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Integratorschaltung für analoge Signale
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Integratorschaltung für analoge
Signale nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
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Eine solche Integratorschaltung ist aus dem IEEE Journal of Solid-State
Circuits, Vol. SC-13, No. 6, Dec. 1978, Seiten 806 bis 814, insbesondere Fig. 1
(b), bekannt.
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Dort wird die zweite Kapazität mit Hilfe eines sogenannten Miller-Integrators
realisiert, der einen Differenzverstärker mit einem kapazitiven, an den negativen
Eingang geführten Rückkopplugnszweig enthält.
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Um jedoch eine möglichst vollständige Integration eines analogen Signals
zu erreichen, muß der Differenzverstärker eine hohe Verstärkung und eine kleine
Einschwingzeit besitzen, was bei integrierten Schaltungen mit einem erheblichen
Flächen- und Leistungsaufwand verblinden ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Integratorschaltung
der eingangs genannten Art so auszubilden, daß sie auf einer möglichst kleinen Halbleiterfläche
integriert werden kann. Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten
Merkmale gelöst.
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Der mit der Erfindung erzielbare Vorteil liegt insbesondere darin,
daß durch die Einfachheit der Schaltung gegenüber der bekannten Integratorschaltung
ein wesentlich kleinerer Bedarf an Halbleiterfläche besteht und der Betrieb der
Schaltung einen kleineren Leistungsaufwand erfordert.
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Die weiteren Patentansprüche sind auf bevorzugte Weiterbildungen und
Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Integratorschaltung gerichtet.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in der Zeichnung dargestellten
Ausführungsbeispiele erläutert.
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Dabei zeigt: Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel, Fig. 2 Spannungs-Zeit-Diagramme
zur Erläuterung von Fig. 1 und Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel.
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In Fig. 1 ist ein eingangsseitiger Anschluß 1 über die Source-Drain-Strecke
eines Feldeffekttransistors T1 mit dem einen Anschluß einer Kapazität Cl verbunden,
deren anderer Anschluß mit einem eingangsseitigen Anschluß 2 und einem bezugsspannungsführenden
Schaltungspunkt 3 in Verbindung steht. Der erstgenannte Anschluß von C1 ist über
die Source-Drain-Strecke eines Feldeffekttransistors T2 mit dem ersten Anschluß
einer zweiten Kapazität C2 verbunden, deren zweiter Anschluß 4 an einen Schaltungsausgang
5 geführt ist. Über den
Anschluß 4 von C2 ist die Source-Drain-Strecke
eines Feldeffekttransistors T3 mit einem Lastelment L1 verbunden. Der nicht mit
L1 beschaltete Anschluß 6 der Source-Drain-Strecke von T3 ist an den ersten auf
einem Potential +VB liegenden Anschluß einer Versorungsspannungsquelle geschaltet,
während der nicht mit T3 beschaltete Anschluß 7 von L1 an den zweiten auf einem
Potential +VB liegenden Anschluß der Versorungsspannungsquelle geführt ist. Der
.anschluB 6 des Feldeffekttransistors T3 ist über eine Kapazität cr mit einem Gate
verbunden, das über die Source-Drain-Strecke eines Feldeffekttransistors T4 an den
bezugsspannungsführenden Schaltungspunkt 5 angeschlossen ist Parallel zu der Kapazität
C3 ist die Source-Drain-Strecke eines Schalt; transistors T5 angeordnet. Schließlich
ist das Gate des Feldeffekttransistors T4 an den Verbindungspunkt 8 des Feldeffekttransistors
T2 und der Kapazität C2 geschaltet.
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Die Wirkungsweise der Schaltung nach rig. 1 ergibt sich in Verbindung
mit den Taktimpulsspannungen #1 bis #3, die den Gateelektroden der Feldeffekttransistoren
T1, T2 und T5 zugeführt werden. Ihre Zeitabhängigkeiten sind in Fig. 2 dargestellt.
In einer Vorbereitungsphase der Schaltung tritt ein Taktimpuls 9 auf, der den als
elektronischen Schalter aufzufassenden Transistor T1 in den leitenden Zustand schaltet.
Dabei ladt sich C1 auf den Momentanwert eines an den Anschlüssen 1, 2 anliegenden
analogen Signals ue auf. Der etwa gleich zeitig auftretende Taktimpuls 10 der Taktimpulsspannung
3 schaltet T5 in den leitenden Zustand, so daß sich die Kapazität C3 entladen kann.
Dabei wird der Schaltungspunkt A, der sich im aufgeladenen Zustand von CD etwa auf
dem Bezugspotential des Schaltungspunktes 3 befindet, ungefähr auf das Potential
+n3 des Anschlusses 6 angehoben, während das Potential des Anschlusses 4,
das
jeweils um die Spannung zwischen dem Gate und dem Sourceanschluß des Transistors
T3 niedriger ist als das Potential von A, entsprechend angehoben wird. Auch das
Potential des Punktes 8 wird dabei angehoben.
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Damit ist die Vorbereitungsphase abgeschlossen.
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In der sich anschließenden Integrationsphase der Schaltung tritt ein
Taktimpuls 11 der Spannung 2 auf, schaltet T2 in den leitenden Zustand und stellt
dadurch eine leitende Verbindung-zwischen dem Schaltungspunkt 8 und dem oberen Anschluß
der Kapazität Cl her. Der Beginn des Taktimpulses 11 fällt mit dem Beginn der Rückflanke
12 des Taktimpulses 10 zusammen. Nimmt man an, daß sich der Schaltungspunkt 8 zu
Beginn der Integrationsphase auf einem positiven Potential solcher Größe befunden
hat, daß T4 leitet, so wird beim Auftreten der Rückflanke 12 eine allmähliche Sperrung
des Transistors T5 einsetzen, derzufolge die Kapazität C3, die ja in einem Ladestromkreis
6, CD, A, T4 und 3 liegt, allmählich aufgeladen wird. Während des Aufladevorgangs
sinken die Potentiale der Schaltungspunkte A, 4 und 8 so lange, bis die Potentialdifferenz
der Schaltungspunkte 8 und 3 die Einsatz spannung von T4 erreicht. Während des Aufladevorgangs
von C3 wird andererseits die in der Kapazität 1 enthaltene Ladung in die Kapazität
C2 übernommen. Die Ladungsübernahme ist mit dem Erreichen der Einsatzspannung von
T4 beendet, so daß dieser Zeitpunkt auch das Ende der Integrationsphase darstellt.
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Die genannte Vorbereitungsphase und sich sich anschließende Integrationsphase
stellen zusammengenommen einen Integrationsschritt dar, bei dem ein in der Vorbereitungsphase
abgetasteter Momentanwert eines Signals ue je nach Polarität zu einer entsprecnenden
Erhöhung bzw.
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Verringerung der in der Kapazität C2 gespeicherten Ladung und damit
zu einer Spannungserhöhung bzw.
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Absenkung am Schaltungspunkt 4 und am Schaltungsausgang 5 führt. Die
nächstfolgenden Taktimpulse 13 bis 15 bewirken einen nächsten Integrationsschritt,
bei dem ein am Ende des Taktimpulses 13 abgetasteter Momentanwert von ue die Ladung
von C2 und damit die Spannung am Schaltungsausgang 5 weiter erhöht bzw. erniedrigt.
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Insgesamt veranlassen die Taktimpulsspannungen #1 bis #3 eine Folge
von Integrationsschritten, wobei am Schaltungsausgang 5 eine treppenförmige Spannung
ua abgreifbar ist, die der Integralfunktion der Spannung Ue entspricht.
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Für eine einwandfreie Funktion der Schaltung ist es erforderlich,
daß die Aufladung der Kapazität C3 während der Integrationsphase nur so schnell
erfolgt, daß die Potentialänderung des Schaltungspunktes 4 mit ihr noch Schritt
halten kann. Dies wird durch eine Ausbildung der Rückflanke 12 mit hinreichend kleiner
Flankensteilheit erreicht.
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Das Lastelement L1 kann mit Vorteil als ein Feldeffekttransistor des
Verarmungstyps realisiert serien, dessen Gateanschluß mit seinem Source-Anschluß
oder mit einem geeigneten Festpotential verbunden ist, oder abs Feldeffekttransistor
des Anreichungstyps, dessen Gateanschluß mit seinem Drainanschluß oder mit einem
geeigneten Festpotential verbunden ist Im übrigen- ist auch eine Ausführung als
ohmsches Lastelement möglich.
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Da der Widerstand von L1 in jedem Falle wesentlich großer ist als
der Bahnwiderstand des Feldeffekttransistors T3, ergibt sich für die Serienschaltung
T3, L1 ein angenähert konstanter Strom dessen Größe vom jeweiligen Aussteuerungszustand
von T3 nur sehr gering-
fügig beeinflußt wird. Somit ergibt sich
auch eine annähernd konstante Differenzspannung zwischen Gate und Source des Feldeffekttransistors
T3.
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Nach einer weiteren bevorzugten Ausführungsform wird das Lastelement
L7 als Feldeffekttransistor ausgebildet, dessen Gateanschluß nicht mit seinem Source-
oder Drainanschluß verbunden ist, sondern stattdessen mit einer vierten Taktimpulsspannung
4 (Fig. 2) beaufschlagt ist.
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Die einzelnen Taktimpulse von 4 fallen dabei zeitlich etwa mit den
Taktimpulsen von 2 zusammen, sofern es sich bei T4 um einen Feldeffekttransistor
des Anreicherungstyps handelt. Bei einem Transistor des Verarmungstyps wird das
Gate mit einer zu 4 inversen Taktimpuls-Spannung belegt. Durch die letztgenannte
Ausgestaltung wird erreicht, daß der Strom durch die Serienschaltung T3, L1 während
der einzelnen Vorbereitungsphasen jeweils unterbrochen wird, so daß die Betriebsleistung
der Schaltung herabgesetzt ist.
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Das zu Beginn einer Integrationsphase am Schaltungspunkt 8 herrschende
Potential ist einerseits abhängig von dem Ladungszustand der Kapazität C2, d. h.
von dem bis dahin erreichten Integrationsergebnis, und andererseits von der Ladungsmenge
in der Kapazität C1, d. h.
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von der in dieser Integrationsphase in C2 neu hinzukommenden Ladungsmenge.
Mit der Zahl der bereits vollzogenen Integrationsschritte sinkt bzw. steigt das
Potential, das zu Beginn einer nachfolgenden Integrationsphase am Schaltungspunkt
8 besteht. Die Aussteuerungsgrenz e der erfindungsgemäßen Integratorschaltung ist
erreicht, wenn zu Beginn einer Integrationsphase die Potentialdifferenz zwischen
den Punkten 8 und 3 die Einsatzspannung des Transistors T4 unterschreitet. Am Ende
jeder Integrationsphase hat sich das Potential des
Schaltungspunktes
8 jeweils auf denselben Wert verschoben, und zwar auf das um die Einsatzspannung
von T4 vergrößere Bezugspotential des Punktes 3. Da das Potential des Punktes 8
am Ende jeder Integrationsphase also immer gleich groß ist, ist eine praktisch vollständige
Übernahme der jeweiligen Signalladung von Cl auf C2 durch die einzelnen Integrationsschritte
gewährleistet, und zwar unabhängig davon, welches Integrationsergebnis jeweils vorher
erreicht worden çar.
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Die Lage des Aussteuerbereiches für die am Ausgang 5 abgreifbare Spannung
ua kann gegenüber den Potentialen +V3 und -VB der Schaltungspunkte 6 und 7 durch
eine dementsprechende Bemessung der Kennwerte des Transistors T3 eingestellt werden.
Insbesondere kann der Aussteuerbereich auf diese Weise symmetrisch zum Potential
des Schaltungspunktes 3 eingestellt werden.
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Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem
eine Schaltung vorgesehen ist, die aus der Schaltung nach Fig. 1 durch einige Abänderungen
und Ergänzungen hervorgeht. Dabei sind die bereits anhand von Fig. 1 beschriebenen
Schaltungsteile mit den dort verwendeten Bezugszeichen gekennzeichnet. Zum Unterschied
von Fig. 1 ist der mit T3 nicht verbundene Anschluß des Lastelements Ll nicht mit
einem ein negatives Potential -VB führenden Anschluß der Versorgungsspannungsquelle
beschaltet, sondern mit dem auf Bezugspotential liegenden Schaltungspunkt 3 verbunden.
Ferner ist der Sourceanschluß von T4 mit dem Sourceanschluß eines weiteren Feldeffekttransistors
T4' verbunden, dessen Drainanschluß an den Anschluß 6 des Feldeffekttransistors
T3 geführt ist. Der sourceseitige Verbindungspunkt 3' der Transistoren T4 und T4'
ist über ein Lastelement L2 mit dem Schaltungspunkt 3 verbunden.
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Die in Fig. 3 dargestellten Lastelemente L1 und L2 sind dabei gemäß
einer bevorzugten Ausgestaltung als Feldeffekttransistoren ausgebildet, deren Gateanschlüsse
mit einem gemeinsamen Anschluß 16 versehen sind. Der Gateanschluß von T4' ist mit
17 bezeichnet.
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Bei der Schaltung nach Fig. 3 kann man in einfacher Weise das sich
am Ende jeder Integrationsphase einstellende, konstaXe Potential am Schaltungspunkt
8 auf einen beliebigen Wert einstellen. Hierzu wird dem Anschluß 17 eine Referenzspannung
Uref entsprechender Größe zugeführt.
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Das Potential von 3' ist dann um die Gate-Source-Spannung von T4'
niedriger als Urefg während das einzustellende Potential von 8 um den Wert der Einsatz
spannung von T4 größer ist als das Potential von 3'.
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Die Schaltung nach Fig. 3 kann andererseits auch so betrieben werden,
daß der Anschluß 17 mit einem zweiten analogen Signal ue' beaufschlagt wird. In
diesem Fall liegt eine Differenzsteuerung der Integratorschaltung vor, wobei die
treppenförmige Ausgangsspannung ua der Integralfunktion der Spannungsdifferenz ue
- ue' entspricht.
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Auch in Fig. 3 kann jedes der Lastelemente L1 und L2 als ein ohmsches
Lastelement oder als ein Feldeffekttransistor des Anreichungstyps mit einer Gate-Drain-Verbindung
oder als ein Feldeffekttransistor des Verarmungstyps mit einer Gate-Source-Verbindung
realisiert sein. Anstelle der Gate-Drain-Verbindung oder Gate-Source-Verbindung
können die Gateelektroden von L1 und/ oder L2 auch an ein festes Potential geschaltet
sein.
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Bei der dargestellten Ausführungsform sind die Lastelemente L1 und
L2 über ihren gemeinsamen Anschluß 16 mit der in Fig. 2 gezeigten Taktimpulsspannung
4 be-
schaltet, wobei vorausgesetzt ist, daß sie aus Feldeffekttransistoren
des Anreichungstyps bestehen.
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Bildet man in Abweichung hiervon die Lastelemente als Feldeffekttransistoren
des Verarmungstyps aus, so wird der Anschluß 16 mit einer Taktimpulsspannung beschaltet,
die zu 4 invers ist.
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Zum Erzielen einer möglichst hohen Operationsgeschwindigkeit wird
die erfindungsgemäße Integratorschaltung mit einer möglichst kleinen Kapazität C3
ausgebildet, die insbesondere auf die parasitäre Gate-Drain-Kapazität des Transistors
T5 beschränkt werden kann. Außerdem ist hierfür eine möglichst große Transistorkonstante
von T4 erforderlich, die durch eine möglichst geringe Kanallänge realisiert werden
kahn. Die kapazitive Belastung des Schaltungspunktes 4, die durch die Serienschaltung
von Cl und C2 gegeben ist, sollte ebenfalls möglichst klein gehalten werden.
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Das den Anschlüssen 1, 2 zugeführte Signal ue kann auch aus einer
Folge von Abtastwerten bestehen, die über eine nicht dargestellte Abtaststufe aus
einem analogen Signal gewonnen werden. In diesem Fall müssen die Abtastwerte mit
den Taktimpulsen von 1 zeitlich zusammenfallen.
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Die arfindungsgemäßen Integratorschaltungen werden vorzugsweise als
monolithisch integrierte Schaltungen in n-Eanal-MOS-Technik oder p-Kanal-XOS-Technik
realisiert.
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Die Polaritäten der Spannungen, die den beschriebenen und dargestellten
erfindungsgemäßen Integratorschaltungen zugeführt werden, entsprechen dabei einer
Schaltungsausführung in n-Kanal-Technik. Bel einer p-Kanal-Technik müssen die angegebenen
Polaritäten durch die entgegengesetzten ersetzt werden.
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5 Patentansprüche, 3 Figuren