DE2701065A1

DE2701065A1 - Schaltungsanordnung zum wiederherstellen der bezugslinie

Info

Publication number: DE2701065A1
Application number: DE19772701065
Authority: DE
Inventors: Spaeter Genannt Werden Wird
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1976-01-12
Filing date: 1977-01-12
Publication date: 1977-07-21
Also published as: US4093876A; GB1524791A; FR2337970B1; FR2337970A1; NL7700229A

Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. H. Wiickmann, Dipl.-Phys. Dr. K. Fincke

Dipl.-Ing. F. AAVeickmann, Dipl.-Chem. B. Huber

SP 97-3 RS g MÜNCHEN 86, DEN

POSTFACH 860 820

MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 98 3921/22

COMMISSARIAT A L'ENERGIE ATOMIQUE 29, rue de la Federation, 75752 Paris /Frankreich

Schaltungsanordnung zum Wiederherstellen der Bezugslinie

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Wiederherstellen der Basis- bzw. Bezugslinie. Diese Schaltungsanordnung findet Anwendung auf elektronischem Gebiet, und zwar insbesondere in kernspektrometrischen Ketten bzw. Aufeinanderfolgen.

Die Schwankungen der Basis- bzw. Bezugslinie (hierfür wird nachstehend zusammenfassend der Begriff "Bezugslinie" benutzt), die am Ausgang des Hauptverstärkers einer spektrometrischen Kette auftreten, erniedrigen grundsätzlich die Auflösung der Apparatur, wenn die Impulsrate erhöht wird. Diese Schwankungen werden teilweise durch kapazitive Verbindungen hervorgerufen, die an verschiedenen Stellen der spektrometrischen Kette vorgesehen sind. Diese Verbindungen tragen zur Funktion der Übertragung des Polsystems in störender Weise bei, wodurch die unipolare Form des Signals verzerrt und das Auftreten eines langen Schwanzes im Gefolge jedes Impulses hervorgerufen wird. Die statistische Überlagerung der Schwänze ist mit der Grund für die Erscheinung des Schwankens des Basis- bzw. Bezugsniveaus.

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Um diese Erscheinung zu vermindern, wurde eine Technik der Polkompensation des Ladungsvorverstärkers angewandt, aber diese Technik ermangelt der Präzision und führt zu ernsthaften Schwierigkeiten bei der Regelung bzw. Einstellung, die ein nicht-lineares Verhalten der V/iderstände von sehr beträchtlichem Wert besitzt, welche in Gegenkopplung zum Vorverstärker liegen. Daraus ergibt sich, daß die Polkompensation nur für einen Mittelwert der Zeitkonstanten des Vorverstärkers verwirklicht wird, und daß das Signal, welches am Ausgang des HauptVerstärkers abgegeben wird, niemals vollständig unipolar ist.

Andere Ursachen für die Instabilität des Bezugsniveaus sind mit parasitärem Rauschen niedriger Frequenz verbunden, wie z.B. dem Brummen und der Klingneigung. Diese Rauscherscheinungen tragen zum Vergrößern bzw. Verbreitern der Spitzen des Spektrums bei, und zwar selbst bei niedriger bzw. geringer Impulsrate.

Zum Befreien des Basis- bzw. Bezugsniveaus von parasitären Signalen niedriger Frequenz können zwei bekannte Systeme angewandt werden, nämlich entweder Schaltungen, die am Ausgang des Hauptverstärkers angeordnet sind und als "Wiederherstellungsschaltungen" bezeichnet werden, oder Schaltungen, die parallel zum Verstärker geschaltet sind und als "Stabilisierungsschaltungen" bezeichnet werden.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung der ersteren Art, d.h. auf eine Wiederherstellungsschaltung, die infolgedessen am Ausgang des Hauptverstärkers der spektrometrisehen Kette angeordnet ist. Die Funktion dieser Wiederherstellungsschaltung besteht darin, sowohl die langsamen Schwankungen als auch das Rauschen niedriger Frequenz am Ausgang des Verstärkers auszuschalten. Man kann diese Schal-

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tungsanordnung in gewisser V/eise als nicht-lineares Hochpaßfilter ansehen, dessen Grenzfrequenz sich gemäß dem Niveau des Eingangssignals verändert.

Es sind bereits Wiederherstellungsschaltungen bekannt, bei denen eine Konstantstromquelle benutzt wird, die nur während der Dauer der Impulse Strom abgibt, welche an die Schaltung angelegt werden und den Verbindungskondensator während jedes Impulses lädt. Diese Art der Wiederherstellungsschaltung hat den Nachteil, daß sie eine Dämpfung der Amplitude der Impulse bewirkt, eine Nicht-Linearität und eine Erhöhung der Wiederherstellungszeit. Das hat zur Folge, daß die Auflösung ziemlich schnell in Abhängigkeit von der Impulsrate abnimmt.

Bezüglich dieser bekannten Technik sei hier auf die folgenden Veröffentlichungen hingev/iesen, deren Titel nachstehend in deutscher Übersetzung angegeben werden: "Herabsetzung der Basislinienverschiebung bei der Impulsamplitudenmessung" von L.B.Robinson in "Revue of Scientific Instruments", 32, 1057 (1961); "Hochpräzisions-Gleichstrom-Wiederherstellung" von Chase und Poulo in "IEEE" Trans.Nucl.Sei. NS 14, Nr. 1, 1967; und " Herabsetzung der spektralen Impulshöhenverzerrung mittels Gleichstrom-Wiederhersteilung und Ansammlungssperre" von CW. Williams in "IEEE" Trans. Nucl.Sei. NS 15, Nr. 1 (1968), 297.

Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Wiederherstellen der Bezugslinie werden die vorerwähnten Nachteile ausgeschaltet, weil bei dieser Schaltungsanordnung keine Stromquelle mit konstantem Strom während der Dauer der Impulse verwendet wird, sondern eine Widerstandsschaltung, die zwei unterschiedliche Größen annehmen kann, jenachdem, ob ein Impuls an ihrem Eingang vorhanden oder nicht vorhanden ist.

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Es sind bereits derartige Schaltungen bekannt'_y z.B. ist in der Zeitschrift "Nuclear Instruments and Methods", Band 100, Nr. 2 vom 15. April 1972, auf den Seiten 349 bis ein Aufsatz veröffentlicht worden, der den Titel (in deutscher Übersetzung) "Eine flexible Basislinien-Wiederherstellungsschaltung" hat. Die erfindungsgemäße Schaltung zeichnet sich durch die spezielle Art und Weise aus, in der die Widerstandsschaltung verwirklicht worden ist, die zwei unterschiedliche Werte annehmen kann.

Genauer charakterisiert, betrifft die Erfindung eine Schaltungsanordnung zum Wiederherstellen der Bezugslinie, die folgendes aufweist:

(a) Eine erste Schaltung, die einen Eingang hat, der mit einem Verbindungs- bzw. Kopplungskondensator verbunden ist, sowie einen Ausgang, der mit Masse verbunden ist, und einen Steueranschluß, über den ein Steuersignal angelegt wird, das entweder eine erste oder eine zweite Größe haben kann; wobei diese erste Schaltung zwischen ihrem Eingang und ihrem Ausgang einen Widerstand aufweist, dessen Größe entweder gleich einer ersten Größe R_Q ist, die gering bzw. niedrig ist, wenn das Steuersignal seine erste Größe hat, oder dessen Größe einen zweiten Wert Rc» hat, der gegenüber R_Q sehr groß ist, wenn das Steuersignal seine zweite Größe annimmt bzv/. hat;

(b) eine zweite Schaltung nach Art eines Sctwellwertdiskriminators, dessen Eingang mit dem Eingang der vorerwähnten ersten Schaltung und dessen Ausgang mit dem vorerwähnten Steueranschluß verbunden ist, wobei diese zweite Schaltung an ihrem Ausgang das Steuersignal liefert, dessen erste Größe erhalten wird, wenn die am Eingang der zweiten Schaltung anliegende Spannung unterhalb eines Schwellwerts liegt, und dessen zweite Größe erhalten wird, wenn die am Eingang anliegende Spannung oberhalb dieses Schwellwerts liegt;

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und die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zeichnet sich dadurch aus, daß die erste Schaltung einen Verstärker A, aufweist, dessen Eingang über einen Kommutator mit zv/ei Eingängen und einem Ausgang entv/eder mit dem Ausgang eines ersten Verstärkers A^ oder mit dem Ausgang eines zweiten Verstärkers Ap verbunden ist, wobei der Kommutator, der nachstehend auch als Umschalter bezeichnet wird, einen Steueranschluß hat, der den Steueranschluß der ersten Schaltung bildet, und wobei ferner der Verstärker A₁ einen negativen Eingang hat, der einerseits über einen Eingangswiderstand R mit dem vorerwähnten Kondensator und andererseits über einen Widerstand R_f mit dem Ausgang des Verstärkers A, verbunden ist, während der positive Eingang des Verstärkers A₁ mit Masse verbunden ist; und wobei außerdem der Verstärker Ap einen negativen Eingang aufweist, der einerseits mit dem Ausgang des Verstärkers A, und andererseits über einen Widerstand R mit Masse verbunden ist, während der positive Eingang des Verstärkers Ap mit dem negativen Eingang des Verstärkers A₁ verbunden ist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand einiger, in den Figuren der Zeichnung im Prinzip dargestellter, besonders bevorzugter Ausführungsformen näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 ein Ubersichtsschaltbild, das repräsentativ für die Art von Schaltungen zum Wiederherstellen der Bezugslinie ist, auf die sich die Erfindung bezieht;

Fig. 2 ein Ubersichtsschaltbild einer Wiederherstellungsschaltung nach der Erfindung;

Fig. 3 ein spezielles Ausführungsbeispiel dieser Schaltung;

Fig. 4 ein spezielles Ausführungsbeispiel einer vollständigen Wiederherstellungsschaltung nach der Erfindung, und zwar für den Fall, daß die Diskriminatorschaltung unipolar ist; und

Fig. 5 ein spezielles Ausführungsbeispiel einer bipolaren Diskriminatorschaltung, die anstelle der unipolaren

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Diskriminatorschaltung in Fig. 4 verwendet werden kann..

In Fig. 1 ist ein Übersichtsschema für Schaltungen zum Wiederherstellen der Bezugslinie von der Art, auf die sich die Erfindung bezieht, gezeigt. Diese Schaltung weist sehr schematisch folgendes auf: einen Eingang 2, an dessen. Anschlüsse die Eingangsspannung Ve angelegt wird, die von einem nicht dargestellten Hauptverstärker abgegeben wird, und einen Ausgang 4, an dem eine Spannung Vs abgegeben wird. Zwischen dem Eingang und Masse ist ein Verbindungs- bzw. Kopplungskondensator der Größe C angeordnet, dem das Bezugszeichen 6 zugeordnet ist, und eine Schaltung 8, die zwei Widerstandswerte aufweisen kann, nämlich einen ersten Wert R , der sehr gering ist, und einen zweiten Wert R_co , der sehr groß ist; eventuell kann eine Impedanzanpassungsschaltung 10 zwischen der Schaltung 8 und dom Ausgang 4 vorgesehen sein.

Die Funktionsweise einer solchen Schaltung ist in großen Zügen folgende: Wenn kein Impuls am Eingang 2 anliegt, dann ist das Rauschniveau allgemein unterhalb eines vorbestimmten Schwellwerts. Der Widerstand der Schaltung 8 hat infolgedessen den Wert R , und die Zeitkonstante der Gesamtheit, die von dem Kondensator 6 und der Widerstandsschaltung 8 gebildet wird, ist T = R_QC, was einer Grenzfrequenz von 1/R₀C entspricht. Die langsamen Rauschkomponenten, die vor dem Kopplungskondensator erscheinen, werden infolgedessen herausgefiltert, und zwar umso besser, je breiter ihre Frequenz unterhalb der erwähnten Grenzfrequenz liegt.

Wenn ein Impuls vorhanden ist, dessen Amplitude das Schwellwertniveau überschreitet, dann ändert die Schaltung 8 ihren Zustand und weist einen sehr erhöhten Widerstand R₀₀ auf. Die Zeitkonstante T₀* = R₀₀ C wird infolgedessen sehr groß, und die Grenzfrequenz nähert sich dem Wert Null. Das hat zur Folge, daß die Komponenten des Signals nur einer minimalen Dämpfung unterworfen werden.

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'40-

Am Ende des am Eingang angelegten Impulses kehrt die

Restitutionsschaltung 8 wieder in ihren anfänglichen Zustand zurück, und ihr Widerstand nimmt wieder den Wert R an. Die geringe Ladung, die sich in der Kapazität 6 während der Dauer des Impulses angesammelt hat, entlädt sich nach einer Exponentialgleichung, deren Zeitkonstante T = RC ist. Ein leichter Schwanz folgt jedem Impuls, und zwar mit einer Amplitude und einer Rückkehrschnelligkeit zum Grund- bzw. Bezugsniveau, die proportional 1/Tco bzw. 1/T_Q ist.

Damit dieser Schwanz geschwächt bzw. gedämpft wird und damit die Restititution bzw. Wiederherstellung beschleunigt wird, sollte das Verhältnis T₀^ /T so hoch wie möglich sein, wodurch gleichzeitig die Wirksamkeit bzw. Leistungsfähigkeit bzw. der Wirkungsgrad der Wiederherstellungsschaltung verbessert wird, und zwar insbesondere bei erhöhten Impulsraten.

Die Fig. 2 zeigt den Aufbau einer Schaltungsanordnung zum Wiederherstellen der Grund- bzw. Bezugslinie in erfindungsgemäßer Ausbildung. Diese Wiederherstellungsschaltungsanordnung weist grundsätzlich zwei Schaltungen auf, nämlich eine erste Schaltung, der das Bezugszeichen 12 zugeordnet ist und die zwei Widerstandswerte R_Q und R₀₀ haben kann, sowie eine zweite Schaltung, die das Bezugszeichen 14 hat und eine Diskriminatorschaltung ist, deren ins einzelne gehender Aufbau anhand der Fig. k und 5 für ein Ausführungsbeispiel beschrieben wird. Die Impedanzanpassungsschaltung 10 und die Diskriminatorschaltung 14 sind übliche und bekannte Schaltungen. Die Erfindung zeichnet sich daher im wesentlichen durch die Schaltung 12 aus, und zwar in Kombination mit den erwähnten, bekannten Schaltungen.

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Die Schaltung 12 weist einen Eingang 16 und einen Steueranschluß 18 auf. Der Eingang 16 ist über einen Eingangswiderstand R mit dem Kondensator 6 verbunden. Der Steueran-Schluß 18 ist mit der Diskriminatorschaltung 14 verbunden. Die Schaltung 12 weist drei Verstärker A₁, Ap und A, auf. Der Eingang des Verstärkers A, ist je nach dem Zustand eines Umschalters 20, der zwei Eingänge und einen Ausgang besitzt, mit dem Ausgang des Verstärkers A₁ oder mit dem Ausgang des Verstärkers Ap verbunden. Der Umschalter 20 wird durch die Signale gesteuert, die über den Steueranschluß 18 zugeführt werden.

Zwischen den negativen Eingang des Verstärkers A₁ und den Ausgang des Verstärkers A, ist ein Widerstand R~ geschaltet, und zwischen den negativen Eingang des Verstärkers Ap und den Ausgang des Verstärkers A, ist ein Widerstand R geschaltet. Der negative Eingang des Verstärkers A₁ und der positive Eingang des Verstärkers A₂ sind miteinander verbunden.

Zur Vereinfachung der Erläuterung der Funktionsweise dieser Schaltung sind bestimmte Schaltungsstellen (M, N und H) sowie die Eingänge des Umschalters (P und Q) mit Bezugszeichen versehen.

Die Funktionsweise dieser Schaltung ist folgende: Wenn am Eingang 2 kein Impuls anliegt, dann befindet sich der Umschalter 20 in seiner Position Q (das ist der Fall, der in Fig. 2 dargestellt ist), und die Verstärker A₁ und A, sind in Reihe geschaltet und über den Widerstand R^ gegengekoppelt. Die Stelle N repräsentiert infolgedessen die fiktive Masse, und zwar in der Weise, daß die Zeitkonstante T dieser Schaltung gleich CR_e ist.

Wenn ein am Eingang 2 erscheinender Impuls vorhanden ist, dann verändert die Diskriminatorschaltung 14 die Größe des

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Steuersignals, das über den Anschluß 18 zugeführt wird,, wodurch es zu einem Kippen bzw. Umschalten des Umschalters 20 kommt, der nun in die Position P übergeht. Die Verbindung zwischen den Verstärkern A₁ und A^ wird infolgedessen unterbrochen, und die Stelle N repräsentiert nicht mehr die fiktive Masse. Nunmehr sind die Verstärker A₂ und A-, in Reihe geschaltet und durch den Widerstand R rückgekoppelt. Die Signale an jedem Anschluß des Widerstands R_f sind infolgedessen praktisch gleich. Der Effektivwert des Widerstands R-, wird daher gleich R~ A₂A^, und A₂A^ ist der Verstärkungsfaktor in der offenen Schleife der Verstärker A₂ und A, in Reihe.

Ebenso ist bei Nichtvorhandensein von Impulsen die Zeitkonstante T gleich CR , und beim Vorhandensein von Impulsen geht sie in den Wert %x> = C(R_e + R_f A₂A₃) über. Das Verhältnis der beiden Zeitkonstanten ist daher folgendes:

^Too ^Rf

T^- = ^{1 +} τς ^A2^A3*

Dieses Verhältnis kann theoretisch nach Unendlich gehen, wenn man einen Widerstand R von hohem Wert zwischen den negativen Eingang des Verstärkers A₂ und Masse hinzufügt. Das neue Verhältnis T₀O /T wird dann unter Berücksichtigung dieses Widerstandes R wie folgt:

TT" = ^{1 +} n~ : ~~~r Cr"

ο ο 1 - AoA-,

Wenn man den Wert von R in der Weise einstellt bzw. nimmt, daß er an den Verstärkungswert der offenen Schleife A₂A, herankommt bzw. sich diesem Wert nähert, dann geht das Verhältnis der Zeitkonstanten T₀₀ /T_Q nach Unendlich, was einer der Vorteile ist, die die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besitzt.

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Das Ausgangssignal der Schaltung der Fig. 2 kann entweder direkt am Ausgang des Verstärkers A-, abgenommen werden (an der Stelle H), und in diesem Fall ist es zu bevorzugen, daß das Verhältnis R^/R_o = 1 ist, so daß das Niveau des Hintergrundrauschens beim Nichtvorhandensein von Impulsen unverändert bleibt; oder das Ausgangssignal der Schaltung der Fig. 2 kann an der Stelle M über eine Impedanzanpassungsschaltung 10 abgenommen werden, wodurch man eine größere Freiheit für die Wahl des Wertes von R_f hat.

Die Fig. 3 zeigt ein Schaltbild der Schaltung 12 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform. In dieser Schaltung wird der Verstärker A₁ von einer Differentialschaltung mit zwei paarweise angeordneten, bipolaren oder Feldeffekt-Transistoren T^ und T₂ gebildet, und der Verstärker A₂ wird von einer anderen Differentialschaltung mit zwei paarweise angeordneten bipolaren oder Feldeffekt-Transistoren T,und T^ gebildet. Der Verstärker A, ist ein üblicher Verstärker mit großem Verstärkungsfaktor, von dem ein Ausführungsbeispiel in Fig. 4 dargestellt ist. Die Umschaltungs- bzw. Kommutatorschaltung 20 wird von einer Differentialschaltung mit zwei Transistoren Tc und Tg gebildet, die mit einer Stromquelle S verbunden sind. Die Kommutationsschaltung 20 v/ird mittels eines Signals gesteuert, das zwischen den Anschlüssen 22 und 24 anliegt, und zwar in Form einer Spannung V^, die von der Diskriminatorschaltung abgegeben v/ird, welche in einem Ausführungsbeispiel in Fig. 4 dargestellt ist.

Die Funktionsweise dieser Schaltung ist folgende: Wenn am Eingang 2 kein Impuls anliegt, dann gibt die Diskriminatorschaltung eine Differentialspannung V^ ab, die so ist, daß die Basis des Transistors Tg negativer als diejenige des Transistors T₁- ist. Der gesamte Strom, der von der Stromquelle S abgegeben wird, fließt infolgedessen in den Transistor T,-, und der Transistor Tg bleibt gesperrt. Auf diese Weise ist die

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Differentialschaltung aus den Transistoren T. und T₂ leitend, während die aus den Transistoren T, und T^ bestehende Differentialschaltung gesperrt ist. Der Punkt N stellt daher die fiktive Masse der in Reihe liegenden Verstärker A₁ und A, dar.

Wenn ein Impuls erscheint bzw. vorhanden ist, dann ändert die Diskriminatorschaltung ihren anfänglichen Zustand und erzeugt eine andere Differentialspannung V, von der Art, daß die Basis des Transistors Tg bezüglich derjenigen des Transistors Tr positiv ist. Infolgedessen geht der gesamte Strom, der von der Stromquelle S geliefert wird, nun in den Transistor Tg. Die Zustände der Differentialschaltungen kehren sich um, so daß nunmehr die aus den Transistoren T, und T^ bestehende Differentialschaltung in den leitfähigen Zustand übergeht, während die aus den Transistoren T₁ und T₂ bestehende Differentialschaltung in den Sperrzustand übergeht. Die Spannung am Punkt N ist genau gleich derjenigen am Punkt H. Aufgrund dieser Tatsache nehmen der Effektivwert des Widerstands R- und die Zeitkonstante beträchtlich zu.

In Fig. 4 ist ein besonderes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung zum Wiederherstellen der Bezugslinie bzw. des Bezugsniveaus nach der Erfindung dargestellt. Diesem Schaltbild sind die Strukturen der Verstärker A-, A₂ und der Umschaltungs- bzw. Kommutationsschaltungsanordnung, wie sie bereits in Fig. 3 veranschaulicht sind, erneut wiedergegeben, und dieses Schaltbild zeigt darüberhinaus ein Ausführungsbeispiel des Verstärkers A,, der Diskriminatorschaltung und der Ausgangsimpedanz-Anpassungsschaltung.

Der Verstärker A, weist die Transistoren T₁₀, T₁₁, T₁₂ und T₁^ auf.

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Die Impedanzanpassungsschaltung 10 umfaßt zwei, aufeinanderfolgende Emitterfolger. Der erste ist ein PNP-Transistor mit dem Bezugszeichen T.„, während der zweite ein NPN-Transistor T₂Q ist. Diese Anordnung ermöglicht es, im Ruhezustand eine Ausgangsspannung zu erhalten, die in der Nähe von Null liegt, und sie ermöglicht es weiterhin, die thermische Drift zu kompensieren, die durch jede der Basis-Emitter-Verbindungen in Verbindung mit derjenigen der anderen Verbindung erzeugt wird. Die Konstantstromerzeuger T₁- und T₁Q haben den Zweck, alle Veränderungen des Basisstroms der Emitterfolger in Abhängigkeit von dem Signalniveau zu unterdrücken, damit der Eingangswiderstand gesteigert wird. Diese Anpassungsschaltung kann in gleicher Weise durch eine äquivalente Anordnung ersetzt werden, in der gepaarte Feldeffekttransistoren verwendet sind, und zwar in der Weise, wie durch die Transistoren T ^ und T₁,-in Fig. 4 dargestellt ist.

Die Diskriminatorschaltung 14 eignet sich nur für unipolare, positive Impulse. Damit die Stelle M mit geringer Eingangsimpedanz vom Eingang des Diskriminators D isoliert ist, ist am Eingang dieser Schaltung eine Impedanzanpassungsschaltung vorgesehen, welche die beiden Feldeffekttransistoren T₁^ und T₁₅ aufweist. Die Konfiguration des Netzes aus den Widerständen R₁, Rp und R₅ definiert eine Schwellwertspannung von etwa 50 mV und bewirkt eine Rückkopplung zwischen dem Ausgang und dem positiven Eingang des Diskriminators D. Diese Konfiguration beschleunigt das Kippen bzw. Umschalten und verhindert, daß Schwingungen erzeugt werden, wenn das Niveau des Signals am Eingang gleich dem Niveau des Schwellwerts ist. Im Ruhezustand befindet sich der Ausgang des Diskriminators D auf dem logischen Niveau 1; er geht beim Vorhandensein eines positiven Impulses am Eingang auf das Niveau Oiber. Das ist durch die Kurvendarstellung 30 veranschaulicht. Die Diode D₁ hat einfach den Zweck, den Diskriminator vor allen Signalen zu schützen, die ein Niveau haben, das über der maximalen Differentialspannung des Diskriminators liegt.

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Das Steuersignal 30 wird auf einen Transistor .Tg gegeben, der gesperrt ist, wenn nicht irgendein Impuls am Eingang anliegt. Wenn ein positiver Impuls vorliegt, dann ändert der Diskriminator seinen Zustand vom Zustand 1 in den Zustand 0, und der Transistor Tq wird leitend, so daß er ebenfalls einen positiven Impuls an der Basis des Transistors Tg erzeugt, der bewirkt, daß die Differentialschaltung aus den Transistoren Tr und Tg kippt, und zwar in Übereinstimmung mit den Erläuterungen, die in Verbindung mit Fig. 3 gegeben worden sind.

Eventuell kann eine Null-Rückstellschaltung 32 angewandt werden, und ein Null-Rückstellimpuls 34 kann über einen externen Steuereingang 36 auf den Transistor Tg gegeben werden, so daß auf diese Weise die Differentialschaltung aus den Transistoren T,- und Tg in ihren anfänglichen Zustand zurückgebracht wird.

Die Diskriminatorschaltung 14, die in Fig. 4 dargestellt ist, funktioniert, wenn die Eingangsimpulse positiv sind. Wenn das Eingangssignal bipolar ist, dann kann diese Diskrirainatorschaltung durch eine entsprechende Schaltung ersetzt werden, z.B. durch eine solche Schaltung, wie sie in Fig. 5 dargestellt ist. Diese Schaltung weist einen Höhendiskriminator Dj₁ auf, der das positive Signal feststellt und dessen Schwellwert etwa +50 mV beträgt, sowie einen Tiefendiskriminator D,, der das negative Signal feststellt und dessen Schwellwert etwa -50 mV beträgt. Zwischen +50 mV und -50 mV weist die Wiederherstellungsschaltung eine geringe Zeitkonstante auf. Außerhalb dieses Bereichs ist die Zeitkonstante sehr groß. Der Diskriminator hat auch eine Impedanzanpassungsschaltung 40 sowie Logiktore 42 und 44 des Typs NICHT-ODER. Wenn man diese Schaltung anwendet, dann wird ihr Ausgang 46 an die Basis des Transistors Tq, der In Fig.4 dargestellt ist, angelegt.

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Claims

Patentansprüche

(^'J Schaltungsanordnung zum Wiederherstellen der Bezugslinie, die folgendes umfaßt:

(a) eine erste Schaltung, die einen Eingang besitzt, der mit einem Verbindungs- bzw. Kopplungskondensator verbunden ist, sowie einen Ausgang, der mit Masse verbunden ist, und einen Steueranschluß, über den ein Steuersignal angelegt wird, das entweder einen ersten oder einen zweiten Wert haben kann; wobei die erste Schaltung zwischen ihrem Eingang und ihrem Ausgang einen Widerstand besitzt, dessen Wert entweder einen ersten geringen Wert R_Q hat, wenn das Steuersignal seinen ersten Wert aufweist, oder einen zweiten, weit oberhalb von R liegenden Wert Rt*> hat, wenn das Steuersignal seinen zweiten Wert besitzt;

(b) eine zweite Schaltung, die eine Diskriminatorschaltung mit Schwellwert ist, deren Eingang mit dem Eingang der ersten Schaltung und deren Ausgang mit dem Steueransdiuß der ersten Schaltung verbunden ist; wobei die zweite Schaltung an ihrem Ausgang das Steuersignal liefert, dessen erster Wert erhalten wird, wenn die am Eingang der zweiten Schaltung anliegende Spannung unterhalb eines Schwellwertes liegt, und dessen zweiter Wert erhalten wird, wenn die am Eingang anliegende Spannung oberhalb dieses Schwellwerts liegt; dadurch gekennzeichnet , daß die erste Schaltung (12) einen dritten Verstärker (A,) aufweist, dessen Eingang über einen Umschalter (20), der zwei Eingänge (P,Q) und einen Ausgang aufweist, entweder mit dem Ausgang eines ersten Verstärkers (A₁) oder mit dem Ausgang eines zweiten Verstärkers (Ap) verbunden ist; wobei der Umschalter einen Steueranschluß (18) hat, der den Steueranschlaß der ersten Schaltung bildet; wobei weiter der erste Verstärker (A^) einen negativen Eingang besitzt, der einerseits über einen Eingangswiderstand (R.) mit dem Kondensator (6) und andererseits über einen zweiten

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ORIGINAL INSPECTED

• κ.

Widerstand (R^) mit dem Ausgang (H) des dritten Verstärkers (A^) verbunden ist, wobei der erste Verstärker (A₁) weiterhin einen positiven Eingang besitzt, der mit Masse verbunden ist; und wobei weiterhin der zweite Verstärker (A2) einen negativen Eingang besitzt, der einerseits mit dem Ausgang (H) des dritten Verstärkers (A,) und andererseits über einen dritten Widerstand (R ) mit Masse verbunden ist, und wobei schließlich der zweite Verstärker einen positiven Eingang hat,der mit dem negativen Eingang des ersten Verstärkers (A₁) verbunden ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der erste Verstärker (A₁) eine Differentialschaltung mit einem ersten und zweiten Transistor (T₁,T₂) aufweist, die gepaart und bipolare Transistoren oder Feldeffekttransistoren sind, deren Emitter oder deren Quellenelektroden vereinigt sind, während die Basis oder die Torelektrode des ersten Transistors (T₁) den positiven Eingang und die Basis oder die Torelektrode des zweiten Transistors (T₂) den negativen Eingang bildet.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verstärker (A₂) eine Differentialschaltung mit einem dritten und vierten Transistor (T,T^) aufweist, die gepaart und bipolare Transistoren oder Feldeffekttransistoren sind, deren Emitter oder deren Quellenelektroden vereinigt sind, während die Basis oder die Torelektrode des dritten Transistors (T^) den positiven Eingang und die Basis oder die Torelektrode des vierten Transistors (T^) den negativen Eingang bildet.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektoren oder die Saugelektroden des zweiten und vierten Transistors (T₂,T^) vereinigt sind, wobei der dritte Verstärker (A,) mit den Kollektoren oder

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. 3.
Saugelektroden des ersten und dritten Transistors (T₁ ,T₇₅) verbunden ist.
5· Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Umschalter (20) eine Differentialschaltung aufweist oder von dieser gebildet wird, die einen fünften und sechsten Transistor (T₁-,Tg) aufweist, deren Emitter mit einer Stromquelle (S) verbunden sind, während ihren Basen das Steuersignal zugeführt wird, wobei der Kollektor des fünften Transistors (Tc) mit den vereinigten Emittern oder Quellenelektroden des ersten und zweiten Transistors (T₁,T₂) verbunden ist, während der Kollektor des sechsten Transistors (Tg) mit den vereinigten Emittern oder Quellenelektroden des dritten und vierten Transistors (T,,Τλ) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Wiederherstellungsschaltung zwischen dem Eingangswiderstand (R-) und dem Kondensator (6) oder direkt am Ausgang (H) des dritten Verstärkers (A,) abgeführt ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1

bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang eine Impedanzanpassungsschaltung (10) aufweist.

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