DE2720562C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren für das Gewinnen einer korrigierten Messung eines physikalischen Kennwertes einer Erdformation und auf eine zu seiner Durchführung bestimmte Vorrichtung. Ein gattungsgleiches Verfahren ist aus der US-PS 32 57 639 bekannt.

In der Bohrlochseismik ist es bekannt, daß man eine gewisse Kompensation bezüglich Veränderungen der Laufzeit, hervorgerufen durch Änderungen im Bohrlochdurchmesser, dadurch bewirken kann, daß man eine Bohrlochsonde verwendet. die zwei Empfänger und einen Sender umfaßt. (Solche Anordnungen oder "Wandlerfelder" werden im folgenden abgekürzt durch Verwendung eines "T", um einen Sender zu repräsentieren, und eines "R", um einen Empfänger zu repräsentieren, mit den relativen Positionen bei den T's und R's angedeutet durch die Sequenz, wobei der Gedankenstrich "-", wenn dieser die Wandler trennt, einen gemeinsamen Signalpfad andeutet. Demgemäß spezifiziert ein T-RR einen Sender auf einer Seite von zwei Empfängern, wobei die Empfänger gemeinsam den Signalpfad haben zwischen dem Sender und dem ihm nächst liegenden Empfänger.) Leider kann eine solche T-RR-Anordnung keine Kompensation hinsichtlich der Schrägstellung der Sonde relativ zur Bohrlochachse bewirken. Um dieses Schrägstellungsproblem zu überwinden, kann ein zusätzlicher Sender vorgesehen sein, um eine Sonde mit einem T-RR-T-Feld auszubilden. Wie in der US-PS 32 57 639 erläutert, kann jeder der beiden Sender selektiv angesteuert werden und die Laufzeit zu jedem der zwei Empfänger gemessen werden. Die einzelnen Laufzeitmessungen können dann kombiniert werden, um eine mittlere Laufzeit für das Intervall zwischen den beiden Empfängern zu ermitteln. Diese mittlere Laufzeit hat den Vorteil, daß sie kompensiert ist, sowohl hinsichtlich Änderungen im Bohrlochdurchmesser als auch hinsichtlich Schrägstellungen der Sonde.

Wie bei vielen unterschiedlichen Typen von Messungen unter Bedingungen, die sich nicht homogen in eine Richtung radial bezüglich des Bohrlochs ändern, scheinen sich akustische Messungen mit dem Abstand zwischen Sender und Empfänger zu ändern oder, genauer gesagt, für eine Zweiempfängeranordnung mit dem Abstand zwischen dem Sender und einem Punkt in der Mitte zwischen den Empfängern. Aus diesem Grunde weisen die bohrloch­ kompensierenden Typen von Sonden zwei Sender auf, die sich in gleichem Abstand von diesem Mittelpunkt befinden.

Wie in US-PS 33 12 934 erläutert, ist eine Ursache, aufgrund deren die akustische Geschwindigkeit sich mit unterschiedlichen T-R-Abständen ändern kann, die Tatsache, daß sich unterschiedliche Signalpfade ergeben können, wobei die längere Distanz einen Pfad ergibt, der etwas weiter vom Bohrloch weg verläuft und tiefer hinein in die Formation. Dieser tiefere Pfad kann weniger beeinflußt sein durch Faktoren, die in Radialrichtung die aktustischen Eigenschaften verändern, wenn das Bohrloch gebohrt wird oder dieses der Bohrspülung ausgesetzt ist, wie etwa hydrophile Schiefer, die die Tendenz haben anzuschwellen. Diese veränderte Zone kann tief genug in die Formation reichen, daß eine kurze T-R-Distanz mindestens teilweise zur Messung von Eigenschaften dieser veränderten Zone führt, anstatt wie gewünscht der ungeänderten Formation. Längere T-R-Abstände wie etwa 2 ½ bis 3 ½ Meter werden bevorzugt, um dieses besondere Formationsänderungsproblem zu überwinden.

Längere T-R-Distanzen erfordern längere Sonden, und in den älteren Zweiempfängeranordnungen, daß heißt jenen vom T-RR-Typ, erfordert eine Vergrößerung des T-R-Abstandes von einem Meter auf 2,7 Meter eine Sonde, die etwa 1,7 Meter länger ist. In den T-RR-T-Bohrlochkompensationssonden jedoch führt eine solche erhebliche Vergrößerung des T-R-Abstandes zu unerwünscht langen Sonden, da diese T-R-Distanz zweimal auftritt. Längere Sonden sind unerwünscht, da ihre Länge sie kostspieliger macht und schwieriger zu transportieren und die Probleme im Zusammenhang mit dem Absenken in gekrümmte oder schrägverlaufende Bohrlöcher aufwirft.

Es ist demgemäß Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zu schaffen, die bei Beibehaltung der Vorteile großer T-R-Distanzen und der Bohrlochkompensation kürzere Bohrlochsonden ermöglicht. Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 bzw. 5 definiert.

Anordnungen vom Bohrlochkompensationstyp werden auch in den Seitenwandgeräten vorgesehen, wie sie in der US-PS 38 49 721 beschrieben sind. Hier vergrößern die längeren T-R-Distanzen in dem bekannten T-RR-T-Feld die Schlittenlänge, was leider die Wahrscheinlichkeit verringert, daß der Schlitten in kontinuierlichem Kontakt mit der Bohrlochwandung gehalten werden kann. Die Vorteile der Erfindung kommen also auch hier zum Tragen.

Bisherige Versuche, mindestens ein Teilkompensationssystem zu schaffen, ohne auf unterwünscht lange Sonden zurückgreifen zu müssen, wie in US-PS 32 07 256 oder US-PS 33 30 374 offenbart, erfordern die Speicherung von mindestens zwei verschiedenen Meßwerten für mindestens zwei unterschiedliche Abstände. Dieses Erfordernis führt zu erhöhten Speicherkosten und größerer Empfindlichkeit gegenüber tiefen Positionierproblemen wie sie etwa hervorgerufen werden durch eine Jo-Jo-Bewegung der Sonde. Schließlich ist die Kompensation für eine Sondenschrägstellung nicht immer vollständig. Ein Vorteil der Erfindung liegt darin, daß eine vollständigere Bohrlochkompensation einschließlich der Sondenschrägstellung ermöglicht wird, jedoch gleichwohl nur ein Minimum an unterschiedlichen Tiefenpositionen und Speicherungsdistanzen erforderlich ist.

Ein weiteres Problem sowohl mit einer T-R-T-Anordnung als auch mit ihrem Gegenstück, einer R-TT-R-Anordnung besteht darin, daß wegen der großen Distanzen zwischen den T's in der T-RR-T-Anordnung bzw. der R's in der R-TT-R-Anordnung die Betriebsbedingungen für die Wandler, die sich an den Enden des Feldes befinden, recht unterschiedlich sein können, was zu merkbaren Differenzen in den empfangenen Signalen führt, die eigentlich gleich sein sollten. Wenn beispielsweise eine erhebliche Sondenschrägstellung einen der äußeren Wandler in eine erheblich exzentrische Position bringt, während der gleichartige korrespondierende Wandler am anderen Ende der Sonde besser zentriert bleibt, könnten sich die Signale, die diesen äußeren Wandlern zugeordnet sind, erheblich unterscheiden und ihrerseits sowohl die Laufzeit - als auch die Amplitudenmessung beeinflussen.

Es ist demgemäß ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung, daß alle gleichartigen Wandler zusammengruppiert sind, während sich gleichwohl bohrlochkompensierte Messungen erzielen lassen.

Wenn sich ein T zwischen einem Paar von R's befindet oder ein R zwischen einem Paar von T's, besteht häufig das Problem mit elektrischem Rauschen, beispielsweise mit elektrischem Übersprechen von einem elektrisch stark rauschbehafteten Senderkreis in Empfängerleitungen, die dicht an dem Sender vorbeilaufen, oder noch schlimmer von einem Senderansteuerungsleiter, der hohe Spannungs- und Stromüberschwingungen führt, wie im Falle von akustischen Sonden, welche Hochspannungsleitungen an einem der Empfänger oder den Verstärkern für empfangene Signale vorbeilaufen. Beispielsweise muß die Ansteuerungsleitung, die zum bodenseitigen Sender in der T-RR-T-Anordnung führt, beide Empfänger passieren. Eine nähere Erläuterung der elektrischen und mechanischen Probleme in Verbindung mit Senderleitungen, die an Empfängern vorbeiführen, findet sich in den US-PS 37 34 233 und 37 12 410. Gemäß der Erfindung ist es möglich, daß alle Empfänger von allen Sendern isoliert angeordnet werden können und darüberhinaus keine Hochspannungsimpulsleitungen irgendwo nahe einem Empfänger, ihm zugeordneten Verstärker oder Empfangssignalleitungen vorbeilaufen.

Bei den bekannten Kompensationsanordnungen und in einigen der zwei Empfängeranordnungen war es nicht möglich, Messungen über bestimmte Teile des Bohrlochs zu erhalten. Beispielsweise kann in der T-RR-T-Anordnung die Sonde nicht richtig mit dem oberen Sender innerhalb der Bohrlochauskleidung und dem verbleibenden Sender und beiden Empfängern noch außerhalb in dem offenen Loch arbeiten. In ähnlicher Weise konnten Messungen der Formation nicht in dem kritischen Bodenabschnitt des Lochs durchgeführt werden für eine Distanz entsprechend mindestens einer Sender-/Empfängerdistanz. Dank der Erfindung ist man in der Lage, so weit bis zum Boden herunter wie möglich messen zu können, wenn auch zeitweilig auf das Kompensationsmerkmal für dieses Intervall verzichtet wird.

Bei aktustischen Sonden, die erforderlich sein können, um in einigem Abstand von der Bohrlochwandung zu arbeiten, verlassen die akustischen Signale, die bei einem bestimmten Empfänger eintreffen, die Bohrlochwandung an einem Punkt voraus, von dem Empfänger aus gesehen, wobei die Versetzung des Punktes sich ändert mit der Annäherungsrichtung. Dies führt zu dem als Refraktionsfehler bekannten Effekt. Dieser Fehler und eine entsprechende Technik für Kompensationsanordnungen, beschrieben in US-PS 33 04 536 und US-PS 35 24 162, umfaßt die Verwendung eines zusätzlichen Empfängers zu jedem der vorliegenden zwei Empfänger. Jeder zusätzliche Empfänger ist von jedem bereits vorhandenen Empfänger um einen kurzen Abstand entfernt angeordnet entsprechend etwa dem Doppelten der Versetzung, der durch den Refraktionsfehler eingeführt wird, eine Versetzung für jeweils eine der beiden verschiedenen Empfangsrichtungen. Demgemäß werden 4 Empfänger verwendet, zwei für jede Empfangsrichtung.

Ferner sind in der bekannten T-RR-T-Anordnung richtfreie Empfänger erforderlich, da jeder Empfänger Signale auffangen können muß, die entweder vom oberen oder vom unteren Sender herstammen. Sonst sehr erwünschte Richtempfänger können nicht verwendet werden, wenn nicht 4 Empfänger vorgesehen sind, wie in der oben erwähnten Lösung für die Refraktionskorrektur, das heißt zwei Empfänger, die jedem Sender zugewandt sind. Eine andere Lösung bestünde darin, das R-TT-R-System zu benutzen, aber die nun erforderlichen Richtsender können nicht verwendet werden, wenn sie nicht wie bei der Vierempfängerlösung aus 4 Sendern aufgebaut sind. Es erübrigt sich festzuhalten, daß diese zusätzlichen Sender erhebliche Kompliziertheit und Kosten mit sich bringen.

Demgemäß ergibt sich ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung, bei der alle Empfänger und Sender vom Richttyp sein können, wobei jedoch immer noch nur vier Wandler benötigt werden um die Messungen durchzuführen, welche für die Kompensation benötigt werden.

Zwei verschiedene T-R-Distanzuntersuchungen sind wünschenswert, und wie in der obenerwähnten US-PS 3 12 934 ist es möglich, daß der direkte Vergleich der unterschiedlichen Untersuchungsergebnisse selbst zu einem direkten Hinweis auf das Vorhandensein von Kohlenwasserstoff führen kann, wenn dieser in Form von Gas vorliegt, oder in einigen Fällen die Abschätzung des Grades der Schieferhaltigkeit erlaubt, wie in der US-PS 30 96 502 erörtert. Es leuchtet jedoch ein, daß die Messungen so genau wie nur irgend möglich erfolgen müssen, damit Messungen mit unterschiedlichen T-R-Distanzen auf diese Weise ausgewertet werden können. Die Genauigkeit von T-RR-Messungen gemäß den obengenannten Druckschriften sind oft so, daß die beobachtete Differenz in diesen unterschiedlichen Untersuchungen in Wirklichkeit auf unkompensierte Schrägstellungs- oder Systemfehler zurückzuführen ist, anstatt auf radiale Unterschiede in den akustischen Eigenschaften der Formationen. Mindestens zwei Messungen sind erforderlich für diesen Anwendungsfall, und es ist wichtig, daß beide Messungen bohrlochkompensiert sind.

Bei Anwendung der bekannten Kompensationsanordnungen zum Gewinn der verschiedenen T-R-Distanz-Untersuchungen wären zwei zusätzliche außerhalb angeordnete Wandler bei einer zusätzlichen Distanz jenseits der üblicherweise vorgesehenen und eine große Anzahl von zusätzlichen Meßunterzyklen über die vier normalerweise verwendeten hinaus notwendig. Darüber hinaus würde die Sondenlänge um das Zweifache der gewünschten Distanzdifferenz verlängert. Solche Erfordernisse für zusätzliche Wandler und Sondenlänge machen die zweite Messung unpraktisch unter zahlreichen Umständen, da die zweite Messung üblicherweise redundant bezüglich der ersten ist. Wenn sie jedoch ohne solche teuren Komplikationen durchzuführen wäre, würde diese zweite Messung den Wert der primären Messung erhöhen durch erhebliche Sicherheit dahingehend, daß mindestens die längere T-R-Distanz adäquat wäre für eine veränderte Formation und wenn begünstigende Umstände vorlägen, erhielte man eine direkte Anzeige bezüglich des Vorhandenseins von Gas.

Auch die vorstehend geschilderten Probleme treten bei dem Verfahren gemäß der Erfindung nicht ein.

Der oben und im folgenden benutzte Ausdruck "Wandler" ist so zu verstehen, daß er ein Gerät bezeichnet, das in der Lage ist, einen bestimmten Typus von Signal entweder auszusenden oder zu empfangen. Beispielsweise kann bei akustischen Messungen der Wandler entweder ein akustischer Sender oder ein akustischer Empfänger sein, wobei der Sender dazu dient, elektrische Energie in mechanische oder akustische Energie zu wandeln, und der Empfänger dazu dient, die akustische Energie in elektrische Energie rückzuwandeln. In ähnlicher Weise kann bei elektrischen Wellenmessungen der Wandler einer Antenne oder ein Strahler elektromagnetischer Wellen sein, während der Empfänger eine Antenne sei für das Auffangen der sich ausbreitenden elektromagnetischen Wellen.

Bei einer bevorzugten Bauart der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist eine Anzahl von Wandlern der ersten Bauart, etwa Sendern, längs der Sonde um einen vorgegebenen Abstand entfernt voneinander angeordnet und eine Anzahl von Wandlern der zweiten Bauart, etwa Empfängern, ist voneinander um den gleichen Abstand entfernt angeordnet und in einer vorgewählten Distanz positioniert auf der Sonde entfernt von den Wandlern des ersten Typs.

Die Distanz zwischen den beiden Wandlergruppen gleichen Typs kann so lang wie gewünscht sein. Eine Anordnung wie oben, aufgebaut unter Verwendung von Wandlern des ersten Typs, die als T's (Sender) betrieben werden können, und des zweiten Typs (R's) kann als eine TT-RR-Anordnung definiert werden. Messungen, die bei ausgewählten Bohrlochtiefen zwischen unterschiedlichen Sender- Empfängerkombinationen vorgenommen werden, wenn sich das Wandlerfeld durch das Bohrloch bewegt, können kombiniert werden, um kompensierte Meßwerte zu gewinnen.

Beispielsweise sind mit der obigen neuartigen TT-RR-Anordnung zwei Messungen mit dem gleichen T-R-Abstand möglich, welche verschiedene T-R-Kombinationen benutzen, daß der Abstand zwischen jedem Empfängerpaar gleich dem Abstand zwischen jedem Senderpaar ist. Wenn eine Messung erfolgt mit einem ersten T-R-Paar an einer bestimmten Bohrlochtiefe und eine zweite Messung erfolgt, wenn ein zweites T-R-Paar sich auf die gleiche Tiefe bewegt hat, können die beiden Meßwerte kombiniert werden, um eine Messung zu ergeben, die kompensiert ist für Veränderungen zwischen den Charakteristiken der Wandler und anderer systematischer Fehler.

Darüber hinaus können Differenzmessungen zwischen einem Sender und zwei Empfängern, wenn die beiden Empfänger nahe einem ausgewählten Intervall im Bohrloch sind, an einer bestimmten Tiefe wiederholt werden, wenn die beiden Sender nahe dem Intervall sind und alle Messungen kombiniert werden, um eine bohrlochkompensierte Messung für dieses Intervall zu erzielen. Das heißt eine Messung, die kompensiert ist bezüglich Sondenschrägstellung, Bohrlochexzentrizität usw. Darüber hinaus sind infolge der Anordnung der Wandler in dem Wandlerfeld verschiedene Messungen, die kompensiert sind für Bohrlochfehler, erhältlich für zwei verschiedene T-R-Untersuchungsabstände, das heißt eine lange T-R-Messung und eine kurze T-R-Messung. In jeder der langen bzw. kurzen T-R-Messungen wird jeweils der Wandler in einer Gruppe, der am weitesten bzw. entferntesten von der anderen Gruppe liegt, verwendet und bei diesem Anwendungsfall kann er separat betrachtet werden als der Langabstands- bzw. Kurzabstandswandler in jeder Gruppe, das heißt, die Wandler in jeder Gruppe, welche von den anderen Gruppe die jeweils längste bzw. kürzeste Entfernung aufweisen.

Da die Gruppen von typengleichen Wandlern nahe an der Sonde angeordnet sind, sind die Richtung der Signalausbreitung und der Refraktionsfehler im wesentlichen gleich für jeden der Wandler in einer gegebenen Gruppe während einer gegebenen Messung. Im Ergebnis können Richtempfänger und Richtsender verwendet werden, womit die Qualität der erzielten Messungen verbessert wird.

Ausführungsbeispiele des Gegenstandes der Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in schematisierter Form eine Vorrichtung gemäß der Erfindung für die Gewinnung, Speicherung und Kombination von Meßwerten physikalischer Kennwerte von unterirdischen Medien nahe einem Bohrloch,

Fig. 2A bis 2C zeigen die Abfolge der Meßwertgewinnung unter Verwendung der Wandler aus der Vorrichtung nach Fig. 1,

Fig. 3A und 3B zeigen die an der Oberfläche angeordneten und die im Bohrloch angeordneten Schaltkreise gemäß einer Ausführungsform des Gegenstandes der Erfindung, während

Fig. 3C das entsprechende Zeitdiagramm darstellt,

Fig. 4A bis 4D zeigen den Einfluß der Bohrlochbedingungen, wie etwa eine Fehlausfluchtung oder ein Kippen eines Wandlersupports, auf das Verfahren gemäß der Erfindung,

Fig. 5A und 5B zeigen unterschiedliche Bohrlochbetriebsverhältnisse, die gemäß vorliegender Erfindung kompensiert werden,

Fig. 6A zeigt eine Bohrlochkompensationsanordnung auf einem Schlitten nach dem Stand der Technik montiert, während

Fig. 6B eine abgewandelte Ausführungsform gemäß der Erfindung für diese Anordnung darstellt,

Fig. 7A und 7B zeigen weitere Vorteile einer Wandleranordnung, abgewandelt gemäß der Erfindung,

Fig. 8A und 8B zeigen alternative Schaltkreise für die Verwendung mit dem Schaltkreis 24 aus Fig. 3A,

Fig. 9A und 9B zeigen die Beziehung zwischen unterschiedlichen Meßwerten physikalischer Kennwerte von unterirdischen Medien und

Fig. 10 und 11 zeigen weitere Ausführungsformen der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 1 zeigt in Blockdiagrammform eine Vorrichtung gemäß der Erfindung für die Gewinnung, Speicherung, Aufzeichnung und Kombination von Meßwerten von physikalischen Kenndaten unterirdischer Medien nahe einem Bohrloch, das durch eine Erdformation abgeteuft ist. Die Vorrichtung umfaßt eine Bohrlochsonde 10 mit einer Wandleranordnung, die vier mit 1 bis 4 bezeichnete Wandler umfaßt. Die Anordnung kann in einer Sonde entweder vom Dorntyp aufgenommen sein, die ausgebildet ist für den zentrierten oder exzentrierten Betrieb, oder in einen Schlitten, wobei die Wandler auf dem Schlitten für den Betrieb in dichtem Kontakt mit der Bohrlochwandung angeordnet sind.

Bei der nachfolgenden Erläuterung wird vorausgesetzt, daß die Sonde bis zum Bohrlochboden heruntergelassen worden ist, so daß sie dann langsam wieder zur Erdoberfläche heraufgezogen werden kann unter mechanischer Steuerung eines Kabels 12, das an der Oberfläche der Erde auf eine Winde 15 aufgespult wird, wobei zugleich ein Austausch von Signal- und Steuerfunktionen zwischen der Sonde und der Oberflächensteuerung 20 vorgesehen ist. Auf diese Weise kann die Bewegung der Sonde direkt in Beziehung gesetzt werden zu der Bewegung des Kabels an der Erdoberfläche.

Die Oberflächensteuerung 20 arbeitet als ein programmierter Sende- und Empfangsselektor, der über einen Schleifringkollektor 16 auf der Winde 14 mit dem Kabel 12 bis zur unterirdischen Steuerung 11 in der Sonde 10 kommuniziert. Synchron mit der Kabelbewegung werden inkrementale Impulse sowohl der Oberflächensteuerung 20 als auch der Meßspeichervorrichtung 22 über entsprechende mechanische oder elektrische Verbindungen 18 zugeführt und auch der Messungsauswahl- und Kombinationsanordnung 24, falls sich diese am Ort des Bohrlochs befindet und die Meßwertverarbeitung sofort erfolgt. Auf diese Weise werden die Wandlerauswahl und entsprechende Messungen synchronisiert, wie nachstehend noch erläutert.

Es versteht sich, daß die tatsächliche Meßwertauswahl und Kombination nicht gemeinsam mit der Gewinnung der einzelnen Messungen abzulaufen braucht, da diese Messungen zu irgendeinem späteren Zeitpunkt aus konventionellen analogen oder digitalen Speichereinrichtungen für die Verarbeitung an einer Stelle entfernt von dem Bohrloch entnommen werden könnten. Es ist jedoch wichtig, daß die inkrementalen Tiefen entsprechend der Bewegung der Sonde im Bohrloch gemeinsam mit den Messungen aufgezeichnet werden, da es, wie nachstehend noch beschrieben, notwendig ist, die Messungen zueinander mit der jeweiligen Tiefe als Basis genau in Beziehung zu setzen.

Bei der Bewegung der Sonde 10 mit der 4-Wandler-Anordnung nach oben durch die Tiefenpositionen I, J, K und L werden verschiedene Wandler in systematischer Weise so angewählt, daß eine Abfolge von Messungen in regelmäßigen Tiefeninkrementen erfolgt.

Es ist üblich, daß ein bestimmter Punkt auf der Sonde als Referenzpunkt ausgewählt wird, so daß Messungen, ausgeführt mit verschiedenen Wandlern, zueinander in Beziehung gesetzt werden können sowie zur Tiefe der Sonde im Bohrloch, wie sie an der Erdoberfläche aufgezeichnet wird. Obwohl irgendein beliebiger Punkt ausgewählt werden könnte, zeigt Fig. 1 die Auswahl des Tiefenreferenzpunktes als Position des obersten Wandlers auf der Sonde 10 und auch die nachfolgende Beschreibung basiert darauf, das heißt, der Wandler, der der Erdoberfläche am nächsten liegt, wenn die Sonde sich durch das Bohrloch bewegt.

Um die Abfolge der Messungen zu beschreiben, wird auf Fig. 2A bis 2C Bezug genommen, welche die Vier-Wandler-Anordnung der Sonde 10 als T₁ bis T₄ wiedergibt. Für den Zweck der Identifikation wird der Buchstabe T mit Index benutzt, um die einzelnen Wandler zu markieren, bei denen es sich entweder um Empfänger oder Sender handelt. Ferner wird angenommen, daß die beiden obersten Wandler T₁ und T₂ als Empfänger arbeiten und daß die beiden unteren Wandler T₃ und T₄ als Sender arbeiten.

Es ist wünschenswert, daß Wandler eines bestimmten Typs wie solche, die als Empfänger arbeiten, gruppen- oder paarweise in der Sonde zusammengeschaltet werden, und daß Gruppen von Wandlern sich seitlich und vertikal im Bohrloch in koordinierter Weise bewegen. Aus später zu erläuternden Gründen sollte darüber hinaus die vorgewählte Aufteilung der Wandler in die verschiedenen Gruppen dieselbe sein, das heißt, der Abstand zwischen T₁ und T₂ längs der Länge des Wandlersupports der Sonde sollte derselbe sein, wie der Abstand zwischen den Sendern T₃ und T₄. Die Abstände zwischen den Gruppen von unterschiedlichen Typen von Wandlern, beispielsweise der Abstand zwischen Empfänger T₂ und Sender T₃ kann, muß aber nicht derselbe sein wie der Abstand zwischen Wandlern gleichen Typs, abhängig von den physikalischen Kennwerten der Erdformation, die gemessen werden, der Tiefe der Untersuchung in die Erdformation hinein, die gewünscht wird, und anderen Faktoren.

Fig. 2A. 2B und 2C zeigen jeweils die Wandleranordnung T₁, T₂, T₃ und T₄ in zwei getrennten Positionen, markiert durch die Tiefenniveauindizes an der Oberseite jeder Wandleranordnung.

Diese Indizes I bis L beziehen sich auf den obersten Wandler T₁. In den Fig. 2A und 2B sind diese Positionen I und L, das heißt, der oberste Wandler T₁ befindet sich an den Tiefenniveaus d _I bzw. d _L . In Fig. 2C sind diese beiden Positionen mit I und J markiert, weil sich der oberste Wandler T₁ an den Tiefenniveaus d _I bzw. d _J befindet.

Bei der Bewegung der Wandleranordnung aus Position I in die Position L in Fig. 2A und 2B bzw. I nach J in Fig. 2C bewegt sich die Anordnung im Bohrloch aufwärts von dem Tiefenniveau d _I bis d _L unter Benutzung von T₁ als Tiefenreferenzpunkt. Ein Signal wird vom Sender T₃ erzeugt, das sich nach oben in Richtung auf die Empfänger T₂ und T₁ ausbreitet. Jeder dieser Empfänger wandelt das empfangene Signal in ein entsprechendes elektrisches Signal um, das in einen Meßwert m verarbeitet werden kann. Da normalerweise erwartet wird, daß ein Signal, das von T₃ nach T₂ und T₁ läuft, zuerst bei T₂ und dann bei T₁ ankommt, wird die T₃-T₂- Messung als m₁ bezeichnet und die T₃-T₁-Messung als m₂. Die Meßwerte m₁ und m₂ können dann kombiniert werden, um einen Meßwert einer unterirdischen physikalischen Charakteristik in einer Weise zu ergeben, die abhängt von der jeweils zu messenden Charakteristik.

Wenn beispielsweise T₃ einen akustischen Impuls aussendet, repräsentieren die Meßwerte m₁ und m₂ Laufzeiten durch die Formation und die Medien, die das Bohrloch umgeben, von T₃ nach T₂ bzw. T₁, und sie können dann kombiniert werden, um die Intervallaufzeit zwischen T₂ und T₁ zu bestimmen, die mit Δ t bezeichnet wird.

In einem bestimmten kurzen Zeitabstand von der Erzeugung eines Signals durch Sender T₃ wird vom Sender T₄ ein Signal erzeugt, in Fig. 2B dargestellt, das von den Empfängern T₂ und T₁ aufgefangen und dort in Messungen m₃ bzw. m₄ umgewandelt wird.

Eine vollständige Abfolge der Messungen an der Tiefe d _I würde demgemäß alle Messungen m₁, m₂, m₃ und m₄ umfassen. Im folgenden werden mit m generell alle Messungen bezeichnet unabhängig von ihrem Typ; m₁ gehört dabei zum Betrieb von T₃ und T₂, m₂ zum Betrieb von T₃ und T₁, m₃ gehört zum Betrieb von T₄ mit T₂, und m₄ zum Betrieb von T₄ und T₁.

Da die vier Meßwerte in einer sehr kurzen Zeitperiode relativ zur Sondenbewegung gewonnen werden können, können sie als im wesentlichen auf demselben Tiefenniveau gewonnen betrachtet werden. Beispielsweise können akustische Sender in der Größenordnung von 20mal pro Sekunde gepulst werden. Diese Pulsrate liefert mindestens fünf vollständige Sequenzen pro Sekunde, in der eine sehr geringe Sondenversetzung bei normalen Untersuchungsgeschwindigkeiten erfolgen würde. Die vier Messungen werden nach oben übertragen und gespeichert für die spätere Verwendung, wie bei 22 A in Fig. 1 angedeutet und später im einzelnen zu erläutern.

Zu irgendeinem späteren Zeitpunkt, wenn die Sonde durch das Bohrloch bis zum Niveau d _L bewegt worden ist, wie in Fig. 2A und 2B dargestellt, kann eine zweite Folge von Meßwerten m₁, m₂, m₃ und m₄ gewonnen und gemäß der Erfindung verwendet werden, um Borhlocheinflüsse auf die einzelnen Messungen zu kompensieren.

Wenn beispielsweise T₃ ein akustischer Impulssender ist, sind die Intervallaufzeiten Δ t zwischen T₂ und T₁ fehlerhaft, wenn die Anteile der Signalausbreitungspfade, die sich im Bohrloch befinden, unterschiedliche Längen an beiden Empfängern besitzen. Eine solche Differenz würde auftreten im Falle einer Sondenschrägstellung.

Die bisher bekannten Bohrlochkompensationstechniken bei den akustischen Bohrlochuntersuchungen verwenden getrennte Sender, die an gegenüberliegenden Seiten der Empfänger in einer Sender-Empfänger-Empfänger-Sender-Anordnung angeordnet sind, um zwei Δ t-Meßwerte zu gewinnen, die umgekehrte Nah- und Fern­ empfängerbeziehungen aufweisen.

Gemäß vorliegender Erfindung ist diese Art der Bohrlochkompensation möglich mit einer Anordnung, die eine erheblich kürzere Gesamtlänge besitzt. Durch Kombination eines ersten Satzes von Meßwerten m₁ und m₂, ermittelt bei dem Tiefenniveau d _I (s. Fig. 2A bei I) mit Messungen m₁ und m₃, genommen bei Tiefe d _L (s. Fig. 2A bei L) erhält man eine neuartige Kombination von Messungen von Wandlern mit einer umgekehrten Nah- und Fernbeziehung, die die erwünschte Bohrlochkompensation liefern.

Darüber hinaus kann eine zweite bohrlochkompensierte Messung gleichzeitig gemacht werden mit und über das gleiche Intervall in dem Bohrloch wie die oben beschriebene bohrlochkompensierte Messung. Eine solche zweite Messung kann nicht erzielt werden mit der bekannten Sender-Empfänger- Empfänger-Sender-Anordnung. Gemäß Fig. 2B erhält man durch Kombination eines zweiten Satzes von Messungen m₃ und m₄, genommen bei Tiefe d _I (s. Fig. 2B bei I) mit Messungen m₂ und m₄, genommen bei Tiefe d _L (s. Fig. 2B bei L) eine zweite bohrlochkompensierte Messung, hat jedoch hier eine längere Sender-Empfänger-Distanz als bei der ersten Messung. Dies liegt daran, daß dieser zweite Satz von Messungen bezogen wird auf Empfänger, die weiter entfernt sind als in dem ersten Satz.

Ein weiterer Vorteil der Wandleranordnung gemäß der Erfindung bezieht sich auf die Verwendung der Anordnung zur Kompensation für statistische und systematische Fehler bei den Messungen, die genommen werden, und dies wird unter Bezugnahme auf Fig. 2C beschrieben.

Es ist festzuhalten, daß die Messung m₂ bei Tiefe d _I im wesentlichen wiederholt wird durch m₃ bei d _J , wenn T₁ durch T₂ ersetzt wird und T₃ durch T₄ ersetzt wird, weil sich die Sonde durch das Bohrloch bewegt. Unter perfekten Meßbedingungen sollte demgemäß m₂ gleich m₃ sein. Unter typischen Bohrlochmeßbedingungen jedoch gibt es verschiedene bekannte Gründe, warum dies nicht der Fall ist. Seblst wenn kleine statistische Variationen erwartet werden können, beispielsweise wenn akustische Intervallaufzeitmessungen gemacht werden, erhält man eine verbesserte Messung durch Mittelwertbildung von m₂ bei d _I und m₃ bei d _J zum Erzielen eines Meßwertes, der bezüglich solcher statistischer Veränderungen kompensiert ist. Während eine vergleichbare statistische Kompensation verwirklicht werden kann durch Wiederholung der Messung bei d _I , würde eine solche wiederholte Meßwertaufnahme den Arbeitszyklus der Sonde auf die Hälfte herabsetzen. Im Gegensatz dazu wird keine Erhöhung der Meßrate erforderlich, um dieses Ergebnis zu erzielen, indem die bereits ableitbare Meßwerte m₂ und m₃ kombiniert werden. Darüber hinaus gibt es, wie später erläutert wird, andere Gründe, warum es zu bevorzugen ist, unterschiedliche Wandler und selbst unterschiedliche Sondenpositionen zu verwerten, um Messungen für solche Kombinationen abzuleiten.

Man erkennt, daß andere Messungen auch in vorteilhafter Weise kombiniert werden können, um Kompensationen für zufälliges Rauschen oder unterschiedliche Wandlereinflüsse und deren relative Positionen im Bohrloch zu erzielen, wenn dies auch nicht in Fig. 2C dargestellt ist. Beispielsweise könnte m₂ bei Tiefe d _K zusammen mit m₃ bei d _L kombiniert werden.

In einigen Fällen können auch Meßwerte wie m₂ und m₃ verglichen werden, um Bohrlochstörungen zu ermitteln, etwa eine Schrägstellung der Sonde. Ein Vergleich solcher Messungen kann eine Indikation für die Bohrlochkompensation liefern, die auf den Grundmeßwert angewandt wird, und damit einen Hinweis bezüglich der Verläßlichkeit der bohrlochkompensierten Meßwerte.

Wie oben beschrieben, sind nicht alle vier Meßwerte in jeder Meßwertabfolge notwendig, um eine kompensierte Messung zu erhalten, noch ist es erforderlich, jede Messung nach einzelnen Sendeimpulsen durchzuführen, wie dies beschrieben wurde. Wie jedoch in Fig. 2A bis 2C dargestellt und unten zusammengefaßt, wird jede einzelne Messung mindestens zweimal in unterschiedlichen Kombinationen verwertet, um zwei unterschiedliche bohrlochkompensierte Meßwerte eines ausgewählten Bohrlochintervalls abzuleiten entsprechend zwei unterschiedlichen Sender- Empfänger-Abständen:

Tabelle I

1) m₂ und m₁ bei d _I (Intervall T₂-T₁ bei Betrieb von T₃)
2) m₃ und m₁ bei d _L (Intervall T₃-T₄ bei Betrieb von T₂)
3) m₄ und m₃ bei d _I (Intervall T₂-T₁ bei Betrieb von T₄)
4) m₄ und m₂ bei d _L (Intervall T₃-T₄ bei Betrieb von T₁)
5) m₂ bei d _I (T₃ nach T₁) und m₃ bei d _J (T₄ nach T₂)
6) m₂ bei d _K (T₃ nach T₁) und m₃ bei d _L (T₄ nach T₂)

Wie in Fig. 1 dargestellt, wird jede Messung m₁, m₂, m₃ und m₄ in der Meßwertspeichervorrichtung 22 für jedes Tiefeninkrement d _I , d _I+1′ . . . usw. gespeichert; jedes Inkrement liegt in der Größenordnung von 15 cm oder darunter.

Wenn die Meßwertspeicherkapazität begrenzt ist, ist es vorteilhaft, einige der Messungen zu kombinieren, um die benötigte Kapazität minimal zu halten. Beispielsweise können die Meßwerte m₁ und m₂ für das gleiche Tiefeninkrement (s. Fig. 2A bei Position I und Tiefeninkrement d _I ) in der Meßwertauswahl und Kombinationsvorrichtung 24 subtrahiert werden, um einen neuen Meßwert m₅ = m₂ - m₁ zu bilden, der seinerseits gespeichert werden kann und damit m₁ und m₂ ersetzt oder, wenn hinreichend große Speicherkapazität vorhanden ist, als zusätzlicher Meßwert gespeichert wird.

Bei der Bewegung der Wandleranordnung durch das Bohrloch von d _I nach d _J können andere Meßwerte kombiniert werden um Ersatz- oder zusätzliche Meßwerte zu bilden. Bei der Bewegung der Anordnung zur Tiefe d _L (s. Position L in Fig. 2) wird ein vollständiger Satz von Meßwerten erzeugt. Die vorhergewonnenen sind nun zugänglich vom Speicher 22 A und jene, die bei Tiefe d _L gewonnen werden, stehen nun als laufender Meßwert zur Verfügung. Es ist demgemäß möglich, diese erzeugten Meßwerte zu kombinieren, um kompensierte Meßwerte für das Bohrlochintervall, das in Fig. 2 unterhalb d _I gezeigt ist, zu gewinnen.

Beispielsweise kann man durch Subtraktion von m₁ von m₃, erzeugt bei d _L der laufenden Tiefe bei Position L nach Fig. 2A und Kombinationen dieses Ergebnisses mit den Meßwerten m₂ und m₁ bei d _I , vorher erzeugt bei Position I, oder deren vorhergehender Kombination m₅ bei d _I die bohrlochkompensierte Messung für das Bohrlochintervall gewinnen, das in Fig. 2 dargestellt ist, entsprechend der kurzen Sender-Empfänger-Distanz-Untersuchung.

Die obigen Kombinationen ergeben sich für ein akustisches Log durch Addition von zwei Δ t-Meßwerten für das gleiche Bohrlochintervall, eines entsprechend einer Zweiempfängermessung und das andere entsprechend einer Zweisendermessung, um die gewünschte Bohrlochkombination zu erzielen. Abhängig von dem Abstand zwischen Paaren gleichartiger Wandler kann das Ergebnis eine Neukalibrierung erfordern. Wenn beispielsweise der Abstand 30 cm beträgt, so erzeilt man den korrektren Wert Δ t, wie durch den Ausgang A angedeutet, durch Division der Endkombination durch die Zahl 2.

Zusätzlich zur Kombination dieser beiden Δ t-Meßwerte, wie oben beschrieben, könnten verschiedene Messungen an verschiedenen Tiefenniveaus verglichen werden, um die Bohrlochzustände, die eine Kompensation erfordern, anzuzeigen, oder in einer solchen Weise kombiniert werden, daß man durchschnittliche Meßwerte erhält. Beispielsweise können m₂ bei d _I (s. Fig. 2C bei I) und m₃ bei d _J (s. Fig. 2C bei J) addiert werden oder gemittet werden, um m₆ zu bilden. Diese mittelwertbildenden Meßwerte können dann kombiniert werden, um Δ t-Meßwerte zu liefern, oder zu anderen Zwecken.

In Fig. 3A und 3B sind typische Schaltkreise für an der Oberlfäche und im Bohrloch befindliche Anordnungen dargestellt, zur Ausführung der Sender- und Empfängerauswahl, Aufnahme und Kombination einzelner Meßwerte in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Zwar sind Schaltkreise dargestellt zur Lieferung von kompensierten akustischen Laufzeitmessungen, doch können ähnliche Schaltkreise verwendet werden für kompensierte Amplitudenverhältnismeßwerte beispielsweise durch Modifikation der Schaltkreise nach Fig. 3A und 3B, um auch Signalamplituden oder Verstärkungsgradeinstellinformationen zu gewinnen zusammen mit den Laufzeitmeßinformationen. Die Amplitudeninformation kann verarbeitet werden entsprechend der Lehre der oben diskutierten US-PS 35 24 162.

Eine allgemeine Beschreibung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach Fig. 3A und 3B wird nachstehend wiedergegeben, gefolgt von einer ins einzelne gehenden Erläuterung.

Allgemein gesprochen beginnt die Meßsequenz mit einem Tiefenimpuls entsprechend einem Tiefeninkrement, und danach erfolgt die Ansteuerung der einzelnen Sender und Empfängerselektionszyklen, um die Sequenz zu vollenden. Vier Zyklen und zugeordnete logische Modus' sind in der untenstehenden Tabelle II wiedergegeben, um entweder Sender T₃ oder den weiter entfernten Sender T₄ auszuwählen, und den Empfänger T₂ oder den weiter entfernten Empfänger T₁.

Diese logischen Modus', mit M und oder N und bezeichnet, werden verwendet, um jeweils den richtigen Sender bzw. Empfänger auszuwählen, wie später zu beschreiben. Die Laufstreckenabschnitte nach Tabelle II für jeden Meßwert sind in Fig. 4A (später erläutert) dargestellt, und sind gültig ebenso für entweder die Kontaktschlittenausführung, die dargestellt ist, oder für eine Dornausführung der Sonde.

Es folgt Tabelle II:

Tabelle II

Der ausgewählte Sender wird angesteuert, und das sich ausbreitende Singal wird an dem ausgewählten Empfänger empfangen, verstärkt mit einer Verstärkungsgradeinstellung, die angemessen ist für den jeweiligen Senderempfängerzyklus, und nach oben übertragen. Ein Bezugszeitimpuls wird erzeugt in einer festen zeitlichen Beziehung zu der Ansteuerungszeit des Senders und verwendet als eine Basis für Kompensation von Signalverlusten im Kabel und als ein Zeitreferenzpunkt zum Gattern der Signaldetektorschaltkreise, die verwendet werden für das Erfassen der Eintreffzeit des empfangenen Signals. Zeitmessungen werden durchgeführt durch Gatterung von Taktimpulsen in einen Zähler, beginnend mit dem Sender- Ansteuerreferenzimpuls und beendet mit der Erfassung. Der Zählerinhalt wird dann die einzelne Messung m, die oben bereits diskutiert wurde unter Bezugnahme auf die vorhergehenden Figuren. Diese Messungen werden gespeichert oder aufgezeichnet entsprechend ihrer Zyklusposition für die weitere Verarbeitung.

Für die ins einzelne gehende Erläuterung wird nun auf Fig. 3A Bezug genommen. Die Sequenz beginnt mit einem Tiefenimpuls vom Tiefenimpulsgenerator 305, der eine Rateoszillatorsteuerung 310 und einen Taktgeber 324 startet. Der Oszillator 310 und der Taktgeber 324 wirken zusammen zur Erzeugung von Steuersignalen mit einer Rate derart, daß mehrere vollständige Sequenzen von vier Zyklen jeweils pro Sekunde ablaufen. Taktimpulse werden dem Zyklusverschlüssler 303 zugeführt, der vier Zyklussteuerimpulse erzeugt, verwendet als Binärzustände von M und N; das heißt, M, , N und , durch Steuerung von Logikschaltkreisen zur Erzeugung von Modussignalen, welche die Modus' der Tabelle II repräsentieren. Die Zyklussteuerimpulse werden verwendet, um die Steuerlogik 331 und 332 zu synchronisieren zum Auswählen einer neuen Sender-Empfänger-Kombination und zum Synchronisieren eines im Bohrloch befindlichen Verstärkungsfaktorsystems 334 zwecks Einstellung der Verstärkungsfaktoren, die angemessen sind für die empfangenen Signale jedes Zyklus.

In Fig. 3C ist ein Zeitdiagramm dargestellt zur Illustration der zeitlichen Beziehungen zwischen den Taktimpulsen (Zeile 1) von Taktgeber 324, M und N Binärmodussignal (2 und 3) von der Steuerlogik 331, Zyklussteuerimpulse (4, 6, 8 und 10) und deren verzögerten Gegenstücken (5, 7 9 und 11) von Zyklusverschlüßler 330 und Zählerrücksetz- und Aufwärts-/Abwärtssteuerkontrollimpulsen (12, 13, 14 für Zähler Nr. 1, 2 bzw. 3) von der Steuerlogik 332, verwendet in den Oberflächenschaltkreisen nach Fig. 3A zur Synchronisation der untertage befindlichen Schaltkreise, dargestellt in Fig. 3B.

Zwar sind die tatsächlich vorhandenen Schaltungen, etwa Rechteckwellengeneratoren, die verwendet werden können, um diese Signale und Impulse zu erzeugen sowie deren verzögerte Gegenstücke, aus Gründen der Vereinfachung der Schaltungsdiagramme nicht dargestellt, doch ist die Technik zur Herstellung solcher Schaltkreise dem Fachmann bekannt. In ähnlicher Weise sind zur Vereinfachung der Diagramme nicht alle Verbindungen zwischen den verschiedenen Schaltkreiskomponenten dargestellt, die mit diesen Signalen und Impulsen durchgeführt sind, um Gatter zu entsperren, Kodes auszuwählen, Zähler rückzusetzen oder dgl. Die Identität jedes einzelnen oder Alternativensignals und Impulses ist dort dargestellt, wo es angemessen erscheint.

Aus Fig. 3C kann man erkennen, daß ein Tiefenimpuls eine Serie von Taktimpulsen 1 bis 9 (gezeigt auf Zeile 1) startet zur Definition einer vollständigen Meßsequenz, wie oben unter Bezugnahme auf Fig. 2 und Tabellen I und II erläutert. Bei dem ersten Taktimpuls wählt das Modussignal M T₃ an (Zeile 2) und N wählt T₂ an (Zeile 3), um den Zyklus CI zu beginnen zwecks Gewinn von m₁. Zähler Nr. 1 (gezeigt bei 391 in Fig. 3A) kann zurückgesetzt werden (RS) (wie in Teile 12 Fig. 3C gezeigt) bei der aufsteigenden Kante des Steuerimpulses von Steuerlogik 332. Danach beginnt der Zähler Nr. 2 Taktimpulse von dem Hochfrequenztaktgeber 389 zu zählen, wenn er an diesen angegattert ist über Taktgatter 390 während des ersten Abschnitts von Zyklus CI (Zeile 4). Normalerweise wird der Zähler Nr. 1 gestoppt durch die Empfängersignaldetektion vor dem Ende dieses Abschnitts bei Taktimpuls 2, und falls nicht, kann dieser Impuls oder ein verzögerter Impuls CI′ verwendet werden, um Zähler Nr. 1 zu stoppen, doch wäre in diesem Falle sein Zählstand ungültig.

Die Aufwärts-/Abwärtszähler Nr. 2 und Nr. 3 sind bei 394 bzw. 394 A in den Schaltkreisen, dargestellt als 24 A bzw. 24 B in Fig. 3A, und werden verwendet in Verbindung mit Speichern Nr. 1 und Nr. 2, ebenfalls dort gezeigt, zur Kombination der jeweiligen Meßwerte für jeden Zähler in dem aufwärts (+) oder abwärts (-) Modus, wie angedeutet auf den Zeilen 13 bzw. 14 von Fig. 3C. In ähnlicher Weise sind die Zähler Nr. 2A, Nr. 2B, Nr. 3A und Nr. 3B in gestrichelten Linien in Schaltkreisen 24 A bzw. 24 B in Fig. 3A angedeutet.

Beispielsweise ist der Zähler Nr. 2 des Schaltkreises 24 A aus Fig. 3A dargestellt (Zeile 13) beim Abwärtszählen bei Taktimpuls 1 und, wie im einzelnen später zu beschreiben, zählt er abwärts während des ersten Teils von Zyklus 1 wenn m₁*, wobei der Stern andeutet, daß die Messung tiefenverzögert oder gespeichert war von einer vorigen m₁ Messung bei einer größeren Tiefe, beispielsweise der Eingang ist von Speicher Nr. 1, dann bei Taktimpuls 2, immer noch im Abwärtsmodus, ist der laufende m₁-Wert der Eingang zum Zähler Nr. 2 direkt vom Zähler Nr. 1; das heißt, ohne Verzägerung oder Speicherung, da Zähler Nr. 1 den laufenden Meßwert nach dem ersten Teil jedes Zyklus enthält. Demgemäß hat beim Taktimpuls 3 der Zähler Nr. 2 -m₁* -m₁ akkumuliert und wird dann in einen Aufwärtszählmodus (+) geschaltet. Dann ist während des ersten Teils von Zyklus 2 m₂* der Eingang von Speicher Nr. 1 zur Addition von +m₂*, und während des letzten Teils von Zyklus 3 (bei Taktimpuls 6) ist der laufende Wert m₃, gezählt während des ersten Teils von Zyklus 3, der Eingang von Zähler Nr. 1 zur Addition von +m₃ zu der vorherigen Akkumulation im Zähler Nr. 2.

Am Ende von Zyklus 3 enthält der Zähler Nr. 2 -m₁* -m₁+m₂*+m₃, die in dieser Reihenfolge die Eingänge bilden. Danach, zu einem geeigneten Zeitpunkt (dargestellt als während des Zyklus 4 in Zeile 13 Fig. 3C), kann der Zähler Nr. 2 Ausgang sein und rückgesetzt werden (RS) zum Beginn des nächsten Tiefenimpulses als nächste Sequenz, wie oben beschrieben bei Impuls 1. Wie später erläutert und dargestellt in Fig. 1 und 3A bei A, entspricht diese Kombination von Meßwerten einer der bohrlochkompensierten Messungen, die man gemäß der Lehre der Erdfindung erzielt.

Der Aufwärts-/Abwärtszähler Nr. 3, als 394 A in Schaltung 24 B von Fig. 3A gestellt, ist in ähnlicher Weise im Diagramm in Fig. 3C auf Zeile 14 erfaßt. Seine Sequenz beginnt jedoch nach dem Taktimpuls 3 anstatt bei Taktimpuls 1, wie oben für den Zähler Nr. 2 diskutiert. Bei Beginn des Zyklus 2 mit dem Taktimpuls 3 beginnt der Zähler Nr. 3, wobei er in den Abwärtsmodus geschaltet ist. Während des letzten Teils von Zyklus 2 und während des erstenTeils von Zyklus 3 sind -m₂ und -m₃* die Eingänge. Dann beim Taktimpuls Nr. 7 wird der Zähler Nr. 3 in den Aufwärtsmodus umgeschaltet, und die Meßwerte +m₄* +m₄ sind die Eingänge von Speicher Nr. 2 und direkt von Zähler Nr. 1 während Zyklus 4. Demgemäß enthält am Ende des Zyklus 4 der Zähler Nr. 3 den Wert -m₂ -m₃* +m₄* +m₄. Wie in Fig. 3C auf Zeile 14 dargestellt, kann der Zählerstand von Zähler Nr. 3 Ausgang sein während des folgenden Zyklus 1, und der Zähler 3 wird dann zurückgesetzt (RS) und umgeschaltet in den Abwärtsmodus, um seine Sequenz wieder bei Taktimpuls 3 zu beginnen. Wie später erläutert und in Fig. 3A bei B dargestellt, entspricht diese Kombination von Meßwerten einem anderen der bohrlochkompensierten Meßwerte, den man gemäß der Lehre der Erfindung gewinnt.

Die Zyklen 1 bis 4 gemäß Fig. 3B sind in Tabelle III zusammengefaßt und werden außerdem diskutiert in der nachfolgenden Beschreibung. Mit der allgemeinen Verwendung und Zeitlage der Steuersignale, Modusimpulse, Zähler und Speicher, die nachfolgend beschrieben werden, werden die einzelnen Schaltkreise von Fig. 3A und 3B erläutert. Die M- und N-Modus-Selektionssignale, erzeugt für jeden Zyklus durch die Steuerlogik 331, werden als die ersten zwei Bits eines Kodesignals verwendet.

Zu Beginn jedes Zyklus wird ein Codesignal vom Codesender 336 in Fig. 3A übertragen nach unten zum Codeempfänger 340 in Fig. 3B. Das Codesignal braucht nur sechs Informationsbits zu enthalten zur Angabe dafür, welcher der beiden Sender (ein Bit), welcher der beiden Empfänger (ein Bit) und welche von 16 Verstärkungsgradeinstellungen (vier Bits) zu verwenden sind. Zusätzliche Bits für zahlreichere Verstärkungsgrad- oder Dämpfungseinstellungen können wünschenswert sein, um die Verstärkungsgrad-Auflösung zu erhöhen, wenn Amplituden-/Dämpfungsmessungen ebenfalls durchgeführt werden.

Es wird nun die Betriebsweise der im Bohrloch befindlichen Schaltkreise unter Bezugnahme auf Fig. 3B erläutert. Im allgemeinen wird die Codeübertragung zum Anschließen des ausgewählten Senders und Empfängers an entsprechende unter Tage befindliche Schaltkreise und zur Einstellung der im Bohrloch durchzuführenden Verstärkung verwendet. Als nächstes wird der ausgewählte Sender angesteuert, und die Zeitzählung beginnt. Ein automatisches Verstärkungsregelsystem wird verwendet, um die Signalamplitude zu normieren durch Veränderung der Verstärkungsgrade für jeden unterschiedlichen Sender- Empfänger-Zyklus.

Im einzelnen läuft der Betrieb der im Bohrloch befindlichen Schaltkreise nach Fig. 3B so ab, daß die Codesignale vom Codesender 336 vom unter Tage befindlichen Codeempfänger 340 empfangen werden im Schaltungsabschnitt 11 B aus Fig. 3B, und ein Codebit, das den M- oder -Modus repräsentiert, wird zum Senderselektor 344 übertragen, der entweder den Ansteuerschaltkreis 352 oder 354 mit T₃ verbindet für M oder T₄ für . In ähnlicher Weise wird das N- oder -Bit zu dem Empfangsselektor 350 übertragen, und entweder Empfänger T₂ für N oder T₁ für wird über den Empfangsselektor 350 an den Verstärker 346 mit einstellbarem Verstärkungsgrad angeschlossen.

Die Verstärkungsgradbits im Signal-Code (vier sind dargestellt) werden zu dem im Bohrloch befindlichen Verstärkungsselektor 346 übertragen, welcher diese Bits dazu ausnutzt, voreingestellte bestimmte Dämpfungsglieder und Verstärker anzuschließen, um den gewünschten Verstärkungsgrad zu erzielen, der durch den Code vorgegeben wird. Die resultierenden 16 möglichen Verstärkungsgrade sind aus Gründen der Vereinfachung repräsentiert durch den in seinem Verstärkungsgrad einstellbaren Verstärker 348, gesteuert vom Verstärkungsselektor 346. Der Verstärkungsgrad wird automatisch bestimmt durch Analyse der empfangenen Signale, wie später noch zu erläutern ist; im Augenblick mag es genügen festzuhalten, daß längeren Sender-Empfängerabständen, beispielsweise T₄ nach T₁, relativ höhere Verstärkungsgrade zugeordnet sind als kürzeren Sender-Empfängerabständen, etwa T₂-T₃.

Der Empfang im Bohrloch eines bestimmten Codes durch den Codeempfänger 340 bewirkt auch eine Konditionierung des Ansteuerimpuls­ empfangsgatters 360, das dann die nächste in das Bohrloch ausgesandte Sendung als ein Ansteuerimpulskommando interpretiert. Durch eine entsprechende Verzögerung mittels Verzögerungsglied 341 entsperrt der Empfang des Code auch das vorher gesperrte im Bohrloch befindliche Ausgangsgatter 342, das damit die Aufwärtsübertragung der Ausgangssignale vom Leistungsverstärker 368 ermöglicht, was andernfalls vorher zu einer Störung der Codeübertragung geführt haben könnte. Es kann demgemäß festgestellt werden, daß die Bohrlochschaltkreise aus Fig. 3B den Code dazu verwenden, die zugeordnete Elektronik zu konditionieren für den Anschluß der entsprechenden Sender und Empfänger und die Einstellung des gewünschten Verstärkungsgrades und der Gatter in Erwartung des nachfolgenden Ansteuerimpulskommandos.

Es sei nun wieder auf Fig. 3A eingegangen. Die an der Erdoberfläche befindlichen Schaltkreise werden synchron mit dem Betrieb der im Bohrloch befindlichen Logik entsperrt, um den Ansteuerimpuls auszulösen und den zugeordneten Referenzimpuls und das nachfolgende Empfängersignal zu empfangen. Der Zyklusverschlüßler 330 in Fig. 3A erzeugt für jeden Zyklus ein Signal, das zur Steuerlogik 332 ausgesandt wird, die ihrerseits Signale erzeugt zum Rücksetzen auf Null eines ersten Zählers 391 und, je nach dem bestimmten Zyklus C₁ bis C₄, um die verschiedenen Gattersignale zu Gattern, Zählern und Signalverarbeitungsschaltkreisen zu liefern, von denen die meisten bereits unter Bezugnahme auf Fig. 3C erläutert wurden.

Verzögerte Steuerimpulse von Zyklusverschlüßler 330 unterteilen jeden Zyklus in Unterzyklen für die Erfassung und automatische Verstärkungsregelung und für die Gatterung der vervollständigten Strommessungen oder vorheriger gespeicherter Messungen in die Signalverarbeitungsanordnung 24 aus Fig. 3B, wie das für den jeweiligen Zyklus vorzusehen ist. Wenn beispielsweise die Signalverarbeitungsschaltung 24 A und 24 B verwendet wird, können diese Steuersignale verwendet werden, um die Zähler 394 und 394 A zu leeren und zu konditionieren, daß sie den nächsten Eingang verarbeiten durch Abwärtszählen, oder wenn der Eingang eine digitale Wortsendung ist, das Wort zu kombinieren mit einem negativen Vorzeichen. Nachfolgende Steuersignale veranlassen diese Zähler, weitere Eingänge zu akzeptieren durch Aufwärtszählen oder addieren zum vorherigen Zählstand.

Neben der Lieferung von Taktimpulsen, welche jeden Zyklus beginnen, zum Zyklusverschlüßler 330, liefert der Taktgeber 324 auch nach einer angemessenen Verzögerung einen Steuerimpuls zum Ansteuern des Pulsschaltkreises 320. Diese Verzögerung, bewirkt durch in dem Taktgeber 324 vorgesehene innere Schaltungen, ist so bemessen, daß ein Zeitraum vorgesehen wird sowohl für die im Bohrloch befindlichen als auch die an der Oberfläche befindlichen Schaltkreise, konditioniert zu werden wie oben beschrieben, um den Ansteuerimpuls oder "Abfeuerungsimpuls" zu empfangen. Mit den fertigvorbereiteten Bohrloch- und Oberflächenschaltkreisen bewirkt dieser verzögerte Taktimpuls, daß der Ansteuerimpulsschaltkreis 320 einen Ansteuerimpuls (FP = firepuls) auslöst, der nach unten übertragen wird und von dem vorher konditionierten Ansteuerimpuls- Empfangsgatter 360, dargestellt in Fig. 3B, richtig interpretiert wird.

Gemäß Fig. 3B wird das Ansteuerimpulskommando durch den Ansteuerimpulsdetektor 362 gegattert und bei Erfassung bewirkt es, daß der T₀-Generator 364 einen Bohrlochansteuerimpuls einleitet. Dies bewirkt, daß der Sendeselektror 344, vorher angeschlossen an Senderansteuerschaltkreise 352 für T₃ bei Modus M oder 354 für T₄ bei Modus (s. Tabelle 2), den ausgewählten Sender ansteuert oder "feuert", und zwar je nachdem T₃ oder T₄. Der T₀- Generator 364 löst auch einen T₀-Impuls aus zur Verwendung als Referenzsignal sowohl durch die im Bohrloch befindlichen als auch die an der Oberfläche befindlichen Schaltkreise. Für die Oberflächenverwendung wird der T₀-Impuls nach oben übertragen, über den Leistungsverstärker 368 und durch das nun entsperrte Ausgangsgatter 342, zum Signalempfänger 370 und zu der automatischen Verstärkerregelung 372, die sich an der Erdoberfläche befindet (s. Fig. 3A)

An der Erdoberfläche wird der T₀-Impuls verwendet als eine Amplitudendifferenz. Da er im Bohrloch erzeugt wird durch den T₀- Generator 364 mit einer normierten Referenzamplitude, werden die automatische Verstärkungsregelung 372, das T₀-Gatter 374, der Spitzendetektorschaltkreis 376 und die T₀-Verstärkungseinstellregelung 378 (dargestellt in Fig. 3A) verwendet, um an der Erdoberfläche diese normierte Amplitudenreferenz wiederzugewinnen. Demgemäß sorgt diese systeminterne Steuerung für die Kompensation von Kabelverlusten, Phasenverzerrungen, Drift usw..

Der T₀-Impuls wird über T₀-Gatter 374 gegattert, das vorher konditioniert wurde, um T₀ zum Spitzendetektor 376 über Leitung 374 A durchzulassen. Diese Konditionierung wird synchronisiert mit dem Betrieb des Ansteuerimpulsschalkreises 320. Die Spitzenamplitude des an der Oberfläche empfangenen T₀-Impulses wird erfaßt durch den Spitzendetektor 376 und verglichen mit einer Referenzamplitude durch den T₀-Verstärkungseinstellschaltkreis 378, der, falls erforderlich, die Verstärkungsregelung 372 nachstellt zum Wiedergewinnen der Amplitude für nachfolgende T₀-Signale auf den Pegel der Referenzamplitude. Zusätzliche Signalkonditionierschaltkreise können vorgesehen sein für Kabelverluste unter Verwendung dieser bekannten T₀-Signalnorm.

Die T₀-Spitzenamplitude, erfaßt vom Spitzendetektor 376, wird ferner zu einem Amplitudendetektor 380 übertragen als eine Amplitudenreferenz für die Verwendung beim Erfassen des Empfangssignals, das T₀ folgt, wie noch zu erläutern.

Der T₀-Impuls liefert eine genaue Zeitreferenz, bezogen auf die Senderansteuerung. Diese Zeitreferenz wird bestimmt durch einen Nulldurchgangsdetektorschaltkreis 375, der über das T₀- Gatter 374 angeschlossen ist, um ständig den T₀-Nulldurchgangspunkt zu erfassen. Dieser T₀-Erfassungspunkt wird verwendet als Beginn für die Zeitmessung durch Lieferung eines zeitbezogenen T₀-Erfassungssignals als ein Startsignal für Taktgattersteuerung 388 aus Fig. 3B, die ein Taktgatter 390 entsperrt, um Hochfrequenztaktimpulse von Taktgenerator 389 zum Zähler Nr. 1 durchzulassen, welcher, nachdem er vorher auf Null zurückgesetzt worden ist, die Taktimpulse zu zählen beginnt. Die Frequenz der Taktimpulse sollte hoch genug sein, etwa 2,5 MHz, um die gewünschte zeitliche Auflösung zu ermöglichen. Das T₀-Erfassungssignal wird seinerseits verwendet zum Ausgattern des T₀-Gatters 374 und zum Angattern eines Empfangssignaldetektorgatters 379 derart, daß nachfolgende Signale als das nächste erwartete Empfängersignal interpretiert werden. Während die Oberflächenanordnung nach Fig. 3A nun mit der Zeitmessung beim Start der Taktgeberimpulszählung beginnt, sei nun wieder auf die Untertageschaltung aus Fig. 3B eingegangen.

Das T₀-Signal, erzeugt vom T₀-Generator 364, wird um D 1 bzw. D 2 verzögert mittels Verzögerungsschaltkreis 365, wie in Fig. 3B dargestellt, und verwendet, um ein Empfangsgatter 366 zu öffnen bzw. zu schließen während eines Zeitintervalls entsprechend der erwarteten Eintreffzeit des empfangenen Signals. Diese Verzögerungen verändern sich selbstverständlich je nach dem Abstand zwischen Sender und Empfänger und können in an sich bekannter Weise ermittelt werden.

Nach der Ausbreitung in der Formation läuft der akustische Impuls, ausgesandt von dem angewählten Sender, durch das Bohrloch und die Formation und wird empfangen von dem ausgewählten Empfänger, der vorher durch den Empfängerselektor 350 an einen bereits voreingestellten verstärkungsvariablen Verstärker 348 angeschlossen worden ist. Die Auswahl und die Verstärkungsgradeinstellung wurden oben unter Bezugnahme auf den Betrieb des Codeempfängers 340 erläutert. Das empfangene Signal gelangt durch das nun entsperrte Empfangsgatter 366 wie oben beschrieben und zu dem ebenfalls erwähnten Leistungsverstärker 368 und das noch immer offene Ausgangsgatter 342, von wo es zu den Oberflächenschaltkreisen nach Fig. 3A übertragen wird.

Dort wiederum entsprechend Fig. 3A wird das verstärkte Empfängersignal, das hier mit R _x bezeichnet wird, empfangen und rekonditioniert am Signalempfänger 370 und verstärkt durch die Systemverstärkungsregelung 372, wie oben beschrieben, damit man eine kabelkompensierte Amplitude erhält. Es wird dann durch ein Empfängerdetektorgatter 379 gegattert, vorher konditioniert durch ein T₀-Empfangssignal, erzeugt durch den Nulldurchgangsdetektor 375, damit das Signal zu dem Erfassungsschaltkreis 380 bis 384 gelangen kann.

Wie in Fig. 3A illustriert, wird das Eintreffen des empfangenen Signals R _x erfaßt durch gleichzeitiges Vergleichen der R _x -Amplitude im Amplitudendetektor 380 mit einer T₀-Referenzamplitude, geliefert vom Spitzendetektor 376, und Überprüfung von R _x mit einem Nulldurchgangsdetektor 382 und einem Spitzendetektor 384. Ein typisches R _x -Signal ist in Fig. 9A dargestellt. Es besitzt positive und negative Halbwellen, deren Amplitude während der allerersten Halbwellen zunimmt. Wie in der Schaltung nach Fig. 3A dargestellt, sind drei Bedingungen erforderlich für die Erfassung: 1) ein Nulldurchgang muß erfaßt worden sein durch den Nulldurchgangsdetektor 382, welche Erfassung intern verzögert worden ist durch eine Verzögerung entpsrechend etwa einer Halbwelle, 2) die nachfolgende Amplitude von R _x , verglichen durch den Amplitudendetektor 380, muß einen kleinen Bruchteil der T₀-Referenzamplitude überschreiten, und 3) eine R _x -Amplitudenspitze muß erfaßt werden durch den Spitzendetektor 384 innerhalb der Halbzyklusverzögerung nach der Nulldurchgangserfassung. Alle drei Erfassungskriterien werden zu einem UND-Gatter 385 übertragen, derart, daß das erste Auftreten einer Amplitude, welche eine Schwellenamplitude übersteigt, in bezug gesetzt auf die T₀-Amplitude, der ein Nulldurchgang in entsprechender Polarität vorausgeht und der eine Amplitudenspitze der gleichen Polarität innerhalb einer Halbzyklusverzögerung folgt, die Erfassung beendet.

Eine R _x -Erfassungsanzeige bildet den Ausgang vom UND-Gatter 385 und veranlaßt den Haltekreis 386, die Spitzenamplitude, erfaßt vom Spitzendetektor 384, zur Verwendung bei dem Einstellen der unterirdischen Verstärkung zwecks nachfolgenden Empfanges zu halten, und zwar mit der gleichen Sender-Empfänger-Kombination in Kooperation mit dem untertage befindlichen Verstärkungsgrad- Einstellschaltkreis 334. Unabhängige Verstärkungsgradeinstellungen werden durchgeführt und gespeichert in dem Untertage-Verstärkungsgrad- Einstellschaltkreis 334 für die spätere Verwendung mit entsprechenden Zyklen. Darüber hinaus werden diese Verstärkungsgrade bestimmt für denselben Teil des Signals, der für die Messung verwendet wurde. Eine weitere Beschreibung dieser automatischen Verstärkungsgradeinstelltechnik findet sich in den gleichzeitig anhängigen US-Patentanmeldungen SN 528 693 (1974) und 528 694, als cip hinterlegt unter 678 643 (1976).

Ein R _x -Erfassungssignalausgang vom UND-Gatter 385 wird verwendet, um das Empfangssignalgatter 379 rückzusetzen, wie oben beschrieben, und, was noch wichtiger ist, um die Taktgattersteuerung 388 dazu zu bringen, die Taktimpulse, die vom Taktgeber 389 kommen, zu sperren. Diese Impulse waren vorher zugeschaltet worden zum Zähler 391 mittels Taktgatter 390 durch die T₀-Erfassung, wie oben beschrieben. Demgemäß werden die T₀- und die R _x -Erfassung verwendet, um die Bestimmung einer Taktimpulszählung zu bewirken, entsprechend der Zeitmessung für diesen gegebenen Zyklus. Auf diese Weise enthält nun der Zähler Nr. 1 die Anzahl von 2,5 MHz Taktimpulsen entsprechend der Laufzeit realtiv zu T₀ und den empfangenen Signalerfassungen. Der Zählstand im Zähler 1 kann seinerseits als einzelne Zeitmessung betrachtet werden, entsprechend dem jeweiligen Meßzyklus, wie etwa m₁ für Zyklus 1, m₂ für Zyklus 2 usw.. Der Inhalt des Zählers Nr. 1 bei Beendigung der Zählung kann dann übertragen werden über verschiedene Gatter zu Auswerteanordnungen entsprechend den Zeittabellen nach Fig. 3C, bewirkt durch entsprechend verzögerte Steuerimpulse C′ vom Zyklusverschlüßler 330.

Wenn beispielsweise die einzelnen Messungen für spätere Verarbeitung aufzuzeichnen sind, veranlassen die verzögerten Steuerimpulse C₁′ bis C₄′ jeweils die Überführung der Zählstände entsprechend m₁ bis m₄ über Gatter 392 B zu einem entsprechenden Aufzeichnungsgerät, das am Punkt C angeschlossen ist, etwa ein Digital-Magnetband-Recorder (nicht dargestellt).

Alternativ werden einzelne Zyklussteuerimpulse verwendet, um selektiv die Zählstände in den Speicher und Zählerkreis 24 A einzugeben, um ein einziges kompensiertes Signal zu erzeugen, und in die ähnliche Schaltung in 24 B, falls zwei unterschiedliche, abstandskompensierte Signale erwünscht sind. Diese Schaltkreise erfüllen die Beziehungen für die Kombination einzelner Messungen, die in Tabelle III dargestellt sind:

Tabelle III

Die obige Tabelle III illustriert den allgemeinen Zyklus für jede Messung m. Während des primären Abschnitts des Zyklus - hier als Unterzyklus C bezeichnet - werden Taktimpulse im Zähler Nr. 1 (C Nr. 1) akkumuliert für die neue Messung bei der jeweiligen laufenden Tiefe d _J , wie beispielsweise in den Fig. 2A und 2B dargestellt. Die entsprechende Messung m*, die an der vorhergehenden Position d _I in dem Beispiel gemacht wurde, wird vom Speicher M zu einem zweiten Zähler übertragen, der vorher konditioniert worden war für den Zyklus, um abwärts zu zählen oder zu subtrahieren, oder um aufwärts zu zählen oder zu addieren, beispielsweise. Dies schafft Speicherraum im Speicher für die laufende Messung derart, daß der Speicher nur eine Kapazität für eine Anzahl von Messungen haben muß, die zwischen d _I und d _J gewonnen werden, weil die laufende Messung m (bei d _J ) die Messung m* (gespeichert bei d _I ) ersetzen kann.

Der nächste Unterzyklus C′ beginnt nach einer hinreichend langen Verzögerung, daß die laufende Messung vollendet werden konnte, d. h. nachdem das erwartete Signal von dem Untertagemeßort empfangen worden ist, erfaßt worden ist, und C Nr. 1 die Zählung beendet hat. Dann wird m von Zähler Nr. 1 zum Speicher M durchgeschaltet und ersetzt die entsprechende vorherige Messung m*. Während des Unterzyklus C′ wird m ebenfalls überführt zum jeweiligen zweiten Zähler C Nr. 2 oder C Nr. 3 für diesen Zyklus. Wie für die beiden kompensierten Messungen A und B illustriert, geht jedes m seinerseits zu einem Speicher M und einem zusätzlichen Zähler; z. B. m₁ geht zu M Nr. 1 und C Nr. 2; m₂ zu M Nr. 1 und C Nr. 3; m₃ zu M Nr. 2 und C Nr. 2 und m₄ zu M Nr. 2 und C Nr. 3. Demgemäß speichert jeder Speicher M zwei unterschiedliche m und die Zähler C Nr. 2 und C Nr. 3 kombinieren zwei laufende m und zwei vorher gespeicherte m*.

Die Überprüfung der Fig. 3A und 3B mit der Tabelle III läßt ohne weiteres erkennen, daß beide Messungen und Vorrichtungskomponenten mehreren Aufgaben dienen. Die gleichen Komponenten, Steuerung, Verstärker, Kabelkompensation, Verstärkungsregelung, Zeitreferenz, Erfassungsschaltkreis, Hochfrequenztaktgeber und Taktpulszähler werden verwendet für jede einzelne Messung. Dies führt nicht nur zu preisgünstigeren Anordnungen, sondern bewirkt auch eine Kompensation für systematische Meßfehler, wie im einzelnen noch zu erläutern. Zunächst ist nur darauf hinzuweisen, daß bei einer Komponenten- Ungenauigkeit, die zu einem Fehler von m₁ führt, m₂, m₃ und m₄ ebenfalls um den gleichen Betrag und in der gleichen Richtung verfälscht sein werden. In Übereinstimmung mit den Vorteilen der vorliegenden Erfindung jedoch werden diese Fehler, wenn solche systematisch fehlerhafte Messungen kombiniert werden, wie oben beschrieben auskompensiert, ebenso wie ein systematischer Fehler infolge einer Schrägstellung der Sonde beispielsweise kompensiert wird.

Wie oben diskutiert und in Tabelle III dargestellt, werden verschiedene Messungen typischerweise zweimal verwendet, zunächst als Referenz zu den Empfängern und dann mit den Sendern. Die Steuerlogik 332 liefert die Steuerimpulsmodussignale, welche es ermöglichen, den Zählerstand des Zählers Nr. 1 in die gegatterten Speicher oder Zähler zu übertragen, die verwendet werden, um die Meßkombinationen durchzuführen. Beispielsweise kann nach Beendigung des ersten Meßzyklus m₁, der, wie durch Tabelle II angegeben, der T₃-T₂- Messung entspricht, wie Fig. 3A illustriert, der Taktsteuerimpuls C 1 oder vorzugsweise eine verzögerte Version desselben C 1′, wie in Tabelle III oben gezeigt, verwendet werden, um den Zählerstand zu dem Speicher im Schaltkreis 24 durchzugattern. Vorzugsweise wird der früher liegende C 1-Impuls verwendet, um eine früher gespeicherte Messung aus dem Speicher auszugattern. Die zeitlichen Beziehungen für die verschiedenen M, N, C und C′ (verzögerten) ständigen Kombinationen für die jeweiligen zugeordneten Messungen m₁ bis m₄ wurden bereits unter Bezugnahme auf Fig. 3C beschrieben. Diese Beziehungen werden nun im einzelnen erläutert unter Bezugnahme auf die jeweiligen Schaltkreiskomponenten.

Ein Speicher wird verwendet, um Messungen m* zu verzögern, die in einer früheren Position wie etwa d _I gemäß Fig. 2 gemacht wurden, so daß sie kombiniert werden können mit laufenden Messungen, die sich im Zähler Nr. 1 befinden. In der bevorzugten Ausführungsform wird der Zählerstand des Zählers Nr. 1 über Gatter 392 zum Speicher Nr. 1 durchgegattert, und zwar sowohl bei Vollendung des Zyklus Nr. 1 wie auch des Zyklus Nr. 2, um die Meßwerte m₁ und m₂ zu speichern. Nachdem die Anzahl der volsltändigen Zyklen entsprechend der Bewegung des Wandlerfeldes aus der mit d _I bezeichneten Position in die mit d _L bezeichnete Position in Fig. 2A gespeichert worden ist, stehen diese Messungen zur Verfügung vom Ausgang des Speichers Nr. 1 derart, daß Steuerimpulse angeschaltet an Gatter 396 diese vorher gespeicherten Meßwerte für die Verwendung in Zähler Nr. 2 ausgattern. Auf diese Weise wird C 1′ m₁ bei d _I und C 2′ in ähnlicher Weise m₂ bei d _I veranlassen, durch Gatter 392 in Speicher Nr. 1 gegattert zu werden und zwar in Serienabfolge. Dieser Speicherprozeß von m₁ und m₂ im Speicher Nr. 1 wird fortgesetzt bis beispielsweise bei d _L die frühergespeicherten Meßwerte als Ausgang des Speichers zur Verfügung stehen. Zu diesem Zeitpunkt würde der Steuerimpuls C 1′ fortfahren, neue m₁- Meßwerte dem Speicher zuzuführen wie auch dem Zähler Nr. 2 über Gatter 393.

Wie bereits erläutert, wurde der Zähler Nr. 2 vorher vor C 1 konditioniert, um nachfolgende Eingänge in Abwärtszählrichtung zu verwerten. Wenn demgemäß C 1 dem Speicher Nr. 1 Ausgangsgatter 396 zugeführt wird, wird m₁* entsprechend der vorher gespeicherten m₁*-Messung bei d _I zum Zähler Nr. 2 gegattert. Bei einer verzögerten Version von C 1, mit C 1′ bezeichnet, wird auch das laufende m₁ zum Zähler Nr. 2 und zum Speicher durchgegattert. Auf diese Weise werden m₁* bei d _I und m₁ bei d _L zum Zähler Nr. 2 gegattert und in dem gleichen Sinne kombiniert, daß heißt entweder durch Fortsetzen des Abwärtszählens für deren kombinierte Zählung oder aufaddiert mit negativem Vorzeichen. Demgemäß befindet sich im Zähler Nr. 2 am Ende des C 1-Zyklus -m₁ bei d _L , -m₁* bei d _I . Der nächste Taktzyklus C 2 würde m₂* bei d _I über Gatter 396 zum Zähler Nr. 2 addieren, der jedoch nun so konditioniert ist, daß er Eingangssignale in positivem Sinne interpretiert und damit aufwärts zählt. Dann würde das laufende m₂ bei d _L gespeichert werden. Deshalb würde am Ende eines jeden C 2-Zyklus der Zähler Nr. 2 m₂* bei d _I , -m₁ bei d _L , -m₁* bei d _I enthalten. Während des nächsten Taktzyklus C 3 würde die Messung m₃ bei der laufenden Tiefe d _L über Gatter 393 dem Zähler Nr. 2 zugegattert, der immer noch in seinem Additionsmodus arbeitet, derart, daß das Resultat wird: m₃ bei d _L , +m₂* bei d _I , -m₁ bei d _L , -m₂* bei d _I . Danach wird bei einem nachfolgenden passenden Taktimpuls, hier als C 4′ illustriert, der Zählstand des Zählers Nr. 2 ausgegattert über Gatter 397 zum Punkt A als das kompensierte Signal. Wo die Sender/Empfängerauswahl in Übereinstimmung mit Tabelle II erfolgt war, entspricht das kompensierte Signal A einer kurzen Sender-Empfänger-Distanz-Untersuchung. Zähler Nr. 2 wird danach rückgesetzt und die Verarbeitung für ein anderes kompensiertes Signalmuster entsprechend dem nächsten sequentiellen Tiefeninkrement begann in der obenbeschriebenen Weise.

Für eine Untersuchung B mit großem Sender-Empfängerabstand kann die entsprechende Schaltung 24 B, dargestellt in Fig. 3A mit getrenntem Speicher Nr. 2 und Zähler Nr. 3 sowie zugeordneten Gattern verwendet werden. In 24 B wurden diese Komponenten mit den gleichen Zahlen wie in 24 A markiert, die jedoch nun eine zusätzliche Markierung "A" aufweisen. Natürlich werden diese "A"-Gatter durch andere Steuerimpulse gesteuert als oben angegeben, da sie unterschiedliche Messungen umfassen, die zu unterschiedlichen Zeiten ablaufen. Wie in dem Zeitdiagramm nach Fig. 3C für die Zeitlagen der Schaltkreise nach Fig. 3A faßt Tabelle III die Arbeitsgänge beider Schaltkreise 24 A und 24 B in Ausdrücken der Steuerimpulse, der Zählrichtungen und Zählstände der verschiedenen Zähler und Speicher nach Fig. 3A und verwendet zur Ableitung der beiden kompensierten Signale A und B zusammen.

Man erkennt, daß - wenn beide Werte A und B gewünscht werden - die Speicher 1 und 2 ohne weiteres kombiniert werden können, da ihre Eingangs- und Ausgangsfunktionen mit getrennten Steuerimpulsen ablaufen und die Messungen m₁ bis m₄ in der Reihenfolge gespeichert werden können und in derselben Reihenfolge wiedergewonnen werden können. Ein geeigneter Speicher ist beschrieben in der US-Patentanmeldung S.N. 571 497 (1975), einer CIP von S.N. 384 228 (1973). Immer dann, wenn eine neue Messung wie zum Beispiel m₁ fertig ist, wird die älteste entsprechende Messung aus dem Speicher abgezogen, derart, daß die neueste Messung die älteste Messung ersetzt und der Speicher auf Austauschbasis arbeitet, womit die Speicherkapazität erhalten bleibt.

Man erkennt ohne weiteres, wie die zusätzlichen Messungen m₂ bis m₄ gewonnen werden und verarbeitet werden, und zwar aus der obigen Erläuterung zu m₁, wobei die Steuerlogik und Definition, um diese Messungen zu gewinnen, aus Tabelle II entnommen werden können und die Verarbeitungslogik aus Tabelle III. Es sollte festgehalten werden, daß die Erfindung praktiziert werden kann durch Lieferung einer einzigen kompensierten Messung, hier entweder als A oder als B illustiert, wobei demgemäß nur ein einziger Speicher oder zusätzlicher Zähler zusätzlich zu Zähler Nr. 1 erforderlich wäre. In diesem Falle können zwei Messungen kombiniert werden, wie sie gewonnen wurden, und nur das Ergebnis kann gespeichert werden. Die beiden laufenden Messungen würden nicht gespeichert werden müssen.

Es sollte ferner festgehalten werden, daß die durch Schaltungsanordnung 24 A und 24 B vorgenommene Verarbeitung durch einen digitalen Mikroprozessor erfolgen kann, mit dem ihm normalerweise zugeordnete Speicher als Ersatz für die Speicher 395 und 395 A und unter Ersatz der Zähler 394 und 394 A durch die ihm ebenfalls üblicherweise zugeordneten arithmetischen Register, wobei sein Steuerprogramm die Steuerimpulse verwendet, um die angegebenen Übertragungen zu und von den Speichern und Registern zu bewirken. Wie oben angegeben, können diese Verarbeitungen auch bewirkt werden durch Verwendung des Ausgangs C, aufgezeichnet auf einem Digital-Bandspeicher, dessen Daten dann später als Eingänge einem Digitalrechner für allgemeine Zwecke zugeführt werden und mit einem entsprechenden Steuerprogramm bearbeitet werden.

In Fig. 4A ist ein Wandlerschlittensupport dargestellt, der relativ zu der gewünschten Wandlungskontaktposition parallel zur Bohrlochwandung gekippt ist. Eine solche Schrägstellung kann bewirkt sein durch eine Mehrzahl von mechanischen Problemen etwa bei dem Gestänge zwischen Schlitten und Dorn, durch unrichtigen Seitenwandlungsdruck usw. Leider kann es passieren, daß das Auftreten dieses Schrägstellungsproblems sich nicht auswirkt auf die Gestängedurchmessermessung oder Druckmessung. Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung kann jedoch nicht nur die Schrägstellung erfaßt werden, sondern auch gleich ihr Effekt kompensiert werden.

Das Wandlerfeld nach Fig. 4A ist so angeordnet, wie es zur Erläuterung für Fig. 2A und 2B unterstellt worden war, das heißt, das Empfängerpaar T₁ und T₂ befindet sich an der oberen Seite und das Senderpaar T₃ und T₄ an der Unterseite des Schlittens.

Wie in Tabelle I, die bereits erläutert wurde, niedergelegt, erfolgen vier Messungen zwischen unterschiedlichen Kombinationen dieser Wandler. Zwei Binärmodus' M und N werden verwendet, um die Sender- und Empfängerselektion zu codieren, welche die Signalpfade steuert. Gemäß einem Vorteil der neuartigen Wandleranordnung erfolgt eine Kompensation für Bohrlochpfadlängenunterschiede infolge entweder Schrägstellung oder Bohrlochauswaschung zwischen den naheliegenden und den fernliegenden Wandlern in dem Paar durch Umkehrung der Meßrichtung der nahen und fernen Wandler, das heißt der ferne Wandler wird zum nahen Wandler und umgekehrt. Diese Möglichkeit ist vorgesehen durch Verwendung eines Paares von Sendern in dem gleichen Sinne, wie ein Paar von Empfängern verwendet wird, um eine von zwei Sätzen von Wandlermessungen zu erzielen. Fig. 4A und 4B illustrieren, wie diese Kompensation erzielt wird für einen Schlittentyp, und Fig. 4C und 4D zeigen dies für Nicht-Schlittentyp-Anordnungen.

Man betrachtet die Pfade nach Fig. 4A und nach Tabelle II. Signale vom Wandler T₃ laufen durch den Pfad A durch das Bohrloch in die Formation und dann Richtung der Empfänger längs Pfad B, erreichen T₂ über den Bohrlochpfad D, und T₁ über den zusätzlichen Formationspfad C und Borhlochpfad E. Wenn die Bohrlochpfade E und D gleich sind, so sind die Differenzen zwischen dem Signal von T₁ und T₂ im wesentlichen eine Messung der Laufzeit durch den Formationspfad C entsprechend dem Intervall zwischen T₂ und T₁. Wenn jedoch der Pfad D erheblich abweicht vom Pfad E, verzerrt dies die kurze Sender-Empfänger-Empfängermessung, von der man annahm, daß sie dem Formationspfad C entsprach, wie in dem dargestellten Falle, wo D größer ist als E. Die Kurzabstandslaufzeitmessung m _s ist gleich m₂ - m₁ = C + (E - D), weil die gemeinsamen Pfade A und B einander subtrahieren. Im Idealfalle wäre E = D und es gäbe keine Fehler. In dem oben dargestellten Fall jedoch ist der Fehler gleich ihrer Differenz E - D, was negativ ist und erkennen läßt, daß die Laufzeit zu kurz wird.

Ein Fehler läge auch vor für die lange Sender-Empfänger- Empfängermessung m _L , die relativ zu T₄ erfolgt, da die Bohrlochpfadlängen H und J ebenfalls ungleich sind. Hier ist m _L = m₄ - m₃ = I + (J-H), da die gemeinsamen Pfade F und G einander subtrahieren. Wie dargestellt, ist H größer als J, was auch hier den Fehler infolge ihrer Differenz negativ macht, und dies bedeutet, daß auch diese Laufzeit zu kurz gemessen würde.

Trotz der Separation der Pfade, dargestellt in Fig. 4A, sind die Formationspfade C und I für das Formationsintervall zwischen T₂ und T₁ und die Bohrlochpfade D und H bei T₂ jeweils beinahe dieselben wie auch E und J bei T₁. Selbst Formationen, die sich regelmäßig in ihren akustischen Eigenschaften radial von der Bohrlochwandung ändern, können als immer noch nahezu identische Empfängerbohrlochpfade aufweisend angenommen werden für Signale, die über entweder die lange oder die kurze Sender-Empfänger-Empfängerdistanz empfangen werden. Demgemäß können sowohl der Kurzdistanzwert m _s bei Verwendung von T₃ als auch der Langdistanzwert m _L unter Verwendung von T₄ als mit dem gleichen Fehler behaftet angesehen werden.

Man betrachte in Fig. 4C die Natur des Fehlers, wenn das Wandlerfeld aus Position (a), wo sich das Empfängerpaar nahe dem Intervall I befindet, zur Position (b) bewegt wird, wo das Senderpaar sich nahe Intervall I befindet. Die Bohrlochpfade für Position (a) sind wie in Fig. 4A markiert und für Position (b) durch den gleichen Buchstaben mit einem Indexstrich z. B. A bzw. A′ bei T₃. Mit dem interessierenden Intervall zwischen T₃ und T₄ ist die Kurzdistanzmessung für Position (b) m′ _s = m′₃ - m′₁ bei Verwendung von T₂ und die Langdistanzmessung ist m′₁ = m′₄ - m′₂ unter Verwendung von T₁. Aus Tabelle I kann man erkennen, daß der Fehler für beide m _s ′ und m₁′ F′-A′ beträgt. Wenn F′ größer ist als A′, ist der Fehler positiv und demgemäß entgegengerichtet den Fehlern in Position (a). Wie die Fig. 4B und 4D erkennen lassen, hat der Fehler auch die gleiche Größe.

Man betrachte Fig. 4B für den Schlittenfall, dargestellt in Fig. 4A, und rufe sich ins Gedächtnis, daß die Fehler aus Position (a) betrugen (E-D) oder (J-H). Man kann dann ohne weiteres erkennen, daß angesichts des gleichen Schrägstellwinkels γ die Pfade E oder J bei T₁ zur Position (a) im Verhältnis zum Pfad A′ bei T₃ für Position (b) in Proportion steht zu Pfaden D oder H bei T₂ für Position (a), genommen im Verhältnis zu F′ bei T₄ für Position (b) infolge der geometrischen Ähnlichkeit. Demgemäß ist (E-D) = - (F′-A′), und tatsächlich kann der Schrägstellwinkel γ berechnet werden. Wenn m _s (oder m _l ) kleiner ist als m _s ′ (oder m _l ′), liegt der dargestellte Fall der Schrägstellung vor, wo das obere Paar von gleichartigen Wandlern näher der Bohrlochwandung ist als das untere Paar. Wenn m _s größer ist als m _s ′, wäre der umgekehrte Fall angezeigt. Dies wird noch verdeutlicht durch Fig. 4D.

In Fig. 4D sind Pfade illustriert mit den Wandlern einander überlagert zur Darstellung der Differenzen in Parallelpfaden A′ und F′ und den Pfaden E (oder J) und D (oder H). Man kann erkennen, daß jeder Pfad bezogen ist auf den Schrägstellungswinkel γ, den Abstand von dem Bohrlochkontaktpunkt der Wandleranordnung und dem Refraktionswinkel β. Da γ und β konstant sind und die Distanz, die gleichartige Wandler voneinander trennt, dieselbe ist (hier als I dargestellt), kann gezeigt werden, daß die Differenz zwischen den Pfadlängen für gleichartige Wandler ebenfalls gleich ist derart, daß D - E (oder H - J) = F′ - A′.

Aus obigem kann man entnehmen, daß Messungen zunächst zwischen dem Empfängerpaar und dann dem Senderpaar die Richtung des Schrägstellungsfehlers umkehrt, der in diese Messungen eingeführt wird.

Die Einflüsse der Bohrlochform anstelle der Schrägstellung werden in Fig. 5A und 5B illustriert. In Fig. 5A ist im Horizontalschnitt die Idealposition eines Wandlers T angedeutet, das heißt, zentriert in einem runden Loch. Der Pfad 1 von einem Sender und der Pfad 2 zu einem Empfänger haben gleiche Länge und dies gilt für alle Pfade rings um den Wandlerumfang. Dies führt dazu, daß die in unterschiedlichen Richtungen ausgestrahlten Energien im wesentlichen gleichzeitig empfangen werden und einander demgemäß verstärken, um die beste Signalamplitude und Phasenstabilität zu erzielen.

Fig. 5B zeigt denselben Wandler T parallel zur Bohrlochwandung wie in Fig. 5A (nicht schräggestellt), doch ist das Bohrloch nun unrund, wobei seine Form an zwei einander durchsetzende Zylinder erinnert mit unterschiedlichen Durchmessern und nicht zusammenfallenden Zentren. Diese Form wird typischerweise in Richtlöchern gefunden. Man kann ohne weiteres erkennen, daß der Bohrlochpfad 5 von einem Sender und 6 zu einem Empfänger sich nicht nur in ihrer Länge unterscheiden, sondern häufig nicht einmal den Wandler schneiden. Dies führt zu einer merkbaren 41284 00070 552 001000280000000200012000285914117300040 0002002720562 00004 41165 Verringerung der übertragenen Energie, die auf die Formation gekoppelt wird, und zu einer zerstörerischen Phasenfehlbeziehung für die Signale, die am Empfänger eintreffen, da ein Signal, das über Pfad 7 läuft, viel schneller eintrifft als über Pfad 8 beispielsweise. Infolgedessen beobachtet man erhebliche Amplitudenverringerungen unter solchen Bedingungen.

In geringerem Maße tritt das obige Signalproblem auch im Falle der Schrägstellung auf, da in solchen Fällen es unmöglich ist, alle Wandler in der Idealposition zu haben. Beispielsweise würden, wie in Fig. 4C dargestellt, verschiedene Grade der Dezentrierung selbst in einem runden Bohrloch für jeden der vier Wandler auftreten. Demgemäß würden die Messungen m₂ und m₃ unter den Idealbedingungen gemäß Fig. 5A gleich sein, jedoch ungleich unter den Bedingungen der Fig. 5B mit unrundem Loch oder der Exzentrierung bei einem Schrägstellen der Sonde. Auf diese Weise kann dieser Vergleich von unterschiedlichen Meßwerten bei unterschiedlichen Tiefen tatsächlich unterschiedliche Wandlerbetriebsbedingungen, verursacht durch die Umgebung, erkennen lassen, etwa solche, die durch Sondenschrägstellung verursacht sind.

In den Sender-Empfänger-Empfänger-Sender-Anordnungen nach dem Stand der Technik befinden sich die Sender an den Enden des Wandlerfeldes. Infolgedessen arbeiten, wenn die Schrägstellung ein Ende exzentrisch stellt, die beiden sehr weit voneinander entfernten Sender unter erheblich unterschiedlichen Positionen selbst in einem runden Loch.

Demgegenüber sind die entsprechenden Wandler in der Sender-Sender-Empfänger-Empfänger-Anordnung, die hier vorgesehen ist, in dichtem Abstand und arbeiten vorteilhafterweise im wesentlichen in derselben Position relativ zur Bohrlochwandung.

Wie oben erwähnt ist es wünschenswert, insbesondere bei akustischen Untersuchungen, große Sender-Empfänger-Abstände vorzusehen, um die Einflüsse beispielsweise der Schieferveränderungen auszuschließen. Dasselbe Bedürfnis liegt bei Schlittenanordnungen vor und in anderen Arten von Messungen, wie etwa hochfrequenten elektromagnetischen Untersuchungen usw.

Fig. 6A zeigt eine im Stand der Technik bekannte Bohrloch­ kompensationsanordnung. Der Sender-Empfänger-Abstand ist als zweimal auftretend dargestellt, einmal von T₁ und zum zweiten von T₂ zu dem Anordnungsmittelpunkt zwischen R₁ und R₂. Zu Vergleichszwecken zeigt Fig. 6B die Kompensationsanordnung gemäß der Erfindung, angewandt auf einen Bohrlochseitenwandschlitten. Die gleiche Entfernung oder dasselbe Empfängeruntersuchungsintervall und die gleiche Schlittenlänge sind sowohl in Fig. 6A als auch in Fig. 6B vorgesehen. Für die gleiche Wandlerfeldlänge jedoch liefert die neuartige Anordnung nach Fig. 6B eine erhebliche Vergrößerung des Sender-Empfänger-Abstandes selbst für das kürzeste Sender-Empfänger-Untersuchungsintervall. Für die längste Sender-Empfänger-Untersuchung ist dieser Abstand die gesamte Anordnungslänge, verringert nur um eine Hälfte des Intervalls. Im Gegensatz dazu beträgt die maximale Sender-Empfänger-Entfernung bei der Anordnung nach dem Stand der Technik nur die Hälfte der gesamten Anordnungslänge. Durch die neuartige Überlappung sowohl der kurzen als auch der langen Sender-Empfänger-Abstände liefert die Anordnung nach Fig. 6B, aufgebaut gemäß der Erfindung, nicht nur längere Sender-Empfängerabstände für die gleiche Gesamtlänge der Anordnung, sondern auch zwei unterschiedliche Sender- Empfängerabstände innerhalb dieser Länge. Typische Intervalle zwischen gleichartigen Wandlern für akustische Laufzeitmessungen sind 30 oder 60 cm, während die kürzesten Sender-Empfänger-Abstände mindestens 120 cm betragen, vorzugsweise jedoch 180 oder 240 cm. Demgemäß ist die Längenverringerung, die man mit der Sender-Sender-Empfänger-Empfänger-Anordnung gemäß der Erfindung erhält, in der Größenordnung von 180 cm oder mehr, wie grafisch zwischen Fig. 7A und 7B dargestellt.

Unter Bezugnahme auf Fig. 7A und 7B sind weitere Merkmale der Erfindung gezeigt. In Fig. 7A sind beide Schaltungsverbindungen und die Verwendung von Richtwandlern in der Kompensationsanordnung nach dem Stand der Technik illustriert. Um Richtempfänger zu verwenden, muß man zwei getrennte Sätze von Empfängerpaaren verwenden, R _n und R _f für den Empfang von Signalen aus der Richtung von T _u , dem oberen Sender und R _n ′ und R _f ′ für Signale von T _l , dem unteren Sender. Zu der Kompliziertheit, die durch zwei Extraempfänger hervorgerufen wird, kommt das übliche elektronische Rauschproblem wegen der Verbindungen zwischen den oberen Schaltkreisen oberhalb des Wandlers zu den unten angeordneten Wandlern. Für den unteren Sender beispielsweise müssen diese Verbindungen durch die oberen Wandler oder außen um diese herum laufen. Ein Hochspannungsgenerator befindet sich üblicherweise nahe einem der Sender, der hier nicht dargestellt ist, sich jedoch oberhalb T _u befindet.

In jedem Falle muß eine Hochspannungsleitung - hier F _l - an den Empfängern vorbei zu dem entfernten Sender laufen. Hochspannungsimpulse, die üblicherweise verwendet werden, um solche Wandler zu "feuern", müssen abgeschirmt werden, um elektrisches Übersprechen in die Empfänger oder die Empfängerleitungen R _n , R′ _n , R _f und R _f ′ zu vermeiden, und trotzdem kann das Übersprechproblem noch auftreten.

Durch Vergleich von Fig. 7B, die die Anordnung gemäß der Erfindung darstellt mit der bisher üblichen Anordnung gemäß Fig. 7A, die oben beschrieben wurde, erkennt man ohne weiteres, wie die Vorteile des erfindungsgemäßen Wandlerfeldes verwendet werden können, um dieses Problem hinsichtlich der elektrischen Verbindungen und des Übersprechens zu lösen. Da beide Sender beisammen liegen und vorteilhafterweise auf der gleichen Seite des Empfängerpaares angeordnet werden, brauchen keine Hochspannungsleitungen nahe an den Empfängern oder an der Empfängerelektronik vorbeigeführt zu werden. Der Hochspannungsgenerator kann unterhalb der Empfänger angeordnet werden und deren zugeordneten Schaltkreisen. Deshalb braucht nur eine relativ niedrige Gleichspannung führende Leitung von oben durchgeführt zu werden. Diese Anordnung bewirkt eine gute elektrische Signalisolation und das Fehlen von Übersprechen in die auf viel niedrigerem Pegel liegenden Empfängersignale.

Ferner gestattet die neuartige Wandleranordnung die Verwendung von Richtsendern und Richtempfängern, ohne Notwendigkeit, ein zusätzliches Paar von Wandlern vorzusehen, um die gewünschte Richtcharakteristik zu erzielen. Da sich beide Empfänger auf der gleichen Seite beider Sender befinden, hat jeder Sender und jeder Empfänger eine ihm eigene Richtcharakteristik, womit keine zusätzlichen Wandler, wie bei der bekannten Anordnung, benötigt werden. Da darüber hinaus die gleichen Paare von Wandlern immer benutzt werden, werden Unterschiede in zusätzlichen Paaren von sonst benötigten Wandlern, um die Richtcharakteristiken in beiden Richtungen zu erzielen, nicht auftreten und die Messung beeinflussen.

Ein zusätzlicher Vorteil der Anordnung vom Sender-Sender- Empfänger-Empfänger-Typ ist ihre Fähigkeit, Refraktionseffekte zu kompensieren. Wie man ohne weiteres aus der Kompensationsanordnung nach Fig. 7A - wie sie bisher benutzt wurde - erkennt, nähern sich die Signale den Empfängern von unterschiedlichen Richtungen und unter unterschiedlichen Neigungen. Diese Inklination beruht auf dem bekannten Refraktionseffekt, der den Eindruck vermittelt, daß der Bohrlochsignalpfad die Formation unter einem Winkel durchsetzt, der etwas geringer ist als 90°, wobei der jeweils tatsächlich auftretende Winkel abhängt von dem Formations/Bohrlochfluidgeschwindigkeitskontrast.

Zwei Paare von Empfängern R _n und R _f bzw. R _n ′ und R _f ′ sind in Fig. 7A dargestellt, um mit dem Refraktionseffekt fertig zu werden. Jeder Empfänger ist mit seiner empfindlichen Richtung auf einen in bestimmter Weise geneigt verlaufenden Bohrlochpfad ausgerichtet. Jedes Paar ist versetzt, um eine wirksamere Anpassung an die Position des Formationsintervalls zu erzielen, das gleichzeitig zwischen den beiden Paaren untersucht wird. Diese Versetzung kann als Refraktionsversetzung bezeichnet werden und bestimmt den kleinen Zwischenraum zwischen den beiden Empfängern, die hier dargestellt sind, die verwendet werden, um den üblichen einzigen Empfänger zu ersetzen, damit man einen Richtempfang von oberhalb und unterhalb erzielt, d. h. zwischen entweder R _n und R _f ′ oder R _n ′ und R _f . Leider ändert sich aber die Refraktionsversetzung nicht nur mit der Bohrlochgröße, sondern auch mit der Formationsgeschwindigkeit derart, daß ein fester Abstand zwischen diesen beiden Empfängern eigentlich nur für eine Versetzung ausgelegt werden kann, die mehr oder weniger am günstigsten einer nominellen Bohrlochgröße, Formations­ geschwindigkeit etc. entspricht.

Gemäß der vorliegenden Erfindung jedoch können Veränderungen in der Refraktionsversetzung kompensiert werden durch Veränderung des Verzögerungsabstandes oder der Anzahl von Tiefeninkrementen zwischen den Messungen, die vorgenommen werden zwischen den verschiedenen Wandlerpaaren vom gleichen Typ. Wie man unter Bezugnahme auf Fig. 7B erkennt, "sieht" das untere Paar von gleichartigen Wandlern das Formationsintervall etwas oberhalb der tatsächlichen Bohrlochtiefe für diese Wandler, während das obere Paar die Intervalle etwas unterhalb ihrer tatsächlichen Tiefe "sieht". Demgemäß kann die Refraktionsversetzungskompensation ohne weiteres vorgesehen werden durch einfaches Justieren der Verzögerung zwischen den Messungen, die erfolgen zwischen diesen Paaren, bevor sie kombiniert werden, wie beispielsweise Verringerung der Verzögerung für größere Versetzungen zwischen der tatsächlichen Position und der wirksamen Position eines Wandlers, hervorgerufen durch größeres Bohrloch, höhere Formationsgeschwindigkeit usw.

Ein zusätzliches Merkmal der Erfindung ergibt sich aus einem Vergleich der Formationsintervalle, die untersucht werden, wie in Fig. 7A bzw. 7B dargestellt. Bei der bekannten Kompensationsanordnung nach Fig. 7A wird nur das Intervall I zentriert um den Anordnungsmittelpunkt untersucht. Dies schließt demgemäß jede Möglichkeit der Untersuchung des kritischen Intervalls zwischen diesem Punkt und dem Boden des Bohrlochs aus. Wie man jedoch in Fig. 7B erkennt, liegt das untere Intervall I _l bei der Sender-Sender-Empfänger-Empfänger-Anordnung sehr nahe dem Boden des Loches und kann untersucht werden durch Messungen, die erfolgen zwischen dem bodenseitigen Paar der Wandler. Zwar erfolgt hier keine Kompensation, doch kann man die Kurz- und die Langsenderempfängeruntersuchung durchführen.

Schaltkreise für das Vornehmen der Δ t-Messung von den oberen und unteren Intervallen, Δ t _u für I _u und Δ t _l für I _l sind in gestrichelten Linien in Fig. 3A angedeutet. Beispielsweise können die m₁- und m₂-Messungen, die zum Speicher Nr. 1 über Gatter 392 gegattert werden, auch zu dem Aufwärts/Abwärts-Zähler Nr. 2A gegattert werden, der als 398 in Schaltung 24 A dargestellt ist. Dieser Zähler ist - wie der Aufwärts/Abwärts-Zähler Nr. 2, der bei 394 gezeigt ist - gerichtet durch Steuerimpulse von der Steuerlogik 332, um abwärts zu zählen oder aufwärts mit negativen Vorzeichen für m₁, während C 1′ und aufwärts oder im additiven Sinne mit einem positiven Vorzeichen für m₂ während C 2′. Demgemäß ist am Ende von C 2′ der Zählstand des Zählers Nr. 2A m₂-m₁ für das Intervall, das gerade zwischen T₂ und T₁ liegt oder Δ t _u . Da m₂ und m₁ beide bezogen sind auf den Kurzabstandsender T₃, ist dies ein Δ t _u bei kurzem Sender/Empfänger-Abstand, wie man Fig. 2A bei Position I entnehmen kann. Die Zeitlagen und die Steuerung lassen sich aus Fig. 3C entnehmen.

Ein Δ t _u mit langem Sender/Empfänger-Abstand wird in ähnlicher Weise erzeugt unter Verwendung der verbleibenden Messungen in einem anderen Aufwärts/Abwärts-Zähler Nr. 3A, dargestellt bei 398 A in Fig. 3A. Dieser Zähler, gesteuert ähnlich dem Aufwärts/ Abwärts-Zähler Nr. 3, mit m₃- und m₄-Eingängen vom Gatter 392 A in Schaltung 24 B liefert m₄-m₃ für das Intervall, das gerade zwischen T₂ und T₁ liegt oder Δ t _u , wie man Fig. 2B bei Position I entnehmen kann.

Für die Position L und das untere Intervall I _l wird das Δ t _l für den kurzen Sender/Empfänger-Abstand geliefert vom Aufwärts/Abwärts-Zähler Nr. 2B bei 399, gesteuert wie Zähler Nr. 2 mit m₁- und m₃-Eingängen vom Gatter 393, um m₃-m₁ zu liefern; und für das Δ t _l bei langem Sender/Empfänger-Abstand arbeitet Aufwärts/Abwärts-Zähler Nr. 3B bei 399 A, gesteuert wie Zähler Nr. 3 mitm₂- und m₄-Eingängen vom Gatter 393 A in Schaltung 24 B. Demgemäß erhält man Δ t-Werte mit langem und kurzem Sender/ Empfänger-Abstand für beide oberen und unteren Intervalle, die in Fig. 7B erkennbar sind.

Obwohl weder Δ t _u noch Δ t _l bohrlochkompensiert sind, sind sie offensichtlich verwendbar, um die Bohrlochintervalle zu untersuchen, die jeweils gerade unterhalb der Bohrlochauskleidung liegen und am Boden des Bohrlochs. Wenn sie gemeisnam verwendet werden, kann man sie auswerten als Bohrlochkompensationsindikatoren, da ihre Differenz den Grad der Sondenschrägstellung angibt, z. B. Δ t _u < Δ t _l entspricht der Lage gemäß Fig. 4C.

In Fig. 8A und 8B sind alternative Schaltkreise für einen Abschnitt des Signalkompensationsschaltkreises 24 dargestellt, der oben schon unter Bezugnahme auf Fig. 3A erläutert wurde. Wie oben erwähnt, ist es manchmal vorteilhaft, die Messungen zu vergleichen und zu kombinieren. Durch Vergleich verschiedener Messungen, die im wesentlichen gleich sein sollten, beispielsweise Messungen zwischen unterschiedlichen Sender/Empfängerpaaren über das gleiche Bohrlochintervall, kann man bestimmte Bohrlochbetriebsbedingungen erkennen, die zu einer Abweichung der Meßwerte führen. Wenn die Messungen in vernünftigem Maße übereinstimmen, können die Unterschiede statistischen Änderungen zugeschrieben werden derart, daß man sie kombinieren kann, um eine verbesserte oder kompensierte Messung zu erzielen. Wenn jedoch der Vergleich zur Entdeckung einer sonst unerklärbaren Differenz führt, kann dies eine Anzeige für Betriebsbedingungen sein, die diesen Fehler hervorrufen.

Demgemäß ermöglicht der Schaltkreis gemäß Fig. 8A beim Auftreten eines Tiefenimpulses die Gatterung bei 181 der verzögerten Messung m* entsprechend einer früheren Position und Wandlerkombination, erhältlich am Ausgang des Speichers, wie in Fig. 3A dargestellt, zum Übertragen zum Komparator 182. In ähnlicher Weise ist auch die laufende Messung m, die direkt vergleichbar ist mit dem gespeicherten Meßwert m*, ebenfalls Eingang zum Komparator 182.

Wenn beispielsweise der verzögerte Eingang m₂ bei d _I entspricht und der direkte Eingang der Messung m₃ bei d _J entspricht, wie in Fig. 2C dargestellt, kann erwartet werden, daß unter normalen Bedingungen die Messungen im wesentlichen gleich wären. Wenn jedoch ein Erfassungsfehler in einer der Messungen aufgetreten ist, so ergibt sich eine erhebliche Differenz.

Wie in Fig. 8A dargestellt, liefert eine zu große Differenz ein Vergleichsausfallsignal, das verwendet werden kann, um ein Erfassungsproblem anzuzeigen, etwa Zyklusskip. Wenn jedoch der Vergleich vernünftig ist, wird diese Anzeige benutzt, um die Messungen m₂ und m₃ zum Addierkreis 183 zu gattern für die Kombination, um so eine kompensierte Mittelwertmessung aus den Meßwerten zu bilden.

Die alternative Schaltung gemäß Fig. 8B ist besser geeignet zur Anzeige der Bohrlochkompensation, die erforderlich ist, um entweder Zeit- oder Amplitudenmessungen zu kompensieren. Die speicherverzögerten und die direkten (laufenden) Messungen werden zu 182 A durchgegattert und verglichen. Wenn der Vergleich ein vernünftiges Ergebnis zeigt, können die beiden Meßwerte dann kombiniert werden, wie oben beschrieben. Wenn jedoch der Vergleich ein unvernünftiges Ergebnis zeigt, kann diese Anzeige verwendet werden, um über Gatter 181 C und 181 D die Messungen zum Differenzverstärker 183 A durchzuschalten, dessen Ausgang bei 184 aufsummiert wird und verwendet wird, um den relativen Fehler in den beiden Messungen anzuzeigen.

Die Schaltung nach Fig. 8A und 8B kann auch verwendet werden für andere Kompensationszwecke. Wie oben unter Bezugnahme auf Fig. 4C und 5B beschrieben, führt eine Sondenschrägstellung zu unterschiedlichen Graden der Exzentrizität für die verschiedenen Wandler und entsprechenden Unterschieden in den Eintreffzeiten und Amplitudenmessungen, die angezeigt werden durch den Relativmeßwertindikator 184 A. Wenn die Schrägstellung dazu führt, daß ein oberes Wandlerpaar stärker exzentrisch steht als das untere Wandlerpaar, wäre zu erwarten, daß die obere oder speicherverzögerte Messung eine kürzere Zeit und eine niederigere Amplitude aufwiese, relativ zu der direkten Messung. Demgemäß liefert die Differenz zwischen den verzögerten und den direkten Meßwerten eine Negativanzeige. Wenn, umgekehrt, das untere Wandlerpaar stärker exzentrisch steht, wäre die Anzeige positiv. Dies ergibt sich aus dem folgenden Beispiel.

Man betrachte die Meßwerte m₂ und m₃, wie oben in Tabelle II definiert, wenn ihre bekannten Positionen längs des Bohrlochs dem gleichen Formationsintervall zugeordnet sind. Dies trifft zu, wenn die Wandleranordnung bewegt wird, beispielsweise von Position d _I nach d _J in Fig. 2C. Der Wandler T₂ ersetzt nämlich T₁ und T₃ ersetzt T₄. Die Formationspfade B und C für m₂ bei d _I (hier m₂*) sind im wesentlichen gleich dem Pfad G für m₃ bei d _J (hier m₃), und irgendwelche Fehler zwischen m₂* und m₃ beruhen auf Unterschieden in den vergleichbaren Pfaden A und F in Kombination mit E und H, wie man aus Fig. 4A oder 4C erkennt. Demgemäß wird die Differenz m₂*-m₃ gleich A + (B + C) + E - F - G - H = (A - F) + (E - H), mit der Annahme, daß B + C = G.

Wie in Fig. 4A oder 4C illustriert, ist A kleiner als F und E ist kleiner als H derart, daß die Differenzen (A - F) und (E - H) einander nicht auslöschen, sondern gleiches Vorzeichen haben (hier beide negativ) und zu der Anzeige kombiniert werden sowohl hinsichtlich der Natur des Fehlers zwischen diesen beiden Messungen, als auch hinsichtlich seiner Größe.

Während sich die obige Erläuterung allgemein auf akustische Messungen bezog, sind zusätzliche Verfahren und Vorrichtungen bezüglich anderer Typen von Messungen, wie etwa hochfrequenz- elektromagnetische Messungen usw., möglich, und werden beschrieben. Zunächst ist dabei auf bestimmte typische Unterschiede in den Meßtechniken bei diesen zusätzlichen Verfahren einzugehen.

Fig. 9A zeigt die Art der Erfassung, die typischerweise vorgesehen wird bei akustischen Laufzeitmessungen oder anderen Messungen, wo die Signalperiode oder Wellenlänge lang ist im Vergleich mit der erforderlichen Auflösung. Das Signal breitet sich normalerweise als ein Impuls aus mit positiven und negativen Schwingungen, beginnend mit seinem Eintreffen, und realtiv kleinem Signal vor diesem Zeitpunkt. Wie demgemäß bei I und II dargestellt, was jeweils den Empfangssignalen entspricht, die erwartet werden beim nahen und entfernten Empfänger, liegt vor diesem Signaleintreffen ein relativ kleiner Signalpegel vor. Durch konstruktive Auslegung erhält der erste und relativ schwache Halbzyklus eine Polarität entgegengesetzt derjenigen, die für die Erfassung benutzt wird. Eine Erfassungsschwellenamplitude, die von Null abweicht, um Rauschen auszuschließen, und in der entgegengesetzten Polarität vom ersten Halbzyklus liegt, wird vorgesehen. Die Erfassung entspricht dem Punkt T _X , wenn die Amplitude zum ersten Mal über diese Schwelle hinausgeht.

Demgemäß erscheint für I in Fig. 9A die Erfassung am ersten Empfänger, wie dargestellt bei T _x1, und die entsprechende Erfassung für II bei T _x2. Diese Erfassungspunkte stehen in zeitlicher Beziehung entweder zueinander, wie beispielsweise dann, wenn T _x1 zu einem Zeitintervall beginnt und T _x2 das Zeitintervall abschließt für den Fall von Differenzmessungen oder im Falle von einzelnen sequentiellen Messungen kann T _x bezogen werden auf irgendeinen vorher liegenden Zeitpunkt, wie etwa T₀. Auf diese Weise würde die Messung m₁ bei II entsprechen dem Signal, das bei T₂ empfangen wird, bei T₀ beginnen und bei T _x1 enden, während für T₃ und m₂ bei IV die Messung beim Referenzzeitpunkt T₀ begänne und bei T _x2 beendet würde. Auf diese Weise liefert die Differenz m₂-m₁ den Intervallmeßwert Δ t, der bei V dargestellt ist.

In elektromagnetischen Messungen laufen die Signale mit erheblich höheren Geschwindigkeiten und ihre Periodendauern sind sehr kurz, verglichen mit der erforderlichen Zeitauflösung. Infolgedessen wird anstelle der Erfassung der Null- Durchgänge oder der Schwellenmethode gemäß Fig. 9A die Phasenerfassung verwendet. Die Phasenbeziehung kann gemessen werden zwischen Signalen, empfangen von den nahen und den entfernten Empfängern, um eine Differenzmessung zu erzielen, oder wenn Einzelmessungen bevorzugt werden, wird die Beziehung bezüglich eines bekannten Referenzsignals gleicher Frequenz ausgewertet. Wie bei I und II der Fig. 9B dargestellt, sind die beiden Signale etwas zueinander verschoben, wie man erkennt durch Vergleich der Durchgangserfassungspunkte bei III für das Signal auf Zeile I, mit IV für das Signal auf Zeile II. Wie demgemäß auf Zeile V illustriert, entspricht die Phasenverschiebung Φ zwischen den dargestellten Null-Durchgangspunkten in weitgehend der gleichen Weise der Δ t-Messung gemäß Fig. 9A. Besondere Schaltkreise zur Durchführung der obigen Differenzphasenmessung sind dargestellt in den oben erwähnten US-PS 38 49 721 und US-PS 39 44 910.

Zur Erläuterung einer Anwendung der neuartigen Wandlerfeldanordnung auf eine elektromagnetische Messung soll auf Fig. 10 Bezug genommen werden. Die neuartige Sender-Sender-Empfänger- Empfänger-Kompensationsanordnung hat die Form von Sender(T)- und Empfänger(R)-Antennen, angeordnet auf einem Bohrlochseitenwandschlitten 37. Wie bei der bereits beschriebenen akustischen Anordnung, werden zwei Abstände identifiziert zwischen gleichartigen Wandlergruppen, hier I _u zwischen Empfängern T₁ und T₂ und I _l zwischen Sendern T₃ und T₄. Für die elektromagnetischen Messungen liegen I _u und I _l in der Größenordnung von wenigen Zentimetern. Zwei Sender/Empfänger-Abstände entsprechen zwei- bzw. viermal I, können auf Schlittenlängen vernünftiger Größe vorgesehen werden. Die tatsächlichen Abstände ändern sich, wie durch die Teilung zwischen T₃ und T₂ angedeutet, in Abhängigkeit von der Frequenz, die bei der Messung verwendet wird. Diese Frequenzabstandsbeziehung wird in den oben genannten Druckschriften weiter ausgeführt. Wenn die Phasenerfassung verwendet wird, muß darauf geachtet werden, daß die Abstände die richtige Basis für den Phasenvergleich liefern. Beispielsweise sollten Kombinationen von Frequenzen und Abständen, die zu Null-Durchgangsphasendifferenzen führen, vermieden werden.

Ein großer Teil der Schaltung gemäß Fig. 10 ist in den oben zuletzt erwähnten US-PS 38 49 721 bzw. 39 44 910 beschrieben und braucht deshalb hier nicht näher ausgeführt zu werden. Vorsorgemaßnahmen sind hinzugefügt, um einzelne Sender/Empfänger-Messungen durchführen zu können, anstelle der üblichen Empfänger/Empfänger-Differenzmessungen. Dies erfolgt durch Vorsehen eines senderbezogenen Signals für die Verwendung als ein Referenzsignal anstelle eines fehlenden Empfängersignals. Die Modus-Steuersignale M und N, die oben bereits unter Bezugnahme auf die akustische Ausführungsform beschrieben wurden, werden auch gemäß Fig. 10 verwendet, und zwar hier zur Steuerung der Sender- und Empfänger-Signale und der Verarbeitungsschaltkreise. Diese Steuersignale können erzeugt werden durch die in üblicher Weise aufgebauten Rechteckwellengeneratoren 60 A und 60 B.

Wie in Fig. 10 dargestellt, werden die Sendersignale umgeschaltet vom Hochfrequenzoszillator 45 durch Schalter 47, gesteuert durch den Modus M auf entweder Leitungen 47 A oder 47 B und jeweils zu T₃ bzw. T₄ übertragen. Gleichzeitig werden die Signale auch verzögert und gedämpft zur Simulation der Formationsbedingungen für kurze bzw. lange Senderempfängerabstände durch Verzögerungsglieder D _s bei 40 A und D _l bei 40 B, und umgeschaltet durch Schalter 41, um als Referenzeingänge 41 A zum Mischer 50 zu dienen.

Die ausgesandten Signale breiten sich durch die Formation aus und werden bei beiden Wandlern T₂ und T₁ empfangen, doch nur eines dieser Signale wird dem Mischer 51 zugeschaltet, abhängig von Schalter 43, der durch N gesteuert wird. Die Phasendifferenzmessung erfolgt unter Verwendung der Mischerschaltkreise 48 und 49 der Null-Durchgangsdetektoren 71 und 72 und des Vorzeichenumkehr-Flip-Flop 77 mit Integrator 78, um bei 78 A die Phasen- oder Laufzeitmessung zu erzeugen für die jeweilige Sender/Empfänger-Kombination. Weitere Änderungen in den Modus' M und N führen zu einer Abfolge solcher Messungen, welche jeweils in der obigen Weise erfolgt durch Verwendung von Verzögerungen D _s und D _l , um den bevorzugten Bereich der Phasendifferenzen für die entsprechenden Sender/Empfänger-Abstände vorzusehen. Die vier Sender-Empfänger-Kombinationen wurden bereits in Verbindung mit M und N unter Bezugnahme auf Tabelle II erläutert.

Anstatt die Senderreferenzsignallösung zu benutzen als Phasenvergleichsbasis, wie durch Schaltkreise 40, 41 und 48 illustriert, können alternative Schaltkreise 44 bis 44 E verwendet werden. Wie durch die gestrichelten Linien in Fig. 10 angedeutet, kann ein 100-kHz-Oszillator 44 in Verbindung mit dem Hochfrequenzoszillator 52 verwendet werden, um synchrone 100-kHz-Taktimpulse 44 A zu erzeugen, die dann verzögert werden entweder durch Verzögerung D _s , um das Signal 44 B zu erzeugen, oder Verzögerung D _l , um Signal 44 C zu schaffen. Diese selektiv verzögerten Signale werden dann mittels Schalter 44 D verteilt, festgelegt durch die Steuerimpulse M derart, daß Ausgang 44 E verwendet wird, um die ähnlichen Impulse zu ersetzen, die normalerweise bei 71 A von dem Null-Durchgangsdetektor 71 als Ausgang erscheinen.

Wie in den zuletzt erwähnten PS-Patenten offenbart, ist es vorteilhaft, zusammen mit der Phasendifferenz oder der Laufzeitmessung auch die Amplitude oder die Dämpfung der elektromagnetischen Signale zu bestimmen. Demgemäß ist ein zweiter Satz von Meßwerten entsprechend den Spitzenamplituden erwünscht. Diese erzielt man gleichzeitig mit den einzelnen Phasenmessungen durch Schaltkreise 80 bis 90, dargestellt in Fig. 10 derart, daß eine kontinuierliche entsprechende Sequenz von Amplitudenmessungen für jede Sender/Empfänger- Kombination bei 90 A erfolgt.

Da die Sender/Empfänger-Kombinationsmessungen bei unterschiedlichen Tiefen erforderlich sind, kann ein Speicher- und Gatterschaltkreis ähnlich dem nach Fig. 3A verwendet werden. Da die Kompensation, bewirkt durch die Verwendung der Sender- Sender-Empfänger-Empfänger-Anordnung bei beiden Zeit- oder Phasentypmessungen und Amplituden- oder Dämpfungstypmessungen anwendbar ist, ist es erwünscht, daß für diese verschiedenen Typen von Messungen mit jedem Typ mit zwei unterschiedlichen Sender-Empfänger-Abständen die Kompensation vorgesehen wird.

Da die Signale bei 78 A und 90 A als Abfolgen von analogen Spannungspegeln erscheinen können, können sie aus der Analogform in Digitalmeßwertsequenzen durch Analog-Digital-Wandler 94 umgeformt werden, der synchronisiert ist, um die Eingangssequenz unter Verwendung des Multiplexers 93 zu multiplexen. Die Tiefensynchronisation erfolgt für die Zwecke der Speicherverzögerung durch Tiefenimpulse 92 und die Meßsequenzsynchronisation wird gesteuert durch Steuerimpulse M und N. Der resultierende Digitalausgang wird dann von dem Analog-Digital-Wandler zu einzelnen Gatter-, Speicher- und Zählerschaltkreisen 24 C bis 24 F durchgegattert, jeweils aufgebaut wie in Fig. 3A für Schaltkreise 24 A und 24 B dargestellt. Diese Kompensationsschaltkreise liefern jeweils erste und zweite Untersuchungsausgänge, die unterschiedliche Sender/Empfänger-Abstände repräsentieren, entsprechend zu Ausgang A und Ausgang B, wie oben beschrieben unter Bezugnahme auf Schaltkreise 24 A und 24 B. In diesem Falle jedoch repräsentieren die Untersuchungen getrennte Phasen- und Dämpfungsmeßwerte, wie bei 96 bis 99 der Fig. 10 angedeutet.

In Fig. 11 ist eine weitere Ausführungsform des Gegenstandes der Erfindung dargestellt, entsprechend der Art von Messung, wo ein gegebener Wandler entweder als Sender oder als Empfänger betrieben werden kann, wie etwa eine Antenne, die elektromagnetische Wellen aussenden oder empfangen kann. Danach sind in Fig. 11 die Wandlerpaare als Antennen A _s bzw. A _l bezeichnet für eine Lang- und Kurzdistanzantenne in jeweils einem Paar, und A _s ′ und A _l ′ für das andere Paar.

Die Fähigkeit, einen gegebenen Wandler eines Typs in einen anderen Typ umzuschalten, bringt den Vorteil von Differenzmessungen und einem besseren Tastverhältnis mit sich. Demgemäß kann eine gegebene Sendung gleichzeitig von beiden Empfängern empfangen werden und gemessen werden entweder als Differentialmessung oder individuell relativ zu dem gleichen Referenzsignal. Da nämlich zwei Messungen gleichzeitig erfolgen, kann jede Messung über eine längere Periode gemittelt werden.

Abwandlungen der Schaltkreise aus der bereits erläuterten Fig. 10, dargestellt in Fig. 11, sind vorgesehen für das Umschalten des Sendesignals, erzeugt vom Oszillator 45 auf entweder 47 A oder 47 B. Der Schalter 41 A, der getrennt, jedoch synchron gesteuert wird vom Steuerimpuls N, legt das Kurzdistanzsendersignal an entweder A _s oderA _s ′ und das Langdistanzsendersignal an entweder A _l oder A _l ′. In ähnlicher Weise wählt der Schalter 42 A zwei benachbarte Antennen für die Verwendung als Empfängerpaare und verteilt die empfangenen Signale auf die getrennten Mischkreise 48 und 49, die oben beschrieben wurden.

Auf diese Weise kann man eine Differenzempfängeruntersuchung erzielen, alternativ von dem oberen Intervall I _u unter Verwendung von A _s und A _l als naher bzw. ferner Empfänger bei gleichzeitigem Wechsel zwischen A _s ′ und A _l ′ als Kurz- und Langdistanzsender. Dann kann man ohne Bewegung der Sonde Differentialempfängeruntersuchungen erzielen, von dem unteren Intervall I _l durch Verwendung von A _s ′ und A _l ′ als Empfängerpaar, während man zwischen A _s und A _l als Sendern umschaltet. Danach wird gemäß der Erfindung die Wandleranordnung so bewegt, daß A _l ′ und A _s ′ sich nahe dem Intervall I _u befinden, das vorher von A _s und A _l untersucht wurde. Die Verarbeitungsschaltkreise 95 synchronisieren gemäß der Tiefe die Messungen und kombinieren sie zur Erzeugung der kompensierten ersten und zweiten Untersuchungsphasen- und Untersuchungsdämpfungsmeßwerte, wie oben bereits unter Bezugnahme auf Fig. 10 beschrieben.

Verfahren und Vorrichtungen wurden erläutert für die Maximierung der Verwendung einer Vierwandleranordnung oder eines Vierwandlerfeldes und der Messungen, die zwischen unterschiedlichen Kombinationen der Wandler vorgenommen werden. Durch Verwendung in einer neuartigen Anordnung derselben vier Wandler, die normalerweise verwendet werden, um Bohrlochkompensationsmessungen zu gewinnen, können diese Wandler verwendet werden, um Messungen zu erzielen zur Bestimmung nicht einer, sondern zweier bohrlochkompensierter Messungen, welche beide dasselbe Formationsintervall mit einem unterschiedlichen Sender/Empfänger-Abstand untersuchen. Da beide Untersuchungen in derselben Weise kompensiert werden, erhöht diese Kompensation die Aussagekraft aller etwa auftretenden Differenzen zwischen diesen unterschiedlichen Untersuchungsergebnissen und der ihnen zuzumessenden Ausdeutbarkeit, beispielsweise hinsichtlich der Anzeige des Vorhandenseins von Gas in einer unterirdischen Formation.

Allgemein gesagt, gestattet die neuartige Wandleranordnung die Doppelverwendung der von ihnen gewonnenen Meßwerte. Die zwei Empfängermeßwerte werden zweimal in jedem Tiefeninkrement verwendet, jeweils einmal in Beziehung auf den nahen und auf den entfernten Sender. Dann werden wiederum die zwei Sendermeßwerte zweimal verwendet, jeweils einmal relativ zum nahen und zum entfernten Empfänger. Selbst die Sender/Empfänger-Distanz wird nämlich zweimal verwendet durch Überlappen dieser Distanz, was eine erwünschte Vergrößerung der Sender/Empfänger-Abstände gestattet, ohne unerwünschte Vergrößerung der Anordnungslänge, wie bei den bisher üblichen Anordnungen zu erwarten wäre.

Da ferner alle Sendertypwandler sich auf der gleichen Seite der Empfängertypwandler befinden, erfolgt die Ausbreitung der Signale in derselben Richtung für alle Messungen, was ohne weiteres die Verwendung von Richtempfängern erleichtert. Da schließlich Wandler gleichen Typs zusammengruppiert sind, arbeiten sie unter im wesentlichen ähnlichen Bohrlochumgebungsbedingungen, was es gestattet, einzelne Meßwerte, gewonnen mit verschiedenen Wandlerkombinationen, sowohl zu kombinieren, wie auch zu vergleichen.

Zwar wurden die Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf akustische und elektromagnetische Messungen beschrieben, doch lassen sich die neuartigen Merkmale der Erfindung auch auf andere Arten von Messungen anwenden. Darüber hinaus wurde zwar das Empfängerpaar als das obere Paar der Wandler beschrieben und das Senderpaar als das untere Paar, doch versteht es sich, daß bestimmte Vorteile der Erfindung sich auch ergeben, wenn man die Anordnung umgekehrt wählt. In ähnlicher Weise kann man die Meßwerte gewinnen, wenn die Wandleranordnung aufwärts bewegt wird, wie beschrieben, oder aber abwärts im Bohrloch. Obwohl die beschriebenen Auführungsbeispiele die Kombination von Meßwerten vorsehen, wenn sie an dem Ort des Bohrlochs gewonnen worden sind, versteht es sich, daß die einzelnen Meßwerte auch aufgezeichnet werden kölnnen und zu einem anderen Zeitpunkt und an einem anderen Ort miteinander kombiniert werden können.

Claims (6)

1. Verfahren für das Gewinnen einer korrigierten Messung eines physikalischen Kennwertes einer von einem Bohrloch durchteuften, unterirdischen Erdformation unter Verwendung von Umsetzern, die als mindestens zwei Senderumsetzer und als mindestens zwei Empfängerumsetzer ausgebildet und auf einer Untersuchungssonde angeordnet sind, welches Verfahren die Schritte umfaßt:
Verlagern der Sonde im Bohrloch,
Gewinnen einer ersten Messung des physikalischen Kennwertes für ein Intervall zwischen zwei Bohrlochstellen, die in Richtung der Bohrlochachse im Abstand voneinander liegen, mit zumindest zwei ersten Umsetzern, die sich während dieser ersten Messung an diesen zwei Bohrlochstellen befinden,
Abspeichern der ersten Merssung,
nachfolgendes Gewinnen einer zweiten Messung des physikalischen Kernnwertes für dasselbe Intervall mit mindestens zwei zweiten Umsetzern, um ein Kombinieren der ersten und zweiten Messung zu ermöglichen,
dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Messung dann erfolgt, wenn sich die zweiten Umsetzer an den zwei Bohrlochstellen befinden, an denen sich während der ersten Messung die ersten Umsetzer befunden haben.

2.Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt der Gewinnung der ersten Messung ferner eine zusätzliche erste Messung mit den mindestens zwei Senderumsetzern und einem zusätzlichen Empfängerumsetzer und der Schritt der Gewinnung der zweiten Messung eine zusätzliche zweite Messung mit den mindestens zwei Empfängerumsetzern und einem zusätzlichen Senderumsetzer umfassen.

3. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im wesentlichen identische Betriebsfrequenzen für die Umsetzer verwendet werden.

4. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch den Schritt der Aufzeichnung der ersten und zweiten Messungen als eine Funktion der Bohrlochtiefe.

5. Vorrichtung zum Gewinnen einer korrigierten Messung eines physikalischen Kennwertes einer von einem Bohrloch durchteuften unterirdischen Erdformation unter Verwendung von Umsetzern, die als mindestens zwei Senderumsetzer und als mindestens zwei Empfängerumsetzer ausgebildet und auf einer längs des Bohrlochs verlagerbaren Untersuchungssonde in Bohrlochrichtung im Abstand voneinander angeordnet sind,
mit einer Einrichtung zum Gewinnen und Speichern einer ersten Messung des physikalischen Kennwertes für ein Intervall zwischen zwei Bohrlochstellen, die in Richtung der Bohrlochachse im Abstand voneinander liegen, mit zwei ersten Umsetzern an den zwei Bohrlochstellen,
mit einer Einrichtung zum Gewinnen und Speichern einer zweiten Messung des physikalischen Kennwertes für dasselbe Intervall mit zwei zweiten Umsetzern
und mit einer Einrichtung zum Kombinieren der ersten und zweiten Messung,
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Gewinnen und Speichern der zweiten Messung betätigbar ist, wenn sich die zweiten Umsetzer an den genannten zwei Bohrlochstellen befinden.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die in Bohrlochrichtung auf der Untersuchungssonde im Abstand voneinander angeordneten Senderumsetzer und Empfängerumsetzer eine Senderumsetzer- Gruppe und eine Empfängerumsetzer-Gruppe bilden, daß diese beiden Gruppen in Bohrlochrichtung voneinander getrennt sind, daß die Abstände zwischen jeweils zwei benachbarten Senderumsetzern gleich und überdies auch gleich den Abständen zwischen zwei jeweils benachbarten Empfängerumsetzern sind, und daß alle Umsetzer denselben Betriebsfrequenzen zugeordnet sind.