DE2607892B2

DE2607892B2 - Schaltungsanordnung zur Formung von Impulsen mit veränderbarem Tastverhältnis unter Verwendung eines Differenzverstärkers

Info

Publication number: DE2607892B2
Application number: DE2607892A
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Morozumi; Yoshito Hachioji Tokio Ohmura; Takahiro Okabe
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1975-02-26
Filing date: 1976-02-26
Publication date: 1980-05-14
Also published as: JPS5197960A; US4047119A; DE2607892C3; JPS5548736B2; DE2607892A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Formung von Impulsen mit veränderbarem Tastverhältnis unter Verwendung eines Differenzverstärkers mit einer ersten Stufe, die ein Paar von mit ihren Emitterelektroden gemeinsam an eine Konstantstromquelle angeschlossene» Verstärkertransistoren umfaßt, an deren Basiselektroden das Eingangssignal liegt, sowie mit einer zweiten Stufe mit mindestens einem Verstärkertransistor, dessen Basis mit dem Kollektor eines Transistors der ersten Stufe verbunden ist und dessen Kollektor ein Ausgangssignal liefert.

Schaltungsanordnungen dieser Art werden beispielsweise bei kommutatorlosen Motoren mit Hall-Effekt-Elementen zur Verstärkung der sinusförmigen, vom Hall-Element erzeugten Signale eingesetzt. Bei der Verwendung derartiger Differenzverstärker mit ausreichend hohem Verstärkungsfaktor lassen sich aus den als Eingangssignal dienenden Sinuswellen Ausgangssignale erhalten, die eine ausreichend scharfe Impulsform besitzen. Diese impulsförmigen Ausgangssignale werden auf die Feldspulen des bürstenlosen Motors geprägt, wobei ein umlaufendes Magnetfeld entsteht, das den Rotor antreibt. Zur Steuerung des magnetischen Drehfeldes muß das Arbeitsverhältnis der impulsförmigen Signale vom Differenzverstärker veränderbar sein. Eine derartige Einstellung des Tastverhältnisses der Ausgangsimpulssignale ist jedoch bei herkömmlichen Schaltungsanordnungen schwierig.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art ist beispielsweise aus der Literaturstelle Electronics vom 12. Oktober 1970, Band 43, Heft 21, Seite 99 bekannt, in der eine Schaltung zur Formung von Impulsen unter Verwendung eines Differenzverstärkers beschrieben ist. Bei der dort angegebenen Schaltung liegt an der Basis eines ersten Verstärkertransistors des Differenzverstärkers ein sinusförmiges Eingangssignal, während die Basis eines zweiten Verstärkertransistors geerdet wird. Wird das Eingangssignal positiv, so wird der erste Verstärkertransistor leitend, während der zweite Verstärkertransistor sperrt. In diesem Falle gerät ein dritter Verstärkertrantistor der zweiten Stufe in die Sättigung, so daß das an seinem Kollektor abgegriffene Ausgangssignal nur noch der zwischen Kollektor und Emitter abfallenden Spannung, d. h. etwa dem Wert 0 entspricht. Wird das Eingangssignal dagegen negativ, so wird der zweite Verstärkertransistor leitend, die Spannung an der Basis des dritten Verstärkertransistors in der zweiten Stufe nimmt ab, und das Ausgangssignal steigt an. Geht man davon aus, daß als Eingangssignal ein Sinussignal, d. h. ein Signal mit einem Tastverhältnis von 50%, verwendet wird, so ist auch das durch die Schaltung an sich fest definierte Tastverhältnis des Ausgangssignals auf höchstens 50% festgelegt.

Das gleiche gilt für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 der DE-AS 17 66 654, welche mit der vorstehend erläuterten Schaltungsanordnung in sämtlichen wesent-

lichen Elementen identisch ist

Ferner ist aus der DE-OS 20 49 445 eine Verstärkungsschaltung bekannt bei der allerdings nicht zwei Verstärkertransistoren und zwei Lasttransistoren vorgesehen sind, sondern zwei Paare von Differenzverstärkern symmetrisch und über Kreuz miteinander verbunden sind, wobei ein erstes Paar von Transistoren einen ersten Differenzverstärker und ein zweites Paar von Transistoren einen zweiten Differenzverstärker bilden. Keines dieser beiden Transistorpaare bildet jedoch ein Paar von Lasttransistoren; ferner sind sämtliche Transistoren der dort angegebenen Schaltungsanordnung vom gleichen npn-Leitungstyp, während eine Konstantstromquelle der eingangs genannten Art nicht vorgesehen isL 1 >

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der in Rede stehenden Gattung in der Weise weiterzubilden, daß ein zwischen 0 und 100% beliebig wählbares Tastverhältnis möglich wird.

Die erfindungsgemäße Lösung besteh* darin, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannt Art gemäß dem Kennzeichen des Hauptanspruchs auszubilden, während vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in den Unteransprüchen angegeben sind. r>

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind die Lasttransistoren gemeinsam mit einer konstanten Spannung vorgespannt, und zwar in der Weise, daß sie im Sättigungsbereich arbeiten, wenn die auf die Basisanschlüsse der Verstärkertransistoren aufgepräg- j<> ten Eingangssignale ausgeglichen sind. Dadurch werden Impulssignale mit einstellbarem Tastverhältnis an den Kollektorausgängen der Verstärkertransistoren erhalten. Der Senkenstromwert der zweiten Konstantstromquelle beeinflußt die Impulsbreite des an den Kollektor- r> anschlüssen der Verstärkertransistoren auftretenden Ausgangsimpulssignals. Durch entsprechende Auslegung der Größe des jeweiligen Senkenstroms der ersten und der zweiten Konstantstromquelle bzw. deren Festlegung auf ein vorgegebenes Verhältnis wird die to Erzeugung von Ausgangsimpulssignalen mit dem gewünschten frei einstellbaren Tastverhältnis ermöglicht.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter 4*1 Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnung zeigt in

Fig. 1 ein prinzipielles Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 ein Impulsdiagramm, das die Beziehung -,0 zwischen der sinusförmigen Eingangswelle und den Ausgangsimpulsen für die in F i g. 1 gezeigte Schaltung wiedergibt,

Fig.3 ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, und in

F i g. 4 ein weiteres, besonders leistungsfähiges Ausführungsbeispiel.

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung mit einer ersten Stufe und einer zweiten Stufe eines Differenzverstärkers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel bo dargestellt. Die erste Verstärkerstufe besteht aus einem Paar von npn-Verstärkertransistoren 18 und 19, deren Emitter miteinander verbunden sind und die über diese miteinander verbundenen Emitter gemeinsam von einer ersten Konstantstromquelle 20 gespeist werden. Die b5 Verstärkertransistoren 18 und 19 werden über die Eingangsanschlüsse 11 und 12 an ihren Basisanschlüssen beaufschlagt und liefern ihre Ausgangssignale auf erste Ausgangsanschlüsse 10 und 10', die mit den Kollektoranschlüssen der Ver:;tärkertransistoren 18 und 19 verbunden sind. In den Kollektorkreisen der Verstärkertransistoren 18 und 19 liegt weiterhin ein Paar von pnp-Lasttransistoren 16 und ti. Die Lasttransistoren 16 und 17 sind über ihre Basisanschlüsse miteinander verbunden und sind mit ihren Kollektoranschlüssen auf die Kollektoranschlüsse der jeweiligen Verstärkertransistoren 18 bzw. 19 geschaltet. D>ie En.itteranschlüsse der Lasttransistoren 16 und 17 sind direkt mit einem Versorgungsspannungsanschluß 15 verbunden, auf den eine in den Figuren nicht dargestellte Spannungsquelle geschaltet ist, die die Versorgungsspannung oder Betriebsspannung des Differenzverstärkers insgesamt liefert

Eine Diode 21 ist mit einer zweiten Konstantstromqutlle 22 verbunden und so zwischen den Versorgungsspannungsanschluß 15 und die Basisanschlüsse der Lasttransistoren 16 und 17 geschaltet, daß die Ausrichtung ihres pn-Übergangs dem der Emitter-Basis-Übergänge der Last transistoren entspricht, so daß beide Lasttransistoren 16 und 17 mit einer gemeinsamen Vorspannung über ihre Emitter-Basis-Übergänge durch den über die Diode 21 erzeugten Spannungsabfall beaufschlagt sind.

Die zweite Verstärkerstufe enthält ein Paar von pnp-Transistoren 24 und 25, deren Emitter in der in Fig. 1 gezeigten Weise miteinander verbunden sind. Diese zweite Verstärkerstufe ist in der F i g. 1 durch eine unterbrochen dargestellte Linie umrandet. Die Basisanschlüsse der Transistoren 24 und 25 sind auf die ersten Ausgangsanschlüsse 10 bzw. 10' geschaltet. Die Kollektoren der Transistoren 24 und 25 sind auf zweite Ausgangsanschlüsse 13 und 14 geschaltet und über Lastwiderstände 26 bzw. 27 geerdet.

Die Transistoren 24 und 25 sind an ihren mileinander verbundenen Emitteranschlüssen von einer dritten Konstantstromquelle beaufschlagt, die aus einem pnp-Transistor 23, einer Diode 28 und einem Widerstand 29 aufgebaut ist. Der Transistor 23 ist auf den Versorgungsspannungsanschluß 15 geschaltet, und zwar mit seinem Emitteranschluß, und über seinen Kollektoranschluß mit den Transistoren 24 und 25 verbunden. Die Diode 28 liegt zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 23 und ist über den Widerstand 29 geerdet.

In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel hat in der ersten Stufe des Differenzverstärkers der über der Diode 21 auftretende Spannungsabfall einen festen, durch den über diese Diode fließenden Strom bestimmten Wert auf. Dieser Spannungsabfall erzeugt die Vorspannung für die Lasttransistoren 16 und 17. Die über die Lasttransistoren 16 und 17 fließenden Ströme sind also durch den über die Diode 21 fließenden Strom bestimmt. Dieser Strom wiederum entspricht dem Senkenstrom der zweiten Konstantstromquelle 22.

Die Größe der jeweils über die Lasttransistoren 16 und 17 fließenden Ströme ist also gleich dem Senkenstrom der zweiten Konstantstromquelle 22, wenn die Strom-Spannungs-Kennliaie der Diode 21 der Strom-Spannungs-Kennlinie der Basis-Emitter-Übergänge der Lasttransistoren 16 und 17 entspricht. Jeder der Lasttransistoren 16 und 17 muß dabei selbstverständlich einen ausreichend großen Verstärkungsfaktor hFE der Stromverstärkung aufweisen.

Eine derartige Diode 21 läßt sich ohne weiteres in herkömmlicher Technik von integrierten Schaltkreisen herstellen. Vorzugsweise ist eine solche Diode 21 so aufgebaut, daß die Basis und der Kollektor eines

Transistors direkt verbunden sind. In diesem Fall kann ein in demselben Herstellungsprozeß wie die Lasttransistoren 16 und 17 gefertigter Transistor die Funktion der Diode 21 übernehmen.

Die Diode 21 kann jedoch auch durch Eindiffundieren von p-Leitung erzeugenden Dotierungssubstanzen in eine η-leitende Halbleiterregion erzeugt werden. Dieser Schritt wird vorzugsweise zusammen mit der Herstellung der p-Emitterbereiehe in den n-Basisbereichen der Lasttransistoren vorgenommen.

Durch das Vorspannen der Lasttransistoren 16 und 17 über die Diode 21 kann das Tastverhältnis des Ausgangsimpulssignals in einfacher Weise dadurch auf einen beliebigen Wert eingestellt werden, daß man lediglich das Verhältnis zwischen dem Senkenstrom der ersten und der zweiten Konstantstromquelle 20 bzw. 22 ändert.

Es sei beispielsweise angenommen, daß über die erste Konstantstromquelle 20 ein Strom 2/o des Senkenstromes fließt, so daß über beide Kollektorkreise der Verstärkertransistoren 18 und 19 der Strom /₀ fließt, wenn die den Eingangsanschlüssen 11 und 12 aufgeprägten Eingangssignale abgeglichen sind. Andererseits ist aber erfindungsgemäß der Senkenstrom der zweiten Konstantstromquelle 22 so ausgelegt, daß er dem Wert Ιο+ΔΙ entspricht, der etwas größer als der zuvor erwähnte Kollektorstrom /0 ist. Jeder der Lasttransistoren 16 und 17 ist jetzt also so beaufschlagt, daß in jedem der Kollektorkreise ein Strom /ο + Λ/fließt.

Auf die Kollektoranschlüsse der Verstärkertransistoren 18 und 19 fließt jedoch nur der Strom /«, wenn die Eingangssignale abgeglichen sind. Der Anteil Aides aus den Lasttransistoren 16 und 17 stammenden überschüssigen Stromameils kann über die ersten Ausgangsanschlüsse 10 und 10' in die nachgeschalteten Transistoren 24 und 25 abgeleitet werden, die eine zweite Verstärkerstufe bilden. Unter diesen Bedingungen ist es praktisch ausgeschlossen, daß der Überschußstrom Al über die Basisanschlüsse auf die nachgeschalteten Transistoren 24 und 25 fließt, wenn die Transistoren 24 und 25 pnp-Transistoren sind. Auf diese Weise sind die beiden Lasttransistoren 16 und 17 gezwungen, im Sättigungsbereich zu arbeiten und die Überschußstromkomponente intern zu verbrauchen. In diesem Zustand ist die Spannungsdifferenz zwischen dem Basisanschluß und dem Kollektoranschluß jedes der Lasttransistoren 16 und 17 praktisch Null.

Wenn also dementsprechend die Eingangssignale an den beiden Eingangsanschlüssen abgeglichen sind, liegen beide ersten Ausgangsanschlüsse 10 und 10' auf hohem Potential, das fast gleich dem Potential ist, das am Versorgungsspannungsanschluß 15 liegt. Gleichzeitig liegen beide zweiten Ausgangsanschlüsse 13 und 14 auf Erdpotential oder MassepotentiaL da die Transistoren 24 und 25 gesperrt sind.

Beim Betrieb werden zwei um 180° gegeneinander verschobene Sinussignale auf die Eingangsanschlüsse 11 und 12 gegeben. Wenn die positive Halbwelle des Sinussignals beispielsweise am Eingangsanschluß 11 auftritt, tritt entsprechend der Phasenverschiebung die negative Halbwelle des Sinussignals am anderen Eingangsanschluß 12 auf.

Je nach dem Verlauf des sinusförmigen Eingangssignals ändert sich das Basispotential des Verstärkertransistors 18. Dieses Basispotential steigt zunächst an, so daß der über den Kollektor des Verstärkertransistors 18 fließende Strom /0' über den Wert des Ausgangskollektorstroms /0 ansteigt. Dagegen ist der Kollektorstrom

/ii", der im Kollektorkreis des anderen Verstärkertransistors 19 fließt, kleiner als der Kollektorstrom /_(l bei abgeglichenen Eingangsanschlüssen.

Der mit dem Verstärkertransistor 18 verbundene Lasttransistor 16 arbeitet weiterhin im Sättigungsbereich, und zwar so lange wie der Kollektorstrom /o' kleiner als der zuvor beschriebene Stromwert lo + AI ist. Daher bleibt das Potential am ersten Ausgangsanschluß 10 unverändert auf dem hohen Potentialpegel liegen, und das Potential am zweiten Ausgangsanschluß 14 bleibt auf MassepotentiaL

Wenn das Basispotential des Verstärkertransistors 18 weiter ansteigt und der Strom k' gleich dem Wert I₀ +ΔI wird, gelangt der Lasttransistor 16 aus dem Sättigungsbereich und arbeitet im aktiven Bereich, da der gesamte Strom /ο + ΔΙ jetzt vom Lasttransistor 16 auf den Verstärkertransistor 18 fließen kann. Unter dieser Bedingung wird das Potential am ersten Ausgangsanschluß 10 auf einen geringeren Potentialpegel gesenkt, und zwar auf einen Pegel, der praktisch gleich dem Basispotential des Verstärkertransistors 18 ist. Der mit dem ersten Ausgangsanschluß 10 verbundene Transistor 25 schaltet dann durch, so daß ein von der dritten Konstantstromquelle erzeugter Strom über den Transistor 25 auf den Lastwiderstand 27 fließt. Dadurch wird ein Spannungsabfall über den Lastwiderstand 27 hervorgerufen. Dieser Spannungsabfall führt zum Auftreten eines hohen Signalpotentialpegels am zweiten Ausgangsanschluß 14. Dieser Ausgangssignalpegel hat Impulsform und wird kontinuierlich so lange erzeugt, wie der Kollektorstrom Io des Verstärkertransistors 18 größer als der Strom /n + Al.

Es ist ersichtlich, daß der Lasttransistor 17, der mit dem Verstärkertransistor 19 verbunden ist, während dieses Halbzyklus der Sinuswelle im Sättigungsbereich gehalten wird. Aus diesem Grund tritt am zweiten Ausgangsanschluß 13 während dieser Halbwelle kein Ausgangssignal auf.

Der andere zweite Ausgangsanschluß 13 kann dagegen ein Ausgangssignal mit hohem Potentialpegel aufweisen, wenn die positive Halbwelle der Sinuswelle auf den Anschluß 12 geprägt wird. Während dieser Periode wird das Potential am Ausgangsanschluß 14 auf Massepotential gehalten.

In F i g. 2 ist das Verhältnis zwischen den Kollektorströmen der Verstärkertransistoren 18 und 19 und das an den Ausgangsanschlüssen 13 und 14 auftretende Ausgangssignal dargestellt. Die Kurven 31 und 32 geben die Kollektorströme la' und h" der Verstärkertransistoren 18 bzw. 19 wieder. Beide Ströme entsprechen dem Verlauf des Sinuseingangssignals.

Die Impulssignale 33 und 34 geben die Ausgangssignale wieder, die an den Ausgangsansehlüssen 13 bzw. 14 auftreten.

Wie aus der F i g. 2 deutlich zu entnehmen ist, weist jeder der Ausgangssignalimpulse 33 und 34 eine Impulsbreite auf, die kleiner als die Breite der halben Sinuswelle ist Während der Zeitspanne At tritt kein Impulssignal auf. Die Impulsbreite der Ausgangssignale entspricht der Dauer, während der die Kollektorströme 31 oder 32 größer als /o+/4/sind.

Die Impulsbreite kann durch eine entsprechende Wahl der Größe I₀+ΔI gewählt werden. Bei dem in F i g. 1 gezeigten Aufbau der Schaltung wird der Wert für /o+Δ /nach Maßgabe des Senkenstroms der zweiten Konstantstromquelle 22 bestimmt, so daß die Impulsbreite des erhaltenen Ausgangsimpulssignals auf jeden beliebigen Wert eingestellt werden kann.

Es sei ausdrücklich drauf hingewiesen, daß der Wert Al auch negativ sein kann. Wenn der Senkenstrom Iu +Δ /der zweiten Konstantstromquelle kleiner als der Strom I₀ ist, ist die Impulsdauer des erhaltenen Ausgangsimpulssignals größer als die Dauer der "> Sinushalbwelle. Im Rahmen der Erfindung läßt sich daher ein Tast- oder Arbeitsverhältnis des Ausgangsimpulssignals einstellen, das jeden beliebigen Wert zwischen 0 und 100% annehmen kann.

Um ein Ausgangsimpulssignal mit ganz bestimmter i< > vorgegebener Breite und ganz bestimmtem vorgebenen Wert des Tastverhältnisses zu erhalten, müssen die Senkenströme der ersten und der zweiten Konstantstromquelle 20 und 22 auf ein vorgegebenes exaktes Stromverhältnis eingestellt werden. ι ■■>

In der F i g. 3 ist ein derartiges Ausführungsbeispiel gezeigt, mit dem nicht nur diese Einstellung ermöglicht wird, sondern das insbesondere auch zur Herstellung im Rahmen integrierter Halbleiterschaltkreise auf einem einzigen Halbleitersubstrat geeignet ist. In F i g. 3 sind :> <> die den in F i g. 1 gezeigten Bauelementen entsprechenden Bauelemente mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Die npn-Transistoren 43 und 44 sind auf eine gemeinsame Diode 42 geschaltet, die jeweils zwischen dem Basisanschluß und dem Emitteranschluß liegt. r> Diese Transistoren 43 und 44 bilden eine erste und eine zweite Konstantstromquelle, die den Konstantstromquellen 20 und 22 in F i g. 1 entsprechen. Eine weitere Konstantstromquelle 41 liegt zwischen der Diode 42 und dem Versorgungsspannungsanschluß 15. Die jo Konstantstromquelle 41 beaufschlagt die Diode 42.

Im Rahmen der üblichen Technik zur Herstellung integrierter Halbleiterbausteine werden die Diode 42 und die Transistoren 43 und 44 aneinandergrenzend auf ein und demselben Halbleitersubstrat hergestellt. Diese 3> drei Bauelemente weisen also die gleichen pn-Übergangskennlinien auf. Die Diode 42 kann selbstverständlich aber auch wie die Diode 21 ein Transistor in Diodenschaltung sein.

Bei ausreichend großem Stromverstärkungsfaktor stellen sich die Kollektorströme der Transistoren 43 und 44 auf ein vorgegebenes Verhältnis ein, das deren Emitterflächen proportional ist.

Es sei angenommen, daß die Emitterfläche des Transistors 43 2AE sei und die Emitterfläche des Transistors 44 AE + AAE. Die Senkenströme der Transistoren 43 und 44 seien 2/₀ bzw. /C44. Das Verhältnis γ zwischen den Strömen /C44 und /0 ist dann

I₀

AE

(D

50

Die Gleichung (1) zeigt, daß das Stromverhältnis γ eine Funktion der Emitterflächen der Transistoren 43 und 44 ist Das Stromverhältnis γ ist beispielsweise unabhängig von der Versorgungsspannung, der Umgebungstemperatur und anderen üblichen Einflußfaktoren. Eine freie und beliebige Einstellung von Zweiphasenimpulssignalen mit vorgegebenem Tastverhältnis kann also in einfacher Weise erhalten werden, wenn die erste Verstärkerstufe des in F i g. 1 gezeigten Verstärkers durch eine Verstärkerstufe der in Fig.3 gezeigten Konfiguration ersetzt wird

Ein weiteres verbessertes Ausführungsbeispiel eines Differenzverstärkers ist in F i g. 4 gezeigt Das in F i g. 4 gezeigte Ausführungsbeispiel entspricht weitgehend dem in F i g. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel, unterscheidet sich von diesem jedoch durch eine Stromüberbrückungseinrichtung 50, die der Unterdrückung unerwünschter Nebenschlüsse dient, wenn die Schaltungsanordnung als integriertes Halbleiterelement ausgeführt wird. Wie im Zusammenhang mit der ersten Verstärkerstufe oben beschrieben wurde, sind die Lasttransistoren 16 und 17 dabei so ausgelegt, daß sie im Sättigungsbereich arbeiten, wenn die ihnen zugeordneten Verstärkertransistoren 18 bzw. 19 den ihnen von den Lasttransistoren 16 und 17 aufgeprägten Strom begrenzen. Da die Lasttransistoren 16 und 17 im Sättigungsbereich arbeiten, steigt das Kollektorpotential auf einen Wert, der geringfügig größer als das Basispotential desselben Lasttransistors ist, so daß der Basis-Kollektor-Übergang in Durchlaßrichtung vorgespannt ist.

Unter diesen Bedingungen kann also aus dem Kollektorbereich des im Sättigungsbetrieb arbeitenden Lasttransistors eine Minoritätsträgerinjektion erfolgen. Bei der in F i g. 1 gezeigten Schaltungsanordnung können diese injizierten Minoritätsträger vom Kollektor des Lasttransistors andere Schaltungsbauelemente in der näheren Umgebung erreichen, die auf demselben Halbleitersubstrat wie der Lasttransistor angeordnet sind. Die so injizierten Minoritätsladungsträger können daher unvorhergesehene und dem Schaltungsablauf unzuträgliche Zustandsveränderungen und Fehlfunktionen hervorrufen.

Die Stromüberbrückungseinrichtung 50 dient der Ausschaltung solcher Fehlfunktionen. In der in Fig.4 gezeigten Weise enthält die Stromüberbrückungseinrichtung 50 ein pnp-Transistorpaar 51 und 52, deren Emitter auf die Kollektoranschlüsse der Lasttransistoren 16 bzw. 17 geschaltet sind. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 51 und 52 liegen direkt auf Erdpotential. Die Stromüberbrückungseinrichtung 50 enthält weiterhin eine Reihenschaltung, die aus einer Diode 53 und einem Vorspannungswiderstand 54 besteht. Diese Reihenschaltung verbindet die direkt miteinander verbundenen Basisanschlüsse der Lasttransistoren 16 und 17 mit dem Massepotential (Erdpotential). Die Basisanschlüsse der Transistoren 51 und 52 sind gemeinsam auf den die Diode 53 und den Vorspannungswiderstand 54 verbindenden Schaltungspunkt geschaltet. Auf diese Weise liegt an beiden Basisanschlüssen der Transistoren 51 und 52 ein vorgegebenes Vorspannungspotential, das kleiner als das Basispotential der Lasttransistoren 16 und 17 ist, und zwar um den über die Diode 53 hervorgerufenen Spannungsabfall.

Da die Transistoren 51 und 52 durchgeschaltet sind, wenn an ihren Kollektoranschlüssen em Potential liegt, das größer als das Basispotential ist, wird eine Stromüberbrückung für die Überschußstromkomponenten zu den Kollektoranschiüssen der jeweils zugeordneten Lasttransistoren 16 und 17 geschaffen, bevor diese Lasttransistoren 16 und 17 ihren Sättigungsbereich erreichen. Durch Einsatz der Stromüberbrükkungseinrichtung 50 der oben beschriebenen Art können solche Schaltungsanordnungen auch bei höchster Integration auf Halbleitersubstraten ohne jeden Nachteil eingesetzt werden.

Die vorstehende Beschreibung zeigt daß Zweiphasenimpulssignale mit bestimmtem Tastverhältnis aus einer Sinuseingangswelle mit dem Transistordifferentialverstärker der Erfindung erzeugt werden können. Wenn auch in der Fig. 1 ein zweistufiger Differentialverstärker gezeigt ist so ist die neuartige Schaltungsanordnung speziell für die Verwendung in bürstenlosen Motoren entwickelt worden, wobei die Motoren mit

Hall-Effekt-Elementen arbeiten. Bei solchen Motoren werden die von den Hall-Effekt-Elementen aufgenommenen sinusförmigen Signale als Eingangssignale auf die entsprechenden Eingangsanschlüsse des Differenzverstärkers gegeben. Die Ausgangsimpulssignale werden daher in dem in F i g. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel an der zweiten Verstärkerstufe mit einer entsprechend großen Stromverstärkung abgenommen,

so daß die erforderlichen Feldströme zur Verfügung stehen.

Selbst wenn be: der obigen Beschreibung npn-Verstärkertransistoren und pnp-Lasttransistoren verwendet werden, so können selbstverständlich auch Transistoren vom jeweils umgekehrten Leitungstyp eingesetzt werden. Außerdem kann jeder der Transistoren durch eine Darlington-Schaltung ersetzt sein.

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Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Formung von Impulsen mit veränderbarem Tastverhältnis unter Verwendung eines Differenzverstärkers mit einer ersten Stufe, die ein Paar von mit ihren Emitterelektroden gemeinsam an eine Konstantstromquelle angeschlossenen Verstärkertransistoren umfaßt, an deren Basiselektroden das Eingangssignal liegt, sowie ι ο mit einer zweiten Stufe mit mindestens einem Verstärkertransistor, dessen Basis mit dem Kollektor eines Transistors der ersten Stufe verbunden ist und dessen Kollektor ein Ausgangssignal liefert, dadurch gekennzeichnet, daß die erste r> Stufe ferner ein Paar von Lasttransistoren (16, 17) umfaßt, deren Leitungstyp zu dem der Verstärkertransistoren (18, 19) der ersten Stufe entgegengesetzt ist, deren Kollektorelektroden jeweils mit dem Kollektor eines der Verstärkertransistoren (18, 19) der ersten Stufe verbunden sind und die an ihren Emitterelektroden und an ihren Basiselektroden jeweils zusammengeschaltet sind, und daß zwischen die zusammengeschalteten Basiselektroden und die zusammengeschalteten Emitterelektroden der Last- 2 > transistoren (16, 17) eine einen Spannungsabfall erzeugende Diode (21) eingeschaltet ist, die von einer zweiten Konstantstromquelle (22) mit konstantem Strom beaufschlagt ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch jo gekennzeichnet, daß mindestens eine der beiden Konstantstromquellen (20,22) einstellbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Konstantstromquellen jeweils einen Transistor (43, 44) umfassen, von v> denen der eine (43) kollektorseitig mit den zusammengeschalteten Emitterelektroden der Verstärkertransistoren (18, 19) der ersten Stufe und der andere (44) kollektorseitig mit der Diode (21) verbunden ist, und die zwischen ihren zusammengeschalteten Basiselektroden und ihren .?usammengeschalteten Emitterelektroden mit einer Vorspannung beaufschlagt sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren (43,44) v, der Konstantstromquellen verschieden große Emitterflächen haben.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß an den Basiselektroden der Verstärkertransistoren (18, 19) w der ersten Stufe gegenphasige Eingangssignale liegen und daß die zweite Stufe ein Paar von Verstärkertransistoren (24, 25) umfaßt, deren Basiselektroden jeweils mit dem Kollektor eines Verstärkertransistors (18, 19) der ersten Stufe verbun- « den sind und deren Kollektorelektroden ein Paar von gegenphasigen Ausgangssignalen liefern.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Leitungstyp der Verstärkertransistoren (2·*,25) der zweiten Stufe zu dem t> <> der Verstärkertransistoren (18, 19) der ersten Stufe entgegengesetzt ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stufe eine Stromüberbrückungseinrichtung (50) η^γ> umfaßt, die zwischen die Kollektorelektroden der Lasttransistoren (16, 17) eingeschaltet ist und einen Stromnebenpfad bildet, bevor die Basis-Kollektor-Strecken der Lasttransistoren (16, 17) in Durchlaßrichtung vorgespannt werden.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (21) von einem zwischen Kollektor und Basis kurzgeschlossenen Transistor gebildet ist, der die gleichen Kenndaten hat wie die Lasttransistoren (16, 17).