DE2351957C1

DE2351957C1 - Monopuls-Zielverfolgungsradaranlage

Info

Publication number: DE2351957C1
Application number: DE2351957A
Authority: DE
Inventors: Michael A Jones; John R G Woods
Original assignee: Marconi Co Ltd
Current assignee: BAE Systems Electronics Ltd
Priority date: 1972-10-17
Filing date: 1973-10-17
Publication date: 1989-05-03
Also published as: US4788547A; SE458889B; IT1205873B; FR2627596A1; GB1605311A; SE7613674L; FR2627596B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Monopuls-Ziel verfolgungsradaranlage mit einer Antenne, die eine Viel zahl von Ausgängen aufweist, mit einer ersten Schaltung zum Kombinieren dieser Ausgänge, um ein Summensignal und mindestens ein Differenzsignal zu erzeugen, wobei die Summen- und Differenzsignale zusammen eine Information bezüglich der Position eines Zieles relativ zur Antennen achse liefern und entsprechenden Empfängerkanälen zuge führt werden, mit einer Schaltung, die die Verstärkung in den jeweiligen Kanälen regelt, und mit einer Phasen regelschaltung, welche die Phasenunterschiede in den bei den Kanälen ausgleicht.

Eine solche Anlage ist beispielsweise in IEEE Transactions on Aerospace and Elektronic Systems, Vol. AES-7, Nr. 1, Jan. 1971, Seiten 188-203 beschrieben.

Bei einer solchen Anlage ist es natürlich sehr wichtig, daß die Kanäle des Mehrkanalempfängers sowohl in der Ver stärkung als auch in der Phasenänderung genau einander an gepaßt sind, um Fehler in den endgültigen Ausgangssignalen zu vermeiden.

Der Erfindung liegt daher in erster Linie die Aufgabe zugrunde, das Anpassen einer Vielzahl von Empfängerkanälen in einer Monopuls-Zielverfolgungsradaranlage zu erleichtern.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Kenn zeichnungsmerkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Zweck mäßige Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteran sprüchen zu entnehmen.

Bei der erfindungsgemäßen Monopuls-Zielverfolgungs radaranlage wird nicht, wie bei bekannten Anlagen, z. B. wie im "Bulletin des Schweizerischen Elektronischen Vereins", Nov. 1962, Nr. 23, Seiten 1121-1132, insbesondere Seite 1129, beschrieben, ein Pilotsignal verwendet, sondern als Bezugssignal wird das Summensignal verwendet, um eine Verstärkungsregelung zu ermöglichen und dennoch die Diffe renzsignal-Information für die Ziel/Antennenachse-Fehler anzeige aufrechtzuerhalten.

Durch die Erfindung wird nicht nur die Leistung der gesamten Anlage verbessert, sondern auch eine verbesserte nachgeschaltete Bezugsschleife für eine Radaranlage ge schaffen.

Die Anlage gemäß der Erfindung unterscheidet sich von vorbekannten Doppler-Verfolgungsanlagen insofern, als die Verfolgung durch Verändern der Frequenz des ersten Empfänger oszillators durchgeführt wird, anstatt mittels eines zusätz lichen Oszillators an irgendeiner nachfolgenden Stelle des Empfängers. Dies ergibt die Möglichkeit, das schmale Band paßfilter an einer "frühen" Stelle im Empfänger anzuordnen, woraus sich eine Vereinfachung der nachfolgenden Stufen des Empfängers ergibt.

Die phasenstarre Schleife ist effektiv als ein schmales Bandfilter wirksam, um eine einzelne ZF-Frequenz auszuwählen, und hilft daher mit bei der Unterscheidung zwischen Zielen, die unterschiedliche Doppler-Verschiebungen haben.

Eine Radaranlage gemäß der Erfindung wird nunmehr anhand der sie beispielsweise wiedergebenden Zeichnung beschrieben, und zwar zeigt

Fig. 1 eine schematische Frontansicht der Antenne der Radaranlage,

Fig. 2 ein schematisches Blockschaltbild der Anlage, während die

Fig. 3 und 4 schematische Blockschaltbilder wiedergeben, welche Abänderungsformen der in Fig. 2 dargestell ten Schaltung veranschaulichen.

Die zu beschreibende Anlage ist Teil eines Zielsuchkopfes für einen Luft-zu-Luft-Flugkörper oder ein Luft- zu-Luft-Geschoß. Es handelt sich um eine halbaktive Anlage, welcher das Ziel mit Radiowellen aus einer vom Flugkörper bzw. Geschoß entfernten Quelle angeleuchtet wird, z. B. vom Radar des Luftfahrzeuge, welches das Geschoß bzw. den Flugkörper abschießt.

Nach Fig. 1 enthält die Anlage eine Antennenanordnung 1, die eine Anordnung von vier Antennenelementen 1 a-1 d aufweist, von denen jedes seine eigene Speiseantenne und seinen eigenen Reflektor aufweist. Die Achsen der vier Elemente 1 a-1 d verlaufen paral lel zueinander, so daß, wenn ein Hochfrequenzsignal von einem Ziel durch die Antenne empfangen wird, die resultierenden Aus gangssignale von den vier Elementen alle im wesentlichen von gleicher Amplitude sind, aber sich in der Phase unterscheiden, und zwar entsprechend der Ausrichtung des Zieles relativ zur Antenne. Die Antennenanordnung 1 sitzt an Kardanaufhängungen (nicht dargestellt), so daß sie um die Azimut- und Höhenachse mittels nicht dargestellter Servomotoren geneigt bzw. geschwenkt werden kann.

Wie aus Fig. 2 hervorgeht, sind die vier Antennen-Ausgangs signale mit A ₁, A ₂, A ₃ und A ₄ bezeichnet. Diese Ausgangssignale werden in einer entsprechenden Schaltung 2 addiert und subtra hiert, um drei Signale S, D _el und D _az wie folgt zu erzeugen:

S = (A ₁ + A ₂ + A ₃ + A ₄)
D _el = (A ₁ + A ₂) - (A ₃ + A ₄)
D _az = (A ₁ + A ₃) - (A ₂ + A ₄)

S wird als Summensignal bezeichnet und ist gleich der Summe der Antennenausgänge. D _el und D _az werden jeweils als die Höhen- und Azimut-Differenzsignale bezeichnet, und ihre Amplituden sind Meßwerte für die Höhen- und Azimut-Fehlerwinkel zwischen der An tennenachse und dem Ziel. Wegen einer 90°-Phasenverschiebung im Komparator 2 liegen die Signale D _el und D _az annähernd in Phase mit dem Summensignal. Diese drei Signale D _el, D _az und S ge langen über eine rotierende Mikrowellenverbindung an der Antenne 1 zu der nachfolgenden Schaltung.

Die beiden Differenzsignale werden in einem Multiplexer 3 multiplex zusammengefaßt, der durch ein Rechteckwellen-Modu lationssignal M von einem Oszillator 4 gesteuert wird. Der Multiplexer 3 weist zwei Phasenschalter 5 und 6 zur jeweiligen Phasenmodulation der Signale D _el und D _az auf. Der Phasenschalter 5 wird direkt durch den Ausgang des Oszillators 4 betrieben und erzeugt abwechselnd 0°- und 180°-Phasenverschiebungen im D _el-Si gnal, das mit dem Modulationssignal M in Phase liegt. Der Phasen schalter 6 wird durch den Oszillator 4 über einen 90°-Phasen schieber 7 betrieben und erzeugt abwechselnd 0°- und 180°-Phasen verschiebungen im D _az-Signal, welches in Quadratur zur Modula tion des D _el-Signals liegt bzw. zu diesem um 90° verschoben ist.

Die Ausgänge der Phasenschalter 5 und 6 werden in einer Hybrid- bzw. Gabelschaltung 8 addiert, um ein multiplexes Dif ferenzsignal D zu erzeugen. Es ist ersichtlich, daß das Signal D in jedem Zyklus des Modulationssignals M folgende Wertfolgen durchläuft:

D ₁ = D _el + D _az
D ₂ = D _el - D _az
D ₃ = -D _el - D _az
D ₄ = -D _el + D _az

Das Differenzsignal D wird einer Gabelschaltung 9 zugeführt, und zwar zusammen mit dem Summensignal S, um zwei Ausgangssi gnale S + D und S - D zu erzeugen, die jeweils zwei Kanälen eines Superhet-Empfängers 10 zugeführt werden. Bis zu dieser Stufe der Anlage befinden sich die Signale alle auf Mikrowellen frequenzen bzw. Höchstfrequenzen (das Modulationssignal M na türlich ausgenommen), und daher sind der Komparator 2, die Phasenschalter 5 und 6 sowie die Gabelschaltungen 8 und 9 alle Mikrowellen-Bauelemente und in herkömmlicher Weise unter Ver wendung der Mikrowellenstreifenleitungstechnik konstruiert.

Der Empfänger 10 weist einen ersten Empfänger oszillator 11 auf, dessen Ausgang mit den Signalen S + D und S - D in Mischern 12 und 13 gemischt wird, um diese in eine entsprechende erste Zwischenfrequenz um zuwandeln. Die ZF-Signale werden über ZF-Verstärker 14 und 15 nach Bandpaßfiltern 16 und 17 weitergeleitet. Diese Filter wählen nur einen schmalen Bereich von Frequenzen aus, und zwar entsprechend einem schmalen Bereich von Doppelverschiebungen in dem vom Ziel empfangenen HF-Signal, d. h. entsprechend einem schmalen Bereich von relativen Ziel-zu-Antenne-Geschwin digkeiten. Aus diesem Grund werden die Filter 16 und 17 als Geschwindigkeitstore bezeichnet.

Die gefilterten Signale werden über weitere ZF-Verstärker 20 und 21 den Mischern 24 und 25 zugeführt, wo sie mit einem Signal aus einem zweiten Empfängeroszillator 26 gemischt werden, um sie in eine entsprechende zweite Zwischenfrequenz um zuwandeln. Die zweiten ZF-Signale werden dann jeweils durch eine Verstärkungsregelschaltung 27 und eine Phasenregelschaltung 28 hindurchgeschickt und werden durch zweite ZF-Verstärker 30 und 31 verstärkt.

Die Ausgänge der Verstärker 30 und 31 werden in einer Summierschaltung 32 und in einer Differenzschaltung 33 kombi niert, um ZF-Ausgangssignale S ¹ bzw. D ¹ zu erzeugen.

Es ist ersichtlich, daß unter der Annahme, daß die beiden Kanäle des Empfängers 10 gleichermaßen hinsichtlich Verstärkung und Phase abgeglichen sind, das ZF-Ausgangssignal S ¹ von der Summierschaltung 32 proportional dem HF-Summensignal S ist, während das ZF-Ausgangssignal D ¹ von der Differenzschaltung 33 proportional dem multiplexen HF-Differenz signal D ist. Somit durchläuft das Signal D ¹ die vier Werte D ₁-D ₄ und ändert sich somit periodisch in der Phase mit Bezug auf das Signal S ¹, und zwar in einer symmetrischen Weise mit einem Durchschnittswert von Null. Da jedoch ein Teil jedes der Signale S und D durch jeden der Empfängerkanäle hindurchgelangt ist, wird sich jede Fehlanpassung hinsichtlich Verstärkung oder Phase zwischen den Kanälen selbst in den Ausgangssignalen S ¹ und D ¹ manifestieren. Wenn insbe sondere eine Fehlanpassung hinsichtlich der Verstärkung zwischen den Kanälen vorhanden ist, werden die Amplituden der vier Werte des Signals D ¹ unterschiedlich stark beeinträchtigt, so daß der Durchschnittswert des Signals D ¹ nicht mehr Null ist, sondern positiv oder negativ sein wird, und zwar je nachdem, welcher Kanal die größere Verstärkung hat. Wenn in ähnlicher Weise eine Fehlanpassung hinsichtlich der Phase zwischen den Kanälen vorhanden ist, dann werden die Phasen der vier Werte des Signals D ¹ unterschiedlich stark beeinträchtigt, so daß der Durchschnittswert des Signals D ¹ wiederum nicht mehr Null ist, sondern positiv oder negativ ist, je nachdem, welcher Kanal die größere Phasendifferenz hat.

Um jegliche Fehlanpassung hinsichtlich der Verstärkung festzustellen, wird das Signal D ¹ mit dem Signal S ¹ in einem phasenempfind lichen Detektor 34 verglichen. Nominell ist der Durchschnitts ausgang des Detektors Null, doch wenn eine Verstärkungs- Fehlanpassung vorhanden ist, so wird der Ausgang des Detektors 34 eine Gleichstromkomponente erzeugen. Diese Komponente wird in einem Integrator 35 gemessen und wird als ein Rückkopplungs signal verwendet, um die Verstärkungsregelschaltung 27 in einer solchen Weise zu steuern, daß diese das Bestreben hat, die Verstärkung der beiden Kanäle einander anzupassen und auf diese Weise den Ausgang des Integrators 35 auf Null zu redu zieren.

Um eine Fehlanpassung hinsichtlich der Phase festzustellen, wird dem Signal D ¹ eine 90°-Phasenverschiebung in der Phasen änderungsschaltung 36 gegeben und es wird dann mit dem Signal S ¹ in einem phasenempfindlichen Detektor 37 verglichen. Nominell ist der Durchschnittsausgang des Detektors 37 Null, doch wenn irgendeine Phasen-Fehlanpassung vorhanden ist, dann wird der Ausgang des Detektors 37 eine Gleichstromkomponente erzeugen. Diese Gleichstromkomponente wird in einem Integrator 38 ge messen und als ein Rückkopplungssignal dazu verwendet, die Phasenregelschaltung 28 zu steuern, und zwar in einer solchen Weise, daß diese das Bestreben hat, die Phasendifferenzen der beiden Kanäle einander anzupassen und auf diese Weise den Ausgang des Integrators 38 auf Null zu reduzieren.

Wenn die Kanäle hinsichtlich Verstärkung und Phase einander angepaßt sind, dann ist der Ausgang des phasenempfind lichen Detektors 34 proportional der Amplitude des multiplexen Differenzsignals D und enthält somit eine Information bezüglich der beiden Differenzsignale D _el und D _az. Um diese Information aufzutrennen, wird der Ausgang des Detektors 34 einem Demulti plexer 39 zugeführt. Dieser Demultiplexer wird durch das Modu lationssignal M vom Oszillator 4 her gesteuert, welches in einer Verzögerungsschaltung 40 um einen Betrag verzögert ist, der gleich demjenigen der durch den Empfänger 10 eingeführten Gesamtverzögerung ist. Der Demultiplexer 39 weist einen ersten phasenempfindlichen Detektor 41 auf, in welchem der Ausgang des Detektors 34 mit dem verzögerten Modulationssignal verglichen wird, um einen Ausgang E _el zu erzeugen, der proporitional der Amplitude des Fehlersignals D _ely ist. Der Demultiplexer 39 weist außerdem einen zweiten phasenempfindlichen Detektor 42 auf, in welchem der Ausgang des Detektors 34 mit dem verzögerten Modu lationssignal verglichen wird, welches mittels einer Phasen änderungsschaltung 43 in der Phase um 90° verschoben ist, um einen Ausgang E _az zu erzeugen, welcher der Amplitude des Fehler signals D _az proportional ist.

Die beiden Ausgänge E _el und E _az vom Demultiplexer 39 werden als Fehlersignale verwendet, um den Betrieb der Servo motoren (nicht dargestellt) zu steuern, welche die Antennen anordnung 1 in einer solchen Weise neigen bzw. schwenken, daß die Amplituden der Differenzsignale D _el und D _az auf Null redu ziert werden. Das hat zur Folge, daß die Antenne 1 veranlaßt wird, das Ziel zu verfolgen. Die Fehlersignale werden außerdem dem Autopiloten (nicht dargestellt) des Projektils zugeführt, damit der Kurs des Projektils korrigiert werden kann, um ihn auf einem Kollisionskurs mit dem Ziel zu halten.

Der Ausgang von der Summierschaltung 32 wird einer auto matischen Verstärkungsregelungsschaltung 44 zugeführt, die AVR-Signale zur Steuerung der Verstärkung der ZF- Verstärker 20, 21, 30 und 31 erzeugt, und zwar in solcher Weise, daß sie das Bestreben hat, den Ausgang der Summierschaltung 32 auf einem konstanten Pegel zu halten.

Der Ausgang der Summierschaltung 32 wird außerdem einer Frequenz-Diskriminatorschaltung 45 zugeführt, die ein Ausgangs signal proportional der Differenz zwischen der Frequenz des ZF-Signals von der Summierschaltung 32 und einem vorbestimmten Wert erzeugt. Dieser Ausgang wird in einem Integrator 46 inte griert, und das Ergebnis wird dazu verwendet, die Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 47 zu steuern, dessen Zweck weiter unten noch erläutert wird.

Im Betrieb wird die Anlage hohen Vibrationspegeln vom Projektilmotor her unterworfen. Unter diesen Bedingungen hat der erste Empfängeroszillator 11 das Bestreben, sehr stark verrauscht zu sein, d. h. beachtliche Geräusch-Seitenbänder zu haben. Dies ist unerwünscht, da die Leistung des Gesamtsystems entscheidend von der Qualität des Ausgangs des ersten Empfänger oszillators abhängt. Um dieses Problem zu überwinden, wird eine phasenstarre Bezugsschleife 49 verwendet. Eine nach hinten gerichtete Antenne 50 ist vorge sehen, um einen Teil der Zielbeleuchtungsstrahlung vom Träger luftfahrzeug aus - einer der Seitenzipfel der Ausstrahlungs antenne kann für diesen Zweck verwendet werden - zur Verwendung als Bezugssignal zu empfangen. Dieses Bezugssignal wird mit dem Ausgang des Empfängeroszillators 11 in einem Mischer 51 gemischt, um es in eine Zwischenfrequenz umzuwandeln. Das resultierende ZF-Signal wird durch einen Verstärker 52 und ein Bandpaßfilter 53 hindurchgeschickt. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers wird durch eine automatische Verstärkungsregelungs-Detektorschal tung 54 gesteuert, und zwar so, daß er das Bestreben hat, den Ausgang des Filters 53 auf einen konstanten Pegel zu halten.

Der Ausgang des Filters 53 wird in einem phasenempfindlichen Detektor 56 mit dem Ausgang des Oszillators 54 verglichen, und das Ergebnis wird in einem Integrator 56 integriert und dazu verwendet, die Frequenz des Empfängeroszillators 11 zu steuern.

Die Folge davon ist, daß die Frequenz des Empfängeroszil lators 11 in einer festen Beziehung zur Frequenz des Bezugs signals verriegelt wird. Insbesondere wird die Frequenz des Empfängeroszillators auf einen Wert verriegelt, der gleich der Differenz zwischen der Bezugssignalfrequenz und der Fre quenz des Oszillators 47 ist. Auf diese Weise werden Vibra tions-Seitenbänder des Emfängeroszillators 11 wesentlich un terdrückt.

Die AVR-Schaltung 54 steuert eine Triggerschaltung 57, die ihrerseits wieder die Zeitkonstante des Integrators 56 entsprechend dem Pegel des AVR-Signals steuert, damit die Bandbreite der phasenstarren Schleife 49 reduziert wird, wenn der Bezugssignalpegel unter einen vorbestimmten Wert abfällt. Auf diese Weise paßt sich die Schleife 49 automatisch dem Pe gel des Bezugssignals an. Wenn somit das durch die rückwärtige Antenne 50 empfangene Bezugssignal stark ist, dann ist die Bandbreite der phasenstarren Schleife 49 relativ groß, was eine bedeutende Reduzierung der Geräusch-Seitenbänder des Empfängeroszillators 11 ergibt. Wenn andererseits der emp fangene Bezugssignalpegel niedrig ist, dann wird die Band breite der Schleife 49 reduziert, damit das Ausfiltern des Bezugssignals aus dem durch die rückwärtige Antenne 50 emp fangenen Geräusch unterstützt wird. Somit wird das Signal/ Rausch-Verhältnis des Bezugssignals verbessert, wenn auch unter Hinnahme eines Abfalls in der Fähigkeit der Schleife, Geräusch-Seitenbänder des Empfängeroszillators 11 zu unter drücken.

Bei einer anderen Ausführungsform kann die Bandbreite der Schlei fe 11 kontinuierlich entsprechend dem Bezugssignalpegel, an statt zwischen zwei diskreten Werten, verändert werden.

Wie obenerwähnt, wird der spannungsgesteuerte Oszillator 47, welcher die Frequenz des ersten Empfängeroszillators 11 steuert, seinerseits mittels des Diskriminators 45 und des Integrators 46 durch die Frequenz des vom Ausgang des Emp fängers 10 herkommenden ZF-Signals gesteuert. Diese Schleife ist so eingerichtet, daß sie die Frequenz des ersten ZF-Si gnals (von den Mischern 12 und 13) in der Mitte des Durchlaß bereiches der Geschwindigkeitstorfilter 16 und 17 wie folgt hält. Wenn sich die Relativgeschwindigkeit zwischen dem Ziel und dem Projektil leicht ändert, dann ändert sich die Doppler frequenz der Hochfrequenzwellen, die durch die Antenne 1 emp fangen werden. Dies verursacht eine Verschiebung in der Fre quenz des ersten ZF-Signals aus der Mittenfrequenz der Ge schwindigkeitstore 16 und 17 weg, was wiederum eine Verschie bung in der Frequenz des zweiten ZF-Signals am Ausgang des Empfängers verursacht. Diese Verschiebung wird durch den Frequenz diskriminator 45 ermittelt und erzeugt eine Änderung der Fre quenz des Oszillators 47 und somit der Frequenz des ersten Empfängeroszillators 11. Dieser wiederum wird eine Änderung der Frequenz des ersten ZF-Signals hervorrufen, und die An ordnung erfolgt, daß dieses Signal in die Mitte des Durchlaßbe reiches der Geschwindigkeitstore 16 und 17 zurückgebracht wird.

Daraus ergibt sich also, daß die Wirkung dieser Schleife darin besteht, die Frequenz des ersten ZF-Signals in der Mitte des Durchlaßbereiches der Geschwinigkeitstore 16 und 17 zu halten. Als Folge davon verfolgt die Anlage die Dopplerfre quenz des Zieles. Dies gibt der Anlage die Möglichkeit, zwi schen verschiedenen Zielen auf der Basis von Differenzen in ihren Geschwindigkeiten (d. h. im Falle von mehreren Zielflug zeugen, die in Formation fliegen, auf der Basis der Geschwindig keitsdifferenzen, die aufgrund des "Springens" der Luftfahr zeuge zur Aufrechterhaltung ihrer Formation entstehen) zu unterscheiden, auch wenn sie um einen zu kleinen Winkel für eine ausreichende Winkeldiskriminierung getrennt sein können.

Die Anlage unterscheidet sich von herkömmlichen Doppler- Verfolgungsanlagen, bei denen die Doppler-Verfolgung mittels eines Oszillators ausgeführt wird, der an einer ZF-Stufe des Empfängers sitzt. Bei der vorliegenden Anlage wird die Doppler-Verfolgung unter Verwendung des er sten Empfängeroszillators durchgeführt, was die Möglichkeit ergibt, die Geschwindigkeitstorfilter 16 und 17 an einer "frühen" Stufe des Empfängers anzuordnen. Das bedeutet, daß der überwiegende Teil des Empfängers 10 sich nur mit einem kleinen Bereich von Frequenzen zu befassen hat, was den Aufbau des Empfängers beträchtlich vereinfacht.

Wie Fig. 3 zeigt, ist bei einer anderen Ausführungsform der Schal tung nach Fig. 2 am Ausgang des Empfängers 10 eine phasenstarre Schleife 60 vorgesehen, die einen phasenempfindlichen Detektor 61 aufweist, der so eingerichtet ist, daß er den Ausgang der Summierschaltung 32 mit dem Signal vom spannungsgesteuerten Oszillator 62 her vergleicht. Das resultierende Signal vom Detektor 61 wird in einem Integrator 63 integriert und dazu verwendet, die Frequenz des Oszillators 62 zu steuern. Auf diese Weise wird die Frequenz des Oszillators 62 auf die Fre quenz des ZF-Signals von der Summierschaltung 32 her verriegelt. Das Ausgangssignal vom Oszillator 62 hat somit die gleiche Fre quenz wie das Ausgangssignal vom Empfänger, hat aber eine viel schmalere Bandbreite. Die Auswirkung der phasenstarren Schlei fe 60 besteht also darin, als ein sehr schmales Bandpaßfilter für das Empfänger-Ausgangssignal zu wirken, wobei der Durch laßbereich dieses Filters von der Zeitkonstante des Integrators 63 abhängt. Dies ist eine Hilfe bei der Unterscheidung zwischen Zielen von sehr ähnlichen Frequenzen.

Der Ausgang vom Oszillator wird anstelle des Ausgangs von der Summierschaltung 32 zur Übermittlung an die Diskriminator schaltung 45 verwendet. Dieses Signal wird außerdem für den Ver gleich mit dem Ausgang von der Differenzschaltung 33 im phasen empfindlichen Detektor 34 verwendet, um das Rückkopplungssignal zur Steuerung der Verstärkungsregelschaltung 27 zu erzeu gen.

Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform der Anordnung nach Fig. 2, die insbesondere bei der Beseitigung der Auswir kung eines Störgeräusches nützlich ist, welches in einer Rich tung in einem Winkel zur Achse der Antenne seinen Ursprung hat.

Bei dieser Ausführungsform sind die beiden Kanäle wie folgt kreuzweise gekoppelt. Das Signal vom Verstärker 14 im einen Kanal wird mit einem Signal von einem Oszillator 70 (im typi schen Fall mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100 kHz) in einem Mischer 71 gemischt, um dieses in der Frequenz zu ver schieben, und das Ergebnis wird in das Geschwindigkeitstorfil ter 17 im anderen Kanal über einen Mischer 72 injiziert. In ähnlicher Weise wird das Signal vom Verstärker 15 mit dem Signal vom Oszillator 70 in einem Mischer 73 gemischt, und das Ergeb nis wird in das Geschwindigkeitstorfilter 16 über einen Mischer 74 injiziert.

Die Folge dieser kreuzweisen Kopplung ist, daß ein gewis ses Störgeräusch von jedem Kanal bei einer Frequenz, die gegen über der Dopplerfrequenz abgestuft ist, in das Geschwindigkeits torfilter des anderen Kanals zusätzlich zu dem Störgeräusch eingeführt wird, welches bereits in diesem Kanal vorhanden ist, was zwei Komponenten von Störgeräusch in jedem Kanal ergibt, und zwar das eine positiv verlaufend und das andere negativ ver laufend. Diese vier Komponenten von Störgeräusch haben das Be streben, sich am Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 34 des Empfängers gegeneinander aufzuheben und nicht einen Winkel fehler zu erzeugen. Damit eine Aufhebung stattfindet, ist es notwendig, eine Anpassung der Verstärkung und der Phase der Signalwege in den beiden Kanälen vor den Geschwindigkeitstorfiltern und ferner eine Anpassung der Kopplungsmischer zu haben.

Claims

1. Monopuls-Zielverfolgungsradaranlage mit einer An tenne, die eine Vielzahl von Ausgängen aufweist, mit einer ersten Schaltung zum Kombinieren dieser Ausgänge, um ein Summensignal und mindestens ein Differenzsignal zu erzeugen, wobei die Summen- und Differenzsignale zusammen eine Infor mation bezüglich der Position eines Zieles relativ zur An tennenachse liefern und entsprechenden Empfängerkanälen zu geführt werden, mit einer Schaltung, die die Verstärkung in den jeweiligen Kanälen regelt, und mit einer Phasenregel schaltung, welche die Phasenunterschiede in den beiden Kanä len ausgleicht. dadurch gekennzeichnet, daß das Differenz signal so phasenmoduliert wird (5), daß es über die Modu lationsperiode einen mittleren Wert von Null hat, wenn es mit dem Summensignal multipliziert wird, daß das modulierte Differenzsignal zum Summensignal addiert und von diesem subtrahiert (9) wird, um die beiden Kanalsignale zu bilden, daß der eine der Kanäle ein Signal der Schaltung zur Ver stärkungsregelung (27) zuführt und der andere Kanal ein Signal der Phasenregelschaltung (28) zuführt, daß die gere gelten Kanalsignale erneut durch Summen- und Differenzschal tungen (32, 33) kombiniert werden, daß eine Gleichtakt- Phasendetektorschaltung (34) ein Gleichtakt-Produktsignal der erneut kombinierten Signale liefert, wobei das Produkt signal nach Null tendiert, wenn die Verstärkung der beiden Kanäle gleich ist, daß das Gleichtakt-Produktsignal dazu ver wendet wird, um die Verstärkungsregelschaltung (27) zu steuern, daß die erneut kombinierten Signale relativ zu einander um 90° phasenverschoben (36) sind und einem Quadratur-Phasendetektor (37) zugeführt werden, um ein um 90° phasenverschobenes Produktsignal zu liefern, das bei einer Phasendifferenz von Null zwischen den beiden Kanalsignalen nach Null tendiert, daß das um 90° phasen verschobene Produktsignal dazu verwendet wird, um die Phasenregelschaltung (28) zu steuern, und daß das Gleich takt-Produktsignal außerdem in Verbindung mit dem Phasen modulationssignal verwendet wird (41), um ein Ziellinien- Fehlerkorrektursignal zu erzeugen.

2. Zielverfolgungsradaranlage nach Anspruch 1, bei der die Antenne zwei Differenzsignale erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Differenzsignal phasenmoduliert ist, wobei die Modulation jeweils abwechselnd aus Null- und 180°-Phasenverschiebungen besteht und die Modulationen der beiden Differenzsignale um ein Viertel einer Modulations periode gegeneinander versetzt sind, so daß das Gleichtakt- Produktsignal nach Null tendiert, daß von den beiden Diffe renzsignalen Fehlersignale durch entsprechende Phasendetek toren (41, 42) abgeleitet werden, wobei dem einen dieser Phasendetektoren (41) das Gleichtakt-Produktsignal und das Phasenmodulationssignal als Eingangssignale zugeführt wer den, während der andere dieser Phasendetektoren (42) als Eingangssignale das Gleichtakt-Produktsignal und ein um 90° phasenverschobenes Phasenmodulationssignal erhält.

3. Zielverfolgungsradaranlage nach Anspruch 2, mit einem Superhet-Empfänger zum Verarbeiten der Signale von der Antenne, wobei der Empfänger einen Überlagerungsoszillator (11) ent hält, mit einer zweiten Antenne (50) zum Empfangen eines Bezugs signals sowie mit einer phasenstarren Schleife (49) zum Ver riegeln bzw. Synchronisieren der Frequenz des Überlagerungs oszillators (11) in einer festgelegten Beziehung zu derjenigen des Bezugssignals, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreite der phasenstarren Schleife (49) im Betrieb automatisch entsprechend der empfangenen Stärke des Bezugssignals eingeregelt wird, derart, daß bei starkem empfangenem Bezugssignal die Bandbreite relativ breit ist und bei einem schwachen empfangenen Bezugssignal die Bandbreite relativ schmal ist.

4. Zielverfolgungsradaranlage nach Anspruch 2, mit einem Superhet-Empfänger, der einen Überlagerungsoszilla tor (11) aufweist, dessen Ausgangsspannung mit den HF- Antennenausgangssignal gemischt wird, um dieses in ein ZF- Signal umzuwandeln, sowie mit entsprechenden Bandpaßfil tern (16, 17), welche nur in einem beschränkten Bereich Zwischenfrequenzen durchlassen, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der Filter (16, 17) einem Fre quenz-Diskriminator (45) zugeführt werden, der ein Signal erzeugt, welches der Differenz zwischen der Frequenz des ZF-Signals und der Mitte des Durchlaßbereiches der Fil ter (16, 17) entspricht, und das Diskriminatorausgangs signal dazu verwendet wird, die Frequenz des Überlagerungs oszillators (11) in solcher Weise zu steuern, daß sie das Bestreben hat, die Frequenz des ZF-Signals in der Mitte des Durchlaßbereiches zu halten, wodurch die Anlage ver anlaßt wird, Frequenzverschiebungen von HF-Wellen, die von einem Ziel empfangen werden, zu verfolgen.

5. Anlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Überlagerungsoszillator (11) durch ein Bezugssignal in einer phasenstarren Schleife (49) gesteuert wird.

6. Anlage nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Frequenz-Diskriminators (45) dazu verwendet wird, die phasenstarre Schleife (49) derart zu steuern, daß die Frequenz des Überlagerungsoszillators (11) geregelt wird.

7. Zielverfolgungsradaranlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das ZF-Summensignal (S ¹) mit der Aus gangsspannung eines Oszillators (62) in einer phasenstarren Schleife (60) verglichen wird, und daß das Ergebnis dazu verwendet wird, die Oszillatorfrequenz so zu steuern, daß der Oszillator (62) veranlaßt wird, sich auf die Frequenz des ZF-Summensignals (S ¹) zu verriegeln, wobei das ZF-Dif ferenzsignal (D ¹) in einem Phasendetektor (34) mit dem Ausgangssignal des Oszillators (62) verglichen wird, um das Gleichtakt-Produktsignal zu erzeugen.