DE2743851C3 - Rauhigkeitsfühler zum Feststellen und Messen der von Zyklus zu Zyklus auftretenden Drehzahländerungen einer Brennkraftmaschine - Google Patents

Description

Maschinendrehzahl veränderlich sind. Es wurde festgestellt, daß der Unterschied zwischen benachbarten, unmittelbar vorher oder nachher auftretenden Triggerimpulsen Drehzahländerungen anzeigt, die für Steueroder Regelzwecke mit geschlossener Regelschleife der Maschine angemessen sind.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht demgegenüber darin, einen Rauhigkeitsfühler der eingangs definierten Art derart zu verbessern, daß er auf die «n Zyklus zu Zyklus auftretenden Änderungen in der Maschinendrehzahl ansprechen kann und ein Rauhigkeitssignal zu erzeugen vermag, welches für die tatsächlich vorhandene Maschinendrehzahl normiert ist.

Ausgehend von dem Rauhigkeitsfühler der eingangs definierten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die die Ladung abändernde Einrichtung eine Stromquelle und eine Stromsenke enthält, daß die Stromquelle während eines der ersten und zweiten Intervalle die Ladung einer der Speicherkapazitäten erhöht und die Stromsenke gleichzeitig die Ladung der anderen der Speicherkapazitäten vermindert, daß die Stromquelle während des anderen der ersten und zweiten Intervalle die Ladung der anderen Speicherkapazität erhöht und die Stromsenke gleichzeitig die Ladung der einen Speicherkapazität vermindert, daß weiter die Vergleichseinrichtung eine erste und eine zweite Kapazität enthält, die jeweils mit der ersten und zweiten Speicherkapazität gekoppelt sind und erste und zweite Ausgangssignale erzeugen, daß ein exklusives ODER-Glied an die erste und zweite Kapazität angekoppelt ist und daß an das exklusive ODER-Glied und an die erste und zweite Speicherkapazität eine Drehzahlnormierungseinrichtung gekoppelt ist, weiche das von der mit der einen Speicherkapazität gekoppelten Vergleichseinrichtung übertragene Ausgangssignal in Abhängigkeit von der Ladung in der anderen Speicherkapazität abändert

Erfindungsgemäß wird also ein Speicher in Abhängigkeit von einem drehzahlproportionalen Signal aufgeladen und witJer entladen, so daß sich ein spitzdachförmiger Kurvenverlauf der Ladespannung des Speichers ergibt, die den rauhen Lauf der Maschine kernzeichnet.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die Zeichnung näher erläutert Es zeigt

Fig. 1 eine teilweise in Blockschaltbildform und teilweise in einem Stromlaufplan gehaltene Schaltungsanordnung des Rauhigkeitsfühlers nach der Erfindung;

Fig. 2 die Wellenformen, die von bestimmten Elementen in Fig. 1 erzeugt werden und auch die Ausgangsgrößen zweier Flip-Flops FF 2 und FF3 von Fig. 3;unü

Fig. 3 einen elektrischen Stromlaufplan des Rauhigkeitsfühlers gemäß F i g. 1.

Gemäß dem Blockschaltbild nach Fig. 1 und den erzeugten Wellenformen gemäß Fig. 2 ist ein geeigneter Maschinendrehzahlfühler 10 gezeigt, der in Form einer von der Kurbelwelle der Maschine angetriebenen Triggereinrichtung vorliegt und von einem herkömmüchen Verteiler, der zum Teil auch aus der Triggereinrichtung besteht, betrieben wird. Es können auch Impulssignale verwendet werden, die primär von der Zündspule abgeleitet werden. Der Maschinendrehzahlfühler 10 erzeugt eine Folge von aufeinanderfolgenden, von der Maschinendrehzahl abhängigen Triggerimpulse TGl und TG 2. Diese Triggerimpulse 7Ul und TG 2 gelangen als Eingangsgi bßen zu einem ersten Flip-Flop 20, der komplementäre Ausgangsgrößen FFl und FFl* erzeugt, wobei jede derartige Ausgangsgröße eine Intervalldauer besitzt, die mit der momentanen Drehzahl der Maschine veränderlich ist.

Die komplementären Ausgangsgrößen FFl und FFl* des ersten Flip-Flops 20 gelangen zu einem Schalterkreis 30, um abwechselnd eine zeitabhängige aufwärtszählende Steuereinrichtung in Form einer Stromquelle 40 mit einer von zwei hinsichtlich des Inhalts veränderlichen Speichervorrichtung in Form von Kapazitäten Ci und Cb anzuschalten und um gleichzeitig eine zeitabhängige nach unten zählende Steuereinrichtung in Form einer Stromsenke 5U mit der anderen der zwei Kapazitäten C_A und Cb zu verbinden. Während eines gegebenen FF 1-Intervalls koppelt der Schalterkreis auf diese Weise die Stromquelle 40 zur Aufladung der Kapazität Ci an, um dadurch einen aufwärts gerichteten oder ansteigenden Abschnitt des Spannungsinhaltes Vca an dieser Kapazität zu erzeugen, wobei von einem Rückstellwert Vra ausgegangen wird. Gleichzeitig koppelt der Schalte ', eis 30 auch die Strumsenke 50 zur Entladung der Kap?zität Ca an, um dadurch einen abwärts verlaufenden oder nach unten verlaufenden Abschnitt des Spannungsinhaltes VVa in dieser Kapazität zu erzeugen. Während des nachiolgenden F^rl*-Intervalls koppelt der Schalterkreis 30 die Stromsenke 50 zur Entladung der Kapazität Ca an, um einen nach unten verlaufenden oder abfallenden Abschnitt der Spannung Vca dieser Kapazität zu erzeugen und um gleichzeitig die Stiomquelle 40 zur Aufladung der Kapazität Cs anzukoppeln, so daß an dieser Kapazität ein nach oben verlaufender oder positiv ansteigender Abschnitt der Spannung Vcb erzeugt wird, wobei von einem Rückstellwert Vrb ausgegangen wird.

Das Potential an dem nicht geerdeten Anschluß der Kapazität Ca gelangt als eine Eingangsgröße zu einer ersten Vergleichsstufe 60 und das Potential an dem nicht geerdeten Anschluß der Kapazität Cs gelangt auf ähnliche Weise als eine Eingangsgröße zu einer zweiten Vergleichsstufe 70. Eine zweite Eingangsgröße jeder de ersten und zweiten Vergleichsstufen 60 und 70 besteht aus einer Bezugsspannung, die so ausgewählt ist, daß bei konstanten Maschinendrehzahiwerten, bei welchen der FFl-Intervall einem benachbarten FFl*- Inten/all entspricht, der Intervall entsprechend einer positiven Steigung von einem Start- oder Rückstellwert aus zu einem Spitzenwert dem Intervall mit negativer Steigung von einem Spitzenwert aus zu dem Rückstellwert hin entspricht.

Jede der Vergleichsstufen 60 und 70 erzeugt jeweils eine Ausgangsgröße A oder B nur solange als die Spannung an der jeweiligen Kapazität Ci oder Cb unterhalb der entsprechenden Bezugsspannung liegt, so daß der Bezugs-Rückstellwert so ausgewählt wird, daß er gut oberhalb drs vollen Ladewertes dei Kapazitäten liegt. Auf diese Weise erzeugen die Vergleichsstufen 60 und 70 nur dann eine Ausgangsgröße, wenn die Maschine verzögert, da dann ein gegebener FFl- oder FFl*-Intervall g. oßer ist als der frühere benachbarte FFl*- oder FFl-Intervall. Unter diesen Bedingungen wird die Ladung oder der Inhalt einer bestimmten Kapazität Ca oder C₃ während des FF1-I.itervalls unter den Bezugswert entladen, und zwar vor dem Ende des benachbarten FF1*-Intervälls, so daß ein Zeitintervall vor der Rückstellung der Kapazität entsprechend der Dauer der Ausgangsgröße A oder B verbleibt. Wenn andererseits die Maschine beschleunigt, so daß jeder

FFl- ödef FFlMntervall kurzer ist als der vorangegangene benachbarte FFl*- oder FFl-Intervall, wird die Ladung oder der Inhalt der Kapazität Ca oder Cb während des einen FFl-lntervalls nicht unter den Bezugswert während des benachbarten FF1 "-Intervalls entladen, so daß also die jeweilige Vergleichsstufe daran gehindert wird, eine Ausgangsgröße zu erzeugen.

Da jedoch der Rauhigkeitsfühler nach der Erfindung so ausgelegt ist, daß er die Rauhigkeit bzw. den unrunden Lauf der Maschine erfaßt, der in erster Linie durch Zyklus um Zyklus erfolgende Verzögerungen induziert wird und nicht länger dauernde Verzögerungen, die vom Fahrer induziert werden und die über zwanzig Zyklen oder mehr dauern, erfaßt, werden die Ausgangsgrößen A und B der Vergleichsstufen 60 und 70 durch eine exklusive logische ODER-Schaltung 80 verarbeitet, die das Vorhandensein von nur einer oder der anderen der Ausgangsgrößen A und B in henarhhiirtpn Intervallen feststellt, jedoch nicht beide oder keine von beiden. Diese Funktion ist auch als »Ring-ODER«-Funktion im Hinblick auf den Boolschen-Ausdruck A ®B bekannt ist, bei welchem um das Boolsche +-Zeichen ein Ring verläuft, der die ODER-Funktion angibt.

Die Dauer eines A- oder ß-Ausgangsimpulses, der durch die exklusive logische ODER-Schaltung 80 hindurch gelangt, stellt ein grobes Maß des unrunden Laufes der Maschine dar. Jedoch stellt ein gegebener A- oder B-Ausgangsimpuls bzw. dessen Dauer bei niedriger Maschinendrehzahl einen größeren Rauhigkeitsgrad dar, als die gleiche A- oder ß-Ausgangsimpulsdauer bei höherer Maschinendrehzahl (d. h. eine momentane Verzögerung von 30 Umdrehungen pro Minute bei 600 Umdrehungen pro Minute ist rauher als eine Verzögerung um 30 Umdrehungen pro Minute bei 3000 Umdrehungen pro Minute, da die erste Änderung 5% ausmacht, während die zweite Änderung 1 % ausmacht). Daher wird die grobe Rauhigkeitsgröße A oder ßfür die tatsächlich existierende Maschinendrehzahl »normiert«, so daß ein gegebenes endgültiges Rauhigkeitssignal bei irgendeiner Drehzahl grob den gleichen Prozentsatz der Verzögerung der Maschine wiedergibt

Die Normierung wird durch eine Drehzahlnormierungsschaltung 90 erreicht, eine eine Drehzahlnormierkapazität Cv für die Dauer des A-Ausgangsimpulses oder B-Ausgangsimpulses von der exklusiven ODER-Schaltung 80 her lädt, und zwar mit einer Geschwindigkeit, die invers mit einer der rampenförmig verlaufenden Spannungen V_Ca und V_Cb an der Kapazität Ca und Cb schwankt. Da die Größen der rampenförmig verlaufenden Spannungen invers mit der Maschinendrehzahl veränderlich sind, bewirkt die Drehzahlnormierungsschaltung 90 eine größere Ladung in der Drehzahlnormierungskapazität Cn für eine gegebene Dauer des Ausgangsimpulses A oder des Ausgangsimpulses B bei höheren Maschinendrehzahlen als bei niedrigeren Maschinendrehzahlen. Auf diese Weise nähert die Schaltung die Gleichung an, die lautet

[FFi-FFi^FFi. _M

in welcher [FFl-FFl*] die absolute Differenz zwischen irgend zwei benachbarten FFl- und FFl'-Intervallen und wobei FFl (oder FFl*) die Dauer von FFl (oder FFl*) entsprechend dem FFl-Intervall in [FF 1 - FF1 *] wiedergibt

Die Kapazitäten C_A, Cb und Cn sind jeweils mit einer Rückstellschaltung 100 gekoppelt die von den komplementären Ausgangsgrößen FFl und FFl* des Flip-Flops 20 gesteuert wird, um jede der Kapazitäten Ca, Cb und C/vzu entladen bzw. zurückzustellen.

Um die in der Drehzahlnormierungskapazität gespeicherte Ladung für den nachfolgenden Prozeß bzw. Verarbeitung zu erhalten, wird eine Ladungsübertragungsschaltung 110 durch die Dauer der A- oder ß-Ausgangsgröße der exklusiven logischen ODER-Schaltung 80 in Bereitschaft gesetzt, um die Ladung der Drehzahlnormierungskapazität Cm zu einer Rauhigkeitsspeicherkapazität Cr zu übertragen. Das Signal an der Rauhigkeitsspeicherkapazität Cr wird so zugeführt, um eine geeignete Maschinensteuer- bzw. Auswertevorrichtung 120 zu steuern, wie beispielsweise einen Regler für das Luft/Brennstoffverhältnis, wie dies in der zuvor erwähnten US-Patentschrift 37 89 816 erläutert ist, oder wie beispielsweise zu einem Abgasdrehzirkulierregler, wie dieser in der erwähnten US-Patentschrift 38 72 846 erläutert ist.

Wie sich unter Hinweis auf Fig.3 besser erkennen läßt, umfaßt der Schalterkreis 30 ein Paar von PNP-Transistoren Q\ und Q 2 und ein Paar von NPN-Transistoren Q3 und Q4. Die Basisanschlüsse der Transistoren Qi und Q3 sind mit dem FFl-Ausgang des Flip-Flops 20 über ein Paar von Kopplungswiderständen R 1 und R 3 angekoppelt, und die Basisanschlüsse der Transistoren Q2 und Q4 sind mit dem FFl*-Ausgang des Flip-Flops 20 über ein Paar von Kopplupgswiderständen R 2 und R 4 angekoppelt Die Kollektoranschlüsse der Transistoren Q1 und Q 3 sind gemeinsam an den nicht geerdeten Anschluß der Kapazität Cr angeschlossen, und die Kollektoranschlüsse der Transistoren Q 2 und Q 4 sind gemeinsam mit dem nicht geerdeten Anschluß der Kapazität Cg verbunden.

Die Stromquelle 40 besteht aus einem PNP-Transistor Q 5, dessen Kollektor mit den Emitteranschlüssen der Schalttransistoren Q1 und (? 2 zusammengeschaltet ist. Der Emitter des Stromquellentransistors Q 5 ist über einen Ladegeschwindigkeits-Einstellwiderstand R 7 mit einer geeigneten Spannungsquelle B+ verbunden, und die Basis des Transistors Q 5 ist mit dem Verbindungspunkt eines Paares von spannungsteilenden und vorspannenden Wideraiäinlcu j"j üüd Rt verbunder., die in Reihe zwischen die Spannungsquelle B+ und Masse oder Erde geschaltet sind.

Die Stromsenke 50 besteht aus einem NPN-Transistor Q 6, dessen Kollektor mit den Emitteranschlüssen der Schalttransistoren ζ? 3 und Q 4 zusammengeschaltet ist Der Emitter des Stromsenkentransistors Q 6 ist über einen die Entladegeschwindigkeit einstellenden Widerstand R 10 geerdet und die Basis des Transistors Q 6 ist mit dem Verbindungspunkt eines Paares von Basisvorspann- und Spannungsteilerwiderständen RS und R 9 angeschlossen, die in Reihe zwischen die Spannungsquelle B+ und Masse oder Erde geschaltet sind.

Unter den gemachten Annahmen, daß die FF 1-Ausgangsgröße des Flip-Flops 20 zu Beginn hoch liegt, so daß die Ausgangsgröße FFl* spannungsmäßig niedrig liegt ist der Transistor Qi ausgeschaltet und der Transistor Q 3 ist eingeschaltet bzw. leitet so daß die Kapazität Ca über einem Pfad entladen wird, der die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q 3, die Kollektor-Emitterstrecke von Q 6 und den Entladegeschwindigkeits-Einstellwiderstand R10 enthält Unter den gleichen Anfangsbedingungen ist der Transistor Q 2 eingeschaltet bzw. leitend, und der Transistor QA ist ausgeschaltet so daß die Kapazität Cb über einem Pfad aufgeladen wird, der den Ladegeschwindigkeits-Ein-

stellwiderstand R7, die Emitter-Kolleklorstreeke des Transistors Q 5 und die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors Q 2 enthält Am Ende eines gegebenen FFl-lntervalls, dessen Länge oder Dauer umgekehrt mit der Maschinendrehzahl schwankt, ändert der Flip-Flop 20 seinen Schaltzustand, so daß die Ausgangsgröße FFl desselben spannungsmäOig niedrig liegt und die F^l'-Ausgangsgröße desselben spannungsmäßig hoch l'egt. Der Schalttransistor Q 1 wird darin eingeschaltet bzw. leitend gemacht, und der Transistor ι ο Q3 wird ausgeschaltet, so daß die Kapazität Ci über einen Pfad aufgeladen wird, der den Ladegeschwindigkeits-Einstellwiderstand Λ 7, die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors Q 5 und die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors Q1 enthält. Gleichzeitig wird ts die Kapazität Cn über einen Pfad entladen, der die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q4, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q6 und den Entladegeschwindigkeits-Einstellwiderstand R 10 enthält.

Der Unterschied zwischen der Dauer eines gegebenen FFl- oder FF1*-Intervalls und einem benachbarten, entweder vorher oder nachfolgend auftretenden FFl*- oder FFl-Intervall kann nun bestimmt werden, und die Zeit zur Erhöhung der Ladung in der gegebenen Kapazität muß hinsichtlich der Zeit für die Verminderung der Ladung in derselben für gleiche benachbarte FFl- und FFl'-Intervalle vorherbestimmt werden. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel sind die Komponenten, welche aus der Stromquelle 40 und der Stromsenke 50 bestehen, so ausgewählt, um Ladeströme und Entladeströme gleicher Größe hervorzurufen, und zwar für gleiche benachbarte FFl- und FFl'-Interval-Ie, um eine Kapazität von einem gegebenen Rückstellwert aus bis zu einem maximalen Wert und wieder nach unten auf einen entsprechenden Vergleichsschwellenbezugswert zu laden bzw. zu entladen. Der Fachmann erkennt natürlich, daß andere Mittel eingesetzt werden können, um eine vorbestimmte Beziehung zwischen den Zeiten für die Erhöhung und Verminderung des Ladeinhalts einer Kapazität zu realisieren. Beispielsweise können die Lade- und Entladezeiten für ungleiche

uaux,- uiivi i_ittiiauc3ti mite uauuiui ^iciv.UKCtllaulli werden, indem man entsprechend den Rückstellwert und/oder Schwellenwert verändert, um dadurch die gewünschte vorbestimmte zunehmende und abnehmende Zeitbeziehung zu realisieren.

Die Vergleichsstufen 60 und 70 bestehen aus herkömmlichen Vorrichtungen, von denen jede ein Paar von differentiel! geschalteten Transistoren und Aus- so gangstransistoren enthält Die Vergleichsstufe 60 enthält somit ein Paar von NPN-Transistoren Q10 und QIl. deren Emitteranschlüsse gemeinsam auf Masse oder Erde bezogen sind, und zwar über einen Bezugswiderstand R 13. Die Basis von QIl ist an den nicht geerdeten Anschluß der Kapazität Ci gekoppelt, und der Basisanschluß von QlO ist mit dem Verbindungspunkt eines Paares von Spannungsteiler-Bezugswiderständen All und R\2 gekoppelt, die in Reihe zwischen die Spannung ß-f und Masse oder Erde geschaltet sind. Der Kollektor von Q10 ist mit der Basis von Q12 verbunden, und der Kollektor von Q11 ist mit der Spannungsquelle B+ verbunden. In ähnlicher Weise sind bei der Vergleichsstufe 70 die NPN-Transistoren Q13 und Q14 differentiell geschaltet so daß deren zusammengeschaltete Emitteranschlüsse über einen Bezugswiderstand R14 auf Masse oder Erde bezogen sind. Die Basis von Q13 ist mit dem nicht geerdeten Anschluß der Kapazität Cb verbunden, und die Basis von Q14 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilenden Bezugswiderständen R15 und R 16 verbunden, die in Reihe zwischen der Spannungsquelle B+ und Masse oder Erde geschaltet sind. Der Kollektor von Q14 ist mit der Basis von Q15 verbunden, und der Kollektor von Q13 ist mit der Spannungsquelle B+ verbunden.

Die Vergleichsstufen 60 und 70 arbeiten derart, daß die NPN-Transistoren Q10 und Q14 und durch diese die PNP-Transistoren Q12 und Q15 eingeschaltet werden, um jeweils an den Kollektoranschlüssen von Q12 und Q15 Ausgangsgrößen A und B zu erzeugen und zwar nur so lange als die Spannungen Vca und Vcb. die von den Kapazitäten Ca und Cg jeweils an die Basisanschlüsse von QIl und Q12 gekoppelt sind, unterhalb den Bezugsspannungen liegen, die jeweils an die Basisanschlüsse von QlO und Q14 angekoppelt sind.

Da bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel nach der Erfindung nur eine Ausgangsgröße Q oder B dann erzeugt wird, wenn ein gegebener FFl- oder FFlMntervall größer ist als der unmittelbar vorgehende und benachbarte FFl*- oder FFl-Intervall, bestimmt die Schaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel nur am Ende des vorhandenen Intervalls, ob der vorhandene Intervall größer ist als der vorangegangene Intervall oder nicht. Mit anderen Worten ist die einzige Zeit in der die Stromsenke 50 eine Kapazität Ci oder C_B unter deren jeweiligen Bezugsspannungswert entlädt, am Ende eines jeweiligen FFl- oder FFl'-Intervalls. Diese Tatsache wird von der logischen exklusiven ODER-Schaltung 80 dazu verwendet, zu bestimmen, ob entweder eine Ausgangsgröße A oder eine Ausgangsgröße B in den jeweils benachbarten FFl- und FFlMntervallen auftritt, wobei die Schaltungsanordnung die Ausgangsgröße A und B von einem Auftreten in dem gleichen Intervall FFl oder FFl* ausschließt. Die logische exklusive ODER-Schaltung 80 enthält einen zweiten und einen dritten Flip-Flop FF2 und FF3, die an verschiedene logische Elemente angeschlossen sind, wie drei UND-Glieder mit zwei Eingängen und

.: λ. ι c -

mit den zwei Eingängen enthalten Dioden D 5 und D 6, Dioden D 7 und D 8 und ebenso Dioden D13 und D14. Der Ausgabe-Sperrschalter enthält einen NPN-TransistorQ32.

Die Anoden der Dioden DS und D 6 sind gemeinsam an den set-Eingang des Flip-Flops FF3 angeschaltet und auch an den Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen Λ 30 und R 31, die in Reihe zwischen der Spannungsquelle B+ und Masse oder Erde geschaltet sind. In ähnlicher Weise sind die Anoden der Dioden D 7 und D 8 an den set-Eingang des Flip-Flöps FF2 gekoppelt und auch an den Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen R 32 und R 33, die in Reihe zwischen die Spannungsquelle B+ und Masse oder Erde geschaltet sind. Die Kathoden der Dioden DS und DS sind jeweils an die FFl- und FFl'-Ausgänge des Flip-Flops 20 gekoppelt und die Kathoden der Dioden D 7 und D 6 sind jeweils an die Kollektoranschlüsse von Q12 und Q15 der Vergleichsstufen 60 und 70 angekoppelt

Der Flip-Flop FF2 wird gesetzt um p*".e spannungsmäßig hoch liegende Ausgangsgröße durch Auftreten eines Ausgangs FFl* am Flip-Flop 20 erzeugen und ebenso eine Ausgangsgröße A aus & Vergleichsstufe 60, und wird durch den Übergang des Flip-Flops 20 von

ίο

FFi nach FFi* zurückgestellt, wobei eine Kapazität Cl am Rückstelleingang des Flip-Flops FF2 den Übergang von FFi nach FFi* differenziert, um eine positiv gerichtete Spannungsspitze zu erzeugen, welche ilen Flip-Flop zurückstellt. In ähnlicher Weise wird der Flip-Flop FF3 durch das Auftreten eines FFl-Ausgangs am Flip-Flop 20 und eines 5-Ausgangs aus der Vergleichsstufe 70 gesetzt und wird durch den Übergang des Ausgangs des Flip-Flops 20 von FFl* Bach FFl zurückgestellt, wobei die Kapazität C 6 am Rückstelleingang des Flip-Flops FF3 den Übergang differenziert, um eine positiv gerichtete Spannungsspitze am RücksteileingangsanschluB zu erzeugen.

Die Ausgänge der Flip-Flops FF2 und FF3 sind an die Kathodenanschlüsse der UND-Glied-Dioden D13 und D 14 gekoppelt, deren Anoden gemeinsam über einen Kopplungswiderstand Λ 42 an die Basis des Ausgangssperrschalter-NPN-Transistors Q32 angekoppelt sind. Der Kollektor des Transistors Q 32 ist über einen widerstand R4i mit der Spannungsqueiie B+ verbunden. Die Basis von ζ>32 wird durch einen Vorspannwiderstand R 43 vorgespannt, der zwischen die Spannungsquelle B+ und dem Verbindungspunkt P angeschlossen ist, so daß dann, wenn die eine oder die andere der Vergleichsstufenausgangsgrößen A oder B nicht in benachbarten FFl- und FFl'-Intervallen auftreten, die der Basis von Q 32 zugeführte Vorspannung durch die Niederspannungsquelle entfernt wird, welche die spannungsmäßig niedrig liegende Ausgangsgröße am entsprechenden Ausgang des Flip-Flops FF2 oder FF3 vorsieht.

Wenn jedoch die Maschine eine sich langer als von Zyklus zu Zyklus erstreckende Verzögerung erfährt, so erzeugen die Vergleichsstufen 60 und 70 ihre Ausgangsgrößen A und B in den benachbarten FFl- und FF1*-Intervallen. Wie bereits in Verbindung mit den Vergleichsstufen 60 und 70 erläutert wurde, werden die Ausgangsgrößen A und B derselben gegen Ende der entsprechenden FFl*- oder FFl'-Intervalle oder gegen Ende des abfallenden rampenförmigen Abschnitts der Spannung erzeugt, die an den Kapazitäten Ca oder Cb erzeugt wird. Da die Kapazitäten C6 und

FF2 bewirken, daß diese Flip-Flops an der Vorderflanke des Übergangs von FFl nach FFl* oder umgekehrt zurückgestellt werden, wird gleichzeitig mit dem Auftreten der Ausgangsgröße A am Kollektor des Transistors Qi2 mit einer FFl "-Ausgangsgröße der Flip-Flop FF2 gegen Ende eines FFl'-Intervalls gesetzt, und der Flip-Flop FF2 bleibt über den nachfolgenden FFl-Intervall gesetzt, bis ein Übergang nach FFl* erfolgt In ähnlicher Weise wird gleichzeitig mit dem Auftreten einer Ausgangsgröße B am Kollektor des Transistors Q15 mit einem Ausgang FFl am Flip-Flop 20 der Flip-Flop FF3 gegen Ende eines FFl-Intervalls gesetzt und ermöglicht dem Flip-Flop FF3 während des nachfolgenden FF 1*-Intervalls in dem Setzzustand zu bleiben, bis ein Übergang nach FFl erfolgt

Zum besseren Verständnis sind gemäß Fig.2 Wellenformen gezeigt, auf die näher eingegangen werden soll, ausschließlich Vca die keine länger andauernde Verzögerung wiedergibt Es sind dabei jedoch die strichliert gezeichnete Ausgangsgröße B und die FF3-Wellenformen gezeigt, bei welchen bei Erzeugen einer Ausgangsgröße A und einer Ausgangsgröße Sin irgendwelchen zwei benachbarten *"-Fl- und FFIMntervallen bewirken, daß die Flip-Flops FF2 und FF3 beide spannungsmäßig hochliegende Ausgangsgröße erzeugen die sich überlappen, und zwar für die Dauer der Ausgangsgrößen A und B aus den Vergleichsstufen 60 und 70. Während der Intervalle, während welchen sich die spannungsmäßig hochliegenden Ausgangsgrößen der Flip-Flops FF2 und FF3 überlappen, sind die Kathoden der UND-Glied-Dioden D13 und D14 rückwärts vorgespannt, so daß der Transistor Q 32 über die Widerstände 42 und 43 in den

to leitenden Zustand vorgespannt wird. Wenn der Transistor Q32 leitend ist sperrt er den groben Rauhigkeitstransistor Q2fj, indem er die A- und B- Ausgangsimpulse über die Kollektor-Emitterstrecke erdet, die sonst den Transistor (?26 in den leitenden Zustand vorspannen würden.

Auf diese Weise arbeitet die logische exklusive ODER-Schaltung 80 derart, daß sie eine einschaltende Basisvorspannung in Form einer Ausgangsgröße A oder Sauf den Vergleichsstufen 60 oder 70 nur dann vorsieht, wenn nur eine, jeducn nk:ni zwei uder keine diesel Ausgangsgrößen vorhanden ist

Wie bereits in Verbindung mit den Wellenformen von Fig.2 dargelegt wurde, ändert sich die positive Steigung oder Aufwärtszählabschnitt der den Kapazitäten Ca und Cb während der FFl- und FFl'-lntervalle zugeführten Ladung invers mit der Drehzahl der Maschine, und zwar im interessierenden Drehzahlbereich der Maschine von 600 Umdrehungen pro Minute bis 3000 Umdrehungen pro Minute. Darüber hinaus erzeugen die Vergleichsstufen 60 und 70 gegen Ende der jeweiligen FFl*- und FFl-Intervalle die jeweiligen Ausgangsimpulse A und B. Daher tritt sowohl der oberste Abschnitt oder Zone des rampenförmig verlaufenden Abschnitts der Spannungswellenform Vcb an der Kapazität Cb als auch die Ausgangsgröße A gegen Ende des FFl'-Intervalls auf. In ähnlicher Weise tritt die obere Zone des positiv ansteigenden rampenförmigen Abschnitts der Spannungswellenform Vca an der Kapazität Ca als auch die Ausgangsgröße B gegen Ende des FFl-Intervalls auf. Die Drehzahlnormierungsschaltung 90 nutzt die Tatsache aus, daß eine Ausgangsgröße A oder B den oberen Zonen des an«tpiapnripn AhcrhniftQ pinpr Vr~o- nHpr VV-j-Wpllenform entspricht, um mit der Maschinendrehzahl die Ladung in der Drehzahlnormierungskapazität Cv während einer gegebenen Ausgangsgröße A oder B zu verändern. Um dies zu erreichen, enthält die Drehzahlnormierungsschaltung 90 ein Paar von NPN-Drehzahlkommunikationstransistoren Q23 und Q24, einen PNP-Transistor Q25 entsprechend einer Stromquelle mit veränderbarem Strom, einen NPN-Grobrauhigkeitstransistor Q 26 und die Drehzahlnormierungskapazität Cv.

Der Grobrauhigkeitstransistor Q 26 wird durch einen Ausgangsimpuls A oder B gesättigt, und zwar für die Dauer des jeweiligen Impulses, der an den Kollektoranschlüssen von Q12 oder Q15 der Vergleichsstufen 60 und 70 erzeugt wird und wird über einen Widerstand R 35 und eine Diode D11 der Basis des Transistors Q 26 zugeführt Mit der Emitter-Kollektorstrecke des Transistors Q 25 ist ein Widerstand R 28 in Reihe geschaltet, und die Kollektor-Emitterstrecke von Q26 ist zwischen der Spannung B+ und dem nicht geerdeten Anschluß der Drehzahlnormierungskapazität Cv geschaltet Die Basis von Q 25 ist mit den Emitteranschlüssen von Q 23 und Q 24 zusammengeschaltet und wird durch die Größen der Ströme vorgespannt, die durch die Transistoren Q 23 und Q 24 über einen Vorspannwider-

stanii R 27 fließen, der zwischen die Basis von Q 25 und Masse oder Erde geschaltet ist. Die Spannungen V_Ca und Vcb werden jeweils den Basisanschlüssen von Q 23 und ζ) 24 zugeführt, und die Widerstände R 25 und R 26 koppeln jeweils die Kollektoranschlüsse von Q 73 und Q 24 mit der Spannung B+ und Sind so ausgewählt, daß sie die Transistoren Q 23 und Q 24 in Bereitschaft setzen, so daß diese in ihren linear verlaufenden Zonen über die Größen der Spannungen Vca und Vcb arbeiten, die jeweils an die Basisanschlüsse von Q23 und Q 24 gekoppelt sind. Sind dann die Transistoren ζ>23 und Q24 in der erwähnten Art vorgespannt, so nimmt der Leitzustand des einen Transistors linear in der gleichen Zeit zu, in welcher der Leitzustand des anderen Transistors linear abnimmt, bis letzterer während einer entsprechenden Ausgangsgröße A oder B ausgeschaltet wird bzw. nichtleitend wird, wenn der entsprechende abfallende rampenförmige Abschnitt der Wellenform dei* Kapazität unter die Vergleichsstufen-Bezugsspannung abfäiit- Beispielsweise ist der Transistor Q 23 während einer Ausgangsgröße A ausgeschaltet, da dann der abfallende rampenförmige Abschnitt der Wellenform Vca, welcher der Basis des Transistors Q 23 zugeführt ist, definitionsgemäß unter der Bezugsspannung liegt, die zur Vergleichsstufe 60 gelangt. Umgekehrt ist der Transistor ζ) 24 eingeschaltet oder leitend, und der Leitzustand desselben nimmt während des Intervalls der Ausgangsgröße A zu. Durch die Zunahme des Leitzustandes des Transistors (?24 wird die Abschaltvorspannung an der Basis von Q25 erhöht und damit der Leitzustand von Q 25 vermindert, und es wird andererseits auch die Ladung vermindert, die der Drehzahlnormierungskapazität CX/ zugeführt wird. Mit anderen Worten nimmt der Leitzustand von Q 25, da der Leitzustand von Q 24 mit abnehmender Maschinendrehzahl zunimmt, mit abnehmender Maschinendrehzahl ab, so daß die der Drehzahlnormierungskapazität Cv während eines gegebenen A-Ausgangsintervalls zugeführte Ladung auch mit abnehmender Maschinendrehzahl abnimmt. _;

Die Rückstellschaltung 100 bewirkt ein Rückstellen der Kapazitäten Ca und Cb, und zwar einmal für jeden entsprechenden FFI- ndpr P"P"1*-IntprvalI unH hpwirlrt auch eine Rückstellung der Drehzahlnormierungskapazität Cv in Verbindung mit jedem Übergang des Flip-Flops 20. Die Drehzahlnormierungskapazität Cv wird somit mit der doppelten Geschwindigkeit zurückgestellt als die Kapazitäten C_A und Cs zurückgestellt werden.

Die Kapazität Ca wird über einen selektiv in Bereitschaft setzbaren Differentialregler in Form eines PNP-Stromquellentransistors Q 16, ein Paar von differentiell zusammengeschalteten PNP-Transistoren ζ>17 und Q18 und einem NPN-Entladetransistor £>19 zurückgestellt Der Stromquellentransistor ζ» 16 ist normalerweise in den nichtleitenden Zustand durch die Spannung vorgespannt, die der Basis von ζ) 16 vom Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen R27 und R28 zugeführt wird, die selbst in Reihe zwischen der Spannung B+ und Masse oa'er Erde geschaltet sind. Die Basis von Q16 ist auch über eine Diode D1 und eine Kapazität C3 mit dem FF1*-Ausgang des Flip-Flops 20 gekoppelt Nach dem Obergang des Flip-Flops 20 von FFl* nach FFl, legt die Kapazität C3 einen negativ gerichteten Impuls an die Basis des Transistors Q16, der momentan in den leitenden Zustand geschaltet wird und wobei selektiv das differentiell zusammengeschaltete Transistorpaar Qi7 und (?18 in Bereitschaft gesetzt wird. Der Kollektor von Q YJ ist mit der Basis von Q19 und die Basis von Q17 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen R 19 und R 20 gekoppelt, die selbst in Reihe zwischen die Spannung B+ und Masse oder Erde geschaltet sind. Die Bas'" von Q18 ist sowohl mit dem nicht geerde'en Anschluß der Kapazität Ca als auch mit dem Kollektor des Transistors Q 19 gekoppelt, dessen Emitter geerdet ist. Wenn ein Übergang von FFl* nach FFl erfolgt, wobei momentan der Transistor Q 16 leitend wird und das Transistorpaar Q17, QiS leitend wird, kann die Kapazität Ca über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors ζ) 19 entladen werden, bis die Spannung Vca auf den Rückstellwert abgenommen hat, der am Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen R 19 und R 20 herrscht.

In ähnlicher Weise wird die Kapazität Cb durch eine Schaltungsanordnung zurückgestellt, die aus einem jirOMiCjücuciufänSiSiuf {/£i. Glucin uiiicicüücn

mengeschalteten PNP-Transistorpaar ζ)22 und Q22' und einem NPN-Entladetransistor Q 20 besteht. Ähnlich der Betriebsweise der gerade erläuterten Schaltung für die Rückstellung der Kapazität C₄ bewirkt der Übergang des Flip-Flops 20 von FFl nach FF ¹I*. daß die Kapazität C4 einen negativ verlaufenden Impuls der Basis des Transistors Q 21 zuführt, um diesen Transistor momentan in den leitenden Zustand zu bringen und um dadurch selektiv das differentiell zusammengeschaltete Transistorpaar Q22 und Q22' in Bereitschaft zu setzen. Die Kapazität Cs wird dann über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q 20 entladen, bis die Spannung an der Kapazität Cb auf die Rückstellspannung abgenommen hat, welche der Basis des Transistors Q 23 von dem Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen /?23 und Ä24 zugeführt wird, die selbst in Reihe zwischen die Spannungsquelle B+ und Masse oder Erde geschaltet sind.

Die Drehzahlnormierungskapazität Cv wird über die Kollektor-Emitterstreckr des NPN-Entladetransistors Q27 zurückgestellt, dessen Emitter geerdet ist. Die Basis des Transistors ζ>27 ist mit dem Verbindungspiinkt 7U/i<:rhpn ripn ilnanniingctpilprvuirlprctänHpn B 9R und R 29 verbunden, die über Dioden D 2 uk dl D 3 in Reihe zwischen die Kollektoren der Transistoren Q16 und Q21 jeweils gekoppelt sind. Da, wie bereits erläutert wurde, an den Kollektoranschlüssen von Q16 und ζ) 21 ein Impuls erzeugt wird, der mit dem Übergang des Flip-Flops 20 von einem seiner FFl- und FFl'-Zustände zum anderen Zustand koinzidiert und da, wie ebenfalls unter Hinweis auf die Drehzahlnormierungsschaltung 90 erläutert wurde, eine Ladung der Drehzahlnormierungskapazität Cv nur gegen Ende des FFi- oder FFl'-Intervalls zugeführt wird, wird die Rückstellung der Drehzahlnormierungskapazität Cv leicht bis hinter das Ende eines FFl- oder FF1*-Intervalls verzögert, damit die Ladeübertragungsschaltung 110 die Möglichkeit hat, die Ladung, die in der Kapazität Cv gespeichert wurde, zur Rauhigkeitsspeicherkapazität Cr für den nachfolgenden Prozeß und Auswertung durch die Auswertevorrichtung 120 zu übertragen. Die geringfügige Verzögerung der Rückstellung der Drehzahlnormierungskapazität Cv über den Übergang des Flip-Flops 20 hinaus wird durch die zwischen die Basis des Transistors Q 27 und Masse oder Erde geschaltete Kapazität C5 erreicht

Um die Ladung zu entfernen und zu erhalten, die in der Drehzahlnormierungskapazität Cv während jedes

FFl- oder FF1*-Intervalls entwickelt wird, enthält die Ladeübertragungsschaltung 110 eine Freigabeschaltung in Form von NPN-Transistoren <?33 und Q 34, einem Paar von PNP-Stromquellentransistoren Q 31 und <?35, einem Paar von differentiell zusammengeschalteten PNP-Transistoren (?28 und <?29 und in Form eines NPN-Entladetransistors ζ)30. Die Emitteranschlüsse der differentiell geschalteten Transistoren Q 28 und Q 29 sind gemeinsam mit dem Kollektor des PNP-Stromquellentransistors Q 35 verbunden, dessen Emitter über einen Vorspannwiderstand R 36 mit der Spannungsquelle B+ verbunden ist Die Basis von Q28 ist mit dem nicht geerdeten Anschluß der Drehzahlnorraierungskapazität Cn verbunden, und die Basis von Q 29 ist sowohl mit dem nicht geerdeten Anschluß der Rauhigkeitsausgabekapazität Cr als auch mit dem Kollektor des Entladetransistors <?30 verbunden, dessen Emitter geerdet ist und dessen Basis mit dem Kollektor von Q 28 gekoppelt ist. Der Kollektor des Transistors Q 30 ist ebenfalls mit dem Kollektor des Stromquelientransistors O 31 verbunden, dessen Emitter über den Vorspannwiderstand R 44 mit der Spannungsquelle B+ verbunden ist.

LJm normalerweise die Ladungsübertragungsschaltung 110 außer Bereitschaft zu setzen, sind die Stromquellentransistoren ζ) 35 und ζ) 31 normalerweise durch die Spannung in den nicht leitenden Zustand vorgespannt, die den Basisanschlüssen von Q 35 und Q 31 bzw. durch die Dioden D15 und D16 zugeführt wird, deren Kathoden mit dem Verbindungspunkt zwischen einem Paar von Spannungsteilerwiderständen /?40 und R 46 verbunden sind, die selbst in Reihe zwischen die Spannungsquelle B+ und Masse oder Erde geschaltet sind. Die Kathoden der Dioden D15 und D16 sind auch mit dem Kollektor des Übertragungsschaltung-Freigabetransistors Q 34 gekoppelt, dessen Emitter geerdet ist und dessen Kollektor über den Widerstand R 40 von der Stromquelle B+ her vorgespannt ist. Die Basis des Transistors Q 34 ist über einen Kopplungswiderstand R 45 mit dem Kollektor des normalerweise leitenden Transistors Q 33 gekoppelt, dessen Emitter geerdet ist und dessen Kollektor über einen Kopplungswiderstand R 39 mit der Stromquelle B+ gekoppelt ist und dessen Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen einem Paar von Spannungsteilerwiderständen R 37 und R 38 verbunden ist, die selbst in Reihe zwischen die Spannungsquelle B+ und Masse oder Erde geschaltet sind. Mit der Basis von Q 33 ist auch ein Anschluß einer Kapazität C6 gekoppelt, deren anderer Anschluß mit der Basis des Transistors Q 26 gekoppelt ist und auch mit den Ausgängen A und ßder Vergleichsstufen 60 und 70, und zwar über den Widerstand R 35 und die Diode DIl.

Nach dem Abfall des Ausgangsimpulses A oder B aus den Vergleichsstufen 60 oder 70 erzeugt die Kapazität CB einen negativ gerichteten Impuls an der Basis des Transistors Q 33, der momentan ausgeschaltet bzw. nichtleitend wird, während der Transistor Q 34 leitend bzw. eingeschaltet wird. Die Stromquellentransistoren Q 35 und C? 31 werden dadurch momentan eingeschaltet bzw. leitend, da deren jeweilige Basisanschlüsse mit Masse oder Erde über die jeweiligen Dioden D15 und D 16 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q3A gekoppelt werden. Wenn der Transistor Q31 eingeschaltet bzw. leitend wird, so gelangt Ladung durch diesen in die Rauhigkeitsspeicherkapazität Cr, bis die Spannung an dieser Kapazität auf diejenige

ίο Spannung angestiegen ist, die zu einem früheren Zeitpunkt der Drehzahlnormierungskapazität Cn während des früheren benachbarten FFl- oder FF 1*-Intervalls aufgebaut wurde. Wenn die der Kapazität Cr zugeführte Ladung geringfügig diejenige Ladung

überschreitet, die in der Kapazität Cn vorhanden ist, so leitet der Transistor Q2&, um den Entladetransistor Q 30 für die Entladung der Kapazität Cr über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q 30 einzuschalten bzw. leitend zu machen, bis die Spannung an

der Kapazität Cr derjenigen an der Kapazität Cv gleicht.

Während bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel selektiv die Ladeübertragungsschaltung 110 nur momentan entsprechend den Parametern der Differenzierkapazität C6 freigegeben oder in Bereitschaft gesetzt wird, ist es für den Fachmann offensichtlich, daß die Ausgangsgrößen A oder B der Vergleichsstufen 60 und 70 direkt mit der Basis des Freigabetransistors (?34 gekoppelt werden kann, um dadurch die Ladungsüberführungsschaltung 110 für die gesamte Dauer eines A- oder ß-Ausgangsimpulses freizugeben bzw. in Bereitschaft zu setzen.

Obwohl nur ein Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert wurde, sei darauf hingewiesen, daß die spezifischen Ausdrücke und Beispiele lediglich erläuternden Charakter haben sollen und nicht die Erfindung einschränken. Es sind andere Ausführungsbeispiele und Abwandlungen der Erfindung möglich ebenso äquivalente alternative Ausführungsformen vor, wie dies der Fachmann erkennen kann, ohne jedoch dadurch den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Beispielsweise ist eine äquivalente alternative Ausführungsform des beschriebenen analogen Ausführungsbeispiels nach der Erfindung ein digital arbeiten-.

des Äquivalent, bei welchem ein paar von Vielstufenaufwärtszählern alternativ verwendet werden können, die komplementär nach oben und nach unten für benachbarte Intervalle zählen, die mit der Breite der Maschinendrehzahl schwanken. Die Taktzählunterschiede in aufeinanderfolgenden Intervallen können dann durch logische Einrichtungen verarbeitet werden um nur solche Differenzgrößen hindurchzulassen, welche die gewünschte Rauhigkeitsinformation wiedergeben, die dann mit der tatsächlichen Drehzahl verglichen werden kann und abgewandelt werden kann, um ein Signal zu erzeugen, welches in geeigneter Weise für Steuerzwecke verwendet werden kann.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Rauhigkeitsfühler zum Feststellen und Messen der von Zyklus zu Zyklus auftretenden Drehzahländerungen einer Brennkraftmaschine, bestehend aus einem Maschinendrehzahlfühler zum Erzeugen eines Drehzahlsignals mit einem ersten und einem zweiten abwechselnden Pegel, die erste und zweite Intervalle definieren, einer ersten und zweiten Speicherkapazität, die Änderungen entsprechend einer Zunahme eines Spannungswertes von einem Ausgangswert zu einem Spitzenwert und entsprechend einer anschließenden Abnahme vom Spitzenwert auf einen niedrigeren Wert speichern, einer die Ladung abändernden und über eine auf das Drehzahlsignal ansprechende Schaltvorrichtung an die erste und zweite Speicherkapazität angeschlossene Einrichtung, einer Vergleichseinrichtung, die an die Speicherkapazitäten zum Entwickeln von Vergleichssignaien angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die die Ladung abändernde Einrichtung (40, 50) eine Stromquelle (40) und eine Stromsenke (50) enthäilt, daß die Stromquelle (40) während eines der ersten und zweiten Intervalle (FF 1, FF1 *) die Ladung einer der Speicherkapazitäten (Ca. Cb) erhöht und c'.ie Stromsenke (50) gleichzeitig die Ladung der anderen der Speicherkapazitäten CC*, Cb) vermindert, daß die Stromquelle (40) während des anderen der ersten und zweiten Intervalle (FFt. FFl*) die Ladung der anderen Speicherkapazität erhöht und die Stromsenke (50) gleichzeitig die Ladung der er~sn Speicherkapazität vermindert, daß weiter die Vergleichseinrichtung eine erste und eine zweite Kapr *.ität (60,70) enthält, die jeweils mit der ersten und zweiten Speicherkapazität CCi, Ce) gekoppelt sind und erste und zweite Ausgangssignale (A, B) erzeugen, daß ein exklusives ODER-Glied (80) an die erste und zweite Kapazität (60, 70) angekoppelt ist, und daß an das exklusive ODER-Glied (80) und an die erste und zweite Speicherkapazität (Ca, Cb) eine Drehzahlnormierungseinrichtung (90) gekoppelt ist, welche das voii der mit der einen Speicherkapazität gekoppelten Vergleichseinrichtung übertragene Ausgangssignal in Abhängigkeit von der Ladung in der anderen Speicherkapazität abändert.

   Die Erfindung betrifft einen Rauhigkeitsfühler zum Feststellen und Messen der von Zyklus zu Zyklus auftretenden Drehzahländerungen einer Brennkraftmaschine, bestehend aus einem Maschinendrehzahlfühler Eum Erzeugen eines Drehzahlsignals mit einem ersten und einem zweiten abwechselnden Pegel, die erste und zweite Intervalle definieren, einer ersten und zweiten Speicherkapazität, die Änderungen entsprechend einer Zunahme eines Spannungswertes von einem Ausgangs-Wert zu einem Spitzenwert auf einen niedrigeren Wert ipeichern, einer die Ladung abändernden und über eine •uf das Drehzahlsignal ansprechende Schaltervorrich* tong an die erste und zweite Speicherkapazität angeschlossene Einrichtung, einer Vergleichseinrichtung, die an die Speicherkapazitäten zum Entwickeln von Vergleichssignalen angeschlossen ist.

   Aus der US-PS 37 34 068 ist bereits ein Brennstoffeinspritz-Regelsystem für eine Brennkraftmaschine bekannt Bei diesem bekannten System werden die Brennstoffeinspritzventile als Funktion der Umdrehung der Kurbelwelle der Maschine und/oder des Druckes im Ansaugrohr der Maschine geöffnet und geschlossen, derart, daß die Öffnungszeit der Brennstoffeinspritzventile mit sich ändernder Drehzahl der Kurbelwelle geändert wird. Das bekannte System enthält eine Steuerschaltung, die ein periodisches Signal erzeugt,

   ίο wobei die Periode des Signals von der Zeit abhängig ist, die für eine vollständige Umdrehung der Kurbelwelle benötigt wird. Jedes während einer Umdrehung der Kurbelwelle erzeugte Signal enthält einen Abschnitt, an welchem das Signal mit einer konstanten Geschwindig-

   \<j keit zunimmt, wobei diese Zunahme oder das Anwachsen des Signals unabhängig von Änderungen in der Dauer des periodischen Signals immer gleich bleibt

   Aus der DE-OS 23 50 363 ist eine Schaltungsanordnung zur Gleichlaufmessung an einer von einem Anlassermotor angetriebenen, eine Zündanlage mit Zündspule und Unterbrecher aufweisende Brennkraftmaschine in einem Kurbelwinkeibereich um den oberen Totpunkt bei unterdrückter Zündung bekannt Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung soll die Aufgabe gelöst werden, Gleichlaufschwankungen einer Brennkraftmaschine festzustellen, wozu der Anschlußpunkt des Unterbrecherkontaktes an die Zünvispule an ein die Periodendauer des Unterbrecherimpulses messendes Zeitmeßglied angeschlossen ist Das Zeitmeßglied besteht aus einem vom Beginn und vom Ende des Unterbrecherimpuises in seine beiden stabilen Zustände umschaltbaren Flip-Flop, einem an den Ausgang des Flip-Flops angeschalteten UND-Glied, dessen anderer Eingangsanschluß von einem Taktgenerator gespeist wird und an dessen Ausgangsanschluß ein Impulszähler angeschaltet ist

   Rauhigkeitsfühler des in den US-Patentschriften 37 89 816 und 38 72 846 beschriebenen Typs erzeugen ein Rauhigkeitssignal, dessen Größe mit den Änderungen in der Drehzahl der Maschine schwankt, und zwar über mehrere Zyklen der Maschine hinweg, so daß dieses Signal den tatsächlichen Änderungen in der Drehzahl der Maschine nachläuft. Darüber hinaus benötigen derartige bekannte Fühler eine Filterung und Differenzierung des Drehzahlsignals, um ein Rauhigkeitssignal in Form einer ersten und/oder höheren Ableitung der Drehzahl zu erhalten. Eine Differenzierung war erforderlich, um ein Drehzahländerungssignal zu erhalten, und di<" Filterung war erforderlich, um die vom Fahrer induzierten und daher langsameren Änderungen in der Maschinendrehzahl abzutrennen. Auch waren die Rauhigkeitssignale, die durch die bekannten Bezugsfühler entwickelt wurden, nicht für die Maschinendrehzahl normiert, so daß ein Rauhigkeitssignal einer gegebenen Größe bei einer niedrigen Maschinendrehzahl und ein Rauhigkeitssignal der gleichen Größe bei einer hohen Maschinendrehzahl dasselbe Ansprechverhalten einer das Rauhigkeitssignal auswertenden Vorrichtung zur Folge hatte. Bei den bekannten Rauhigkeitsfühlern sind auch Betrachtungen hinsichtlich Unterschiede von Maschine zu Maschine, also auch hinsichtlich der Störgrößenentwicklung der Maschine und der Umweltbedingungeri erforderlich.

   Aus der US-PS 39 19 981 ist es ferner bekannt, daß Triggerimpulse, die von einem Paar von verteileraktivierten Schaltern oder durch ein Signal geliefert werden, welches von der Zündspule abgelagert wurde, primär Flip-Flop-Intervalle erzeugen, die invers mit der