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Anwendungsgebiet: Beim Anschluß von Teilnehmern über Lichtwellenleiter
(LWL) an Zentralen oder Netzknoten sollen Fernseh- und Donrundfunkprogrnmme, Bildfernsprechsignale,
Fernsprech- und Datensignale in einem gemeinsamen Multiplexbitstrom übertragen werden.
Die Erfindung sieht die Schaffung eines Zeitmultiplexrahmens für den zunächst vorliegenden
Fall eines plesiochron betriebenen digitalen Netzes vor, in dem die Fernsprech-
und Datensignale weder synchron zu den die Fernsehdienste übertragenden Bildsignalen,
noch zu den Bildfernsprechsignalen sind.
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Zweck: Bei derartigen Multiplexbitströmen sind die möglichen Toleranz
bereiche für die Takte der zu übertragenden Signalflüsse mit Hilfe von Taktanpassungsverfahren
so auszugleichen, daß in jedem Fall ein störungsfreier Betrieb ermöglicht wird.
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Mehrere derartige Signalflüsse können anschließend in einem synchronen
Multiplexer zusammengefaßt und über SWL zum Teilnehmer übertragen werden.
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Stand der Technik: Bei bisher bekannten Multiplexverfahren werden
mehrere (n) normal gleich hohe Signalflüsse zu einem Bitstrom der etwa n-fachen
Taktgeschwindigkeit zusammengefaßt, zu dem noch einige zusätzliche Bits zur Übertragung
von Synchronisier-und Taktanpassungssignalen eingefügt werden. Diese Multiplexverfahren
beziehen sich auf Eingangssignale gleicher Bitrate und Taktgenauigkeit. Die Anzahl
der Eingangssignale n ist für jedes Multiplexsystem konstant und beträgt 3 bis 30
bei Multiplexen für genormte Systeme. Als Taktanpassungsverfahren kommen positive,
positiv-negative oder positiv-null-negative Taktanpassung in Betracht.
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Durch die DE-PS 25 27 481 ist zwar ein Rahmenaufbau für einen nichthierarchischen
Multiplexer bekannt, der zur Vereinigung von plesiochron betriebenen digitalen Zeitmultiplex-Untersystemen
mit unterschiedlicher, nicht durch Teilung vonein-
ander ableitbarer
Bitrate dienen soll. Dazu wird unabhängig von der Bitrate der Untersysteme der Abstand
zwischen zwei Synchronworten mit jeweils 16 bit stets 8 k bit gewählt, wobei in
der Mitte des so gebildeten Rahmens nach 4 ' k bit ein Zeitkanal von 8 bit zum Erkennen
der Taktanpassungsinformation von maximal zwei Untersystemen mit vergleichsweise
hoher Bitrate freigehalten ist, und bei Beschaltung mit Untersystemen unterschiedlicher
und/oder niedrigerer Bitrate sind in äquidistanten Abständen von je k bit 6 weitere
Zeitkanäle mit je nach der Anzahl der zu vereinigenden Untersysteme unterschiedlicher
Bitzahl vorgesehen.
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Bei einer Ausgangsbitrate von ca, 69 000 kbit/s und einer Rahmenlänge
von 8 . k = 8.368 bit können wahlweise entweder 8 Untersysteme mit jeweils 8 448
kbit/s oder 4 Untersysteme mit 8 448 kbit/s und ein Untersystem mit 34 368 kbit/s
oder 2 Untersysteme mit jeweils 34 368 kbit/s zu einem sekundären Zeitmultiplexsystem
vereinigt werden. Die Bitraten der zu vereinigenden Signale stehen im ungünstigsten
Falle in einem Verhältnis von 34 zu 8, also von etwas über 4. Bei der Erfindung
unterscheiden sich die Bitraten der zu vereinigenden Signale dagegen um etwa den
Faktor 68 zu 2, also ungefähr 34, wie aus der nachfolgend dargelegten Aufgabe der
Erfindung hervorgeht. Ein solch großes Verhältnis der zu vereinigenden Bitraten
läßt sich mit dem bekannten Rahmenaufbau nur unzureichend bewerkstelligen. Hinzu
kommt, daß die zu vereinigenden Signale nicht nur eine unterschiedliche Bitrate,
sondern auch eine sehr unterschiedliche Takttoleranz aufweisen, Aufgabe: Der Erfindung
liegt die Aufgabe zugrunde, zwei Signale sehr unterschiedlicher Bitrate(mit ca.
68 736 kbit/s und 2 048 kbit/s) mit unterschiedlicher relativer Takttoleranz (t
1 . 6 bei 68 736 kbit/s bzw. + 65 ' 10-6 bei 2 048 kbit/s) zu einem Multiplexsignal
zusammenzufassen.
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Das in der Taktgeschwindigkeit bei 68 736 kbit/s liegende Eingangssignal
soll wahlweise ein Fernsehprogramm oder
2 Tonrundfunnmultiplexsignale
von jeweils 34 768 kbit/s, die zueinander synchron sind und daher auch synchron
verschachtelt werden können, enthalten.
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Die Taktfrequenz des Multiplexsignals, das aus den oben genannten
Eingangsbitraten gebildet wird, soll nominal einem Wert von 71 040 kbit/s entsprechen.
Die zulässige Taktabweichung ist zu ermitteln.
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Lösung= Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebene
Rahmenstruktur gelöst. Die im Patentanspruch 1 dargestellte Lösung der oben angeführten
Aufgabe leitet sich aus folgenden Überlegungen ab: Aufbau des Impulsrahmens: Der
Impulsrahmen soll so gewählt werden, daß sich sowohl die Anzahl der Zusatzbits als
auch die Anzahl der von den Eingangssignalen stammenden Bits durch einen möglichst
niedrigen ganzzahligen Teiler (m = 2, 3 oder 4) ohne Rest teilen lassen, um zum
Aufbau des Gerätes noch in Schottky-Transistor-Transistor-Logik (STTL) verfügbare
integrierte Schaltkreise einsetzen zu können.
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Zur Taktanpassung soll ein Verfahren angewandt werden, das bei Bedarf
das sendeseitige Einfügen von Bits ohne Bedeutung (Blind- oder Stopfbits) mit gesicherter
Signalisierung dieses Einfügens zur Empfangsseite (Demultiplexer) vorsieht (positive
Taktanpassung).
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Die Erfindung wird anhand von Fig. 1 bis 4 erläutert.
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Es zeigen: Fig. 1 den Rahmenaufbau Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel
für die Nutzung der Zusatzbits Fig. 3 die Position der möglichen Blindbits Fig,
4 eine Schaltungsanordnung zur Taktrückgewinnung im Demultiplexer
In
Fig. 1 ist der Aufbau des Impulsrahmens für ein Multiplexsignal, bestehend aus den
Eingangsströmen von 68 736 und 2 048 kbit/s, dargestellt. Ein Rahmen umfaßt 8 456
bit und wiederholt sich nach 119,03 bs, d.h. die Rahmenfrequenz beträgt 8,401 kHz.
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Nutzung der Zusatzbits: Zur Synchronisierung des Demultiplexers werden
in jedem Rahmen 12 im Multiplexer eingefügte Zusatzbits verwendet.
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Eine vorhergehende Gruppe von ebenfalls 12 Zusatzbits wird zur Signalisierung
ausgeführter Taktanpassungen und zur Übermittlung von Alarmen benutzt. Im einzelnen
werden Taktanpassungen für das 68 736-kbit/s-Signal (A) und für das 2 048-kbit/s-Signal
(B) mit jeweils 5 bit dem Demultiplexer signalisiert, Die restlichen 2 bit werden
zur Alarmgabe verwendet. Um die Wirkung von Büschelfehlern auf die Taktanpassungssignalisierung
zu verringern, werden die zwei unterschiedlichen Signalisierbitgruppen bitweise
verschachtelt, wobei 4 unterschiedliche Codeworte zu jeweils 10 bit entstehen. Bezeichnet
man das Wort zur Signalisierung einer Taktanpassung für das 68 736-kbit/s-Signal
mit A+ und den quasi-synchronen Zustand mit AO und das Wort zur Signalisierung einer
Taktanpassung für das 2 048-kbit/s-Signal mit B+ und den quasi-synchronen Zustand
mit 30, so sind für die Signalisierung von 2 Taktanpassungen die Zustände A0, B0;
AO, B+; A+, BO und A+, Bh zu unterscheiden. Da diese 4 Codeworte im gleichen zeitlichen
Abstand wie das Synchronwort gesendet werden, muß in jedem Fall ein deutlicher Unterschied
(Hamming-Distanz) zwischen jedem der 4 Codeworte und dem Synchronwort angestrebt
werden. In diese Betrachtung können außerdem noch die beiden zur Alarmübermittlung
freien Bits einbezogen werden.
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In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel für die Belegung der insgesamt
24 Zusatzbits dargestellt.
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Verteilung der Bits von den 2 Eingangssignalen im Rahmen: Aus Fig.
1 ist ersichtlich, daß eine Folge von 33 Bits, die ihren Ursprung im 68 736-kbit/s-Signal
haben, und ein Bit, welches das 2048-kbit/s-Signal liefert, einen Sektor darstellen,
der sich an die im vorangegangenen Abschnitt beschriebenen und aus Fig. 1 ersichtlichen
12 Zusatzbits anschließt und, je Rahmen 248 mal wiederholt, den gesamten Impulsrahmen
bilden. Nach dem 124. Sektor werden die für die Rahmensynchronisierung benötigten
12 bit gesendet.
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In Fig. 3 sind die Positionen der möglichen Blindbits dargestellt.
Wie aus Fig. 3 weiter hervorgeht, sind für die langsame Signalfolge (2 048 kbit/s)
248 Plätze, für die schnelle Signalfolge (68 736 kbit/s) 8 184 Plätze je Rahmen
vorgesehen. Bei den Sollfrequenzen der genannten Signalfolgen können jedoch von
der langsamen Folge nur 243,777 Plätze im Mittel, von der schnellen Folge nur 8
181,751 Plätze im Mittel belegt werden. Geht man aavon aus, daß im Rahmen fürbeide
Signalfolgen nur jeweils bedarfsweise ein Blindbit (s. Fig. 3) eingefügt werden
soll, so ergibt sich eine Überkapazität für die langsame Folge von 4 bit und für
die schnelle Folge 2 bit je Rahmen. D. h. insgesamt ergibt sich innerhalb des Multiplexrahmens
bei Sollfrequenz des Multiplextaktes eine freie und für die Übertragung zusätzlicher
Daten nutzbare Bitrate von ca. 50,4 kbit/s.
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Diese je Impulsrahmen freien 6 bit sollten möglichst gleichmäßig über
die gesamte Rahmendauer verteilt werden.
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Takttoleranz für den Multiplextakt: Bei Sollfrequenz aller beteiligten
Takte ergibt sich für die mittlere Rate, in der in das 68 736-kbit/s-Signal Blindbits
(d. h. Bits ohne Bedeutung zur Verhinderung leerlaufender Eingangspufferspeicher)
einzufügen sind, ein Wert von 0,249; d. h. in etwa jedem 4. Rahmen ist im Mittel
ein Blindbit zu übertragen. Ein Grenzwert ergibt sich dann aus der Annahme, daß
die Fernsehsignalfolge maximal um 1 . 10 6
bzw. 69 Hz über dem genannten
Sollwert liegt und der Multiplextakt um soviel nach unten abweicht, daß kein Platz
mehr für das Einfügen von Blindbits vorhanden ist. Dies ist der Fall bei einer Multiplexfrequenz
von 71 037,912 kHz. Bei einer oben angegebenen Toleranz für die Taktfrequenz des
Fernsehsignals von + 1 S 10'6 muß damit für die Multiplexfrequenz ein Toleranzwert
von + 29,38 . 10 6 eingehalten werden. Eine Kontrollrechnung ergibt, daß sich im
umgekehrten Fall eine Rate von 0,497 für das Einfügen von Blindbits ergibt, d. h.
in jedem 2. Rahmen wäre dann ein Blindbit einzufügen.
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Taktrückgewinnung im Demultiplexer: Fig. 4 zeigt eine Blockschaltung
zur Taktrückgewinnung für die ursprünglichen Signale im Demultiplexer aus dem Multiplextakt
mit Hilfe der in den Taktanpassungssignalen übermittelt; Informationen für das Fernsehsignal
(CF+) und das Fernsprech- (oder Daten-)Signal (CD+).
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Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Taktrückgewinnung im Demultiplexer
für den Fall, daß die Taktfrequenz der schnellen Bitfolge 68 736 kHz beträgt. Der
Multiplextakt mit einer Taktfrequenz von 71 040 kHz wird in drei aufeinanderfolgenden
Teilerstufen durch 2, 7 und 151 geteilt. In einem ersten Phasenkomparator PK wird
dieser Takt mit einem Takt verglichen, der durch vier Teilerstufen (2/1, 3/1, 11/1
und 31/1) aus einem ersten spannungsgesteuerten Oszillator VCO mit einer Taktfrequenz
von 68 754,9 kHz gewonnen wird, Dem ersten Phasenkomparator PK ist ein Tiefpaß nachgeschaltet,
über den der erste spannungsgesteuerte Oszillator eingestellt wird, Die an dessen
Ausgang verfügbare Taktfrequenz hat auf Grund dieser Regelschaltung nominal einen
Wert von 68 754,9 kHz, steht aber in einem festen Frequenzverhältnis zum Multiplextakt
von 71 040 kHz und folgt auch dessen Taktabweichungen.
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Die so erzeugte Taktfrequenz von 68 754,9 kHz wird einem ersten Pulsadapter
PA zugeführt, mit dessen Hilfe in regelmäßigen Abständen einzelne Taktimpulse ausgeblendet
werden.
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Die Ausblendung der Taktimpulse wird fest mit dem empfangsseitig erkannten
Impulsrahmen gekoppelt und erfolgt in jedem Rahmen 2 mal, d. h. mit einer Folgefrequenz
von 16,8 kllz (in Fig. 4 sind diese Korrekturbefehle mit CR bezeichnet).
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Der Vorgang des regelmäßigen Ausblendens zweier Taktimpulse je Rahmen
wird notwendig, da sonst die benötigte Frequenz von 68 738,1 kHz nur über einen
Teiler von 4 091 (prim) mit der durch 2 geteilten Frequenz des Multiplextaktes verglichen
werden könnte, dieser Teiler aber nur sehr schwer in Schaltungstechnik umzusetzen
wäre. Der auf diese Weise auf eine Frequenz von 68 738,1 kHz herabgesetzte Takt
wird einem zweiten Pulsadapter zugeführt, an dessen zweitem Eingang dann ein Korrektursignal
CF+ anliegt, wenn empfangsseitig eine im Multiplexer durchgeführte Taktanpassung
rückgängig zu machen ist. In diesen Fällen wird dem Takt von 68 738,1 kHz jeweils
ein Impuls ausgeblendet.
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Da die Taktanpassungen im Mittel mit einer Folgefrequenz von 2,1 kHz
erfolgen, verlassen diesen zweiten Impulsadapter bereits die benötigte Zahl von
Impulsen je Zeiteinheit, sind aber auf Grund der vorgenommenen Manipulation mit
einzelnen Bücken versehen. Zur Glättung wird diese Impulsfolge einem zweiten Phasenkomparator
PE zugeführt, an dessen zweitem Eingang der aus einem zweiten spannungsgesteuerten
Oszillator VCO kommende Takt von 68 736 kHz liegt. Die Ausgangsspannung dieses Phasenkomparators
steuert über einen Tiefpaß die Frequenz des zweiten spannungsgesteuerten Oszillators,
an dessen Ausgang die für die weitere Funktion des Demultiplexers notwendige Taktfrequenz
der schnellen Bitfolge verfügbar ist.
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Für die Taktrückgewinnung des langsamen Bitstroms wird der am ersten
Phasenkomparator anliegende Takt weiterhin einem dritten Phasenkomparator PE zugeführt,
an dessen zweiten Eingang der durch 61 geteilte Takt aus einem dritten spannungsgesteuerten
Oszillator geführt wird, der bei 2 049,9 kllz schwingt, Dieser dritte Phasenregelkreis
besteht aus dem
dritten Phasenkomparator PK, einem dritten Tiefpaß,
dem dritten spannungsgesteuerten Oszillator VCO für 2 049,9 kHz und dem Taktteiler
61/1 in der Rückführung. Am Ausgang des dritten spannungsgesteuerten Oszillators
VCO stellt sich ein Takt von 2 049,9 kHz ein, der ebenfalls in einem festen Frequenzverhältnis
zum Multiplextakt von 71 040 kHz steht und dessen Taktabweichungen folgt. Ähnlich
wie für den schnellen Bitstrom wird in einem vierten Phasenregelkreis mit Hilfe
der Korrektursignale CD+ der für die weitere Verarbeitung im Demultiplexer notwendige
Takt für den langsamen Bit strom von 2 048 kHz zurückgewonnen, Hierzu dient ein
dritter Pulsadapter PA, ein vierter Phasenkomparator PK, ein vierter Tiefpaß und
ein vierter spannungsgesteuerter Oszillator VCO, der bei 2 048 kH schwingt.
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Änderungen der Taktfrequenz für das Fernsehsignal: Vereinfachungen
bei der Realisierung ergeben sich sowohl im Multiplexer als auch im Demultiplexer,
wenn die Taktfrequenz für das zu multiplexende Fernsehsignal auf 68 750 kHz erhöht
wird. Im Multiplexer können dann die im Impulsrahmen vorhandenen 8 184 Plätze belegt
werden, d. h. die Dekodierung für 2 bit im Rahmen entfällt. Im Demultiplexer kann
der Aufwand für das regelmäßige Herausnehmen zweier Impulse (Eingang CR und PA in
Fig. 4) aus dem wiedergewonnenen Takt entfallen, Die aus dem ersten Oszillator (Fig.
4) kommende Taktfrequenz dient dann als Grundlage für die Gewinnung der Ausgangsbitrate
von 68 750 kbit/s. Es muß dazu nur die Taktfrequenz des 2, Phasenregelkreises auf
den neuen Wert umgestellt werden.
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Bei Sollfrequenz der beteiligten Takte ergibt sich für die mittlere
Rate, in der in das 68 750-kbit/s-Signal Blindbits einzufügen sind, ein Wert von
0,582; d. h. in etwa 6 von 10 Rahmen sind im Mittel Blindbits zu übertragen. Ein
Grenzwert ergibt sich dann aus der Annahme, daß die Fernsehsignalfolge um 69 Hz
unter dem genannten Sollwert liegt und der Multiplextakt soweit nach oben abweicht,
daß in jedem Impulsrahmen ein Blindbit eingefügt werden muß. Dies trifft zu bei
einer
Multiplexfrequenz von 71 043,556 kHz. Bei der oben -6 angegebenen relativen Toleranz
von + 1 10 6 für die Taktfrequenz des Fernsehsignals ist damit für die relative
Toleranz des Multiplexsignals ein Wert von + 50,06 ' 10'6 einzuhalten. Im anderen
Fall, wenn der Takt des Fernsehsignals extrem hoch, der Takt des Multiplexers besonders
niedrig sind, ergibt sich eine Taktanpassungsrate von 0,164; d. h.
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in ca. jedem 6. Rahmen ist ein Blindbit einzufügen.
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Nur geringfügige Änderungen der anhand von Fig. 4 beschriebenen Taktrückgewinnung
ergeben sich, wenn die Taktfrequenz des Fernsehsignals auf einen Wert von 68 734,375
kHz herabgesetzt wird. In Fig. 4 ändert sich dann nur der Wert der Taktfrequenz
im zweiten spannungsgesteuerten Oszillator.
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Bei Sollfrequenz werden Bits ohne Bedeutung mit einer Rate von 0,442
übertragen, d. h. in etwa 4 von 9 Rahmen muß jeweils ein Blindbit eingefügt werden.
Bei den oben angegebenen Bedingungen für die Toleranz des Fernsehsignaltaktes ergibt
sich für den Multiplextakt eine relative Takttoleranz von + 53,03 10 6 d. h. ein
Toleranzbereich von + 3,767 kHz.
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Geht man von dieser Genauigkeit des Multiplextaktes aus, so ergibt
sich eine maximale Taktanpassungsrate von 0,884, d. h. in etwa 9 von 10 Rahmen wird
eine Taktanpassung notwendig.
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Erzielbare Vorteile: ßit Hilfe der Erfindung lassen sich 2 Signale
mit sehr unterschiedlicher Bitrate und Taktgenauigkeit verschachteln, ohne daß die
beiden Signale zueinander und zum Takt der Multiplexbitrate in einem starren Frequenzverhältnis
stehen müssen.
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Mit Hilfe der Erfindung kann je nach der Wahl des Fernsehsignaltaktes
eine zusätzliche Übertragungskapazität von bis zu 50,4 kbit/s nutzbar gemacht werden.
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Weiterhin kann ein überregionales Fernnetz errichtet und betrieben
werden, ohne daß die Probleme der Synchronisierung gelöst werden müßten.