DE2720665B2

DE2720665B2 - Sägezahngenerator

Info

Publication number: DE2720665B2
Application number: DE2720665A
Authority: DE
Inventors: Jan Abraham Cornelis Eindhoven Korver (Niederlande)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-05-20
Filing date: 1977-05-07
Publication date: 1979-01-04
Also published as: US4131807A; IT1076189B; JPS5711532B2; DE2720665A1; DE2720665C3; NL7605373A; FR2352444A1; GB1563880A; JPS52149058A; FR2352444B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung an einem ersten Kondensator, der durch einen Ladestrom periodisch aufgeladen wird, mit einem Verstärkerelement mit einer Eingangs- und einer ersten und einer zweiten Ausgangselektrode, einem Widerstand, von dem ein Anschluß mit der ersten Ausgangselektrode des Verstärkerelementes und der andere

Anschluß mit dem ersten Kondensator verbunden ist, der andererseits mit einer ersten Klemme einer Speisespannungsquelle verbunden ist, während die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes an die zweite Klemme der Speisespannungsquelle angeschlossen ist, und weiter mit einem zweiten Kondensator, der zwischen der Eingangselektrode des Verstärkerelementes und dem Verbindungspunkt des ersten Kondensators und des Widerstandes liegt und mit einem Schalter, der dem ersten Kondensator zum periodischen Entladen desselben parallel geschaltet ist.

Ein derartiger Sägezahngenerator ist aus der britischen Patentschrift 9 24 224 bekannt und ist in F i g. 1 dargestellt Darin ist Tr ein npn-Transistor, dessen Kollektor mit der positiven Klemme der Speisespannungsquelle Vb und dessen Emitter mit dem Widerstand R verbunden LsL Q bzw. Ci ist der erste bzw. der zweite Kondensator, während S der Schalter ist Der nicht mit dem Widerstand R und dem Kondensator Q verbundene Anschluß des Kondensators Ci sowie die Kathode einer Diode D sind mit der Basis des Transistors Tr verbunden. Die Anode der Diode D ist mit der positiven Klemme einer Gleichspannungsquelle Vverbunden. Die negative Klemme der beiden Quellen Vb und V sowie der nicht mit dem Widerstand R verbundene Anschluß des Kondensators Q bzw. des Schalters S liegen an Masse. Die Quelle V ist von der Quelle Vb abgeleitet, und zwar mittels zweier Widerstände R', R" in Reihe zwischen den Klemmen derselben und eines Entkoppelkondensators C.

Der Kondensator Q wird vom Emitterstrom /_e des Transistors Tr periodisch aufgeladen und durch den Schalter 5 wieder entladen. Am Anfang des Ladevorganges, d. h. zu dem Zeitpunkt, wo der Schalter 5 geöffnet wird, wird die Diode D durch die Gegenkopp- r> lunj/ mittels des Kondensators C₂, der eine große Kapazität hat, gesperrt. Am Widerstand R liegt eine Spannung, die nahezu konstant ist, so daß der Strom i_e nahezu konstant ist. Die Spannung v\ am Kondensator Ci nimmt von Null an linear mit der Zeit zu. Dabei wird derjenige Teil des Stromes i_a der dem Kondensator Ci und der Basis des Transistors Tr zufließt, vernachlässigt. Am Ende des Ladevorganges, d. h. zu dem Zeitpunkt, wo der Schalter S geschlossen wird, nimmt die Spannung Vi ihren Maximaiwert Vi an. Wird die 4> Ladezeit durch T bezeichnet und ist Q zugleich die Kapazität des Kondensators Ci,

= C_xV₁

V₂ R

Dabei ist V₂ die als konstant vorausgesetzte Spannung am Kondensator C2, während die Basis-Emitterspannung v^ des Transistors Tr gegenüber V2 vernachlässigt ist.

Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß

V₁T RC _t

V₂ RC₁

wobei f= .j die Frequenz des Signals ist, das den Schalter Sbetätigt, wobei die Dauer des Entladevorganges gegenüber der Zeit Tals sehr kurz vorausgesetzt ist. In der bekannten Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ist also erstens der Ladestrom des ersten Kondensators und daher die Steilheit des Sägezahnes konstant und ist zweitens die Amplitude der erhaltenen sägezahnförmigen Spannung der Frequenz umgekehrt proportional. Wird beispielsweise die synchronisierende Frequenz des Schalters S zweimal größer, so ist die Amplitude des Sägezahns zweimal kleiner. An den Wert des Widerstandes R wird keine Anforderung gestellt

Mit der Erfindung wird beabsichtigt, die beschriebene einfache Schaltungsanordnung derart zu ändern, daß die Amplitude der erzeugten sägezahnförmigen Spannung nahezu konstant bleibt und insbesondere von der Frequenz fast unabhängig ist, und zwar unter Beibehaltung der guten Linearität der ursprünglichen Schaltungsanordnung. Ein derartiger Sägezahngenerator ist in der Fernsehtechnik zur Bildablenkung (d. h. in der vertikalen Richtung mit der Frequenz 50 bzw. 60 Hz) von Bedeutung. Weil der mittlere Wert des dadurch erzeugten Sägezahnes im synchronisierten Zustand dem im nichtsynchronisierten Zustand' nahezu entspricht, findet eine geringere Unstabiütät statt ils sonst der Faii wäre. Eine ähnliche Unstabiütät ist in der DE-OS 24 50 085 (O. T. 15-5-75) der Anmelderin beschrieben worden und wird durch Änderungen der Amplitude des Säge? ihnes verursacht, wenn die Frequenzkennlinie des Bildendverstärkers bei niedrigen Frequenzen eine Spitze aufweist Ohne die in der genannten Offenlegungsschrift vorgeschlagene Maßnahme zittert das wiedergegebene Bild in vertikaler Richtung. Wenn die Amplitude konstant ist, wird bei einer guten Bemessung beim Synchronisieren nur eine Ladezeit des ersten Kondensators zwar kurzer sein als die vorhergehende, aber die nächste Ladezeit wird bereits die normale Dauer aufweisen, so daß die Spannung Vi den richtigen Wert haben wird. Dies hat nur eine sehr geringe Störung zur Folge.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist das Kennzeichen auf, daß die Eingangseleku ode des Verstärkerelementes mit einer Gleichspannungsquelle verbunden ist, deren Innenwiderstand mit dem zweiten Kondensator ein Netzwerk bildet, dessen Zeitkonstante gegenüber der Ladezeit des ersten Kondensators groß ist

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 2 den Schaltplan des erfindungsgemäßen Generators,

F i g. 3 einen vollständigeren Schaltplan dieses Generators,

Fig.4 eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach F i g. 3.

Ir. der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 ist gegenüber der nach F i g. 1 die Diode D durch einen Widerstand A₂ ei setzt worden, während der Emitterwiderstand R nun durch das Symbol R\ bezeichnet wird. Der Widerstand R7 hat einen hohen Wert, jedenfalls viel höher als die Parallelschaltung der Widerstände R'uua R", die in der bekannten Schaltungsanordnung nach F i g. 1 die Spannung V durch Spannungsteilung bestimmen und die dagegen ziemlich niedrige Werte aufweisen, damit die Spannung V und daher die Spannung V₂ konstant bleibt.

Durch den Kondensator C₂ kann kein Gleichstrom fließen. Wird der Basisstrom des Transistors Tr vernachlässigt, was bedeutet, daß die Stromverstärkung

des Transistors als sehr hoch vorausgesetzt wird, so läßt sich sagen, daß durch den Widerstand Ri nahezu kein Gleichstrom fließt. Der mittlere Wert der Spannung an der Basis entspricht daher dem Wert V, und der mittlere Wert der Spannung am Emitter beträgt V- V^ -, Werden der Wert des Widerstands R\ und die Kapazität des Kondensators C, derart gewählt, daß der durch den Strom i_e am Widerstand R\ verursachte Spannungsabfall gegenüber der Spannung V im Gegensatz zum Falle nach Fig. I vernachlässigbar klein ist, und wenn die in Änderung der Spannung Vt_x auch als sehr klein vorausgesetzt wird, ist der mittlere Wert der Spannung v'i am Kondensator C konstant und nahezu gleich V. Der Maximalwert Vi der Spannung v\ ist zweimal höher, d. h etwa 2 V, da der Minimalwert derselben durch die r. Wirkung des Schalters S Null ist, so daß auch Vi konstant ist. Weil V, etwa dem Wert 2 V entspricht, muß die Spannung Vkleiner sein als die Hälfte von Va. Sonst

den gesättigten Zustand. Es läßt sich erkennen, daß der jeweilige Ladestrom des Kondensators Ci nicht konstant, sondern etwa der Frequenz proportional ist. Dies ist in Fig. 2 gestrichelt dargestellt, woraus deutlich hervorgeht, daß die Neigung des Sägezahnes, die ein Maß für den genannten Strom ist, steiler wird, wenn die r> Frequenz zunimmt, während die Amplitude V| sich nicht ändert. Die obenstehend erwähnte Bedingung, daß der Spannungsabfall i_eR\ klein ist, bedeutet, daß die Zeitkonstante R\ Ci gegenüber der Zeit T klein ist.

Genauer gesagt ist der mittlere Wert der Spannung v, )■> gleich V-Vt_x-IcRu so daß V, = 2( V- Vt_x-UR₁) ist. Wird für den Spannungsabfall i_eR\ am Widerstand R\ ein Wert gewählt, der nur 1% der Spannung V beträgt, so ist V, = 2(0,99 V-Vt_x). Wird nun die Frequenz, mit der der Schalter Ssich öffnet und schließt, um beispielsweise r> 10% erhöht, was bedeutet, daß die Anzahl Entladungen d"s Kondensators Ci pro Zeiteinheit um 10% zunimmt, so nimmt der Strom /_c und daher der Spannungsabfall i_eR] auch um 10% zu:

/_tÄ, wird also 1.1 χ 0,01 V=O₁OIl V. Die Amplitude V₁ wird 2(0,989 V-Vt_x). Daraus geht hervor, daß eine Erhöhung der Frequenz um 10% eine Verringerung entsprechend nur etwa 0,1% der Amplitude der Ausgangsspannung zur Folge hat.

In Wirklichkeit wird diese Verringerung etwas größer 4-, sein, weil die Stromverstärkung des Transistors Trnicht unendlich groß ist Am Widerstand Ri ist daher dennoch eine Gleichspannung vorhanden, die höher ist, wenn die Frequenz höher ist Aus diesem Grunde kann der Transistor Tr durch ein sogenanntes Darlington-Paar v< oder durch ein" Verstärkerkombination aus zwei Transistoren Tr_x und Tri ersetzt werden, wobei der Kollektor von Tn die Basis von 7h steuert. Dabei ist der Stromverstärkungsfaktor das Produkt der einzelnen Faktoren, so daß ein Wert von 3000 oder mehr erreicht werden kann. In F i g. 3 sind die Transistoren Tn und Trz vom komplementären Leitungstyp. Bekanntlich ist dabei der Emitter des Transistors 7h als Kollektor der Kombination wirksam. Dadurch wird gewährleistet, daß die Amplitude von der Frequenz nahezu unabhängig ist, was nicht erreicht werden kann, wenn der Basisstrom des Transistors Tr in F i g. I verringert wird, da dieser Strom durch den Strom i_c und daher durch Vi und durch / bestimmt wird.

Die Quelle Vkann fortfallen, wenn zwei Widerstände R'i und R"i in Reihe zwischen die beiden Klemmen der Quelle Vb aufgenommen sind. Die Parallelschaltung derselben hat den Wert R₂ und der Verbindungspunkt derselben ist mit der Basis des Transistors Tn verbunden. Die Werte der Widerstände R'i und R"i werden derart gewählt, daß der mittlere Wert der Spannung am genannten Verbindungspunkt der Spannung Ventspricht. Weil an der Basis des Transistors Tn eine Wechselspannung vorhanden sein können muß, wird der genannte Verbindungspunkt nicht entkoppelt, dies im Gegensatz zur Schaltungsanordnung nach Fig. 1, in der der Verbindungspunkt der Widerstände R' und R" entkoppelt sein muß, damit die Spannung V konstant bleibt, was auch dadurch gewährleistet wird, daß die beiden Widerstände relativ niedrige Werte aufweisen. Es dürfte einleuchten, daß das Netzwerk Rj, R"i einem Widerstand mit einem hohen Wert, der zwischen der Basis des Transistors Tn und dem Verbindungspunkt zweier Widerstände mit relativ niedrigen Werten verbunden wäre, welcher Verbindungspunkt entkoppelt wäre, gleichwertig ist.

Aus dem Schslt^isp. nsch F i ". 2 ^rtsht hervor dsß der durch den Widerstand Ri fließende Wechselstrom auch durch den Kondensator Ci fließt und daran eine parabelförmige Spannung verursacht. Dieser Strom ist ja ebenso wie die Wechselspannung am Widerstand Rj sägezahnförmig. Eine Bedingung dazu ist, daß der Kondensator Ci eine nicht unendlich große Kapazität hat. Die parabelförmige Spannung wird zu der am Kondensator Ci vorhandene Spannung addiert und zwar se, daß die Summe in der Mitte der Periode am größten ist. Da der Strom i_e und daher die Neigung der Spannung vi durch diese Summe bestimmt werden, folgt daraus, daß die Spannung v\ in e'er Mitte der Periode steiler ändert als am Anfang und am Ende derselben. Sie hat also den für die Ablenkung erforderliche S-Form. Es dürfte einleuchten, daß die genaue Form durch den Wert des Widerstandes Ri und daher durch den der Widerstände R'i und R"i in Fig.3 und durch die Kapazität des Kondensators Ci bestimmt wird: die Zeitkonstante RiCr muß gegenüber der Zeit Tgroß sein.

Der obengenannte sägezahnförmige durch den Kondensator Ci fließende Strom verursacht jedoch eine parabelförmige Spannung am Kondensator Ci, die unerwünscht ist, da sie zu der Spannung v\ addiert wird, wobei die auf diese Weise erhaltene Summe am Anfang der Periode eine größere Steilheit hat als nachher. Der auf diese Weise entstandene Linearitätsfehler läßt sich dadurch verringern, daß für den Widerstand Ri ein derart großer Wert gewählt wird, daß die Zeitkonstante des durch Ri und die Reihenschaltung aus den Kondensatoren Ci und Ci gebildeten Netzwerkes gegenüber der Zeit T sehr groß ist. Dadurch wird der sägezahnförmige Strom durch den Widerstand R₁ klein gehalten. Der Fehler läßt sich außerdem auf die in F i g. 3 angegebene Art und Weise korrigieren.

Der Verbindungspunkt der Elemente Q, C₂ und Äi ist mit der Basis eines Transistors Th verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R3 mit Masse und dessen Kollektor über einen Widerstand Ra mit dem Emitter eines weiteren Transistors 7h, verbunden ist Der Kollektor des Transistors Tn liegt an der positiven Klemme der Quelle V₈, während die Basis desselben an einer Spannung V liegt, die niedriger ist als die Spannung V» Die Basis eines Transistors Th ist mit dem Kollektor des Transistors 7h verbunden, während sein Kollektor mit der Basis desselben Transistors Tr₃ und sein Emitter über einen Widerstand Rs mit der Quelle der Spannung V verbunden sind. Die Widerstände Ra und R% der Transistor Th und die Basis-Emitterdiode des Transistors Tn bilden einen sogenannten Strom-

spiegel, wobei der Kollcktorstrom des Transistors Tr^ dem des Transistors 7>j entspricht, wenn die Widerstände Ra und /?s gleiche Werte aufweisen.

Weil der sfgezahnförmige Anteil der Spannung V₁ wahrend der Ladezeit eine zunehmende Funktion der Zeit ist, hat auch der Emitterstrom des Transistors Tn und daher auch der Kollektorstrom des Transistors Tr% eii'Tn ansteigenden sagezahnförmigen Verlauf. Dagegen ist der Verlauf des sagezahnförmigen Stromes durch den Kondensator Ci sinkend. Aus Fig. 2 geht ja hervor, daß der sägczahnförmige Fpannungsunterschied zwischen der Basis des Transistors Tr und dem links dargestellten Anschluß des Widerstandes R2 sinkend ist. Die beiden genannten Ströme fließen durch den Kondensator C\ und gleichen einander aus, insofern die Widerstände R2 und R₁ gleiche Werte haben. Wenn der Wert des Widerstandes R_s veränderlich um den Wert /?2 herum ist, kann ein parabelförmiger Teil der einen oder der anderen Polarität zu der Spannung v< addiert werden, wodurch die Linearität des am Kondensator C\ verfügbaren Ausgangssigrials einstellbar ist. Zwar hängt die Amplitude dieses Signals von der Größe des addierten parabelförmigen Anteils ab, aber diese Tatsache liefert in der Praxis wenig Schwierigkeiten, weil die erforderliche Linearitätskorrektur nur gering ist. Weil der Verstärker, der das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 verstärkt, sich als Hochpaßfilter verhält, kann ein Überausgleich erwünscht sein. Ein Vorteil der beschriebenen Ausgleichsschaltung ist, daß die Kapazität des Kondensators Q nur einen nichtkritischen Wert hat.

Der Schalter 5 kann als Transistor ausgebildet sein, der durch die Synchronimpulse periodisch in den leitenden Zustand gebracht wird. Es kann jedoch erwünscht sein, die Schaltungsanordnung selbstschwingend zu machen, so daß auch beim Fehlen dieser Impulse ein Ausgangssignal verfügbar ist. Eine derartige Änderung der Schaltungsanordnung ist auch in Fig. 3 dargestellt.

In die Kollektorleitung der durch die Transistoren Tr₁ und Tr-i gebildeten Kombination ist ein Widerstand /?e aufgenommen. An diesem ist der Spannungsabfall die Summe einer der Frequenz proportionalen Gleichspannung und einer parabelförmigen Spannung, deren Amplitude ebenso wie die der gleichförmigen Spannung am Kondensator C7 der Frequenz umgekehrt proportional ist. In F i g. 3 ist der Verlauf der KoUektorspannung der Kombination Tn, 7h angegeben. Dabei ist die Entladezeit des Kondensators G als unendlich kurz vorausgesetzt, so daß der genannte Verlauf dann spitzenförmig ist (statt parabelförmig). Weil die Amplitude der Parabel gegenüber der Gleichspannung klein ist und weil die zu erwartende Frequenzänderung gering ist, und zwar etwa 10% zwischen dem synchronisierten und dem nichtsynchronisierten Zustand bei einem Bildoszillator, läßt sich der Unterschied zwischen dem gestrichelt dargestellten Gleichspannungspegel und dem der Spitzen vernachlässigen und läßt sich der letztgenannte Pegel zum Einleiten der Schwingung wählen.

Der Kollektor der Kombination Tr\, Tr-i ist mit der Basis eines pnp-Transistors Tr₆ verbunden, dessen Emitter mit dem Kollektor eines npn-Transistors Tn verbunden ist Die Basis desselben bekommt über einen Kondensator Q die positiv gerichteten Synchronisier inipulse zugeführt und ist mittels eines Spannungsteilers Rs, fts eingestellt, während der Kollektor des Transistors Trj mit einem Widerstand Rj verbunden ist, dessen

anderes Fjide mit der Quelle Vn verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Tr^ ist mit der Basis eines Transistors Tr* verbunden, dessen Kollektor mit dem Kathodentor eines Thyristors verbunden ist, der durch zwei Transistoren Tr* und Tr\a von, komplementären Leitungstyp gebildet ist. Dieses Kathodentor ist durch die Verbindung der Basis des Transistors 7>q mit dem Kollektor des Transistors Tino gebildet. Die Kathode des Thyristors, d. h. der Emitter des Transistors Tn, sowie der Emitter des Transistors Tr» liegen an Masse, während die Anode, d. h. der Emitter des Transistors Tho unmittelbar und das Anodentor, d. h. die Verbindung des Kollektors des Transistors Tra und der Basis des Transistors Tn₀ über einen Trennwiderstand /?mmit dem Verbindungspunkt der Elemente R\, Q und C2 verbunden sind.

Die Basisvorspannung des Transistors Tn wird durch die Wahl der Widerstände Rg und /?q derart eingestellt,

Haß heim Fphlpn vnn iwnrhrnniciFrimniiUpn rtip

Kollektorspennung des Transistors Try einen Wert hai, bei dem der Transistor Tr₆ leitend ist, wenn seine Basisspannung niedriger ist als die Spitzen der Parabel. Während der Ladezeit des Kondensators C] wird der Transistor Tr» in den gesättigten Zustand gesteuert und der Thyristor T/9, 7?k> gesperrt. Ein Widerstand Rw liegt zwischen dem Kollektor des Transistors 7V₈ und der Quelle Vn- Der Kollektorstrom des Transistors Trg fließt daher durch den Widerstand R\ \.

Sobald jedoch die Kollektorspannung der Transistorkombination Γη, Th am Ende der Ladezeit ihren Maximalwert annimmt, wird der Transistor Tr*, gesperrt. Der Transistor Trg wird auch gesperrt, so daß der Strom durch den Widerstand Rw nun zum Kathodentor des Thyristors Tr₉, Tno fließt. Dadurch ist der Thyristor leitend und wird das Entladen des Kondensators Q eingeleitet. Über einen Widerstand R_u bekommt die Basis des Schalters 5 Rücklaufimpulse zugeführt, die von dem (nicht dargestellten) Endverstärker herrühren, welche Impulse eine längere Dauer aufweisen als die, die zum völligen Entladen des Kondensators Q notwendig ist Dadurch wird ein gutes Zeilensprungverfahren gewährleistet.

Wenn der Spannungsteiler Rs, R9 als Potentiometer oder wenn der Emitterwiderstand /?u des Transistors Tn als veränderlicher Widerstand ausgebildet wird, kann der Sperrpegel des Transistors 7/6 und daher die Frequenz eingestellt werden.

Wenn die Synchronisierimpulse an der Basis des Transistors Tr₁ vorhanden sind, werden sie vom Transistor verstärkt. Beim Auftreten dieser Impulse nimmt die Emitterspannung des Transistors Trt ab, was Jas Entladen des Kondensators G auf die bereits beschriebene Art und Weise einleitet

Die von der Schaltungsanordnung am Kondensator Cx erzeugte sägezahnförmige Spannung wird noch dem bereits genannten Ausgangsverstärker zugeführt Zwischen einem Punkt desselben, an dem eine während der Hinlaufzeit der Bildablenkung abnehmende sägezahnförmige Spannung vorhanden ist und dem Emitter des Transistors Tiy liegt ein Widerstand Ä14. Dadurch wird erhalten, daß die Emitterspannung des Transistors Tn unmittelbar nach dem Auftritt der Synchronimpulse zunimmt Die KoUektorspannung nimmt dann ebenfalls zu. Der Transistor Tr₆ wird dadurch sicher im leitenden Zustand gehalten, was die Schaltungsanordnung gegen Störungen nach der Rückiaufzeit und während des größten Teils der Hinlaufzeit unempfindlich macht Durch diese Maßnahme wird ja erreicht, daß der

Transistor Th, nur während des Auftritts der Impulse gesperrt ist.

Wird auf das Selbstschwingen der Schaltungsanordnung keinen Wert gelegt, beispielsweise weil die Schaltungsanordnung selbst von einem Oszillator gesteuert wird, der auch beim Fehlen von Synchronisierimpulsen ei" Signal abgibt, so können die Basis und der Emitter de-> Transistors Tr₁ miteinander verbunden werden, während die Widerstände Rg, Kq und Ku fortgelassen sind. Über eine Zener-Diode Z und einen Widerstand Ku erreicht das Synchronisier- bzw. Oszillatorsignal die Basis des Schalters 5.

In einer praktischen Ausführungsfonn der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 sind die nachfolgenden Werte gewählt worden:

	K₅:	390 Ω
Ri:	Ry.	2,2 ΜΩ
Ri":	*R₉:*	3,3 ΜΩ
Ri:		ΐ!2ΜΩ
Rt und		5,6 kΩ
Re und		5,6 kΩ
Kg und		5,6 kΩ
Rio'-		18 kΩ
Ru:		10 kΩ
Rn:		3,3 kΩ
Ra:		22 kΩ
Ru:		47 kΩ
Vb:	20 Volt
ic:	0,25 mA
C₁:	68OnF
C₂:	33OnF

In Anbetracht der Vielzahl von Einzelheiten der beschriebenen Schaltungsanordnung und des Endverstärkers kann das Ganze, mit Ausnahme der Kondensatoren Ci und Ci und der Widerstände mit einem hohen Wert, mit Vorteil in einem Halbleiterkörper integriert werden. Dabei werden auf bekannte Weise eine Anzahl temperaturstabilisierender Elemente hinzugefügt.

Wird die Schaltungsanordnung mit Hilfe diskreter Einzelteile ausgebildet, so läßt sich die vereinfachte Schaltungsanordnung nach Fig.4 anwenden. Der Kondensator Ci ist nicht mit dem Verbindungspunkt der Elemente Ki und Ci, sondern mit dem Emitter eines Emitterfolgetransistors Tr_n verbunden, dessen Basis mit dem genannten Verbindungspunkt verbunden ist Auf diese Weise fließt der durch den Widerstand Ri fließende sägezahnförmige Strom nicht durch den Kondensator Q. Mittels eines Widerstandes Kis, der an den Emitter des Transistors 7>n angeschlossen ist, und eines Widerstandes Ki6, der den Kollektor des Transistors Tr π ;\ dem Widerstand K^ verbindet, wird zu der erzeugten sägezahnförmigen Spannung eine überkompensierende parabelförmige Spannung addiert. Die beschriebene Linearitätskorrekturschaltungsanordnung ersetzt also die aus Fig. 3. Ein Unterausgleich ist damit jedoch nicht möglich.

Die Selbstschwingung erfolgt in der Schaltungsanordnung nach Fig.4 mit Hilfe nur eines Transistors Tn₂ vom pnp-Typ, dessen Emitter mit dem Kollektor des Transistors Tr und dessen Kollektor mit der Basis des Transistors Sverbunden ist, während die Basis mit Hilfe eines Potentiometers K17 und zweier Widerstände Ki₈ und Kiq auf einer einstellbaren Spannung liegt. Zwischen dem Kollektor des Transistors S und der Basis des Transistors Th₂ gibt es einen Kondensator G- Erreicht die am Kollektor des Transistors Tr vorhandene parabelförmige Spannung einen durch das Potentiome ter Κι? bestimmten Wert, so ist der Transistor Tr_n und daher der Transistor 5 leitend. Das Entladen des Kondensators Ci wird eingeleitet. Das Sinken der Spannung vi wird über den Kondensator G auf die Basis des Transistors Th₂ übertragen. Dieser leitet nach wie vor, wodurch der Kondensator Ci völlig entladen wird, bis der Kondensator G aufgeladen ist, was von seiner Kapazität und von den Widerständen in der Basisleitung des Transistors Tr^ abhängig ist. Dadurch wird die Dauer der Rücklaufzeit bestimmt. Die positiv gerichteten Synchronisierimpulse können dem Kollektor des Transistors Tr oder der Basis des Transistors S zugeführt werden, während K17 die Eigenfrequenz des Oszillators bestimmt.

In einer praktischen Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach F i g. 4 wurden die nachfolgenden Werte gewählt:

K,:

K₂:

K₆:

K,₇:

K₁₈:

K19:

V_B:

V :

C₁:

C₂:

G:

2,2 kΩ
1,2 ΜΩ
27 kΩ
10 kΩ
15 kΩ
120 kΩ
25 Volt
10,4 Volt
22OnF
27OnF
5,6 nF

Es dürfte einleuchten, daß der Transistor Tr bzw. die Kombination Th, Tr₂ durch ein anderes Verstärkerelement, wie beispielsweise einen Feldeffekttransistor oder eine Elektronenröhre ersetzt werden kann.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche;

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung an einem ersten Kondensator, der durch einen Ladestrom periodisch s aufgeladen wird, mit einem Verstärkerelement mit einer Eingangs- und einer ersten und einer zweiten Ausgangselektrode, einem Widerstand, von dem ein Anschluß mit der ersten Ausgangselektrode des Verstärkerelementes und der andere Anschluß mit ι ο dem ersten Kondensator verbunden ist, der andererseits mit einer ersten Klemme einer Speisespannungsquelle verbunden ist, während die zweite Ausgangselektrode des Verstärkereleinentes an die zweite Klemme der Speisespannungsquelle angeschlossen ist, und weiter mit einem zweiten Kondensator, der zwischen der Eingangselektrode des Verstärkerelementes und dem Verbindungspunkt des ersten Kondensators und des Widerstandes liegt und mit einem Schalter, der dem ersten Kondensor zum periodischen Entladen desselben parallel geschaltet liegt dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangselektrode des Verstärkerelementes Tr bzw. Tr_x, Tr₂ mit einer Gleichspannungsquelle (V) verbunden ist, deren Innenwiderstand (A₂ bzw. R₂', R₂") mit dem zweiten Kondensator (C₂) ein Netzwerk bildet, dessen Zeitkonstante gegenüber der Ladezeit des ersten Kondensator (Ci) groß ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch jo gekennzeichnet daß der Gleichspannungsabfall am Widerstand (Ri) gegenüber der Spannung (V) der Gleichspannungsquelle klein ist

3. Schaltungsanordnung nn«:h Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Oie Zeitkonstante des durch j5 den Innenwiderstand (R) der G jichspannungsquelle und die Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Kondensator (Q, C₂) gebildeten Netzwerkes gegenüber der Ladezeit des ersten Kondensators (Ci) sehr groß ist

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß die Gleichspannungsquelle mittels der Reihenschaltung aus zwei Widerständen (Ai', A₂") mit hohen Werten ausgebildet ist tne zwischen die Klemmen der Speisespannungsquelle ( Vb) aufgenommen ist und deren nichtentkoppelter Verbindungspunkt mit der Eingangselektrode des Verstärkerelementes (Tr bzw. Tr,, Tr₂) verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante des durch den Widerstand (R\) und den ersten Kondensator (Ci) gebildeten Netzwerkes gegenüber der Ladezeit des ersten Kondensators klein ist

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch γ, gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt des Widerstandes (R\) und des ersten Kondensators (Ci) mit einer Ausgangselektrode eines Transistors (Th) verbunden ist, dessen Ausgangsstrom sägezahnförmig ist

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Verbindungspunkt zugleich mit der Basis eines zweiten Transistors (Th) verbunden ist, in dessen Emitterleitung ein weiterer Widerstand (R₃) aufgenommen ist, μ und daß der Ausgangsstrom des ersten Transistors (Tr₅) dem Emitterstrom des zweiten Transistors (Tr₃) nahezu entspricht.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis-Emitterstrecke eines Eroitterfolgetransistors (T?n) zwischen den Verbindungspunkt des Widerstandes (R_t) und des ersten Kondensators (Q) und den nicht mit der Eingangselektrode des Verstärkerelementes (Tr) verbundenen Anschluß des zweiten Kondensators (C₂) aufgenommen ist

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet daß zwischen die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes (Tr) und die zweite Klemme der Speisespannungsquelle (Ve) ein Widerstand (R₆) aufgenommen ist und daß zwischen die zweite Ausgangselektrode und den Emitter des Emitterfolgetransistors (Thi) in Reihe zwei Widerstände (Ä15, Ris) aufgenommen sind.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß zwischen die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes (Th, Th) und die zweite Klemme der Speisespannungsquelle (Vb) ein Widerstand (Rt) aufgenommen ist wobei die genannte zweite Ausgangselektrode mit der Basis eines dritten Transistors (Th) verbunden ist dessen Kollektor mit einer Steuerelektrode eines aktiven Halbleiterelementes (T₉, Tw) zum Entladen des ersten Kondensators (Ci) verbunden ist

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekenr.zeichnet daß der Emitter des dritten Transistors (Tre) mit dem Kollektor eines vierten Transistors (Th) mit einer einstellbaren Gleichstromeinstellung verbunden ist welchem Transistor Synchronisierimpulse zuführbar sind.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet daß dem vierten Transistor (Tr₇) eine sägezahnförmige Spannung mit sperrender Polarität zuführbar ist

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die zweite Ausgangselektrode des Verstärkerelementes (Tr) und die zweite Klemme der Soeisespannungsquelle ( Vb) ein Widerstand (Ri) aufgenommen ist, wobei die genannte zweite Ausgangselektrode mit dem Emitter eines fünften Transistors (Th₂) verbunden ist dessen Kollektor mit der Basis des als sechster Transistor ausgebildeten Schalters (5) verbunden ist, während die Kollektor-Emitterstrecke des sechsten Transistors dem ersten Kondensator (Ci) parallel liegt, welcher Kollektor über einen Kondensator (C₄) mit der Basis des fünften Transistors (Th₂) verbunden ist.

14. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, mit Ausnahme der Ansprüche 8, 9 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung zum größten Teil in einem Halbleiterkörper integriert ist.