoszillator enthält.