DE29815069U1 - Sampling circuit for sampling high-frequency signal pulses for use in TDR level sensors - Google Patents
Sampling circuit for sampling high-frequency signal pulses for use in TDR level sensorsInfo
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Sampling-Schaltung zur Abtastung von Hochfrequenzsignalpulsen für die - _ Verwendung in TDR-Füllstandssensoren Sampling circuit for sampling high frequency signal pulses for - _ use in TDR level sensors
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Samplingschaltung zur Abtastung von elektrischen Pulsfolgen durch Abtastsignale für die Verwendung in TDR-Füllstandssensoren, wobei gleichzeitig ein hoher Zeitdehnungsfaktor, eine gute Auflösung, ein geringer Stromverbrauch und eine extrem hohe Linearität der Abtastung realisiert werden.The present invention relates to a sampling circuit for sampling electrical pulse sequences by sampling signals for use in TDR level sensors, whereby a high time expansion factor, good resolution, low power consumption and extremely high linearity of the sampling are simultaneously realized.
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TDR (time domain reflectometrie) - Füllstandsmeßeinrichtungen auf der Basis von ausgesendeten und wieder empfangenen Hochfrequenzpulsen ist gemeinsam, daß ein ausgesendeter Mikowellenpuls entlang eines Wellenleiters zur Füllgutoberfläche geführt und von dort reflektiert wird. Der Wellenleiter kann dabei eine koaxiale Leitung, eine Zweidrahtleitung, eine Eindrahtleitung nach Harms-Gobau oder nach Sommerfeld, ein Hohlleiter, ein dielektrischer Leiter oder eine andere für Hochfrequenzwellen geeignete Leiterform sein. Taucht der Wellenleiter in das Füllgut ein, ändert sich das umgebende Dielektrikum und damit der Wellenwiderstand (Impedanz) für die Hochfrequenzwellen. An der Impedanzänderung wird ein Teil des Hochfrequenzpulses reflektiert, woraus im weiteren aus der Zeitdifferenz zwischen ausgesendetem und empfangenem Hochfrequenzwellensignal die Entfernung der reflektierenden Stelle und damit indirekt die Füllguthöhe bestimmt wird.TDR (time domain reflectometry) - level measuring devices based on transmitted and received high-frequency pulses have in common that a transmitted microwave pulse is guided along a waveguide to the surface of the filling material and reflected from there. The waveguide can be a coaxial line, a two-wire line, a single-wire line according to Harms-Gobau or Sommerfeld, a waveguide, a dielectric conductor or another conductor form suitable for high-frequency waves. If the waveguide is immersed in the filling material, the surrounding dielectric changes and with it the wave resistance (impedance) for the high-frequency waves. Part of the high-frequency pulse is reflected at the change in impedance, from which the distance of the reflecting point and thus indirectly the filling material height is determined from the time difference between the transmitted and received high-frequency wave signal.
Da die Füllgutentfernungen im Bereich von wenigen Zentimetern bis zu mehreren Metern liegen und die Ausbreitungsgeschwindigkeit auf den Wellenleitern nahe der Lichtgeschwindigkeit ist, ergeben sich Hochfrequenzwellenpuls-Laufzeiten im Bereich von einigen Nanosekunden. Um diese sehr genau bestimmen zu können, bietet es sich an, das elektrische Signal, das den Sende- und Empfangspuls enthält, um mehrere Zehnerpotenzen gedehnt abzubilden.Since the distances between the filling materials are in the range of a few centimeters to several meters and the speed of propagation on the waveguides is close to the speed of light, high-frequency wave pulse transit times are in the range of a few nanoseconds. In order to be able to determine these very precisely, it is advisable to map the electrical signal, which contains the transmit and receive pulse, stretched by several orders of magnitude.
Dies geschieht durch ein Sampling-Verfahren, bei dem dem Sende-/Empfangssignal periodisch Abtastwerte entnommen werden. Wird der Zeitpunkt der Abtastung kontinuierlich bezüglich des Sendezeitpunktes verschoben, so ergeben die einzelnen Abtastwerte zusammengesetzt wieder ein - nun allerdings zeitgedehntes - Abbild des abgetasteten Signals. Wichtig für eine gleichmäßig konstante, fehlerfreie Zeitdehnung ist die definierte Verschiebung des Abtastzeitpunktes bezüglich des Sendezeitpunktes.This is done using a sampling process in which sample values are periodically taken from the transmit/receive signal. If the sampling time is continuously shifted in relation to the transmission time, the individual sample values combined again produce an image of the sampled signal - albeit now time-stretched. The defined shift of the sampling time in relation to the transmission time is important for a uniformly constant, error-free time stretching.
Bisherige Lösungen hierfür basieren auf Schaltungen, die das Signal, welches den Sendepuls auslöst, einstellbar verzögern, um dann mit dem verzögerten Signal diePrevious solutions for this are based on circuits that delay the signal that triggers the transmission pulse in an adjustable manner, in order to then use the delayed signal to
Abtastung auszulösen. Jedoch gelingt eine lineare Zeitdehnung, wenn überhaupt, nur unter großem technischen Aufwand.However, linear time expansion can only be achieved, if at all, with great technical effort.
Die US 5 609 059 beschreibt eine Verzögerungsschaltung, die einen nichtlinearen, etwa exponentiellen Zusammenhang zwischen angelegter Spannung und der dadurch bewirkten Verzögerung aufweist. Um eine lineare Zeitdehnung zu erreichen, muß die steuernde Spannung fur die Verzögerung ebenfalls nichtlinear geändert werden, so daß sich folglich beide Nichtlinearitäten aufheben. Es ist offensichtlich, daß eine Linearität der Zeitdehnung unter diesen Bedingungen nur äußerst schwierig zu bewerkstelligen ist.US 5,609,059 describes a delay circuit that has a non-linear, approximately exponential relationship between the applied voltage and the delay caused by it. In order to achieve linear time expansion, the control voltage for the delay must also be changed non-linearly, so that both non-linearities cancel each other out. It is obvious that linearity of the time expansion is extremely difficult to achieve under these conditions.
Eine Verbesserung zur oben genannten Verzögerungsschaltung ist in der US 5 563 offenbart. Dort wird über eine Vorrichtung zur Messung der Phase zwischen unverzögertem und verzögertem Signal die momentane Verzögerung ermittelt und in einer Regelschleife mit dem vorgegebenem Sollwert verglichen. Durch Ausregelung wird der Unterschied zwischen Soll- und Istwert minimiert, wodurch ein weitgehend linerarer Zusammenhang zwischen angelegter Spannung und bewirkter Verzögerung erreicht werden kann.An improvement to the delay circuit mentioned above is disclosed in US 5,563. There, the instantaneous delay is determined using a device for measuring the phase between the undelayed and delayed signal and compared with the specified target value in a control loop. The difference between the target and actual value is minimized by regulation, whereby a largely linear relationship between the applied voltage and the delay caused can be achieved.
Diese Verzögerungsschaltung ist jedoch nicht geeignet, wenn zugleich ein hoher Zeitdehnungsfaktor, eine gute Auflösung, ein geringer Stromverbrauch, und ein hohe Linearität der Abtastung der empfangenen Hochfrequenzwellensignalpulsfolge erzielt werden sollen, weil hierbei die Periodendauern der Sendepulse und die Ausbreitungsgeschwindigkeit der Hochfrequenzwellenpulse durch den jeweiligen Entfernungsmeßbereich und die Wahl des Wellenleiters größtenteils festgelegt sind. Zudem ist für die Verzögerungsschaltung ein D/A-Wandler zur Erzeugung einer Spannungsrampe zur Vorgabe des Sollwertes nötig. Dies erfordert hinsichtlich der Vorgaben eine hohe Auflösung, einen äußerst geringen Linearitätsfehlers, eine schnelle Inkrementierbarkeit des D/A-Wandlers und ein schnelles Ausregeln der eingestellten Verzögerungszeiten des D/A-Wandlers. Zudem sollte der D/A-Wandler sehr wenigHowever, this delay circuit is not suitable if a high time expansion factor, good resolution, low power consumption and high linearity of the sampling of the received high frequency wave signal pulse sequence are to be achieved at the same time, because the period durations of the transmission pulses and the propagation speed of the high frequency wave pulses are largely determined by the respective distance measuring range and the choice of waveguide. In addition, a D/A converter is required for the delay circuit to generate a voltage ramp to specify the target value. In terms of the specifications, this requires a high resolution, an extremely low linearity error, fast incrementability of the D/A converter and fast regulation of the set delay times of the D/A converter. In addition, the D/A converter should have very little
Leistung verbrauchen, falls der Füllstandssensor über eine 4 bis 20 mA Zweileiter-Prozeßregelschleife betrieben werden soll.consume power if the level sensor is to be operated via a 4 to 20 mA two-wire process control loop.
Für den Fachmann ist es offensichtlich, daß mit dieser Verzögerungsschaltung eine gleichzeitige Umsetzung der gewünschten, sich hier gegenseitig ausschließenden Eigenschaften nicht möglich ist. Allenfalls sind damit Kompromißlösungen zu bewerkstelligen.It is obvious to the expert that this delay circuit does not allow simultaneous implementation of the desired, mutually exclusive properties. At best, compromise solutions can be achieved.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Nachteile des Standes der Technik zu beheben und eine Sampling-Schaltung zu schaffen, durch welche gleichzeitig ein hoher Zeitdehnungsfaktor, eine gute Auflösung, ein geringer Stromverbrauch und extrem hohe Linearität der Abtastung realisiert werden.The object of the invention is to eliminate the disadvantages of the prior art and to create a sampling circuit by which a high time expansion factor, a good resolution, a low power consumption and an extremely high linearity of the sampling can be realized at the same time .
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch die Merkmale des beigefügten Hauptanspruches.This problem is solved by the features of the attached main claim.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind durch die beigefügten Unteransprüche dargestellt.Further advantageous embodiments of the invention are presented in the appended subclaims.
Erfindungsgemäß umfaßt die Sampling-Schaltung einen Sendepulsgenerator zur Erzeugung des gepulsten Hochfrequenzwellensignals, einen Empfänger zum Empfang des Hochfrequenzwellensignals, eine Sende-/Empfangstrennung zum Trennen des gesendeten und empfangenen Hochfrequenzwellensignals, einen Abtaster zum Abtasten des empfangenen Hochfrequenzwellensignals, einen Abtastpulsgenerator zur Steuerung des Abtasters, und einen Zwischenspeicher zur temporären Speicherung des empfangenen Hochfrequenzwellensignals. Die Sampling-Schaltung weist zwei zunächst voneinander unabhängige Oszillatoren mit etwa gleicher Frequenz auf. Wenigstens einer dieser beiden Oszillatoren ist dabei in seiner Frequenz variierbar. Einer der beiden Oszillatoren steuert den Sendepulsgenerator, während der andere den Abtastpulsgenerator steuert. Außerdem weist die erfindungsgemäße Sämling-Schaltung einen Frequenzmischer zur Mischung der beiden Oszillatorfrequenzen auf, wobei der Frequenzmischer die Differenzfrequenz derAccording to the invention, the sampling circuit comprises a transmission pulse generator for generating the pulsed high-frequency wave signal, a receiver for receiving the high-frequency wave signal, a transmission/reception separation for separating the transmitted and received high-frequency wave signal, a scanner for scanning the received high-frequency wave signal, a scanning pulse generator for controlling the scanner, and a buffer for temporarily storing the received high-frequency wave signal. The sampling circuit has two initially independent oscillators with approximately the same frequency. At least one of these two oscillators can be varied in its frequency. One of the two oscillators controls the transmission pulse generator, while the other controls the scanning pulse generator. In addition, the seedling circuit according to the invention has a frequency mixer for mixing the two oscillator frequencies, the frequency mixer determining the difference frequency of the
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beiden zugeführten Osillatorfrequenzen bildet. Die Schaltungsteile sind so miteinander gekoppelt, daß die Frequenzdifferenz auf einen vorgebbaren Sollwert regelbar ist und damit der Zeitdehnungsfaktor einstellbar ist.both supplied oscillator frequencies. The circuit parts are coupled together in such a way that the frequency difference can be regulated to a predeterminable target value and thus the time expansion factor can be adjusted.
In vorteilhafter Weise sind die Oszillatoren als Quarzoszillatoren ausgeführt.Advantageously, the oscillators are designed as quartz oscillators.
Außerdem weist die erfindungsgemäße Sampling-Schaltung ein Tiefpaßfilter zur Filterung von zu den Oszillatorfrequenzen tieferen Frequenzen, einen Frequenzvergleicher zum Vergleichen von Frequenzen, einen Frequenzteiler zum Teilen von Frequenzen und einen Spannungsintegrator auf.In addition, the sampling circuit according to the invention has a low-pass filter for filtering frequencies lower than the oscillator frequencies, a frequency comparator for comparing frequencies, a frequency divider for dividing frequencies and a voltage integrator.
Erfindungsgemäß wird der Sendepulsgenerator durch den ersten Oszillator gesteuert, um eine Sendepulsfolge von Hochfrequenzwellenpulse einer definierten Frequenz zu erzeugen. Der Abtastpulsgenerator wird durch den zweiten, in seiner Frequenz variierbaren, Oszillator gesteuert um die Abtastpulsfolge durch den Abtaster aufzunehmen. Die Frequenzen des ersten und zweiten Oszillators werden im Frequenzmischer gemischt, wobei im Ergebnis die Frequenzdifferenz dieser beiden Oszillatoren ermittelt wird. Die Frequenzdifferenz wird einem Vergleicher zugeführt, der die Frequenzdifferenz mit einem Sollwert vergleicht, der durch Teilung der Frequenz des ersten Oszillators gebildet wird. Eine Regelschaltung steuert dann den in seiner Frequenz variierbaren zweiten Oszillator, so daß die Differenzfrequenz der beiden Oszillatoren dem vorgegebenen Sollwert entspricht.According to the invention, the transmission pulse generator is controlled by the first oscillator in order to generate a transmission pulse sequence of high-frequency wave pulses of a defined frequency. The sampling pulse generator is controlled by the second oscillator, which can be varied in frequency, in order to receive the sampling pulse sequence through the sampler. The frequencies of the first and second oscillators are mixed in the frequency mixer, whereby the frequency difference between these two oscillators is determined as a result. The frequency difference is fed to a comparator which compares the frequency difference with a target value which is formed by dividing the frequency of the first oscillator. A control circuit then controls the second oscillator, which can be varied in frequency, so that the difference frequency between the two oscillators corresponds to the specified target value.
Durch die Wahl der Oszillatorfrequenzen und deren Differenzfrequenz läßt sich der Zeitdehnungsfaktor und die Auflösung der Abtastung relativ frei wählen. Verwendet man außerdem Quarzoszillatoren und intermittierenden Betrieb des Füllstandssensors, so lassen sich auch die Forderungen nach geringem Leistungsbedarf und extrem hoher Linearität der Abtastung relativ einfach gleichzeitig mit den anderen Forderungen erfüllen. Die vorliegende Erfindung soll anhand des in Figur 1 gezeigten Ausführungsbeispiels, sowie der Figur 2 weiter erläutert werden.By choosing the oscillator frequencies and their difference frequency, the time expansion factor and the resolution of the sampling can be selected relatively freely. If quartz oscillators and intermittent operation of the level sensor are also used, the requirements for low power consumption and extremely high linearity of the sampling can be met relatively easily at the same time as the other requirements. The present invention will be explained further using the embodiment shown in Figure 1 and Figure 2.
Figur 1 zeigt das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer Sampling-Schaltung zur Erzeugung einer zeitgedehnten Abtastpulsfolge.Figure 1 shows the block diagram of an embodiment of a sampling circuit according to the invention for generating a time-expanded sampling pulse sequence.
Die Schaltung enthält zwei Quarzoszillatoren (1) und (2), wobei der eine Quarzoszillator über eine extern angelegte Spannung (3) in seiner Frequenz variierbar ist. Das Ausgangssignal (4) des in seiner Frequenz variierbaren Oszillators steuert den Abtastpulsgenerator (6), der im Takt des Oszillatorausgangssignals (4) kurze Abtastpulse an den Abtaster (8) abgibt. Das Ausgangssignal (5) des Oszillators (2), steuert den Sendepulsgenerator (9), der im Takt des Oszillatorausgangssignals (5) kurze Sendepulse (10) an die Sende-/Empfangs-Trennung (11) abgibt. Die Sende-/Empfangs-Trennung (11) leitet den Sendepuls (10) hauptsächlich weiter zum Wellenleiter(12). Das an der Füllgutoberfläche (13) reflektierte Sendesignal läuft über den Wellenleiter (12) wieder zurück zur Sende-/Empfangs-Trennung (11). Diese sorgt dafür, daß das Empfangssignal weiter in Richtung zum Abtaster (8) geleitet wird. Die Sende-/Empfangs-Trennung kann beispielsweise als Richtkoppler ausgeführt sein und ermöglicht, daß das dem Abtaster (8) zugeführte Signal (14) nur einen kleinen Anteil des Sendesignals und den überwiegenden Teil des Empfangssignals enthält.The circuit contains two quartz oscillators (1) and (2), whereby one quartz oscillator can be varied in frequency via an externally applied voltage (3). The output signal (4) of the oscillator, whose frequency can be varied, controls the sampling pulse generator (6), which emits short sampling pulses to the sampler (8) in time with the oscillator output signal (4). The output signal (5) of the oscillator (2) controls the transmission pulse generator (9), which emits short transmission pulses (10) to the transmission/reception separation (11) in time with the oscillator output signal (5). The transmission/reception separation (11) mainly passes the transmission pulse (10) on to the waveguide (12). The transmission signal reflected on the surface of the filling material (13) runs via the waveguide (12) back to the transmission/reception separation (11). This ensures that the reception signal is guided further in the direction of the scanner (8). The transmission/reception separation can be designed as a directional coupler, for example, and enables the signal (14) fed to the scanner (8) to contain only a small part of the transmission signal and the major part of the reception signal.
Im Abtaster (8) werden dem Sende-/Empfangssignal (14) im Takt des Abtastpulsgenerators (6) kurze Abtastwerte (15) entnommen, die im Zwischenspeicher (16) so lange gespeichert werden, bis der nächste Abtastwert (15) generiert ist. Die kontinuierliche Verschiebung der Abtastpulse (7) gegenüber den Sendepulsen (10) bewirkt, daß das Ausgangssignal (17) des Zwischenspeichers (16) ein aus diskreten Abtastwerten zusammengesetztes zeitgedehntes Abbild des Sende-/Emfangssignals (14) darstellt.In the scanner (8), short samples (15) are taken from the transmit/receive signal (14) in time with the sampling pulse generator (6), which are stored in the buffer (16) until the next sample (15) is generated. The continuous shift of the sampling pulses (7) relative to the transmit pulses (10) means that the output signal (17) of the buffer (16) represents a time-expanded image of the transmit/receive signal (14) composed of discrete samples.
Für die exakte kontinuierliche Verschiebung der Abtastpulse (7) gegenüber den Sendepulsen (10) sorgt die Frequenzregelung des Quarzoszillators (1), die durch Mischer (18), Tiefpaßfilter (20), Vergleicher (24), Teiler (22) und Integrator (26) realisiert wird. Dem Mischer (18) werden beide Oszillator-Ausgangssignale (4) und (5) zugeführt. Der Mischer (18) enthält ein Bauteil mit nichtlinearer Kennlinie, so daß das Mischer-The frequency control of the quartz oscillator (1) ensures the exact continuous shift of the sampling pulses (7) compared to the transmission pulses (10), which is implemented by mixer (18), low-pass filter (20), comparator (24), divider (22) and integrator (26). The mixer (18) receives both oscillator output signals (4) and (5). The mixer (18) contains a component with a non-linear characteristic curve, so that the mixer
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Ausgangssignal (19) neben anderen Mischprodukten auch die Differenzfrequenz aus den beiden Oszillator-Ausgangssignalen (4) und (5) enthält. Durch Tiefpaßfilterung im Tiefpaßfilter (20) bleibt an dessen Ausgang aus den verschiedenen Mischprodukten des Mischers (18) die Differenzfrequenz (21) übrig. Diese wird dem Vergleicher (24) zugeführt, der sie mit der Referenzfrequenz (23) vergleicht. Die Referenzfrequenz (23) wird im vorliegenden Beispiel durch Teilung der Oszillator-Ausgangsfrequenz (5) über den Teiler (22) gebildet. Im Vergleicher (24) werden Referenzfrequenz (23) und Differenzfrequenz (21) miteinander verglichen und ein Ausgangssignal (25) gebildet, das proportional zur Frequenzabweichung von Differenzfrequenz (21) zu Referenzfrequenz (23) ist. Dies läßt sich beispielsweise durch Verwendung eines Phasenkomparator als Vergleicher (24) realisieren.Output signal (19) contains, in addition to other mixing products, the difference frequency from the two oscillator output signals (4) and (5). Low-pass filtering in the low-pass filter (20) leaves the difference frequency (21) at its output from the various mixing products of the mixer (18). This is fed to the comparator (24), which compares it with the reference frequency (23). In the present example, the reference frequency (23) is formed by dividing the oscillator output frequency (5) using the divider (22). In the comparator (24), the reference frequency (23) and the difference frequency (21) are compared with one another and an output signal (25) is formed which is proportional to the frequency deviation from the difference frequency (21) to the reference frequency (23). This can be achieved, for example, by using a phase comparator as the comparator (24).
Das Vergleicher-Ausgangssignal (25) wird in einem Integrator aufsummiert, und die Integrator-Ausgangsspannung bildet die oben erwähnte Steuerspannung (3) für die Frequenzeinstellung des Quarzoszillators (1).The comparator output signal (25) is summed in an integrator, and the integrator output voltage forms the above-mentioned control voltage (3) for the frequency setting of the quartz oscillator (1).
Im eingeregelten Zustand sind Referenzfrequenz (23) und Differenzfrequenz (21) genau gleich, das Vergleicher-Ausgangssignal (25) ist dadurch Null und die Integrator-Ausgangsspannung (3) bleibt konstant auf ihrem Wert stehen. Das bedeutet, daß in diesem Zustand die Frequenzdifferenz zwischen den beiden Oszillator-Ausgangsspannungen (4) und (5) exakt dem von der Referenzfrequenz (23) vorgegebenen Sollwert entspricht. Durch die (geringfügige) Trequenzdifferenz verschiebt sich das Abtastpulssignale (7) von einer Periode zur anderen gegenüber dem Sendesignal (10) womit wie gewünscht die Zeitdehnung durch das Sampling-Verfahren realisiert ist.In the regulated state, the reference frequency (23) and difference frequency (21) are exactly the same, the comparator output signal (25) is therefore zero and the integrator output voltage (3) remains constant at its value. This means that in this state the frequency difference between the two oscillator output voltages (4) and (5) corresponds exactly to the target value specified by the reference frequency (23). Due to the (minor) frequency difference, the sampling pulse signal (7) shifts from one period to the next compared to the transmission signal (10), whereby the time expansion is realized as desired by the sampling process.
Der Zeitdehnungsfaktor entspricht dabei direkt dem Verhältnis aus Differenzfrequenz und Ausgangsfrequenz des Oszillators (2). Man kann also eine hohe Zeitdehnung dadurch erhalten, daß man eine sehr kleine Differenzfrequenz wählt. Gleichzeitig mit der hohen Zeitdehnung ergibt sich auch eine gute Auflösung des Signals nach der Abtastung. ÜberThe time expansion factor corresponds directly to the ratio of the difference frequency and the output frequency of the oscillator (2). A high time expansion can therefore be achieved by selecting a very small difference frequency. At the same time as the high time expansion, a good resolution of the signal after sampling is also achieved.
den Teilungsfaktor des Teilers (22) ist die Zeitdehnung im vorliegenden Ausführungsbeispiel direkt beeinflußbar.The time dilation in the present embodiment can be directly influenced by the division factor of the divider (22).
Die Linearität der Abtastung ist nur durch eventuell von außen auf den Regelkreis einwirkende Störeinflüsse begrenzt, die durch dem Fachmann geläufige Maßnahmen beim Schaltungslayout minimiert werden können. Abtastlineraritätsfehler im Bereich von 0,01% sind damit durchaus realisierbar.The linearity of the sampling is only limited by any external interference that may affect the control circuit, which can be minimized by measures in the circuit layout that are familiar to the expert. Sampling linearity errors in the range of 0.01% are therefore definitely achievable.
Außerdem ermöglicht dieses System eine schnelle Durchführung der Zeitdehnung eines kompletten Sende-/Empfangssignals, da im Gegensatz zum Stand der Technik nicht für jeden Abtastpunkt eine neue zeitraubende Einregelung der Verzögerungszeit erfolgen muß. Deshalb eignet es sich auch besonders für Füllstandssensoren mit geringer Leistungsaufnahme, die nach einer relativ kurzen aktiven Meßzeit zur Leistungsseinsparung bestimmte Schaltungsteile in einen Stand-by-Betrieb umschalten.In addition, this system enables the time expansion of a complete transmit/receive signal to be carried out quickly, since, in contrast to the state of the art, a new, time-consuming adjustment of the delay time does not have to be carried out for each sampling point. It is therefore particularly suitable for level sensors with low power consumption, which switch certain circuit parts to standby mode after a relatively short active measuring time in order to save power.
Figur 2 zeigt eine schematische Darstellung der von den beiden Oszillatoren initierten Sendepulsfolge (Oszillator 1) und Abtastpulsfolge (Oszillator T). Figure 2 shows a schematic representation of the transmit pulse sequence (oscillator 1) and the sampling pulse sequence (oscillator T) initiated by the two oscillators.
Hierbei bezeichnet tD die Verzögerungszeit zwischen den beiden Oszillator-Ausgangsspannungen, während AtD die Änderung bzw. das Imkrementieren der Verzögerungszeit bezeichnet. Aus den jeweiligen inversen Frequenzen ergeben sich die jeweiligen Perioderidauern, wobei die Periodendauer des Steuersignals für die Sendepulse mit TPRF bezeichnet ist.Here, t D denotes the delay time between the two oscillator output voltages, while At D denotes the change or increment of the delay time. The respective period durations result from the respective inverse frequencies, whereby the period duration of the control signal for the transmission pulses is denoted by T PRF .
Dargestellt ist die zeitlich lineare Verzögerung des Signals aus Oszillators 1 gegenüber dem Signal aus Oszillator 2, wobei sich die Verzögerung als Summe einer konstanten Verzögerungszeit tD und einem konstanten Inkrement AtD ergibt.Shown is the linear time delay of the signal from oscillator 1 compared to the signal from oscillator 2, where the delay is the sum of a constant delay time t D and a constant increment At D.
Claims (5)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE29815069U DE29815069U1 (en) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | Sampling circuit for sampling high-frequency signal pulses for use in TDR level sensors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE29815069U DE29815069U1 (en) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | Sampling circuit for sampling high-frequency signal pulses for use in TDR level sensors |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE29815069U1 true DE29815069U1 (en) | 1998-12-24 |
Family
ID=8061630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE29815069U Expired - Lifetime DE29815069U1 (en) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | Sampling circuit for sampling high-frequency signal pulses for use in TDR level sensors |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| DE (1) | DE29815069U1 (en) |
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Effective date: 20011128 |
|
| R151 | Utility model maintained after payment of second maintenance fee after six years |
Effective date: 20041116 |
|
| R152 | Utility model maintained after payment of third maintenance fee after eight years |
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|
| R071 | Expiry of right |