DE2063525C2 - Decoder für ein Multiplex-Signalgemisch, das einen Pilotton enthält - Google Patents

Description

Transformatoren) gebraucht Diese und andere induktive Elemente, die in den oben erwähnten abgestimmten Filterkreisen benötigt werden, sind verhältnismäßig sperrig und kostspielig. Sie erschweren die Fabrikation der Empfänger, da sie gewöhnlich eingestellt und abgeglichen werden müssen, wofür aufwendige elektronische Prüfgeräte erforderlich sind. Bei Verwendung von mehreren induktiven Elementen müssen diese räumlich so angeordnet werden, daß keine unerwünschte Wechselwiixung oder Kopplung zwischen ihnen to stattfinden kann.

Ferner haben die abgestimmten Bandfilterkreise, die normalerweise für die Abtrennung des Pilotsignals und die Wiederherstellung de? 38 kHz-Hilfsträgers verwendet weirden, verhältnismäßig hohe O-Werte, so daß sie ziemlich phasenempfindlich sind. Das heißt, eine verhältnismäßig kleine Verschiebung in der Resonanzfrequenz des abgestimmten Kreises hat eine verhältnismäßig große Änderung im Phasengang des Filters für Signale der Nebenabstimmfrequenz (19 kHz oder 38 kHz} zur Folge. Im Falle eines FM-Stereodecoders wird durch eine solche Änderung im Phasenjpang eines Filters die Trennung der sterephonen Links- und Rechtsüignale verschlechtert (d. h. es kommt zu einem Übersprechen zwischen den beiden Signalkanälen). Verschiebungen der genannten Art entstehen häufig durch Änderungen der induktiven oder kapazitiven Werte ;als Folge von Betriebstemperaturschwankungen oder Alterungserscheinungen.

Verhältnismäßig niederpegelige Signale eier oben genannten Art, wie sie in FM-Stereodecodierschaltungen auftreten, lassen sich mit Vorteil unter Verwendung von monolithischen integrierten Schaltungsplättchen (d.h. Festkörperschaltungen, bei denen eine Vielzahl von aktiven Halbleiterbauelementen wie Transistoren und Dioden sowie passiven Schaltungselementen wie Kondensatoren und Widerstände samt ihren Verschaltungen auf einem gemeinsamen Substrat aus Halbleitermaterial angebracht sind) verarbeiten. Derartige integrierte Schaltungen sind den herkömmlichen Schal- ίο tungsanordnungen mit diskreten Bauelementen hinsichtlich der Größe, des Gewichts und der Verläßlichkeit sowie in manchen Fällen auch in wirtschaftlicher Hinsicht überlegen.

Bei der Konstruktion von integrierten Schaltungen sind, gegenüber Schaltungen mit dir'treten Bauelementen, eine Reihe von wirtschaftlichen Gesichtspunkten zu berücksichtigen. Während man beispielsweise bei nichtintegrierten Schaltungen bestrebt ist, mit möglichst wenigen aktiven Bauelementen auszukommen, da diese als diskrete Bauelemente verhältnismäßig teuer sind, kommt es bei integrierten Schaltungen nicht so sehr darauf an, an aktiven Bauelementen zu sparen, da deren Herstellung in integrierter Form weniger kostspielig ist. Dagegen ist man bei integrierten Schaltungen bestrebt, möglichst viele Schaltungsfunktionen auf dem Schaltungsplättchen vorzusehen und mit möglichst wenigen Schaltungselementen außerhalb des Schaltungsplättchens auszukommen. Integrierte Schaltungen sind nicht so attraktiv, wenn in Verbindung mit dem Schaltungsplättchen Spulen und/öder Transformatoren vorgesehen werden müssen, denn solche induktiven Schaltungselemente wirken sich nicht nur nachteilig auf die Kosten, die Größe, das Gewicht und die Verläßlichkeit aus, sondern sie beanspruchen für ihre Verschaltung außerdem einen otier mehrere der verhältnismäßig wenigen verfügbaren ^A,nschlußkontakte des Schaltungsplättchens (z. B. sechzehn bei einer typischen Ausführung), Ferner ist es wegen der verhältnismäßig kleinen Abmessungen des Schaltungsplättchens (z, B, in der Größenordnung von 2,5 · 2,5 mm oder kleiner) und der sich dadurch ergebenden dichten Abstände zwischen den Zuleitungen für äußere Schaltungselemente erwünscht, die Anzahl der äußeren Zuleitungen für Wechselstromsignale möglichst gering zu halten, um unerwünschte Kopplungen zwischen den verschiedenen Teilen des Schaltungsplättchens weitmöglichst zu vermeiden. Speziell bei einer integrierten FM-Stereodecoderschaltung ist es wünschenswert, daß die 19 kHz- und 38 kHz-Signale ausschließlich innerhalb des Schaltungsplättchens verarbeitet werden, so daß eine Kopplung phasenfalscher Signale auf die 38 kHz-Wiedergewinnungsstufen verhindert wird, da, wie oben erwähnt, Phasenfehler im 38 kHz-Hilfsträger ein Übersprechen zwischen dem Links- und dem Rechtskanal zur Folge haben.

Es ist daher wünschenswert, für die Frequenzwahl (Bandfilterung) bei einer integrierten Schaltung Anordnungen mit aktiven Bauelemente i ohne induktive Komponenten zu verwenden. Eine soi;he Frequenzwahl kann in der Weise erfolgen, daß eine bestimmte Signalkomponente mit einem entsprechenden örtlich erzeugten Trägersignal überlagert wird, so daß ein auf Nullfrequenz bezogenes Differenzfrequenzsignal entsteht, das dann mit Hilfe von einfachen RC-Filterkreisen gefiltert werden kann. Eine Frequenzwahl in dieser Weise läßt sich vorteilhaft mit integrierten Schaltungen mit Hilfe von Verstärkern, die als symmetrische oder Gegentakt-Synchrondetektoren ausgelegt sind, bewerkstelligen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Decoder für ein Multiplex-Signalgemisch zu schaffen, das einen Pilotton enthält, der möglichst wenig induktive Schaltungskomponeten aufweist und sich durch einen einfachen Aufbau auszeichnet.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichnete Erfindung gelöst

Der erfindungsgemäße Decoder enthält nur sehr wenige induktive Schaltungskomponenten und ist einfach im Aufbau, so daß er sich preiswert herstellen läßt und kaum Abgleicharbeiten erfordert Der Decoder gemäß der Erfindung eignet sich auch sehr gut für eine Realisierung in Form einer integrierten Schaltung. Der Decoder gemäß der Erfindung eignet sich besonders gut für Stereorundfunkempfänger.

Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen des Decoders gemäß der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Der einzige Oszillator des Decoders für einen FM-Stereoempfänger ist auf eine Harmonische des 19 kHz-Pilotsignals abgestimmt. Die mit dem Oszillator gekoppelte Frequenzteilerschaitung gehört zu einer automatischen Frequenz — und Phasenregelschal'ung (AFPR-Schaltung) tür den Oszillator und erzeugt eine zeitlich auf die Oszillatorausgangsschwingung bezogene Bezugsschwingung mit einer Subharmonischen (nominell 19 kHz) der Frequenz der Oszillatorausgangsschwingung. Der Frequenzteiler ist frei von induktiven Sehaltungelementen. Die AFPR-Schaltung enthält fer= ner den Phasendetektor, der aus der Bezupsschwingung und dem im Empfänger demodulierten Signalgemisch, welches das empfangene Pilotsignal enthält, eine Gleichspannung einsprechend der Phasendifferenz zwischen der Bezugsschwingung und dem Pilotsignal erzeugt. Eine an den Phasendetektor angekoppelte Regelanordnung verändert entsprechend der den

Phasenfehler anzeigenden Gleichspannung die Phase und/oder Frequenz des Oszillators in einem solchen Sinne, daß die Oszillatorausgangsschwingung die vorbestimmte Frequenz und die vorbestimmte zeitliche Beziehung zum empfangenen Pilotsignal beibehält.

An den Oszillator ist ferner eine Anordnung angekoppelt, die einen 38 kHz-Hilfsträger in vorbestimmter zeitlicher Beziehung zum 19 kHz-Pilotsignal für die Demodulation der stereophonen Differenzsignalkomponenten (L-R) erzeugt. Der erste Synchrondetektor, dem der 38 kHz-Hilfsträger und das Signalgemisch einschließlich der empfangenen Differenzsignalseitenbänder zugeführt sind, erzeugt zwei Ausgangssignale, die gegenphasige Tondifferenzsignalkomponenten (L — R) und -(L- R) repräsentieren. Die gegen· phasigen Tondifferenzsignalkomponenten und das demodulierte Signalgemisch einschließlich der Tonsummensignalkomponente (L + R) werden einer Matrixschaltung zugeführt, die getrennte Links- ""- P^Mr-

tonsignale (L) bzw. (R) für die Tonwiedergabe erzeugt. Beispielsweise können diese Signale weiterverstärkt und dann Lautsprechern zugeleitet werden.

Bei FM-Stereoempfängern ist es auch erwünscht, daß dem Hörer angezeigt wird, wenn stereophone Sendungen empfangen werden. Gewöhnlich dient hierzu eine Lampe, die aufleuchtet, wenn im empfangenen Signal ein Pilotsignal von angemessener Amplitude und Dauer vorhanden ist. Hierfür kann eine mit dem Oszillator gekoppelte Anordnung vorgesehen sein, die eine weitere, gegenüber der dem AFPR-Detektor zugeführten Bezugsschwingung um 90° phasenverschobene 19 kHz-Schwingung erzeugt. Vorzugsweise ist diese Anordnung frei von induktiven Schallungselementen. Ein zweiter Synchrondetektor ist mit der um 90° phasen verschobenen 19 kHz-Schwingung und mit dem das empfangene Pilotsignal enthaltenden Signalgemisch gespeist und erzeugt bei dauernder Anwesenheit des Pilotsignals ein Ausgangssignal, das einer Anzeigeeinrichtung zugeführt ist, die daraufhin den Empfang von Stereosendungen visuell anzeigt.

Bekanntlich muß, damit ein annehmbares Stereotonsignal erzeugt wird, das Signal/Rauschverhältnis (der Störabstand) des empfangenen FM-Rundfunksignals größer sein, als es für monophone Übertragungen notwendig ist. Vom Standpunkt des Hörers aus kann es daher unter bestimmten Empfangsverhältnissen vorteilhafter sein, wenn die empfangenen Stereosignale monophon oder monaural wiedergegeben werden.

In Weiterbildung der Erfindung ist daher eine Anordnung vorgesehen, welche den Störabstand des empfangenen Sigwalgemischs mißt und automatisch auf monophonen Empfang schaltet, wenn das Signal für eine annehmbare Stereophonische Wiedergabe zu sehr störbehaftet ist. Vorzugsweise ist der Oszillator des Decoders dabei so eingerichtet, daß er mit einer Frequenz arbeitet, die ein geradzahliges Vielfaches des empfangenen Pilotsignals (19 kHz) ist wobei das geradzahlige Vielfache so gewählt ist, daß die Oszillatorfrequenz oberhalb des Frequenzbandes jeglicher Signalkomponente des Signalgemischs liegt (z. B. bei der sechsten oder zwölften Harmonischen des Pilotsignals). Ein dritter Synchrondetektor ist mit einer vom Oszillatorausgang abgeleiteten, oberhalb des Signalfrequenzbandes liegenden Bezugsschwingung sowie mit dem demodulierten Signalgemisch einschließlieh etwaiger Störkomponenten gespeist Ein verhältnismäßig niederfrequentes Ausgangssignal des Detektors, welches die Störkomponenten repräsentiert wird mit einem vorbestimmten annehmbaren Störschwellenwert verglichen. Bei Anwesenheit von Störkomponenten oberhalb des Störschwellenwertes wird einem Stereoanzeiger und/oder einer automatischen Stereoschaltanordnung ein Stereosperrsignal zugeleitet, so daß der Empfänger auf Monobetrieb schalten kann, wenn das verarbeitete Signalgemisch für eine annehmbare Stereowiedergabe zu störbehaftet ist.

Bei der Erfindung ist ein einziger Oszillator vorgesehen, der mit einer Frequenz arbeitet, die eine geradzahlige Harmonische des Pilotsignals sowie des Stereo-Differenzhilfsträgers ist und oberhalb der höchsten Signalfrequenzkomponente des Signalgemischs liegt. Mit dem Oszillator sind eine Anzahl von induktivitätsfreien Frequenzteileranordnungen gekoppelt, die den Phasendetektor und drei Synchrondetektoren mit vier harmonisch aufeinander bezogenen Bezugssignalen beliefert. Die Detektoren sind ferner ~·; '••••»i Wom^rliiliortpn dcrnalapmi«rh iresneist und SO eingerichtet, daß der Oszillator auf eine vorbestimmte zeitliche Beziehung (Phasenbeziehung) zur Pilotsignalkomponente des Signalgemischs eingeregelt wird, daß die Anwesenheit der Pilotsignalkomponente angezeigt wird, daß die stereophone Differenzsignalkomponente des Signalgemischs demoduliert wird und daß die Anwesenheit von oberhalb des Signalfrequenzbandes liegenden Störkomponenten im Signalgemisch angezeigt wi J.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen im einzelnen erläutert Es zeigt

Fig. I das Blockschaltschema eines FM-Rundfunkempfängers mit FM-Stereodecoier gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

F i g. 2 ein Blockschaltschema, das veranschaulicht, wie mehrere bistabile Zählereinheiten zusarnmengeschaltet werden können, um die in der Anordnung nach F i g. 1 benötigten Schaltschwingungen für die Synchrondemodulation zu erzeugen:

Fig.3 eine Reihe von Signalverläufen von in der Anordnung nach F i g. 2 erzeugten Schaltschwingen;

F i g. 4 das Schaltschema eines in integrierter Form aufbaubaren Verstärkers für das Stereosignalgemisch in der Anordnung nach Fig. 1;

F i g. 5 das Schaltschema einer in integrierter Form aufbaubaren spannungsgesteuerten Oszillatoranordnung mit AFPR-Gegcntaktdetektor für die Anordnung nach F i g. 1;

F i g. 6 das Schaltschema eines in integrierter Form aufbaubaren Gegentaktsynchrondetektors für das stereophonische Differenzsignal mit automatischer Stereoschal tanordnung und Matrixverstärkern zur Gewinnung der Links- und Rechtstonsignale für die Anordnung nach F i g. 1;

F i g. 7 das Schaltschema eines in integrierter Form aufbaubaren Gegentaktsynchrondetektors für überbandige Störkomponenten mit dazugehöriger Spannungsversorgungseinrichtung für die Anordnung nach Fig. 1; und

Fig.8 das Schaltschema eines in integrierter Form aufbaubaren Gegentaktsynchrondetektors für die Anwesenheit des Pilotsignals mit dazugehöriger Stereoempfangsanzeige- und Schalteinrichtung für die Anordnung nach F ig. 1.

F i g. 1 zeigt das vereinfachte Blockschaltschema eines FM-Rundfunkempfängers für den Empfang von monophonen oder stereophonen Sendungen. Dabei sind zahlreiche Signalwege als eine einzige Leitung dargestellt die von einem Block ausgeht und vor dem Eingang

in einen anderen Block in zwei Leitungen aufgeteilt ist. Dies zeigt an, daß es sich bei den über die betreffenden Leitungen laufenden Signale um Gegentaktsignale (d. h. zwei um 180° phasen verschobene und im übrigen weitgehend identische Signale) handelt. Der Rundfunkempfänger hat den üblichen FM-Empfangsteil 20 für den selektiven Empfang, die Verstärkung und die Demo^ilation von FM-Rundfunksignalen. Der FM-Empfangsteil 20 beliefert einen Eingang T\ einer FM-Stereodecoderschaltung 22 mit entweder einem tonfrequenten Summensignal (L + R) in Falle des Empfangs von Monosendungen oder, bei Empfang von Stereosendungen, mit einem Stereosignalgemisch, bestehend aus einem Summensignal (L + R), einem Steuer- oder Pilotsignal (19 kHz) und einem auf einen unterdrückten Hilfsträger modulierten Differenzsignal (L — R). Außerdem können in beiden Fällen am Eingang Ti FM-Hintergrundmusiksignale (SCA) anwe-

Das dem Eingang Ti angelieferte Signal wird im folgenden der Einfachheit halber stets als »Signalgemisch« bezeichnet. Im Stereodecoder 22 sind sämtliche Schaltungselemente und -einheiten innerhalb des gestrichelten Blockes vorzugsweise in integrierter Form auf einem einzigen Halbleitersubstrat aufgebaut. Am integrierten Schaltungsplättchen sind Anschlußkontakte Tt bis 7"i6 für den Anschluß an äußere Schaltungselemente, Signalquellen oder anderweitige Schaltungen vorgesehen.

Das dem Anschlußkontakt Ti des Decoders 22 ange'.^ferte demodulierte Signalgemisch ist einem Stereoverstärker 24 zugeführt, der Signale im Bereich von ungefähr 10 Hz bis 150 kHz linear verstärkt, so daß er zwei im wesentlichen identische, jedoch um 180° phasenverschobene (d. h. gegentaktige) verstärkte Signalgemische liefert, welche verschiedenen Schaltungselementen im Stereodecoder 22 direkt zugeführt sind. Der Stereodecoder 22 enthält ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator 26, der mit einer Frequenz von 228 kHz, einer geradzahligen Harmonischen (Oberwelle) sowohl des 19 kHz-Pilotsignals als auch des 38 kHz-Stereohilfsträgers, schwingt. Die Arbeitsfrequenz des Oszillators 26 wird hauptsächlich durch einen Parallelresonanzkreis mit einer Spule 82 und einem Kondensator 80 bestimmt, die außerhalb des Schaltungsplättchens des Decoders 22 angeordnet und an dieses über die Anschlußkontakte T₂ und T₃ angeschlossen sind. Die 228 kHz-Ausgangsschwingung des Oszillators 26 wird, wie an Hand der F i g. 5 später erläutert wird, auf im wesentlichen symmetrische Rechteckform zugeformt. Die Ausgangsschwingung des Oszillators 26 wird mit Hilfe einer automatischen Frequenz- und Phasenregelschaltung (AFPR-Schaltung) in vorbestimmter zeitlicher Beziehung zum empfangenen 19 kHz-Pilotsignal gehalten. Die AFPR-Schaltung enthält eine an den Ausgang des Oszillators 26 angekoppelte Frequenzteileranordnung, die eine Schwingung mit einer Frequenz (nominell 19 kHz) erzeugt, die ein ganzzahliges Untervielfaches (Vu) der Oszillatorschwingfrequenz ist und in vorbestimmter zeitlicher Beziehung zur Oszillatorausgangsschwingung steht Die gewünschte Frequenzteilung und zeitliche Beziehung werden mit Hilfe eines ersten Frequenzteilers 28, der die Ausgangsschwingung des Oszillators 26 durch 2 (auf nominell 114 kHz) teilt, eins zweiten Frequenzteilers 30, der die Ausgangsschwingung des Frequenzteilers 28 durch 3 (auf nominell 38 kHz) teilt und eines an den Frequenzteiler 30 angekoppelten Phasenwählers 32, der einen dritten Frequenzteiler 34 mit einer vorbestimmten von zwei gegensinnigen Phasen der Schwingung von nominell 38 kHz speist, erhalten. Der Frequenzteiler 34 teilt die Ausgangsschwingung des Phasenwählers 32 durch zwei und speist einen AFPR-Gegentakt-Phasendetektor 36 im Gegentakt mit einer Schwingung von nominell 19 kHz. Dem Phasen-Detektor 36 ist außerdem das Gegentakt-Signalgemisch einschließlich des 19 kHz-Pilotsignals vom Stereoverstärker 24 zugeführt.

An einem außerhalb des Schaltungsplättchens 22 angeordneten Filterkondensator 38, der über Anschlußkontakte U und ti an den Phasen-Detektor 36 angekoppelt ist, wird eine Differenz-Gleichspannung erzeugt, welche die Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Pilotsignal und der nominellen 19 kHz-Schwingung vom Ausgang des Oszillators 26 wiedergibt. Diese Differenz-Gleichspannung wird vom Kondensator 38 symmetrisch oder im Gegentakt auf den Ος/ίΙΙβίηΓ 26 gekoppelt um dessen Schwingfrequenz und Phase entsprechend zu korrigieren. Und zwar hält die AFPR-Schaltung die 19 kHz-Ausgangsschwingung des Frequenzteilers 34 im wesentlichen in einer speziellen 90°-Phasenbeziehung zum empfangenen 19 kHz-Pilotsignal.

Der Frequenzteiler 30 erzeugt die erforderliche 38 kHz-Hilfsträgerschwingung für die Demodulation des Differenztonsignals (L — R) aus den empfangenen Seitenbändern des unterdrückten 38 kHz-Hilfsträgers. Diese Seitenbänder werden zusammen mit dem übrigen Signalgemisch am Ausgang des Stereoverstärkers 24 im Gegentakt einem Hilfsträger-Gegentaktsynchrondetektor 40 »erster Synchrondetektor« zugeführt. Der vom Frequenzteiler stammende örtlich erzeugte 38 kHz-Hilfsträger, der durch die AFPR-Schaltung in der richtigen Phase und auf der richtigen Frequenz gehalten wird, ist im Gegentakt vom Ausgitng des Frequenzteilers 30 dem Hilfsträger-Detektor 40 zugeführt. Der Detektor 40 ist, wie noch erklärt werden wird, als »doppeltsymmetrischer« Synchrondetektor (synchroner Ringdemodulator) ausgelegt und erzeugt daher Gegentaktausgangssignale einschließlich (L — R) und —(L — R), der gewünschten Differenztonsignale. Die positiven und negativen Differenztonsignale sind Matrixverstärkern 42 bzw. 44 zugeführt, die außerdem das Summentonsignal (L + R) sowie den übrigen Teil des Signalgemischs vom Verstärker 24 empfangen.

Die Matrixverstärker 44 und 42 erzeugen an ihren Ausgängen T_]0 bzw. Tu unkompensierte Links- und Rechtstonsignale (L) bzw. (R). Diese unkompensierten

so Links- und Rechtstonsignale sind üblichen Entzerrungskreisen 46 und 48 zugeführt und die resultierenden kompensierten Signale werden nach Verstärkung in Tonverstärkern 50 bzw. 52 Lautsprechern 54 bzw. 56 zugeführt Durch die Entzerrungsnetzwerke 46, 48 werden außerdem die aus dem Gegentaktdemodulationsvorgang stammenden Ultraschallsignalreste sowie die Pilotsignal- und Modulationskomponenten des 38 kHz-Hilfsträgers, die im Signalgemisch am Ausgang des Stereoverstärkers 24 vorhanden sind, entfernt

Ferner ist dafür gesorgt daß der Stereodecoder 22 anzeigt wenn in den vom FM-Empfangsteil 20 gelieferten Signalen Stereoübertragungen vorhanden sind Und zwar wird zu diesem Zweck die Anwesenheit des Pilotsignais, das nur bei stereophonen, nicht dagegen bei monophonen Sendungen übertragen wird, wahrgenommen. Der Detektor für stereophone Sendungen enthält einen vierten Frequenzteiler 58, der an einen zweiten Ausgang des Phasenwählers 32 angekop-

pelt ist, an dem eine gegenüber der dem Frequenzteiler 34 zugeleiteten Schwingung um 180phasenverschobene 38 kHz-Schwingung auftritt. Diese zweite Ausgangsschwingung des Phasenwählers 32 wird im Frequenzteiler 58 durch 2 geteilt, so daß eine 19 kHz-Schwingung gewonnen wird, die eine vorbestimmte Phasenlage von annähernd 90° zur Ausgangsschwingung des Frequenzteilers 34 ha' und im wesentlichen gleichpasig zum empfangenen Pilotsignal ist. Das Pilotsignal, zusammen mit dem übrigen Teil des Signalgemischs vom Stereoverstärker 24, wird im Gegentakt auf einen Pilotsignal-Gegentaktsynchrondetektor 60 »zweiter Synchrondetektor« gekoppelt. Ferner ist dem Detektor 60 das Ausgangssignal des Frequenzteilers 58 im Gegentakt zugeleitet, so daß an Kondensatoren 62a, 626, die zwischen Anschlußkontakte 7} bzw. T» und Masse gekoppelt sind, differentielle Gleichspannungen erzeugt werden.

Die Differenz-Gleichspannung zwischen den Anschlußkontakten Τη und Te wird im Detektor 60 verstärkt, so daß am Ausgangsanschluß Tg eine auf Massepotential bezogene Gleichspannung bereitgestellt wird, welche die Anwesenheit des Pilotsignals im empfangenen Signal anzeigt. Ein an den Anschlußkontakt 79 angeschlossener Stereoanzeiger 64, der typischerweise aus einer Glühlampe und einem Schaltertransistor besteht, gibt eine visuelle Anzeige des Stereoempfangs.

Ferner ist an den Hilfsträger-Detektor 40 eine Anordnung angeschlossen, welche die Hilfsträgerdemodulationsstufen sperrt oder abschaltet, wenn durch längere Abwesenheit eines Pilotsignals von bestimmter Mindestamplitude angezeigt wird, daß eine nichtstereophone (monophone) Sendung empfangen wird, oder wenn das Signal/Rauschverhältnis (der Störabstand) des empfangenen Signals zu schlecht für eine zufriedenstellende Stereowiedergabe ist. Die Sperranordnung enthält ein ODER-Glied 66, das mit einem Eingang an den Anschlußkontakt ig für den Pilotsignal-Detektor 60 und mit einem zweiten Eingang an einen Störungs-Gegentaktsynchrondetektor 68, (»dritter Sychrondetektor«), dessen Aufgabe noch erläutert werden wird, angeschlossen ist.

Bei Empfang eines entsprechenden Signals vom Ausgang des Pilotsignal-Detektors 60 liefert das ODER-Glied 66 ein Ausgangssignal an eine Stereosperrschaltung 70, die ihrerseits an den Hilfsträger-Detektor 40 angekoppelt ist, so daß der Detektor 40 gesperrt wird, wenn entweder kein annehmbares Pilotsignal anwesend ist oder das demodulierte Signalgemisch einen für annehmbare Stereowiedergabe nicht ausreichenden Störabstand hat. Wenn der Hilfsträger-Detektor 40 gesperrt ist, wird den Matrixverstärkern 42 und 44 nur monophone Information (L + R) zugeführt. Wie im Zusammenhang mit F i g. 7 erläutert werden wird, ist der Stereoanzeiger 64 an den Ausgang des ODER-Gliedes 66 statt direkt an den Detektor 60 angeschlossen, wenn die Stereowiedergabe (statt des Stereoempfangs, wie oben erläutert) angezeigt werden soll. Zur Stereosperrschaltung 70 gehört ein Verzögerungsglied mit einem zwischen den Anschlußkontakt Tb und Masse gekoppelter Kondensator 72 und einem Widerstand (nicht gezeigt), der z. B. auf dem integrierten Schaltungsplättchen 22 vorgesehen sein kann. Der Widerstand und der Kondensator 72 bilden eine so große Zeitkonstante, daß die dauernde Anwesenheit einer Pilotsignalanzeige am Ausgang des Detektors 60 über einen längeren Zeitraum (z. B. eine Sekunde) notwendig ist, ehe der Hilfsträger-Detektor 40 aktiviert werden kann.

Der Störungs-Detektor 68 ist mit dem Gegentakt-Signalgemisch vom Ausgang des Stereoverstärkers 24 sowie mit der Gegentakt-Rechteckschwingung mit der Grundfrequenz von 114 kHz vom Frequenzteiler 28 gespeist. Ein zwischen den an den Ausgang des Störungs-Detektors 68 angeschlossenen Anschlußkontakt 71« und Masse gekoppelter Kondensator 76 erzeugt

to eine Spannung, die Störkomponenten im Signalgemisch anzeigt, deren Frequenzen höher sind als die höchste Nutzsignalkomponente. Es hat sich als zweckmäßig erwiesen, solche oberhalb des Signalfrequenzbandes liegende Störungen mit einer Frequenz in der Nähe von 100 kHz zu erfassen. Die spezielle Frequenz von IHkHz ist hier der Einfachheit halber im Hinblick darauf gewählt, daß sie vom spannungsgesteuerten Oszillator 26 abgeleitet wird, dessen Arbeitsfrequettz auf eine Harmonische sowohl des 19 kHz-Pilotsignaie als auch des 38 kHz-Hilfsträgers beschränkt ist. Die wahrgenommenen Störungen werden in einer geeigneten Anordnung (gezeigt in Fig. 7) im Störungs-Detektor 68 mit einem zulässigen Störabstandsbezugspegel verglichen, und wenn der wahrgenommene Störabstand unter dem zulässigen Schwellwert oder Bezugspegel liegt, wird dem ODER-Glied 66 ein Sperrsignal zugeleite'.. Wie bereits erwähnt, kann der Stereoanzeiger 64 an den Ausgang des ODER-Gliedes 66 angeschlossen sein, so daß die Stereoanzeigelampe immer dann verlöscht, wenn die Stereosperrschaltung 70 den Hilfsträger-Detektor 40 sperrt

Wie F i g. 1 zeigt, sind am Decoder-Schaltungsplättchen 22 noch weitere äußere Anschlußkontakte vorgesehen. Beispielsweise sind ein Anschlußkontakt Tt mit Masse und ein Anschlußkontakt Tn mit einer äußeren Betriebsspannungsversorgung B+ verbunden. Die Anschlußkontakte Tu und Tf, sind über zahlreiche Leitungsverbindungen (nicht gezeigt) innerhalb des Schaltungsplättchens 22 mit verschiedenen Schaltungselementen innerhalb der einzelnen Blöcke verbunden. Die entsprechenden Verbindungen sind in den weiteren Figuren dargestellt.

Zwischen Masse und die Anschlußkontakte T\% und 7"i6 für den Stereoverstärker 24 sind äußere Kondensatoren 78a bzw. 78fc gekoppelt. Wie an Hand der F i g. 4 erläutert werden wird, dienen die Kondensatoren 78a und 786 für die Signalableitung in den Vorspannkreisen des Stereoverstärkers 24.

F i g. 2 zeigt in Blockform mehrere Zähler mit

so verbindenden Verknüpfungsschaltungen. Jeder Zähler kann so ausgebildet sein, wie es in der DE-PS 20 65 294 beschrieben ist Nachstehend ist die Anwendung von Positivlogik vorausgesetzt Der Einfachheit halber sind in F i g. 2 als Verknüpfungsglieder positivlogische UND-Glieder dargestellt Die UND-Verknüpfung läßt sich bei einem Zähler der erwähnten Art besonders einfach dadurch erreichen, daß man eine Schaltungsanordnung des Zählers mit dem Komplement eines bestimmten Signals speist

In F i g. 2 (siehe auch F i g. 3) liefert der spannungsgesteuerte 228 kHz-Oszillator 26 eine im wesentlichen sinusförmige Dauerschwingung an eine Begrenzerschaltung 310, die an ihrem Ausgang eine Rechteckdauerschwingung mit einer Grundfrequenz von 228 kHz (Signalverlauf A F i g. 3) erzeugt Diese 228 kHz-Rechteckschwingung A ist dem Triggereingang (T) einer ersten frequenzteilenden bistabilen Kipp- oder Flipflopschaltung 312 zugeführt die an ihren Ausgängen (»0«,

U 12

»1«) komplementäre 114 kHz-Rechteckschwingungen im Signal D zusammen. Durch diese Synchronbuzie·

(Signalverläufe B, B, Fig. 3) mit positiv und negativ hung, die ständig erhalten bleibt, da die Flipflops 318 und

gerichteten Pegeliibergängen, die mit den positiv 322 parallel durch das Signal A getriggert werden, wird

gerichteten Pegelübergängen im Signal A zusamnienfal- eine genaue Synchrondemodulation der stereophoni-

len.erzeugt. Die 228 kHz-Rechteckausgangsschwingung 5 sehen Differenzsignalinformation sichergestellt, so daß

des Begrenzers 310 ist außerdem einer Inverterstufe 314 ein Übersprechen weitgehend verhindert wird, wb an

zugeführt, die an ihrem Ausgang_eine 228 kHz-Recht- Hand von F i g. 6 noch erläutert werden wird. Ein fünftes

eckschwingung (Signalverlauf A, Fig.3), die das Flipflop 328 erzeugt komplementäre Rechteckeus-

Komplement der Ausgangsschwingung der Ausgangs- gangsschwingungen (Signalverläufe F, F) mit einer

schwingung des Begrenzers 310 darstellt, liefert. Das io Grundfrequenz von 19 kHz und einer Phasenverschie-

heißt, die einzelnen negativ gerichteten Pegelübergänge bung von im wesentlichen 90° gegenüber den Signalen

im Signal A fallen jeweils im wesentlichen mit den E, E Die Triggerung des Flipflops 328 erfolgt dadurch,

postiv gerichteten Pegelübergängen im Signal A daß eine der 38 kHz-Ausgangsschwingungen des

zusammen, und umgekehrt. Flipflops 318 (Signal D), eine der 19 kHz-Ausgangs-

Ein zweites Flipflop 316, das einen Zustand synchron 15 schwingungen des Flipflops 322 (Signal E) und eine der

mit nur bestimmten der positiv gerichteten Pegelüber- 19 kHz-Ausgangsschwingungen des Flipflops 328 (Si-

gänge im Signal Ä ändert, liefert an seinem Ausgang gnal F) einem UND-Glied 330 zugeführt sind. Ferner

(»1«) ein asymmetrisches Impulssignal (Signalverlauf C, sind die andere Ausgangsschwingung des Flipflops 318

F i g. 3). Die positiv und negativ gerichteten Pegelüber- (Signal D), die andere Ausgangsschwingung des

gänge im Signal C fallen im wesentlichen mit 20 Fiipfiops 322(Signai Ejunu die andere Auigäfigssehwin-

bestimmten positiv gerichteten Übergängen im Signal Ä gung des Flipflops 328 (Signal F) einem weiteren

zusammen. Die Art und Weise, wie das Signal Cerzeugt UND-Glied 332 zugeführt. Die Ausgangsschwingungen

wird, wird noch erläutert werden. der UND-Glieder 330, 332 werden in einem ODER-

Ein drittes Flipflop318, das komplementäre Rechteck- Glied 334 vereinigt, das mit seinem Ausgang an der

ausgangsschwingungen mit einer Grundfrequenz von 25 Triggereingang (T) des Flipflops 328 angeschaltet ist.

38 kHz erzeugt, wird an seinem Eingang (T) bei Während jedes der Flipflops 312,316,318 und 322 durch

gleichzeitigem Auftreten eines positiv gerichteten eines der 228 kHz-Signale A, Ä getriggert wird,

Übergangs im Signal A und eines »hohen« Pegels (»1«) empfängt das Flipflop 328 nur Triggerinformation von

im Signal C getriggert. Das Triggern des Flipflops 318 anderen der zugehörigen Flipflops. Die Signale F Fsind

erfolgt dadurch, daß die 228 kK^-Ausgangsschwingung 30 daher gegenüber den Grundtaktsignalen A, Ä etwas

des Begrenzers 310 (Signal A) unti die asymmetrische verzögert. Durch diese Verzögerung wird der Pilotsi-

Ausgangsschwingung des Flipflops 316 (Signal C) auf gnal-Detektor 60, der die Signale F, F verarbeitet, in

ein UND-Glied 320 gekoppelt werden. Das Ausgangs- seiner grundsätzlichen Arbeitsweise nicht beeinflußt,

signal des UND-Gliedes 320 wird auf den Triggerein- außer daß er eine etwas verringerte Ausgangsspannung

gang (T) des Flipflops 318 gekoppelt, so daß dieses an 35 liefert. Dagegen wird die Verzögerung in vorteilhafter

seinen Ausgängen (»0«, »1 «^komplementäre Rechteck- Weise für das Arbeiten einer Impulsstreckschaltung

schwingungen (Signale D, D) mit einer Grundfrequenz^ ausgenützt, wie an Hand von F i g. 7 erläutert werden

von 38 kHz erzeugt. Die Ausgangsschwingungen D, D wird.

des Flipflops 318 können dem ersten Synchrondetektor Es wird jetzt erklärt, wie die asymmetrische

40 in Fig. 1 zugeleitet werden. Die Kombination der 40 Ausgangsschwingung (Signal C) des Flipflops 316

Flipflops 312, 316 und 318 ist den Frequenzteilern 28 erzeugt wird. Das Triggern des Flipflops 316 erfolgt

und 30 in Fig. 1 äquivalent und dient dazu, die dadurch, daß die 228 kHz-Ausgangsschwingung der

228 kHz-Ausgangsschwingung des Begrenzers 310 Inverterstufe 314 (Signal Ä) die 114 kHz-Ausgangs-

(Signal A) durch 6 zu teilen. Die einzelnen Pegelüber- schwingung des Flipflops 312 (Singal B) i'.d die

gänge in den Signalen D und D treten jeweils synchron 45 38 kHz-Ausgangsschwingung des Flipflops 318 (Signal

mit einem positiv gerichteten Pegelübergang im D) einem UND-Glied 336 zugeführt werden. Ferner

228 kHz-Signal A auf. werden die 228 kHz-Ausgangsschwingungen der Inver-

Ein viertes Flipflop 322 erzeugt komplementäre terstufe 314 (Signal A), die andere 114 kHz-Ausgangs-

Rechteckausgangsschwingungen (Signalverläufe E, E schwingung des Flipflops 312 (Signal B) und die andere

mit einer Grundfrequenz von 19 kHz. Das Triggern des 50 38 kHz-Ausgangsschwingung des Flipflops 318 (Signal

Flipflops 322 erfolgt dadurch, daß die 228 kHz-Aus- D) einem UND-Güed 338 zugeführt Weiter werden die

gangsschwingung des Begrenzers 310 (Signal A) die 228 kHz-Ausgangsschwingung der Inverterstufe 314

asymmetrische Ausgangsschwingung des Flipflops 316 (Signal Ä), die erstgenannte 38 kHz-Ausgangsschwin-

(Signal C)und einer ά<*τ 38 kHz-Ausgangsschwingungen gung des Flipflops 318 (Signal D) und die Ausgangs-

des Flipflops 318 (Signal D) einem UND-Glied 324 55 schwingung des Fliplops 316 (Signal C) einem

zugeführt werden. Das Ausgangssignal des UND-Glie- UND-Glied 340 zugeführt Die Ausgangsgrößen der

des 324 gelangt zum Triggereingang (T) des Flipflops UND-Glieder 336, 338, 340 werden in einem ODER-

322, das die für den Betrieb des Phasendetektors 36 in Glied 342 vereinigt das mit seinem Ausgang an den

Fig. 1 erforderlichen 19 kHz-Schwingungen erzeugt Triggereingang (T)des Flipflops 316 angeschaltet ist Da

Die einzelnen Pegelübergänge in den Signalen E, E ω sämtlichen UND-Gliedern 336, 338, 340 das 228 kHz-

treten jweils in zeitlicher Beziehung zu einem positiv Triggersignal Ä zugeführt ist und da das Flipflop 316

gerichteten Pegelübergang im Signal A auf, wie es bei (sowie die anderen gezeigten Flipflops) seinen Zujtand,

den 38 kHz-Schwingungen D, D der Fall ist Die wenn überhaupt nur bei Zuleitung eines positiv

Pegelübergänge in der Ausgangsschwingung des FIi- gerichteten Triggerimpulses ändert ist klar, daß das

pflops 322 fallen daher zeitlich im wesentlichen mit 65 Flipflop 216 seinen Zustand bei Auftreten bestimmter

Pegeiübergängen im Ausgangssigna! des Fiipfiops 318 der positiv gerichteten Übergänge im Signal Ä ändert

zusammen. Die positiv gerichteten Pegelübergänge im Dagegen ändern die anderen Flipflops 312,318,322,328

Signal Ffallen mit negativ gerichteten Pegeiübergängen ihren Zustand im wesentlichen bei Auftreten positiv

gerichteter Obergänge im Signal A, die um eine halbe Periode der 228 kHz-Schwingung gegenüber den positiv gerichteten Obergängen im Signal Λ verschoben sind. Ein weiteres Merkmal der Ausgangsschwingung des Flipflops 316 besteht darin, daß die »hohen« (»1«) s und die »niedrigen« (»0«) Signalteile ungleiche Dauer haben (d. h. das Signal C ist asymmetrisch). Eine solche asymmetrische Signalform ist besonders für die Erzeugung der 38 kHz-Schwingungen D, D vorteilhaft, wofür die 228 kHz-Schwingung A durch 6 (d. h. eine Zahl, die nicht eine ganzzahlige Potenz von 2 ist) geteilt werden muß.

Bei der oben beschriebenen Frequenzteileranord-•.lung arbeitet der Oszillator 26 mit einer Frequenz, die eine ganzzahlige Harmonische der 38 kHz-Hilfsträgerfrequenz sowie eine ganzzahlige Harmonische der 19 kHz-Pilotfrequenz ist Diese Wahl der Arbeitsfrequenz des Oszillators 26 erleichtert die Erzeugung (oder Zeiteinstellung) der einzelnen Vorder- und Hinterflanken des 38 kHz-Schaltsignals aus einer einzigen Polarität der Oszuiaior-Takiirnpulsausgangsschwingung. Die Mittelachsendurchgänge der 38 kHz-Schaltschwingung werden auf diese Weise genau gesteuert, so daß sich eine gute Trennung der demodulierten stereophonisch verknüpften Tonsignale ergibt, wie noch ersichtlich werden wird.

Andere Zeitsteuerverhältnisse sind zwar möglich; jedoch hat das oben beschriebene System den Vorteil, daß die Verknüpfungs- und Frequenzteilerschaltungen besonders einfach sind.

Man kann auch die erforderlichen Sätze von komplementären Rechteckschwingungen unter Verwendung anderer Verknüpfungsfunktionen als bei der Anordung nach F i g. 2 erzeugen. Beispielsweise kann man für die Erzeugung des Ausgangssignals des Flipflops 316 dem UND-Glied 340 die Eingangssignale Ä, C und B statt wie in F i g. 2 die Eingangssignale Ä, C und D zuleiten. Man erhält auf jeden Fall die gleichen S'ingalformen wie in Fig.3. Auch anderweitige Abwandlungen sind möglich.

Jedes der Flipflops kann beim anfänglichen Einschalten des Systems den einen oder den anderen der beiden Logikzustände (»1« oder »0«) haben. Um die gewünschten relativen Zeitbeziehungen zwischen den Ausgangsgrößen der verschiedenen Flipflops zu gewinnen, müssen die diesen vorgeschalteten Verknüpfungsschaltungen diesen beiden Möglichkeiten Rechnung tragen können. Beispielsweise kann das Flipflop 316 anfänglich bei Zuleitung eines Triggerimpulses über das ODER-Glied 342 den einen der beiden Zustände (»1« oder »0«) so haben. Das UND-Glied 340 sorgt dafür, daß die positiv und negativ gerichteten Übergänge im Signal Q wie in F i g. 3 gezeigt, nicht transportiert oder umgestellt werden, sondern in der dargestellten Beziehung zu den anderen Signalverläufen auftreten. Die Verknüpfungsschaltungen für die übrigen Flipflops sind ebenfalls so eingerichtet, daß sich die in Fig.3 dargestellten Signalverläufe ergeben.

_ Die Art und Weise, wie die Rechteckschwingugen B, B. D, D, E, E und F, F in der Decoderanordnung 22 verwendet werden, wird an Hand der F i g. 5, 6, 7 und 8 erläutert werden.

Fig.4 zeigt das Schaltschema eines Stereoverstärkers, entsprechend dem Verstärker 24 in F i g. 1, für die Erzeugung von symmetrischen Gegentakt-Stereosignalgemischen. Der Stereoverstärker nach Fig.4 eignet sich besonders gut für den Aufbau in integrierter Form auf dem Schaltungsplättchen 22 nach F i g. 1.

In F i g. 4 wird das vom FM-Empfangsteil gelieferte Signalgemisch Ober einen außerhalb des Schaltungsplättchens 22 angeordneten Kondensator 501 und den Anschlußkontakt 71 des Schaltungsplättchens 22 auf eine symmetrische oder gegentaktige Differenzverstärkerschaltung gekoppelt Die beiden Hälften der Gegentaktverstärkerschaltung bilden je eine Emitterfolgerstufe mit Nebenschlußregler in der Emitterlastimpedanz. Und zwar enthält die eir.e Hälfte der Differenzverstärkerschaltung einen Emitterfolgertransistor 503 mit signalvarianter Emitterlastimpedanz, welche die Kollektor-Emitterstrecke eines Nebenschluß-Regeltransistors 505 enthält, der mit seinem Emitter über einen Widerstand 507 an Masse liegt Der Kollektor des Transistors 505 ist direkt an den Emitter des Emitterfolgertransistors 503 sowie an das eine Ende eines Ausgangsarbeitswiderstands 509 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 503 ist über einen Widerstand 511 mit einer Betriebsspannungsquelle (B+, ζ. B. + 8,5 Volt) verbunden.

Das Eingangssignalgcmisch ist vom AnschluBkontakt Ti über einen in Darlington-Schaltung ausgelegten Emitterfolgertransistor 513 auf die Basis des Emitterfolgertransistors 503 gekoppelt Der Kollektorstrom des Transistors 503 wird bei Änderungen im Eingangssignalgemisch durch eine Rückkopplung vom Kollektor des Emittenolgertransistors 503 auf die Basis des impedanzveränderlichen Transistors 505 im wesentlichen konstant gehalten. Die Rückkopplungsschaltung enthält einen Emitterfolgertransistor 515 sowie ein Gleichspannungsübertragungsnetzwerk mit einem Stromquellentransistor 517, der mit seinem Emitter über einen Widerstand 519 an Masse liegt und mit seinem Kollektor über einen Widerstand 521 mit dem Emitter des Transistors 515 verbunden ist Der Kollektor des Stromquellentransistors 517 ist mit der Basis des Transistors 505 über eine Kaskade von Emitterfolgertransistoren 523, 525 und 527 mit je einem an Masse liegenden Emitterlastwiderstand 529, 531 bzw. 533 gekoppelt Ein Widerstand 535 ist zwischen den Emitter des Transistors 523 und die Basis des Transistors 525 gekoppelt

Die Basis des Stromquellentransistors 517 ist über Emitterfolgertransistoren 537 und 539 mit Emitterlastwiderständen 541 bzw. 543 vorgespannt Der Transistor 537 ist galvanisch über einen dem Widerstand 535 gleichen Widerstand 545 mit dem Emitterfolgertransistor 523 parallel zum Emitterfolgertransistor 525 gekoppelt Wechselstromsignale werden am Eingang des Transistors 537 durch einen außerhalb des Schaltungsplättchens 22 angeordneten Kondensator 78a abgeleitet, der zwischen den Anschlußkontakt T_iS und Masse geschaltet ist (F i g. 1).

Durch die oben beschriebene Schaltungsauslegung ist sichergestellt, daß der Stromquellentransistor 517 und der Nebenschlußregeltransistor 505 gleiche Basisvorspannungen (Gleichspannungen) erhalten. Und zwar erhalten beide Transistoren 505 und 517 ihre Basisvorspannung von der gleichen Quelle (dem Emitter de; Transistors 523) über im wesentlichen identische Schaltungselemente. Die Basen der Transistoren 50! und 517 können gleichspannungsmäßig als direk miteinander verbunden angesehen werden. Dei Emitterarbeitswiderstand 507 des Transistors .'505 is' zweimal so groß wie der Emitterarbeitswiderstand 51f des Transistors 517. Jedoch ist der Widerstand 519 aucr an einen entsprechenden Stromquellentransistor 54i der anderen Hälfte des Differenzverstärkers ange

15 16

schlossen und erhält daher einen doppelt so großen Stromleitung des Transistors 559 sich erhöht, so daß der

Gleichstrom wie der Widerstand 507. Die Gleichspan- Kollektorstrom des Transistors 549 im wesentlichen

nungsabfälle an den Widerständen 507 und 519 sind konstant bleibt Der Strom wird vom Transistor 503

daher gleich, und die Basis-Emittergleichspannungen über den Widerstand 509 dem Transistor 559 zugeleitet

der Transistoren 505 und 517 sind im wesentlichen s Der erniedrigte Kollektorstrom des Transistors 505 und

gleich. Die Kollektorruhegleichströme (bei abwesen- der erhöhte Kollektorstrom des Transistors 559 stellen

dem Signal) der Transistoren 505 und 517 sind daher im das verstärkte Eingangssignalgemisch dar. Verstärkte

wesentlichen gleich, wenn es sich um identische gegentaktigc Ausgangssignalgemische werden dadurch

Transistorausbildungen handelt, wie es bei einer erhalten, daß beispielsweise die Basis-Emitterstrecken

integrierten Schaltung der Fall ist io eines oder mehrerer Transistoren, z. B. der Transistoren

Die zweite Hälfte des Differenzverstärkers ist gleich 561 und 563, parallel zu den Basis-Emitterstrecken der

ausgebildet wie die erste Hälfte, mit Ausnahme der Transistoren 505 und 559 geschaltet sind, so daß sich

Tatsache, daß die Basis des Emitterfolgertransistors 549 Stromverstärker für die Kopplung der Ausgangssignale

mit konstantem Kollektorstrom nicht mit Signalen auf beispielsweise die Detektoren 36, 40, 60 und 68 in

gespeist, sondern auf einer im wesentlichen festen 15 Fig. 1 ergeben.

Gleichspannung gehalten wird, und zwar mittels eines Der Stereoverstärker 24 liefert eine lineare Signal-Spannungsteilers mit einem Widerstand 551 und einer verstärkung im Frequenzbereich von 10 Hz bis ίΛί) kHz Zenerdiode 553, die zwischen eine Spannungsquelle und koppelt die verstärkten Signale über die Transisto- (B+) und Masse geschaltet sowie mit ihrem Verbin- ren 561 und 563 auf eine Anzahl von impedanzveränderdungspunkt über einen in Darlingtonschaltung ausge- 20 liehen Last-oder Verbraucherelementen,
legten Emitterfolgertransistor 555 an die Basis des Um ein schnelles Einschalten des Verstärkers 24 beim Transistors 549 angekoppelt sind. Die Basis des Einschalten des Empfängers sicherzustellen, sind Maß-Transistors 513 in der oben beschriebenen Differenz- nahmen zum schnellen Aufladen der verhältnismäßig verstärkerhälfte ist ebenfalls über einen Widerstand 557 großen Filterkondensatoren 78a und 786 getroffen. Die mit der Zenerdiode 553 verbunden. 25 Ladeanordnung für den Kondensator 78a enthält einen

In der gleichen Weise wie für die Transistoren 505 Transistor 565, der mit seinem Kollektor an die

und 517 beschrieben sind auch hier die Kollektorruhe- Betriebsspannungsversorgung (B+), mit seinem Emit-

ströme der Transistoren 547 und 559 einander gleich ter über den Anschlußkontakt 7» an den Kondensator

und sind aufgrund der Differenzschaltung über den 78a und mit seiner Basis an eine Schaltsignalquelle

Widerstand 519 alle vier Kollektorruheströme (517,505, 30 angeschlossen ist Die Schaltsignalquelle schaltet den

547,559) im wesentlichen gleich. Ferner sind sämtliche Transistor 565 beim Einschalten des Empfängers in

Basisvorspannungen an einander entsprechenden Punk- einen leitenden oder niederohmigen Zustand und nach

ten in Jen beiden Verstärkerhälften im wesentlichen einem vorbestimmten Zeitintervall in einen nichtleiten-

gleich (z. B. sind die Spannungen an den Basen der den oder hochohmigen Zustand. Die Schaltsignalquelle

Transistoren 517 und 547 sowie die Spannungen an den 35 enthält einen Transistor 567, der mit seinem Kollektor

Basen der Transistoren 503 und 549 gleich). Der über die Reihenschaltung zweier Widerstände 569 und

Verstärker ergibt daher eine gute Gleichtaktunterdrük- 571 an die Betriebsspannungsversorgung (B+), mit

kung der Vorspannungen. Ferner sind aufgrund der seinem Emitter über einen Widerstand 573 an Masse

Differenzschaltung über den Widerstand 519 die und mit seiner Basis an beispielsweise die Basis des

Basisvorspannungen mehrerer Ausgangstransistoren, 40 Transistors 517 angeschlossen ist Der Kollektor des

beispielsweise der Transistoren 561 und 563 sämtlich Transistors 567 ist direkt mit der Basis des Transistors

gleich. Im Ruhezustand (signalfreien Zustand) fließt in 565 verbunden.

dem zwischen die Emitter der Transistoren 503 und 549 Die Ladeanordnung für den Kondensator 786 enthält gekoppelten Widerstand 509 im wesentlichen kein zwei zusätzliche Transistoren und einen Emitterwider-Strom. Das heißt, diese Emitter haben im wesentlichen 45 stand (nicht gezeigt), die in der gleichen Weise wie die die gleiche Gleichspannung um 2 V_Be unterhalb der Transistoren 565, 567 und der Widerstand 573 mit der Spannung an der Zenerdiode 553. Betriebsspannungsversorgung B+ verbunden sind. Die

Im Betrieb sind dem Anschlußkontakt 7Ί über den Basis des dem Transistor 567 entsprechenden zusätzli-Kondensator 501 zugeführte Signalgemische bestrebt, chen Transistors ist mit der Basis des Transistors 547 den Kollektorstrom der Transistoren 503 und 549 50 verbunden, während der Emitter des dem Transistor 565 differenzmäßig zu modulieren oder zu verändern. entsprechenden zusätzlichen Transistors an den An-Jedoch werden aufgrund der Rückkopplungen von den Schlußkontakt 7J₆ artgeschlossen ist Nachstehend wird Kollektoren der Transistoren 503 und 549 zu den Basen die Wirkungsweise der Ladeschaltung für den Kündender Transistoren 505 und 559 die Impedanzen der sator 78a beschrieben; die gleichartige Ladeschaltung Transistoren 505 und 559 in einem solchen Sinne 55 für den Kondensator 786 arbeitet in der gleichen Weise, verändert, daß die Kollektorströme der Transistoren Wenn die Hauptspannungsversorgung (B+) des 503 und 549 im wesentlichen konstant gehalten werden. Empfängers eingeschaltet wird, leitet der Transistor 565 Wenn beispielsweise das Eingangssignalgemisch in im wesentlichen sofort, da seine Basis direkt mit der positiver Richtung in einem die Stromleitung des Spannung B+ beaufschlagt ist. Der Transistor 567 Transistors 503 erhöhenden Sinne ansteigt, so erhält so befindet sieh zu diesem Zeitpunkt im hochohmigen über die dazugehörige Rückkopplung die Basis des Zustand. Der Kondensator 78a wird sehr schnell über Transistors 505 ein weniger positives Signal, so daß der den Transistor 565 aufgeladen, und die Basen der Widerstand des Transistors 505 sich erhöht. Zugleich Transistoren 537, 539, 517 und 567 erhalten ihre wird die Stromleitung des Transistors 549 durch das Betriebsspannung. Wenn der Transistor 567 zu leiten Eingangssignal (das dem Emitter des Transistors 549 65 beginnt, fällt die Spannung an der Basis des Transistors über die Transistoren 513,503 und den Widerstand 509 565 ab, so daß der Transistor 565 gegen den gesperrten zugeführt ist) erniedrigt, während aufgrund der Zustand getrieben wird. Wenn der Kondensator 78a _ Rückkopplung in der zweiten Verstärkerhälfte die eine vorbestimmte Ruhesollspannung hat, wird der |

Transistor 565 gesperrt und bleibt in diesem Zustand, bis der Empfänger wieder ausgeschaltet und eingeschaltet wird.

Pig.5 zeigt das Schaltschema eines gesteuerten Oszillators, der sich besonders gut für die Herstellung in integrierter Form eignet und für eine Arbeitsfrequenz von 228 kHz eingerichtet ist, wie in F i g. 1 angegeben. Gleiche Schaltungselemente in F i g. 5 und 1 sind mit den gleichen Bezugsnummern bezeichnet

Der gesteuerte Oszillator 26 der gem. der DE-OS 20 48 369 aufgebaut sein kann, liefert im wesentlichen Rechteckschwingungen (Signale A, Ä, F i g. 4) mit einer Grundfrequenz von 228 kHz und einer vorbestimmten Phasenlage zum 19 kHz-Pilotsignal am Ausgang des Stereoverstärkers 24 für die Taktgabe an die Frequenzteilerschaltungen in F i g. 2.

Der Oszillator 26 enthält eine Verstärkeranordnung mit einem abgestimmten LC-Netzwerk in einem Rückkopplungszweig zwischen Ausgang und Eingang des Verstärkers. Der als Differenzverstärker ausgelegte Verstärker enthält emittergekoppelte Transistoren 611 und 619 mit gemeinsamem Emitterwiderstand 613, der an Masse liegt Das abgestimmte LC-Netzwerk besteht aus einer Spule 82 und einem Kondensator 80, die zwischen Masse und einen gemeinsamen Eingangs-Ausgangspunkt 607 des Differenzverstärkers gekoppelt sind, wobei dieser gemeinsame Pwtkt die Basis eines in Darlington-Schaltung mit dem Transistor 611 verschalteten Transistors 609 ist Der Transistor 619 ist ferner mit einem Transistor 617 in einer ähnlichen Darlington-Schaltung verschilf et Die Kollektoren der Transistoren 609 und 611 sind direkt an die Betriebsspannungsversorgung (B+) angeschlossen,fähren.; die Kollektoren der Transistoren 617 und 619 übjr einen Arbeitswiderstand 615 mit B+ verbunden sind. Die zu.v !nmengeschalteten Kollektoren der Transistoren 617 und 619 sind mit dem Eingangs-Ausgangspunkt 607 über eine Gleichspannungsübertrageranordnung mit einem pnp-Transistor 603 verbunden, der mit seinem Emitter über einen Widerstand 621 an B+, mit seiner Basis an den Widerstand 61S und mit seinem Kollektor an den Verbindungspunkt zwischen der Anode einer Diode 623 und der Basis eines Transistors 601 angeschlossen ist Die Kathode der Diode 623 liegt an Masse. Ein Widerstand 605 ist zwischen dem Emitter des Transistors 601 und Masse geschaltet, während der Kollektor des Transistors 601 direkt mit der Basis des Transistors 609 (d. h. dem Eingangs-Ausgangspunkt 609) verbunden ist

Wie im Zusammenhang mit F i g. 1 erwähnt befinden sich die Spule 82 und der Kondensator 80 außerhalb des integrierten Schaltungsplättchens 22 und sind an dieses über die Anschlußkontakte 7} und T) angeschlossen. Die Basis des Transistors 617 ist mit dem Anschlußkontakt T₃, einem Punkt, an welchem die Gleichspannung im wesentlichen gleich der am mit der Basis des Transistors 609 verbundenen Anschlußkontakt T₂ ist, verbunden. Am Widerstand 615 entwickelte Ausgangssignale werden über einen Emitterfolgertransistor 677 und eine geeignete Spannungsübertragungs- und Umkehranordnung 671 auf Ausgangsklemmen A und Ä gekoppelt.

Dem Resonanzkreis mit der Spule 82 und dem Kondensator 80 ist eine Stromtastanordnung mit einem in Emitterfolgerschaltung ausgelegten Konstantstromtransistor 625, der mit einem Nebenschlußregel- oder lastveränderlichen Transistor 627 gekoppelt ist, zugeordnet. Die Basis des Transistors 625 ist durch eine Bezugsspannungsquelle, bestehend aus der über die Spannungsversorgung B+ geschalteten Reihenschaltung eines Widerstands 629 und einer Zenerdiode 631, auf eine im wesentlichen feste Spannung vorgespannt Eine Rückkopplung für die Nebenschlußregelung des s Stromes im Emitterfolgertransistor 625 erfolgt vom Kollektor des Transistors 625 zur Basis des Transistors 627 über ein Gleichspannungsübertragungsnetzwerk mit einer durchlaßgespannten Diode 635, einer Zenerdiode 637 und einem an Masse liegenden Widerstand

639. Der Emitter des Transistors 625 ist direkt mit dem Anschlußkontakt T₃ für die Spule 82 verbunden. Der Kollektor des Transistors 627 ist über die Emitter-Kollektorstrecke eines leitungssteuerbaren Transistors 641 mit dem Anschlußkontakt T₃ verbunden. Der Transistor Ö41 bildet zusammen mit einem ähnlich arbeitenden Transistor 643 und dem Transistor 627 eine Stromspalteranordnung für die Bereitstellung eines steuerbaren Blindstromes parallel zur Spule 82, wie im einzelnen in der DE-OS 20 47 922 erläutert ist

Differenz-Steuergleichspannungen zum Verändern des parallel zur Spule 82 fließenden Blindstroms werden den Transistoren 641 und 643 über Emitterfolgertransistoren 645 und 647 vom AFPR-Gegentakt-Phasendetektor 36 zugleitet Der Detektor 36 enthält einen ersten Differenzverstärkerdetektor mit einem ersten Signalgemisch-Stromquellentransistor 649, der an einen der Gegentaktausgänge des Stereoverstärkers 24 nach F i g. 4 angeschlossen ist Beispielsweise entspricht der Transistor 649 dem Transistor 561 in F i g. 4. Der erste Differenzverstärkerdetektor nach Fig.5 enthält weiter zwei Schaltertransistoren 651 und 653, die mit ihren Emittern gemeinsam an den Kollektor des Stromquellentransistors 649, mit ihren Kollektoren an je einen entsprechenden der Ausgänge 71 und T₅ und mit ihren Basen an je einen entsprechenden der komplementären 19 kHz-Rechteckschwingungsausgänge (E, E) des Flipflops 322 in F i g. 2 angeschlossen sind.

Der Phasendetektor 36 enthält ferner einen zweiten Differenzverstärkerdetektor mit einem zweiten Signal gemisch-Stromquellentransistor 655 (entsprechend dem Transistor 563 in Fig.4), der mit seinem Kollektor an die Emitter zweier Schaltertransistoren 657, 659 angeschlossen ist Die Basis des Transistors 655 ist mit dem anderen der beiden Gegentaktausgänge des Stereoverstärkers 24 in Fig.4 verbunden. Die Basen der Transistoren 657 und 659 sind mit den komplementären Rechteckschwingungsausgängen E bzw. E des Flipflops 322 in F i g. 2 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 657 und-659 sind an die Ausgangskontakte 7s bzw. T₄ angeschlossen. Das heißt die Kollektoren der Transistoren 651, 653, 657 und 659 sind überkreuz geschaltet. Die überkreuz geschalteten Kollektoren der Transistoren 653 und 657 sind über einen Kollektorarbeitswiderstand 661 und die Kollektoren der Transisto- ren 651 und 659 sind über einen Kollektorarbeitswiderstand 663 mit einer Betriebsspannungsquelle (B+) verbunden. Stattdessen kann man, um die Auswirkungen einer etwaigen Fehlanpassung zwischen den Widerständen 661 und 663 zu minimalisieren, auch kleiner bemessene Widerstände (z. B. 6 kOhm) verwenden und die von den Anschlußkontakten T₄ und T₅ entfernten Enden dieser Widerstände zusammenschalten und über einen zusätzlichen gemeinsamen Widerstand (z. B. ebenfalls 6 K nicht gezeigt) an die Betriebsspannung anschließen. Ein Filterkondensator 38 für das Ausgangssignal ist außerhalb des integrierten Schaltungsplättchens zwischen die Anschlußkontakte T₄ und Ti gekoppelt Weitere Filterkondensatoren 673,675

sind außerhalb des Schaltungsplättchens zwischen die Anschiußkontakte 7} bzw· Ts und Masse geschaltet Die Kondensatoren 673 und 675 dienen dazu, den dynamischen Bereich der demodulierten Signale zu verkleinern. Die Emitter der Stromquellentransistoren 649 und 655 liegen Ober Widerstände 665 bzw. 667 an Masse und sind durch einen Widerstand 669 überkreuz gekoppelt, um den Verstärkungsgrad im Detektor zu erhöhen.

Im Betrieb erzeugt die Oszillatorschaltung am Anschlußkontakt 7} eine im wesentlichen sinusförmige Schwingung mit einer Nennfrequenz von 228 kHz, die hauptsächlich durch die Spule 82 und den Kondensator 80 bestimmt wird.

Die am Resonanzkreis 82, 80 erzeugte Sinusschwingung wird durch den Differenzverstärker 609,611,617, 619 mit dazugehörigen Schaltungselementen symmetrisch be.ßrenzt so daß eine symmetrische Rechteckschwingung mit einer Grundfrequenzkomponente von 228 kHz am Widerstand 615 erzeugt wird. Diese Rechteckschwingung wird über den Transistor 677 mit der dazugehörigen GieichspannungQbertragungsanordnung auf den Anschluß Ä gekoppelt und stelri dort als eine der beiden komplementären 228kHz-Pechteckausgangsschwingungen bereit Die zweite 228 kHz-Rechteckausgangsschwingung am Anschluß A wird durch die zusätzliche Spannungsübertragungs- und Umkehranordnung 671 erzeugt Typischerweise erzeugen die Spannungsübertragungsanordnungen Rechteckschwingungen mit oberen und unteren Spannungswerten von nahezu 2 Volt bzw. Null.

Die Rechteckausgangsschwingungen A, Ä werden in der im Zusammenhang mit Fig. 1, 2 und 3 in Frequenzteiler- und Verknüpfungsschaltungen zu u.a. komplementären 19 kHz-Schaltsignalen E, ZTmit vorbestimmter Phasenlage zu den 228 kHz-Rechteckschwingungen A, Ä, entsprechend den betreffenden Signalverläufen in Fig.3, verarbeitet Sämtliche positiv und negativ gerichteten Übergänge im Signal E fallen mit positiv gerichteten Übergängen im Signal A zusammen, wobei die positiv gerichteten Übergänge im Signal E jeweils mit jedem zwölften positiv gerichteten Übergang im Signal A zusammenfallen.

Die Phase der 19 kHz-Schaltschwingungen E, E wird im Phasendetektor 36 mit der Phase des 19 kHz-Pilotsignals vom Stereoverstärker 24 verglichen. An den Anschlußkontakten 7} und T₅ werden immer dann gegenläufige Gleichspannungen erzeugt, wenn die Pilotsignalkomponente am Ausgang des Stereoverstärkers 24 nicht um 90° gegenüber den 19 kHz-Schaltschwingungen E, E phasenverschoben ist Die Polarität der Gleichsoannung an den Anschlußkontakten Γ« und Ts zeigt an, ob das Pilotsignal der Schaltschwingung nach- oder voreilt Die gegenläufigen Gleichspannungen werden den Stromspaltertransistoren 641 und 643 so zugeführt, daß ein Blindstrom parallel zum Resonanzkreis 82, 80 erzeugt wird, dessen Größe ausreicht, um die Phase und/oder die Frequenz des Oszillators 26 im Sinne einer Wiederherstellung der erforderlichen 90°-Phasenbeziehung zwischen den 19 kHz'Schwingungen zu verändern. Die zahlreichen Ausgangssignale der in Fig.2 gezeigten Flipflops werden daher in vorbestimmter Phasenbeziehung zum 19 kHz-Ausgangspilotsignal des Stereoverstärkers 24 gehalten, so daß die Wiedergewinnung der Pilotsignal-, Stereodift'ermzsignal- und oberhalb des Signalfrequenzbandes liegende Störinformation mit Hilfe von Synchrondetektoren erfolgen kann, wie im Zusammenhang mit F i g, 6,7 und 8 erklärt werden wird. Die nichtsynchronen Komponenten (d.h. sämtliche Komponenten mit Ausnahme des 19 kHz-Pilotsignab) des zugeleiteten Stereosignalgemischs sowie die den s Basen der Transistoren 651, 653_L657, 659 zugeleiteten 19 kHz-Schaltschwingungen E₁ £ erzeugen wegen des symmetrischen Aufbaus des Phasendetektors 36 keine Gleichspannungskomponenten an den Ausgangskontakten 74, Ts. Andere Hochfrequenzkomponenten, die ίο vom Phasendetektor 36 erzeugt werden, werden an dessen Ausgang durch die Tiefpaßfilterung des Kondensators 38 und der dazugehörigen Widerstände entfernt Eine anfängliche Einstellung der Arbeitsfrequenz des Oszillators 26 kann dadurch erfolgen, daß man die is Gleichspannung an den Anschlußkontakten Ta und 7s bei Abwesenheit eines empfangenen Stereosignals mißt den Empfänger auf ein Stereosignal abstimmt und dann die Induktivität der Spule 82 (z.B. mit Hilfe eines Abstimmkerns) so verändert, daß die zuvor gemessenen Spannungen wiederhergestellt werden. Der Oszillator 26 arbeitet dann mit seiner Nennfrec' <;nz von 228 kHz in der gewünschten Phasenbeziehung zum empfangenen 19 kHz-Pilotisgnal. Dieser Abgleich erfolgt normalerweise in der Fabrik, kann jedoch ohne weiteres auch durch einen Servicetechniker zu Hause vorgenommen werden, da er sehr einfach ist und keine komplizierten Prüfgeräte erfordert Dies ist der einzige Frequenzabgleich, der für die gesamte Decoderschaltung 22 nach F i g. 1 und den übrigen Figuren vorgenommen werden muß.

F i g. 6 zeigt eine besonders gut für die Ausführung in integrierter Form und Anschaltung an den Stereoverstärker 24 (F i g. 1 und 4) und das Flipflop 318 (F i g. 2) innerhalb des integrierten Schaltungsplättchens 22 geeignete Differenzsignaldetektor- und Matrixverstärkerschaltung für die Demodulation der Differenzsignalkomponente (L — R) des Stereosignalgemischs und die Vereinigung dieser Komponente mit der Tonsummensignalkomponente (L + R) unter Erzeugung stereophonisch verknüpfter Links- und Rechtska- naltonsignale.

Der Differenzsignaldetektor enthält einen doppeltsymmetrischen Synchrondetektor (Ringdemodulator) mit zwei Stromquellentransistoren 701 und 703, die den Transistoren 561 und 563 in Fig.4 entsprechen. Die Basen der Transistoren 701 und 703 sind direkt an je einen der Gegentaktausgänge des Stereoverstärkers 24 in F i g. 4 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 701 und 703 liegen über je einen Widerstand 705 bzw. so 707 an Masse. Der Kollektor des Transistors 701 ist direkt an die zusammengeschalteten Emitter eines ersten Paares von Schaltertransistoren 709, 711 angeschlossen, während der Kollektor des Transistors 703 di~:ki an die zusammengeschaltetem Emitter eines zweiten Paares von Schaltertransistoren 713, 715 angeschlossen ist. Dv Basen der Transistoren 709 und 713 sind an einen der komplementären 38 kHz-Rechteckschwingungsausgänge (D) des Flipflops 318 (F i g. 2) angeschlossen, während die Basen der Transistoren 711 und 715 an den anderen dieser komplementären 38 kHz-Rechteckschwingyngsausgänge (DJ angeschlossen sind. Eine Betriebsspannungsquelle (B+) k\ über einen Ausgangswiderstand 717 an die Kollektoren der beiden Transistoren 709 und 715 sowie über einen dem Widerstand 717 im wesentlichen gleichen Ausgangswiderstand 719 an die Kollektoren der beiden Transistoren 711 und 713 angeschlossen.

Gegentaktige Ausgangssignale, welche die demodu-

lierten Differenzsignalkomponenten [(L — R) und -(L- RJ] enthalten, werden an den Widerständen 717 und 719 erzeugt und auf Emitterfolgertransistoren 721 biiw. 723 gekoppelt. Die Transisotren 721 und 723 dienen als Spannungsquellen und erzeugen die gewünschten gegentaktigen Differenzsignalkomponenten an Widerständen 725 bzw. 727. Die Summensignalinformation (L + R) wird zusammen mit dem Rest des Signalgemischs ebenfalls an den Widerständen 725 und 727 mittels Transistoren 729 und 731 erzeugt, die mit ihren Kollektoren an die Widerstände 725 und 727 und mit ihren Basen an einen der Gegentaktausgänge (an dem L + R bereitsteht) des Stereoverstärkers 24 angeschlossen sind. Die Emitter der Transistoren 729 und 731 liegen über je einen Widerstand 733 bzw. 735 an Masse. Die Transistoren 723 und 731 bilden den Matrixverstärker 42 (Fig. 1), dessen Ausgangssignal (z. B. /fyüber den Anschlußkontakt Tw, das Entzerrungsnetzwerk 46 und einen Tonendverstärker auf eine Tonwiedergabeeinrichtung, beispielsweise einen Laut-Sprecher gekoppelt wird. Die Transistoren 721 und 729 bilden den Matrixverstärker 44 (Fig. 1), dessen Ausgangssignal (z. B. L) über den Anschlußkontakt Γιο, das Entzerrungsnetzwerk 48 und einen zweiten Tonendverstärker auf z. B. einen zweiten Lautsprecher gekoppelt wird.

Um die Modulation der Basis-Emitterspannungen der Transistoren 721 und 723 durch Kollektorstromschwankungen der Transistoren 729 und 731 zu verringern, werden vom Stereoverstärker 24 in bezug auf die den Transistoren 729 und 731 zugeleiteten Signale komplementäre Signalgemische den Basen von Kondensationstransistoren 737 und 739 zugeleitet. Die Kollektoren der Transistoren 737 und 739 sind direkt an die Emitter der Transistoren 721 bzw. 723 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 737 und 739 liegen über je einen Widerstand 741 bzw. 743 an Masse.

Die Stromleitung der Transistoren 731 und 739 ändert sich um jeweijs gegensinnig gleiche Beträge entsprechend den Änderungen der Ausgangssignale des Stereoverstärkers 24 (gegentaktige Eingangssignale). Die Summe der Kollektorströme der Transistoren 731 und 739 (die den Transistor 723 belasten) bleibt daher im wesentlichen konstant. Ebenso rufen Änderungen im Ausgangssignal des Stereoverstärkers 24 keine Ändcrungen der Belastung des Transistors 721 hervor, da die Summe der Kollektorströme der Transistoren 729 und 737 bei sich änderndem Ausgangssignal des Stereoverstärkers 24 im wesentlichen konstant bleibt. Eine genaue Matrizierung der Summen- und Differenzsignalkompo- so nenten ist daher gewährleistet

Im Betrieb des Differenzsignaldetektors nach F i g. 6 werden die komplementären 38 kHz-Rechteckausgangsschwingungen des Flipflops 318 (D, D) in der richtigen, vorbestimmten Phasenbeziehung zur empfangenen Pilotsignalkomponente gehalten, wie im Zusammenhang mit F i g. 2 und 5 erläutert, so daß eine Synchrondemodulation des Differenzsignals erreicht wird. Der Gegentaktsynchrondetektor m:t den Transistoren 701, 709,711 und den Transistoren 703,713, 7«5 liefert komplementäre Signalkomponenten einschließlich Spannungskomponenten, welche (L — R) und -(L — R) wiedergeben, an den Widerständen 717 bzw. 719. Die Differenzsignalspannungskomponenten werden über die Foigertransistoren 721 und 723 geleitet und vor der Entzerrung an den Widerständen 725 und 727 mit Strömen vereinigt, welche die vom Verstärker 24 gelieferte Summensignalkomponente (L + R) repräsentieren. Die Summensignalstromkomponenten werden über die Stromquellentransistoren 729 und 731 den entsprechenden Arbeitswiderständen 725 und 727 zugeleitet. Durch Oberlagerung der Differenzssignalspannungen und der Summensignalströmc ergibt sich die gewünschte Matrizierung, die im wesentlichen unabhängig von der Belastung an den Ausgangskontakten Tto und T\ 1 ist. Durch die an die Kontakte Tio und T\ \ angekoppelten Entzerrungsnetzwerke 48 bzw. 46 werden die matrizierten Signale so modifiziert, daß sich die gewünschte Links- und Rechtstonsignalkomponenten (L) und (R) ergeben. Wegen der doppeltsymmetrischen Beschaffenheit des Synchrondetektors und der Tiefpaßcharakteristik der Entzerrungsnetzwerke 46,48 treten an den Ausgangsfilterkondensatoren der Netzwerke 46, 48 keine anderen Komponenten als die gewünschten Links- und Rechtstonsignale auf.

Die richtige Matrizierung der Summen- und Differenzsignaiküfnporicriicn häng; zmvp. Teil von «J?r Anpassung der von den Stromquellentransistoren 701, 703, 729 und 731 gelieferten Ströme ab. Eine solche Anpassung läßt sich bei einer integrierten Schaltung verhältnismäßig leicht dadurch erreichen, daß man im wesentlichen gleiche Transistoren 701,703,729,731 und im wesentlichen gleiche Emitterwiderstände 705, 707, 733 und 735 dicht beieinander auf dem Schaltungsplättchen 22 anbringt.

Die fc.ftwandfreie Matrizierung hängt außerdem von den Verhältnissen der Widerstände 717 und 719 zu den Widerständen 725 bzw. 727 ab. Bei der vorliegenden dcppeltsymmetrisdien Synchrondetektoranordnung werden die Schaltertransistoren 709, 711, 713, 715 mit symmetrischen 38 kHz-Rechteckschwingungen der richtigen Phasenlage gespeist, so daß eine Vollwellen- oder Zweiwegdemodulation des 38 kHz-Differenzsignalhilfsträgers erfolgt. Der resultierende Spitze-Spitze-Wert der Tonfrequenzkomponenten des demodulierten Differenzsignals ist mit dem spitzengleichgerichteten Träger am Ausgang des Detektors durch den Faktor 2 π verknüpft. Der Spitzendifferenzträger für das Signalgemisch ist entsprechend den Normen für den Stereorundfunk so eingestellt, daß er gleich ist der Spitzensummenkomponente für ein Nurlinkssignal oder ein Nurrechtssignal. Um daher eine einwandfreie Matrizierung der Summen- und Differenzsignale zu erhalten, bemißt man die Widerstände 717 und 719 ;r/2mal so groß wie die Widerstände 725 und 727, an denen die Summensignalkomponenten erzeugt werden Der Synchrondetektor nach F i g. 6 enthält fernei eine Anordnung, welche die Differenzsignaldemodulationsschaltungen automatisch sperrt oder abschaltet wenn entweder die längere Abwesenheit eines ein« vorbestimmte Amplitude übersteigenden Pilotsignal: anzeigt, daß ein nichtstereophonisches (monophoni· sches) Programm empfangen wird, oder aber dei Störabstand (Signal/Störverhältnis) des empfangener Signals als für eine zufriedenstellende Stereowiederga be nicht ausreichend angesehen wird. Die Art unc Weise, wie ein Stereosignal gewonnen wird, wird ai Hand der F i g. 7 und 8 erläutert Vorerst genügt di< Feststellung, daß ein solches Sperrsignal in den beidei oben genannten Fällen erzeugt wird.

In der Anordnung nach F i g. 6 sind die Stereosperr signale einem Verstärker mit einem ersten Transisto 741 zugeleitet der mit seinem Kollektor an dii Betriebsspannungsquelle (B+), mit seiner Basis an eim Quelle der Stereosperrsignale und mit seinem Emitte über einen Widerstand 743 an die Basis eine

Schaltertransistors 745 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors 745 liegt an Masse, und am Kollektor dieses Transistors wird über einen an die Betriebsspannungsquelle angeschlossenen Widerstand 747 ein Ausgangsschaltsignal abgenommen. Der Ausgang des s Schaltertransistors 745 ist an eine Mehrfach-VgrVorspanno^elle angekoppelt, wie sie in der DE-OS 18 06 4b7 beschrieben ist. Der Ausdruck » Ve/=« bezeichnet hier den DurchlaOspannungsabfall am Basis-Emitterübergang eines normalerweise leitenden Transistors (z. B. ungefähr 0,65 bis 0,7 Volt für Sihciumtransistoren, wie sie in integrierte Schaltungen vorkommen). Bezugsspannungsquellen (gewöhnlich innerhalb der integrierten Schaltung), die ein oder mehrere ganzzahlige Vielfache von Vbe oberhalb Nullpotential bei \s niedriger Impedanz liefern, werden als »Mehrfach- V_BE-Spannungsquellen« bezeichnet. Im vorliegenden Fall enthält die Mehrfach-VgpSpannungsquelle einen Transistor 749 in Kollektorschaltung und einen Transistor 751 in Emitterschaltung, die gegenkoppelnd zusammengeschaltet sind. Der Kollektor des Transistors 749 ist an die Betriebsspannungsquelle angeschlossen, während mehrere Widerstände 753, 755, 757 in Reihe zwischen den Emitter des Transistors 749 und Masse geschaltet sind. Der Verbindungspunkt der Widerstände 755 und 757 ist an die Basis des Transistors 751 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 751 liegt an Masse, während der Kollektor des Transistors 751 direkt an die Basis des Transistors 749 angeschlossen ist. Wie in der DE-OS 18 06 467 erläutert, herrscht bei leitenden Transistoren 749 und 751 am Widerstand 757 eine Spannung gleich Vbe- Der ohmsche Wert des Widerstands 757 ist kleiner bemessen als der Basis-Emitterwiderstand des Transistors 751, und die zusätzlichen Widerstände 753, 755 sind kleiner bemessen als die Eingangswiderstände der entsprechenden Stufen, an die sie angekoppelt sind. In diesem Fall wird an jedem der in Reihe geschalteten Widerstände 753 und 755 eine Spannung erzeugt, die gleich ist dem Produkt von V_Be und dem Verhältnis zwischen dem jeweiligen Widerstand (753 oder 755) und dem Widerstand 757. Und zwar werden speziell bei der Schaltung nach F i g. 6 am Emitter des Transistors 749 eine Spannung von 7 Vbe und am Verbindungspunkt der Widerstände 753 und 755 eine Spannung von 4 Vecerzeugt.

Der Verbindungspunkt der Widerstände 753 und 755 ist an die Basen zweier Stereospentransisotren 759und 761 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 759 und 761 sind mit den zusammengeschalteten Emittern der Schaltertransistoren 709, 711 bzw. den zusammengeschalteten Emittern der Schaltertransistoren 713,715 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 759 und 761 sind zusammengeschaltet und über je einen Emitterwiderstand 767 bzw. 769 mit den Emittern von Stromspaltertransistoren 763 bzw. 765 verbunden. Die Basen der Transistoren 763 und 765 sind direkt an den Emitter des Transistors 749 angeschlossen (7 V_BE, wenn die Mehrfach-Vߣ-Spannungsquelle arbeitet). Die Kollektoren der Transistoren 763 und 765 sind mit den Widerständen 717 bzw. 719 verbunden.

Zwischen den Eingang und den den Ausgang der schaltbaren Mehrfach- VWSpannungsquelle ist eine Rückkopplungseinrichtung geschaltet, um die Geschwindigkeit zu erhöhen, mit der die Anordnung von Stereo- auf Monobetrieb schaltet Diese Rückkopp- es lungsschaltung enthält einen Transistor 771, der mit seinem Kollektor über einen Widerstand 773 an die Basis des Transistors 745, mit seiner Basis über einen Widerstand 775 an den Emitter des Transistors 749 und mit seinem Emitter an Masse angeschlossen ist.

Im Betrieb fällt, wenn die im Zusammenhang mit F i g. 7 und 8 zu erläuternde Anordnung anzeigt, daß eine für die Wiedergabe geeignete Stereoinformation nicht oder nicht mehr vorliegt, die Spannung an der Basis des Transistors 741 unter einen vorbestimmten Wert (z. B. 1 Volt) ab, und die Transistoren 741 und 745 beginnen in den nichtleitenden Zustand zu schalten. Die Spannung an der Basis des Transistors 749 steigt in positiver Richtung an, so daß der Transistor 749 und anschließend der Transistor 751 leitet, wodurch die Mehrfach- Ve^Spannungsquelle eingeschaltet wird. Dieser Schaltvorgang wird durch den Transistor 771 unterstützt, der zusammen mit den Transistoren 749 und 751 zu leiten beginnt. Der Transistor 771 schaltet den Transistor 745 sehr rasch ab, sobald der Schaltvorgang einsetzt. Eine am Verbindungspunkt der Widerstände 753 und 755 bereitgestellte pusiiivc Spannung (4 \'üt) bewirkt, daß die Stereosperrtransistoren 759 und 761 leiten. Ebenso bewirkt eine am Emitter des Transistors 749 bereitstehende positive Spannung (7 Vbe), daß die Stromspaltertransistoren 763 und 765 leiten.

Bei leitenden Transistoren 759 und 761 wird auf die zusammengeschalteten Emitter der Schaltertransistoren 709 und 711 sowie auf die zusammengeschalteten Emitter der Schaltertransistoren 713 und 715 eine positive Spannung (3 V_Be) gekoppelt, die ausreicht, um diese Schaltertransistoren und dadurch den Differenzsignaldetektor zu sperren oder abzuschalten. Die über die Stromquellentransistoren 701 und 703 angelieferten gegentaktigen Signalgemische werden dann durch die Sperrtransistoren 759 und 761 abgeleitet und löschen sich gegenseitig an den zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 759, 761. Dort werden auch die Gleichstromkomponenten der Ausgangssignale der Stromquelleturansistoren 701 und 703 vereinigt. Diese vereinigten Gleichstromkomponenten werden dann durch die Widerstände 767, 769 und die Transistoren 763, 765 in gleiche Komponenten aufgespalten, die auf die Arbeitswiderstände 717 und 719 gekoppelt werden. Es wird daher die vorspannende Gleichspannung an den Matrixtransistoren 721 und 723 bei sowohl Stereo- als auch Monowiedergabe im wesentlichen gleich gehalten. Wäre dies nicht der Fall, d. h. würde bei Umschaltung der Anordnung von der einen auf die andere Betriebsart die Vorspannung sich ändern, so würde in den Lautsprechern ein dumpfer Schlag zu hören sein. Ein solches unerwünschtes Geräusch wird durch die oben beschriebene Anordnung verhindert.

Der Differenzsignaldetektor bleibt solange außer Betrieb, bis durch ein der Anwesenheit eines angemessenen Pilotsignals entsprechendes Eingangssignal am Transistor 741 die Transistoren 741 und 745 eingeschaltet und dadurch die Mehrfach-VspSpannungsqueile sowie die Sperr- und Spalterstufen abgeschaltet werden.

Wie oben erwähnt, reicht ein Eingangssignal, das größer ist als ungefähr 1 Volt (niedriger Strom Vbe des Transistors 741 plus mäßiger Strom Va^des Transistors 745), aus, um die Transistoren 741 und 745 im leitenden Zustand zu halten (und somit den Stereobetrieb aufrecht zu erhalten). Wenn dagegen die Transistoren 741 und 745 abgeschaltet und der Transistor 771 eingeschaltet sind (d. h. im Monobetrieb), wird eine positive Spannung von mehr als ! Volt an der Basis des Transistors 741 benötigt, um den Stereobetrieb wieder in Gang zu setzen, da in diesem Fall die Widerstände 743 und 773 über den Transistor 771 als Spannungsteiler parallel

zum Eingang (Basis-Emitterstrecke) des Transistors 745 liegen. Und zwar wird eine Eingangsspannung von ungefähr 3 V_Be (ungefähr 2 Volt) an der Basis des Transistors 741 benötigt, um auf Stereobetrieb zu schalten. Die Differenz zwischen den an der Basis des Transistors 741 erforderlichen Spannungspegeln für das Einschalten des Stereobetriebs bzw. für dessen Beibehaltung ergib' eine wünschenswerte Hysteresischarakteristik, derzufolge die Stereowiedergabe, wenn sie einmal eingeleitet ist, auch dann erhalten bleibt, wenn kurzzeitige Schwankungen entweder im empfangenen Pilotsignalpegel oder im Störabstand des demodulierten Signals auftreten.

Wenn eine für die Wiedergabe geeignete Stereoinformation empfangen und im Empfangsteil verarbeitet wird (angezeigt durch die im Zusammenhang mit F i g. 7 und 8 zu erläuternde Anordnung), erhält die Basis des Transistors 741 eine positive Eingangsspannung, die ausreicht, um diesen Transistor leitend zu machen. Der Transistor 745 leitet ebenfalls, so daß das Eingangssignal des Transistors 749 nicht genügend positiv ist, um den Transistor 749 leitend zu machen. Es werden daher die Mehrfach- VWSpannungsquelle mit den Transistoren 749 und 751 sowie sämtliche Transistoren 759, 761, 763 und 765 abgeschaltet. Unter diesen Voraussetzungen arbeiten die Differenzsignaldetektorstufen, so daß in der zuvor beschriebenen Weise Signale (L — R) und -(L- Λ,) erzeugt werden. Der Transistor 771 ist unter diesen Voraussetzungen ebenfalls abgeschaltet.

F i g. 7 zeigt eine Anordnung zum Wahrnehmen des Störabstandes des empfangenen Signalgemischs und zum Bereitstellen eines Stereosperrsignals, wenn dieser Störabstand unter einem vorbestimmten, für die annehmbare Stereowiedergabe geeigneten Grenzwert liegt Dieser Störabstandsdetektor mit den dazugehörigen Stufen eignet sich besonders gut für den Aufbau in integrierter Form und für die Zusammenschaltung mit dem Stereoverstärker 24 (Fig. 1 und 4) und den Flipflops 312, 318, 322, 328) (Fig.2) innerhalb des integrierten Schaltungsplättchens 22.

Der Störabstandsdetektor enthält den Gegentaktsynchrondetektor 68 mit ?wei Stromquellentransistoren 801 und 803, die mit ihren Basen direkt an je einen der Gegentaktausgänge des Stereoverstärkers 24 in F i g. 4 angeschaltet sind. Die Emitter der Transistoren 801 und 803 liegen über einen gemeinsamen Emitterwiderstand 805 an Masse. Der Kollektor des Transistors 801 ist direkt mit den zusammengeschalteten Emittern eines ersten Paares von Schaltertransistoren 807, 809 verbunden, während der Kollektor des Transistors 803 direkt mit den zusammengeschalteten Emittern eines zweiten Paares von Schaltertransistoren 811, 813 verbunden ist Die Basen der Transistoren 807 und 811 sind an einen der komplementären 114 kHz-Rechteckschwingungsausgänge S, θ des Flipflops 312 (Fig.2) angeschlossen, während die Basen der Transistoren 809^ und 813 an den anderen dieser beiden Ausgänge B, B angeschlossen sind. Eine Betriebsspannungsquelle (B+) ist direkt an die Kollektoren der Transistoren 807 und 813 angeschlossen sowie über die Reihenschaltung einer in Durchlaßrichtung vorgespannten Spannungsabfalldiode 815 und eines Widerstandes 817 mit den zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 809 und SIl verbunden. Die zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 809 und 811 sind ferner ω mit dem Anschiußkontakt 7Ή des integrierten Schaltungsplättchens sowie über eine Zenerdiode 819 mit der Betriebsspannungsquelle (Ή+) verbunden. Ein Kondensator 76, der die Bandbreite des Störabstandsdetektors 68 bestimmt, is: außerhalb des Schaitungsplättchens zwischen den Anschlußkontakt Tu und Masse gekoppelt. Ein Störschwellenregler, bestehend aus einem über die Betriebsspannungsquelle gekoppelten Regelwiderstand 821 und einem zwischen den Anschlußkontakt Tu und den Schleifer des Widerstands 821 gekoppelten Serienwiderstand 823, kann außerhalb des Schaltungsplättchens 22 vorgesehen sein, um eine Einstellung des Störabstandspegels, bei welchem Stereosperrsignale erzeugt werden, zu ermöglichen. Man kann stattdessen auch allein mit Schaltungselementen innerhalb des Schaltungsplättchens 22 einen annehmbaren Störabstand fest einstellen, so daß die Schaltungselemente 821 und 823 entfallen können.

Ein Transistor 825 und zwei in Darlington-Schaltung ausgelegte Transistoren 827 und 829 bilden einen Differenzverstärker für die Störwahrnehmung. Di? Basis des Transistors 829 ist mit dem Anschlußkontakt ΤΉ verbunden. Die Basis des Transistors 825 ist an eine Bezugsspannungsquelle 831 angeschlossen. Die Bezugsspannungsquelle 831 ist aus einer Gleichspannungsabgleichanordnung mit in Differenzschaltung ausgelegten Transistoren 567 und 835, die zum Stereovcxstärker 24 gehören, gespeist. Die Basen der Transistoren 567 und 835 sind direkt mit den Basen der Transistoren 517 und 547 in F i g. 4 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 567 und 835 sind über die Reihenschaltung der Widerstände 569 und 571 mit der Betriebsspannungsquelle ß-t- verbunden. Eine vom Verbindungspunkt der Widerstände 569 und 571 abgenommene Bezugsgleichspannung ist direkt auf die Basis des Transistors 825 gekoppelt. Diese Bezugsgleichspannungsversorgungsanordnung entspricht gleichstrommäßig den Stördetektorelementen 810—817 und liefert eine Gleichspannung, die sich im gleichen Sinne ändert wie die Ruhegleichspannung, die der Stördetektor an der Basis des Transistors 829 bereitstellt.

Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers mit den Transistoren 825, 827, 829 wird an einem Widerstand 843 erzeugt, der zwischen die Betriebsspannungsquelle S+ und die zusammengeschalteten Kolk.<toren der Transistoren 827 und 829 geschaltet ist. Mit dem Widerstand 843 ist ein Mittelwertdetektor mit einer Anordnung zum Erhöhen der Dauer von störungsanzeigenden Impulsen verbunden. Der Mittelwertdetektor enthält einen Detektortransistor 845, der mit seinem Emitter über einen Widerstand 847 an Masse, mit seinem Kollektor über einen Arbeitswiderstand 849 an die Betriebsspannungsquelle B+ und mit seiner Basis an eine Impulsstreckschaltung 851 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 845 ist an den Anschlußkontakt 7a des integrierten Schaltungsplättchens (Fig. 1) und an das ODER-Glied 66 bei der Stereosperrschaltung 70 (Fig. 1) angeschlossen. Der ebenfalls an den Anschlußkontakt Tg angeschlossene Kondensator 626 (Fig. 1) filtert das Ausgangssignal des Transistors 845.

Die Impulsstreckschaltung 851 enthält eine bistabile Kippschaltung mit zwei Transistoren 853 und 855, die a!s Flipflop vom Setz-Rücksetztyp ausgelegt sind. Am Widerstand 843 erzeugte Störanzeigeimpulse werden auf den Setzeingang des Flipflops (d.h. die Basis des Transistors 853) über eine Spannungsübertragungs- und Verstärkerschaltung mit einem Transistor 857, einer Zenerdiode 859, einem Widerstand 861, einem Widerstand 863 und einem Transistor 865 gekoppelt Die Schaltungselemente 857, 859, 861 und 863 sind in der genannten Reihenfolge über die Betriebsspannungs-

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quelle 0+ geschaltet. Der Widerstand 843 ist an die menen Störkomponenten verglichen werden, um den Basis des Transistors 857 (der vom entgegengesetzten Störabstand zu messen. Der Regelwiderstand 821, falls Leitungsiyp ist wie die große Mehrheit der Transistoren vorhanden, wird von Hand (und zwar im Herstellerauf dem integrierten Schaltungsplättchen) angeschlos- werk) so eingestellt, daß die sich ergebende Vorspansen, während die Basis des Transistors 865 nvt dem 5 nung die Transistoren 827 und 829 für sämtliche Verbindungspunkt der Widerstände 861 und 863 Detektorausgangssignale am AnschluBkonta^.t Tm geverbunden ist. Der Kollektor des Transistors 865 ist mit sperrt gehalten werden, die kleiner sind als der durch der Basis des Transistors 853 und dem Kollektor des diese Einstellung gegebene annehmbare AuSerband-Transistors 855 verbunden. Die Basis des Transistors Störpegel.

855 (der Rücksetzeingang des Flipflops) ist an eine io Die gegentaktigen Ausgangssignale des Stereover-Quelle von periodisch wiederkehrenden Impulsen stärkers 24 sind den Stromquellentransistoren 801 und angeschaltet, die durch Vereinigung der Ausgangssigna- 803 zugeführt. Die Schaltertransistoren 809 und 811 Ie der Flipflops 318, 322 und 328 erhalten werden. Und werden durch die ihnen vom Flipflop 312 zugeführten zwar werden die eine 19 kHz-Rechteckausgangs- 114 kHz-Rechteckeingangssignale B und B abwechschwingung (E) cies_FJipflops 322, die eine 19 kHz-Aus- 15 selnd zwischen dem gesättigten und dem gesperrten gangsschwingung (F) des Flipflopfs 328 und die eine Zustand geschaltet. Störkomponenten im Ausgangssi-38 kHz-Ausgangsschwingung (D) des Flipflopfs 318 gnal des Verstärkers 24, deren Frequenz bei oder in dtr durch ODER-Verknüpfung vereinigt und in einem Nähe der 114 kHz-Schaltfrequenz liegt, werden durch Verstärker mit Transistoren 867 und 869 zweimal die Überlagerungswirkung des Detektors 68 in ein von umgekehrt. Der Kollektor des Transistors 869 ist an die 20 Null nach oben reichendes Frequenzband übertragen, Basis der Tt insistoren 855 und 871 (sowie an den während andere Komponenten im Signalgemisch Kollektor des Transistors 853) angeschlossen. Die außerhalb des Tiefpaßbereiches des Filters mit dem gestreckten Ausgangsimpulse des Flipflops 853,855, die Kondensator 76 und den dazugehörigen Widerständen am Kollektor des Transistors 853 erzeugt werden, (z. B. den Widerständen 821 und 823) übertragen gelangen über eine Spannungsübertragungsstufe mit 25 werden. Der Kondensator 76 ist in Verbindung mit den dem Transistor 871, Widerständen 873 und 875 einem genannten Widerständen so bemessen, daß sich der Transistor 877 und einem Widerstand 879 zur basis des gewünschte Stördetektor-Frequenzgang ergibt. Stör-Detektortransistors 845. komponenten innerhalb der vorbestimmten Bandbreite

Im Betrieb der Anordnung nach Fig. 7 ist die von der um 114 kHz erzeugen am Anschlußkontakt Tu Impulse. Schaltung 831 gelieferte Bezugsgleichspannung auf die 30 Die Transistoren 827 und 829 sprechen auf positiv Ruhegleichspannung, die der Basis des Transistors 829 gerichtete Impulse an, deren Amplitude zusammen mit vom Stördetektor 68 geliefert wird, bezogen. Das heißt, der über den Widerstand 821 am Kondensator 76 die Stromquellentransistoren 801 und 803 sind in der erzeugten Vorspannung ausreicht, um die über den gleichen Weise wie die Transistoren 567 und 835 Transistor 825 angelieferte Vorspannung zu überwinvorgespannt, und da nur die Hälfte des von den 35 den. Jeder solche positiv gerichtete Impuls, der die Transistoren 801 und 803 gelieferten Gleichstroms den Anwesenheit von übermäßig starken außerbandigen Arbeitswiderstand 817 erreicht, ist der entsprechende Störungen anzeigt, wird durch die Schaltung mit den Arbeitswiderstand 569 in der Bezugsspannungsquelle Transistoren 827, 829, 857, 865 mit dazugehörigen S31 nur halb so groß bemessen wie der Arbeitswider- Schaltungselementen übertragen und in der Polarität stand 817. Der Widerstand ">71 simuliert die Wirkung 40 umgekehrt. Die entsprechenden negativ gerichteten der Schaltertransistoren 809, 811 im Detektor 68. Die Impulse gelangen zur Basis des Transistors 853, so daß Diode 815 liefert ebenso wie die Basis-Emitterleitungs- das Flipflop 853, 855 gesetzt wird (d. h. Transistor 853 schwelle des Transistors 829 einen Teil der gewünschten nichtleitend, Transistor 855 leitend und Ausgangssignal Schwellenverschiebung zwischen den Eingängen der für den Transistor 871 im hochvoltigen oder ; '■ «-ZuTransistoren 825 und 827. Da die Bezugsspannungsquel- 45 stand). Das Flipflop 853, 855 bleibt im »!«-Zustand, bis Ie 831 und der Detektor 68 aus einer gemeinsamen vom Transistor 869 der nächste negativ gerichtete Betriebsspannungsquelle B+ gespeist und in der Pegelübergang zum Rücksetzeingang an der Basis des gleichen Umgebung auf dem Schaltungsplättchen 22 Transistors 855 gelangt. Die Erzeugung der Rücksetzimangeordnet sind, treten Schwankungen oder Änderun- pulse ist in_F i g. 3 durch die drei Signale »E + F«, gen der einen Gleichspannung auch in der anderen 50 »E + F + D« und E + F + D veranschaulicht. Bei der Gleichspannung auf und wird vermieden, daß sich Erzeugung dieser Rücksetzimpulse wird die im Zusamderartige Änderungen auf den Betrieb des Stördetek- menhang mit F i g. 2 erwähnte Tatsache ausgenutzt, daß tors 68 auswirken. das Ausgangssignal des Flipflops 328 um ein kleines

Wie in der FM-Empfängertechnik allgemein bekannt, Intervall (z. B. in der Größenordnung von 5 Mikroseist die Spitzenamplitude von Tonsignalen (und höherfre- 55 künden) gegenüber den Pegelübergängen der Hauptquenten Signalen) am Ausgang des FM-Demodulators triggersignale vom Oszillator 26 verzögert ist. Der 20 unabhängig von den jeweiligen Empfangsbedingun- Rücksetzimpuls wird während dieses kleinen Verzögegen (d. h. HF-Signalpegel und Empfängerrauschen) im rungsintervalls erzeugt

wesentlichen konstant Das heißt die spitzendunodu- Wenn sich das Flipflop 853, 855 im »1 «-Zustand

lierte Signalamplitude wird durch die senderseitige 60 befindet (Anwesenheit von übermäßigen Störungen), Frequenzabweichung und die Übertragungscharakteri- sind die Transistoren 871, 877 und 845 sämtlich leitend stik des Demodulators, nicht aber durch die empfangene und entlädt sich der Kondensator 626. Wem; die Signalamplitude eingestellt. Der Stereoverstärker 24 übermäßige Störung ausreichend lange anwesend ist, ergibt eine stabile Verstärkungscharakteristik. Man entlädt sich der Kondensator 62b soweit daß das kann daher eine im wesentlichen konstante Gleichspan- 65 ODER-Glied 66 und damit auch die Stereosperrschalnung als Maß des Signaipegels am Ausgang des rung 70 aktiviert wird, wie irn Zusammenhang mit F i g. 8 Verstärkers 24 verwenden. Diese von der Schaltung 831 noch ausführlicher beschrieben,
gelieferte Gleichspannung kann dann mit wahrgenom- Bei Abwesenheit von störanzeigenden Impulsen am

29 30

Setzeingang des Flipflops 853,855 halten die der Basis Störungen anzeigt Die kurzzeitige Anwesenheit von

des Transistors 855 zugeführten Impulse das Flipflop Störungen großer Amplitude, welche die zulässige

853, 855 im ruckgesetzten Zustand, so daß die Störschwelle überschreiten, ruft am Kondensator 62b

Transistoren 871, 877 und 845 sämtlich ausgeschaltet eine vergleichsweise nur niedrige Spannung hervor, so

sind. Die Spannung am Kondensator 62b zeigt dann nur 5 daß die Betriebsart-Umschaltanordnung nicht aktiviert

die Anwesenheit <jder Abwesenheit des Pilotsignals an wird.

(siehe F i g. 8), und die Stereosperrschaltung 70 arbeitet In F i g. 7 ist eine Spannungsversorgung vorgesehen,

entsprechend. die Spannungspegel von z. B. +6,2 Volt und +3 Vbe

Die Schaltung mit dem Flipflop 853, 855 und dem Volt liefert, die in anderen Teilen des Schaltungsplätt- Flipflop 322 streckt die demodulierten störanzeigenden io chens 22 (z.B. für die Flipflops in F ig. 7) gebraucht Impulse, so daß sich eine effektive Erhöhung der werden. An sich sind hierfür zahlreiche Schaltungsausle- Demodulationsverstärkung dieser Störimpulse ergibt, gungen brauchbar, und die hier gezeigte Anordnung

ohne daß die Amplitude (der dynamische Bereich) von stellt lediglich ein mögliches Ausführungsbeispiel dar.

Signalen vergrößert werden muß, die z. B. vom Bei der in F i g. 7 gezeigten Spannungsversorgungs- Detektortransistor 845 und den vorgeschalteten Transi- 15 schaltung ist eine äußere ß+-Spannungsquelle (von

storstufen verarbeitet werden. z.B. +8,5 Volt) über den Anschlußkontakt Tn an den

Und TTvar werden die willkürlich auftretenden Kollektor eines ersten Emitterfolgertransistors 802 Störimpulse, die charakteristischerweise eine kurze angeschlossen. Der Emitter des Transistors 802 ist über Dauer und veränderliche Amplitude haben, bei der die Reihenschaltung eines Widerstandes 804 und Verarbeitung im Flipflop 853,855 in Impulse veränderli- 20 mehrerer Transistoren 806,808,810 und 812 mit Masse

eher Dauer (j^{e nacn der} relativen Phasenlage der verbunden. Die Transistoren 806 und 810 sind jeweils als

Rücksetzimpulse und der demodulierten Störimpulse) Diode geschaltet, indem ihr Kollektor und ihre Basis

und fester Amplitude (bestimmt durch die »U-Aus- direkt miteinander verbunden sind. Die Emitter der

gangsspannung von 853, 855) umgesetzt Je nach der Transistoren 806 und 810 sind an die Basen von

relativen Phase der Rücksetzimpulse und der demodu- 25 Transistoren 808 bzw. 812 angeschlossen. Die Kollekto-

lierten Störimpulse kann das Flipflop 853, 855 ren der Transistoren 806 und 808 sind zusammenge-

ausgangsseitig den »!«-Zustand über eine Dauer im schallet und mit dem vom Emitter des Transistors 802

Bereich von null bis zur 19 kHz-Periode haben. Die entfernten Ende des Widerstands 804 verbunden. Die

mittlere Dauer der vom Flipflop 853, 855 gelieferten Kollektoren der Transistoren 810 und 812 sind

behandelten Impulse beträgt daher die Hälfte der 30 zusammengeschaltet und mit dem Emitter des Transi-

Periode der zugeführten Rücksetzschwingung (d. h. stors 808 verbunden. Der Emitter des Transistors 812

ungefähr 25 Mikrosekunden). liegt an Masse. Die Basis des Transistors 802 wird

Die störanzeigende Gleichspannung am Ausgang mittels eines zwischen den Anschlußkontakt Tn und

(Kollektor) des Detektortransistors 845 wird daher Masse gekoppelten Spannungsteilers vorgespannt, der

durch die Impulssstreckung im Flipflop 853, 855 mit 35 aus der Reihenschaltung eines Widerstands 814, einer

dazugehörigen Schaltungen erhöht oder vergrößert Zenerdiode 816 (mit einer Nennzenerspannung von

Zum Unterschied von einem einfachen Störintegrator 5,5 Volt) und der Transistoren 810 und 812 besteht An oder einem hochverstärkenden Störverstärker unter- den Verbindungspunkt des Widerstands 804 und der scheidet der vorliegende, mit Impulsstreckung arbeiten- zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren de Stördetektor zwischen der dauernden Anwesenheit 40 806 und 808 ist ein Verstärker mit niedrigem verhältnismäßig schwachpegeliger Störungen, die grö- Ausgangswiderstand angeschlossen. Der Verstärker ßer sind als die voreingestellte Störschwelle (ein enthält einen Kollektorarbeitswiderstand 818, der Zustand, bei dem das Schalten auf Monoempfang zwischen den Anschlußkontakt Ti₂ und den Kollektor erwünscht ist), und der momentanen Anwesenheit eines Transistors 820 geschaltet ist, einen weiteren hochpegeliger, kurzzeitiger Schwingungszüge von statt- 45 Transistor 822, der mit seinem Kollektor direkt an den sehen Störungen (ein Zustand, der vorübergehend ist, so Emitter des Transistors 820 angeschlossen ist, einen daß ein Schalten auf Monoempfang nicht erwünscht ist). zwischen den Emitter des Transistors 822 und Masse Während also die Störschwellenschaltung 825,827,829 geschalteten Emitterwiderstand 824 und einen Rückein Ausgangssignal liefert, das die Amplitudencharakte- kopplungszweig mit einer zwischen den Kollektor des ristik der demodulierten Störung enthält, normalisiert so Transistors 820 und die Basis des Transistors 822 das bistabile Flipflop 853, 855 die Amplituden der geschalteten Zenerdiode 826 und einem zwischen die überschwelligen Störimpulse. Das Flipflop 853, 855 Basis des Transistors 822 und Masse geschalteten verstärkt effektiv die kurzzeitigen Impulse gegenüber Widerstand 828.

den langzeitigen Impulsen, indem jede dieser Impulsar- Im Betrieb wird der Transistor 802 durch das ien im Mittel auf die gleiche Breite, die durch die ss Vorspannetzwerk mit den Schaltungselementen 814, Rücksetzfrequenz des Flipflops 853, 855 (19 kHz im 816,810 und 812 in den leitenden Zustand vorgespannt vorliegenden Fall) bestimmt ist, gestreckt wird. Die Die Transistoren 810 und 812 sind leitend und liefern an Amplitude der Störimpulse, die das Flipflop 853, 855 der Basis des Transistors 810 eine Nenngleichspannung triggern, sind am Ausgang des Flipflops 853, 855 nicht von +2 V_Bf. (Vbe ist definiert als ein Bereich von voneinander unterscheidbar. Das normalisierte Aus- 60 Spannungswerten, die am Basis-Emitterübergang eines gangssignal des Flipflops 853,855 gelangt dann zu einer Transistors anstehen, wenn dieser Übergang leitet). Bei Signalintegrieranordnung (Kondensator 62b), welche der vorliegenden Anordnung leitet der Transistor 812 die gestreckte Dauer der demodulierten Impulse in stärker als der Transistor 810, so daß die Basis-Emitter-Spannungsamplituden umwandelt. Die nachgeschaltete spannung des Transistors 812 tatsächlich etwas größer Stereo-Mono-Umschaltanordnung (Fig.6 und 8) 65 ist als die des Transistors 810. Jedoch ist dieser spricht auf eine verhältnismäßig hohe Spannung am Unterschied im vorliegenden Fall unwesentlich und Kondensator 626 an, welche die dauernde Anwesenheit wird daher ignoriert, von die voreingestellte Störschwelle überschreitenden Da der Transistor 802 leitet, wird an seinem

Basis-Emitterübergang ein Spannungsabfall von Vbe erzeugt Die Spannung am Emitter des Transistors 802 ist daher gleich der Summe der Spannung an der Zenerdiode 816 und t Vk(Z. B. ungefähr + 6,2 Volt),

Die Transistoren 820 und 822 sind ebenfalls in den leitenden Zustand vorgespannt, wobei die Basis des Transistors 820 aufgrund der Arbeitsweise der Transistoren 806,808,810 und 812 eine Spannung von +4 Vbe führt Der Emitter des Transistors 820 wird daher auf +3 Vbe (2. B. ungefähr 2 Volt) gehalten und bildet eine niederohmige Spannungsquelle für die zahlreichen Flipflops auf dem Schaltungsplättchen 22.

F i g. 8 zeigt eine Anordnung, die den Empfang von für die Wiedergabe geeigneten Stereosendungen anzeigt

Die Anorndung, die einen Detektor für die Anwesenheit des Pilotsignals sowie eine Schaltung zum Erzeugen von automatischen Stereoschaltsignalen enthält eignet sich besonders gut für den Aufbau in integrierter Form und ist an den Stereoverstärker 24 (F i g. 1 und 4), das Flipflop 328 (F i g. 2), die Stereosperrschaltung (F i g. 6) und die Störungswehrnehmschaltung (F i g, 7) im integrierten Schaltungsplättchen 22 anschließbar.

Der Pilotsignaldetfiktor enthält einen doppeltsymmetrischen Synchrondetektor mit zwei Stromquellentransistoren 901 und 903. Die Basen der Transistoren 901 und 903 sind je an einen der Gegentaktausgänge des Stereoverstärkers 24 in Fig.4 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 901 und 903 sind über einen Widerstand 905 verbunden und liegen über je einen Widerstand 907 bzw. 909 an Masse. Der Kollektor des Transistors 901 ist direkt mit den zusammengeschalteten Emittern eines ersten Paares von Schaltertransistoren 911, 913 verbunden, während der Kollektor des Transistors 903 direkt mit den zusammengeschalteten Emittern eines zweiten Paares von Schaltertransistoren 915,917 verbunden ist Die Basen der Transistoren 911 und 915 sind an einen der komplementären Ausgänge F, Fdes Fiipflops 328 in F i g. 2 angeschlossen, während die Basen der Transistoren 913 und_917 an den anderen der komplementären Ausgänge F, Fangeschlossen sind. Die Kollektoren der Transistoren 911 und 917 sind mit einem Ausgangsanschluß T₈ verbunden, während die Kollektoren der Transistoren 913 und 915 mit einem Ausgangsanschluß Ti verbunden sind. Die außerhalb des Schaltungsplättchens 22 angeordneten Filterkondensatoren 62a und 62ύ sind zwischen die Anschlußkontaktc Ti und T% einerseits und Masse andererseits geschaltet. Der Basis-Emitterübergang eines Anklammerungstransistors 921 ist zwischen die Anschlußkontakte Ti und T₈ geschaltet. Eine Betriebsspannungsquelle (B+) ist direkt an den Kollektor des Transistors 921, über den Widerstand 849 (siehe F i g. 8) an die Kollektoren der Transistoren 911 und 917 sowie über die Reihenschaltung von Widerständen 923 und 925 an die Kollektoren der Transistoren 913 und 915 angeschlossen. Ein Differenzverstärker mit Transistoren 927 und 929 ist an die Anschlußkontakte Ti und T₈ angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 927 und 929 liegen über einen gemeinsamen Widerstand 931 an Masse. Der Basis des Transistors 927 ist das an den Kollektoren der Transistoren 911 und 917 erzeugte Ausgangssignal zugeführt, da diese Basiselektrode an den Anschlußkontakt Ti angeschlossen ist. Das die Anwesenheit von Störungen anzeigende Ausgangssignal des Transistors 845 (Fig. 7) ist ebenfalls dem Anschlußkontakt T₈ zugeführt. Die Basis des Transistors 929 ist an den Verbindungspunkt der Teilerwiderstände 923 und 925 angeschlossen und erhält somit das an den Kollektoren der Transistoren 913 und 915 erzeugte Ausgangssignal. Die Widerstände 923 und 925 sind so bemessen, daß der Transistor 929 bei Abwesenheit einer Differenzspan nung (d. h. bei Fehlen einer Anzeige der Anwesenheit eines Pilotsignals) zwischen den Anschlußkontakten Ti und Ta im leitenden Zustand gehalten xwird Der Kollektor des Transistors 929 ist direkt an die Betriebsspannungsquelle (B+) angeschlossen, während

ίο der Kollektor des Transistors 927 über einen Arbeitswiderstand 933 an die Betriebsspannungsquelle (B+) angeschlossen ist Am Widerstand 933 erzeugte Signale, die anzeigen, daß sowohl eine 19 kHz-Pilotkomponente als auch keine übermäßigen Störungen am Ausgang des Verstärkers 24 anwesend sind, werden einer Pegelübertragungsstufe mit einem Emitterfolgertronsistor 935, einem Emitterarbeitswiderstand 941 und einer zwischen den Widerstand 941 und den Emitter des Transistors 935 geschalteten Zenerdiode 939 zugeleitet Der Kollektor des Transistors 935 ist an die Betriebsspannungsquelle angeschlossen. Der Verbindungspunkt des Widerstands 941 und der Diode 939 ist Ober gleichartige Widerstände 945 bzw. 943 mit den Basen eines ersten Transistors 937 in Emitterschaltung und eines weiteren Transistors 947 in Emitterschaltung parallelgeschaltet Der Kollektor des Transistors 947 ist über einen Arbeitswiderstand 971 an eine Betriebsspannung (+6,2VoIt) angeschlossen. Die am Widerstand 971 erzeugten Signale werden über einen Emitterfolgertransistor 973 und ein Zeitkonstan tennetzwerk 975 auf den Stereosperreingang des Transistors 741 (F i g. 6) gekoppelt Das Zeitkonstantennetzwerk 975 enthält einen zwischen den Emitter des Transistors 973 und Masse geschalteten Emitterwiderstand 977 einen zwischen den Emitter des Transistors 973 und die Basis des Transistors 741 geschalteten verhältnismäßig großen Längskoppelwiderstand 979 und den zwischen die Basis des Transistors 741 und Masse geschalteten Filterkondensator 72. Der außerhalb des Schaltungsplättchens 22 angeordnete Konden- sator 72 ist über den Anschlußkontakt Ti₃ an das Schaltungsplättchen 22 angeschlossen.

Die zweite über den Widerstand 941 gekoppelte Last enthält den Kollektor des Transistors 937, der über die Reihenschaltung eines Widerstands 949 und einer Diode 951 mit der Betriebsspannungsquelle (B+) verbunden ist

Der Kollektor des Transistors 937 ist außerdem an einen Emitterfolgertransistor 955 angeschlossen. Die Transistoren 937 und 955 mit den dazugehörigen

» Schaltungselementen arbeiten als regenerative Schalter oder Halteschaltungen mit zwei stabilen Zuständen, die als ganzes mit 919 bezeichnet ist. Zwischen den Emitter des Transistors 955 und Masse ist die Reihenschaltung einer Zenerdiode 963 und eines Emitterwiderstands 957 geschaltet. Ein Emitterwiderstand 959 ist zwischen den Emitter des Transistors 937 und Masse geschaltet. Eine Diode 961 ist zwischen die von Masse entfernten Enden der Widerstände 957 und 959 geschaltet. Ein Ausgangssignal wird vom Transistor 955 mittels eines zwischen

«o den Verbindungspunkt des Widerstands 957 und der Zenerdiode 963 und den Ausgangsanschluß T₉ des Schal'ungspiättchens 22 geschalteten Widerstands 965 gewonnen. Das am Anschlußkontakt Tg erzeugte Ausgangssignal wird auf die Basis eines Lampenversor-

u gungstransistors 967 in Emitterschaltung (außerhalb des Schaltungsplättchens 22) gekoppelt. Eine Pilotsignalanzeigelampe 969 ist zwischen den Kollektor des Transistors 967 und eine äußere Gleichspannungsver-

sorgung, die ausreicht, um die Lampe 969 zum Leuchten zu bringen, geschaltet

Im Betrieb des Pilotsignaldetektors werden die vom Stereoverstärker 24 den Stromquellentransistoren 901 und 903 zugeleiteten Gegentakt-Signalgemiüche vom Stereoverstärker 24 mit Hilfe der den Schaltertransistoren 911, 917, 915, 913 zugeleiteten komplementären 19 kHz-Rechteckschwingungen F, F synchrondemoduliert Wenn das Signalgemisch eine kontinuierliche 19 kHz-Pilotkomponente, die den Empfang von Stereosendungen anzeigt, enthalt, werden von der Detektoranordnung an den Kondensatoren 62a und 62Z> gegenläufige Gleichspannungskomponenten erzeugt Die Anordnung (speziell die Phasenlage des Flipflops 328) ist so eingerichtet daß bei richtig arbeitendem Oszillator 26 die resultierende Gleichspannungskomponente am Kondensator 626 positiver ist als die am Kondensator 62a erzeugte Gleichspannungskomponente. Der Transistor 927 wird daher bei anwesendem Pilotsignal leitend gemacht Wenn der Transistor 927 leitet verringert sich die Stromleitung der Transistoren 935 und 937. Bei abnehmender Stromleitung des Transistors 937 erhöht sich die Stromleitung des Transistors 955. Die Spannung am Emitter des Transistors 955 wird positiver, und wenn sie die Summe der Zenerdurchbruchsspannung der Diode 963 plus der Durchlaßspannung der Diode 961 Obersteigt wird auf den Emitter dt* Transistors 937 eine positive Spannung gekoppelt die den Transistor 927 sperrt und gesperrt hält Zugleich wird, wenn die Emitterspannung des Transistors 955 ausreichend positiv ist der Transistor 967 eingeschaltet Die Anzeigelampe S*»9 oder anderweitige Anzeigeeinrichtung (z. B. ein elektromagnetisch ,bgelenkter Eisenflügelanzeiger) wird daher erngt, so daß dem Hörer der Empfang einer Stereosendung ange sigt wird.

Unter diesen Voraussetzungen (bei durch die Stromleitung des Transistors 927 angezeigtem Stereoempfang) wird auch der Transistor 947 nichtleitend und leitet der Transistor 973. Der Kondensator 72 beginnt sich über den Transistor 973 und den Widerstand 979 mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit auf eine positive Spannung aufzuladen. Nach einer vorbestimmten Dauer des Stereoempfangs (z. B. I Sekunde) hat sich der Kondensator 72 soweit aufgeladen, daß der Transistor 741 (Fig.6) leitend und dadurch der im Zusammenhang mit F i g. 6 beschriebene Arbeitszyklus zum Aktivieren des Stereodifferenzsignaldetektors eingeleitet wird.

Die durch den Widerstand 979 und den Kondensator 72 bewirkte Verzögerung ist so bemessen, daß eine laufende Stereowiedergabe, sobald sie einmal eingelei tet ist, annehmbar sichergestellt wird.

Wenn am Ausgang des Stereoverstärkers 24 eine im wesentlichen kontinuierliche oder dauernde 19 kHz-Pilotsignalkomponente nicht anwesend ist, so ist die Differenzgleichspannungskomponente zwischen den Anschlußkontakten Tg und Τη nicht genügend positiv, um den Transistor 927 leitend zu halten, und wegen der Differenzschaltung der Transistoren 927 und 929 neigt der Transistor 929 dazu, zu leiten. Die Widerslände 923 und 925 sind so bemessen, daß der Transistor 929 unter dieser Voraussetzung (d. h. bei Abwesenheit eines 19 kHz-Pilotsignals) in den leitenden Zustand gespannt wird. Wenn der Transistor 927 leitend aufhört, leitet der Transistor 935 und beliefert den Transistor 937 mit einem Eingangssignal, das diesen Transistor leitend macht. Allerdings bleibt der Transistor 937 solange nichtleitend, bis der Transistor 935 ausreichend leitet, um die vom Transistor 955 auf den Emitter des Transistors 937 gekoppelte Sperrspannung zu Oberwinden. Wenn diese Sperrspannung überwunden ist und der Transistor 937 leitet werden die Transistoren 955 und 967 abgeschaltet Dadurch wird die Stereoanzeigelampe 969 gelöscht Zugleich leitet der Transistor 947, da der Transistor 935 leitet Der Transistor 947 arbeitet in Emitterschaltung, so daß er das zugeführte Signal in der Polarität umkehrt und dadurch der Transistor 973

to nichtleitend gemacht wird. Der Kondensator 72 entlädt sich mit der durch die Widerstände 977 und 979 gegebenen verhältnismäßig langsamen Geschwindigkeit so daß nach einem vorbestimmten Zeitintervall, während dessen kein Pilotsignal wahrgenommen wird,

is der Kondensator 72 sich soweit entladen hat daß der Transistor 741 (F i g. 6) ebenfalls gesperrt wird. Daraufhin wird durch die im Zusammenhang mit Fig.6 erläuterte Stereosperrschaltung die Anordnung auf Monowiedergabe geschaltet

Man sieht daß durch die durch das Einschalten des Transistors 937 gegebene Spannungsverzögerung und die durch das Entladen des Kondensators 72 bedingte Zeitkonstantenverzögerung die Anzeigelampe 969 noch eine Zeitlang eingeschaltet bzw. der Stereoschalttransi stör 741 noch eine Zeitlang abgeschaltet bleiben, nachdem der Pilotsignalpegel unter den anfänglich für das Schalten auf Stereowiedergabe erforderlichen Pegel abgefallen ist Dadurch wird erreicht daß durch kurzzeitigen Schwund oder Ausfall des Pilotsignals die

Stereowiedergabe nicht unterbrochen wird.

Wenn ein für dL· Stereowiedergabe ausreichendes Pilotsignal anwesend ist jedoch der Störabstand für eine annehmbare Stereowiedergabe nicht ausreicht geschieht folgendes: Wie im Zusammenhang mit F i g. 7 erläutert wird ein unannehmbarer Störabstand dadurch angezeigt, daß der Transistor 845 leitet Wenn der Transistor 845 leitet fällt die Spannung am Anschlußkontakt Tt (an der Basis des Transistors 927) auf einen verhältnismäßig niedrigen Wert ab. Der Anklamme rungstransistor 921 stellt sicher, dab uie Spannung am Anschlußkontakt 7j nur auf einen Wert absinkt der ungefähr 1 V_BE kleiner als die Spannung am Anschlußkontakt Ti ist damit die richtige Vorspannung des Pilotsignal-Synchrondetektors unter diesen Vorausset zungen nicht gestört wird. Der Transistor 929 wird aufgrund seiner festen Basisvorspannung über die Widerstände 923 und 925 leitend gehalten, und der Transistor 927 wird gesperrt Durch Anwesenheit des Pilotsignals am Ausgang des Stereoverstärkers 24 wird unter diesen Voraussetzungen die Spannung am Kondensator 62a nicht verändert Die Stereoanzeigelampe 969 wird daher abgeschaltet und dem Transistor 741 wird ein Sperrsignal zugeleitet so daß die Anordnung auf Monowiedergabe schaltet

55, Es soll jetzt auf bestimmte Beziehungen eingegangen werden, die zwischen verschiedenen Teilen der Stereodecoderanordnung herrschen.

Der Stereodecoder mit dem Schaltungsplättchen 22 und den dazugehörigen äußeren Schaltungselementen

6* ist in verschiedener Hinsicht so eingerichtet, daß sich ein gutes Arbeiten bei Anwesenheit von Störkomponenten im behandelten Signalgemisch ergibt und gegen solche Störkomponenten zugunsten der Nutzsignalkomponenten entschieden wird. Die Art und Weise, in welcher der Stereobetrieb abgeschaltet wird, wenn übermäßige Störungen anwesend sind, wurde im Zusammenhang mit den Fig.6, 7 und 8 im einzelnen beschrieben. Die Störabstandsdetektoranordnung nach Fig. 7 sowie die

if 35 36

s| zusätzlichen Einrichtungen nach Fig.6 und 8 zum (bestimmt im wesentlichen durch den Kondensator 76,

Umschalten zwischen Mono- und Stereowiedergabe den Widerstand 817 und die Widerstände 821 lund 823, P sind auch so eingerichtet, daß zwischen tatsächlich und 'falls vorhanden) in der Größenordnung von 20krfc !' unannehmbaren Störverhältnissen und bestimmten arbeiten, was eine annehmbare StörempFindlichkeit für iCi annehmbaren Signalverhältnissen, die als Obermäßige $ den Stördetektor ergibt. Aufgrund der Selbsteimstellung ρ Störungen mißdeutet werden könnten, unterschieden oder -regelung können auch die Schwelleneinstellelefe wird. mente 821, 823 entfallen, ohne daß dadurch die p Wenn beispielsweise das vom Stereoverstärker 24 Toleranzen der übrigen Elemente des Stördetektors yf gelieferte Signalgemisch besonders hochpegelige Signa- übermäßig eingeschränkt werden.

W Ie (z. B. wiederholte Pauken- oder Beckenschläge in ic Bestimmte andere Merkmale der Anordnung tragen

H? einer Orchesterdarbietung) enthält, so können solche zu einer ruhigen, störungsfreien Stereowiedergabe bei.

U Signale auch von Ultraschallstörkomponenten begleitet Und zwar wird der 38 kHz-Differenzkanalhilfsträger so

|1 sein, die als Folge von Obermodulation und der daraus wiederhergestellt, daß er im wesentlichen frei von

Ip; sich ergebenden Erzeugung von Oberwellenverzer- Störmodulationskomponenten ist, die in herkömmlichen

If rungskomponenten im Sender entstehen. Es ist wahr- 15 Schaltungen zum Wiederherstellen des Hilfsträgers

s| scheinlich, daß solche Oberwellenstörkomponenten in auftreten, durch die Signale mit einer Bandbreite von

Vi das Frequenzband fallen, auf das der Stördetektor mindestens 1—2 kHz hindurchlauf en können.

II (Fig. 7) anspricht Dieser Stördetektor ist daher so Typischerweise enthalten Anordnungen zum Verdop-νϋΐ eingerichtet, daß er automatisch den annehmbaren pein des Pilotsignals einen abgestimmten 19 kHz-Band-K Pegel von Ultraschallkomponenten (ζ. B. in der Nähe 20 paßkreis, zwei oder mehr Frequenzverdopplergleichiv von 114 kHz) ändert und dadurch die laufende richter und einen abgestimmten 381-Hz-Bandpaßkreis. !'■}■ Stereowiedergabe solcher hochpegeliger Signale auch Der in einer solchen Anordnung wiederhergestellte '..' bei Anwesenheit eines verhältnismäßig hohen Ultra- 38 kHz-Hilfsträger ist durch AM-Störkomponenten ij schallpegels erhalten bleibt Ein Stördetektor, dessen i verunreinigt die, wenn sie im Tonfrequenzbereich oder j; Ansprechschwelle unter solchen Signalverhältnissen 25 in dessen Nähe liegen, nach der Demodulation hörbare ' festbleibt, könnte in unerwünschter Weise ein Schalten Geräusciie in den Lautsprechern hervorrufen. Ferner ist

auf Monobetrieb bewirken. der wiederhergestellte Hilfsträger bei einer solchen

',-· Die automatische Störschwelleneinstellung erfolgt Anordnung mit FM- und PM-Störkomponenten verun-

bei der Schaltung gemäß Fig.7 durch die spezielle reingt welche die Stereotrennung der demodulierten Schaltung der Transistoren 801, 803, 807, 809, 811 und 30 Tonsignale beeinträchtigen.

^: 813. Und zwar arbeiten, wenn normalpegelige oder Während ein Teil der unerwünschten Störkomponen-

'; verhältnismäßig niederpegelige Signalgemische vom ten im Hilfsträgerwiederherstellungskanal durch Veren-Stereoverstärker 24 an die Stromquellentransistoren gen der Bandbreite der abgestimmten Bandpässe 801 und 803 geliefert werden, die Schaltertransistoren beseitigt werden kann, besteht wegen der Phasenemp-807, 809, 811 und 813 als Synchrondetektor unter 35 findlichkeit eines Schmalbandfilters in der Praxis eine Erzeugung eines Ausgangssignals am Widerstand 817, untere Grenze dieser Bandbreite. Das heißt, wenn die das verhältnismäßig linear auf die 114 kHz-Komponen- Bandbreite des Kanals verringert wird, erhöht sich die ten des Signalgemischs bezogen ist Im Widerstand 817 Änderungsgeschwindigkeit des Phasenfehlers in Abhänfließt ein verhältnismäßig konstanter Ruhegleichstrom. gigkeit von der Abweichung von der Mittenfrequenz Bei hocharrnlituden Signalgemischen wird dagegen 40 des Bandpasses. Eine verhältnismäßig geringe Verstimeiner der Transistoren 801 und 803 in den gesperrten mung eines schmalbandigen Kanals erzeugt daher einen Zustand gesteuert während der andere dieser Transi- verhältnismäßig großen Fehler in der Phase des stören in den hochleitenden Zustand gesteuert wird. wiederhergestellten Hilfsträgers, wodurch die Stereo-Dies ergibt sich aufgrund des gemeinsamen Anschlusses trennung beeinträchtigt wird. Ferner haben schmalbander Emitter der Transistoren 801 und 803 an den 45 dige Hilfsträgerwiederherstellungsschaltnngen irr allge-Widerstand805. Unier diesen Voraussetzungen wird im meinen eine asymmetrische Bandpaßcharakterisitk, die Widerstand 817 eine Gleichstromkomponente erzeugt ebenfalls Hilfsträgerphasenänderungen und einen Verdie größer ist als die normale Ruhegleichstromkompo- lust an Stereotrennung bei Anwesenheit von Störungen nente. Bei anhaltenden hochpegeligen Signalgemischen zur Folge hat. Oszillatoren, die durch Eingabe des erhöht sich daher die Gleichspannung am Widerstand so abgetrennten Pilotsignals mitgezogen oder synchroni-817, und die resultierende Bezugsspannung am Konden- siert sind, neigen ebenfalls zu Störmodulation ihrer sator 76 erniedrigt sich. Dir Pegel der demodulierten Ausgangsschwingung, da für eine ausreichend starre Störkomponenten, der erforderlich ist, um die An- Phasensynchronisation die Eingabe eines Signals sprechschwelle der Transistoren 829, 827 zu überstei- beträuitiicher Stärke erforderlich ist Der Oszillator gen, erhöht sich dadurch. Es wird also bei hochpegeligen 55 kann nicht genügend von Störmodulationskomporen-Signalgemischen der annehmbare Pegel vom Kompo- ten des Pilotsignals entkoppelt werden, um zu nenten um 114 kHz automatisch erhöht verhindern, daß diese Komponenten das Ausgangssig-

Man kann auch sagen, daß der Stördetektor in nal phasen-und amplitudenmodulieren.
wünschenswerter Weise bei schwacher Signalmodula- Bei der vorliegenden Anordnung wird eine 38 kHz-

tion empfindlicher gegen Störungen ist als bei starker 60 Schaltschwingung oder ein regenerierter Hilfsträger Signaimodulation. durch Frequenzteilung der Ausgangssehwingung des

Aufgrund dieser Selbstregelung des Stördetektors für Oszillators 26 erzeugt, die durch den PhasendsteRtor 36 hoch- und niederpegelige Signale und der Störamplitu- (F i g. 5) in fester zeitlicher Beziehung zum empfangedenkompression rfurch den im Zusammenhang mit nen Pilotsignal gehalten wird. Eine Eigenschaft dieser P i g. 7 beschriebenen Störimpulsstrecker kann man eine 65 Anordnung des Oszi'iators 26 und des Phasendetektors größere DemodulStionsbandbreite für den Stördetektor 36 besteht darin, daß der Oszillator 26 im wesentlichen vorsehen, als es ohne diei2 Merkmale praktikabel wäre. unempfindlich gegen Amplituden-, Phasen- oder Fre-Typischerweise kann man mit einer Bandbreite quenzmodulation des Pilotsignals durch Störkomponen-

ten im hörbaren Spektrum oder in dessen Nähe ist. Der 38 kHz-Schalthilfsträger, der aus dem Ausgangssignal des Oszillators 26 gewonnen wird, ist also ebenfalls frei von solchen unerwünschten Störkomponenten.

Und zwar ist wegen der synchronen 90°-Phasenbeziehung zwischen dem empfangenen Pilotsignal und der an den Phasendetektor 36 gelieferten 19 kHz-Bezugsschaltschwingung die Regelausgangsspannung des Detektors 36 im wesentlichen frei von störungsbedingten Amplitudenschwankungen des Pilotsignals. Die Phasen (sowie die Amplituden) der Ausgangsschwingung des Oszillators 26 und der erzeugten 38 kHz-Schaltschwingungen sind daher beide frei von den Auswirkungen derartiger Störkomponenten.

Im Hinblick auf störinduzierte Frequenz- und Phasenmodulationskomponenten des Pilotsignals kann die Bandbreite des Phasendetektors 36, die durch ÄC-Filterelemente statt durch abgestimmte Kreise hestimmt ist. extrem klein gemacht werden (in der Größenordnung von 10-20Hz), während die Riickkopplungsschleifenverstärkung der AFPR-Schaltung so bemessen wird, daß sie ausreicht, um die Phasen- und Frequenzsynchronisation des Oszillators 26 herbeizuführen und aufrechtzuerhalten. In diesem Fall laufen die störinduzierten Phasen- und Frequenzmodulationskomponenten des Pilotsignals durch die Schaltertransistoren des Phasendetektors 36 hindurch, werden jedoch durch das schmalbandige /?C-Filter am Ausgang des Phasendetektors 36 fast vollständig aus dem AFPR-Signal entfernt. Durch diese Filterung wird der Oszillator 26 (und folglich die erzeugte 38 kHz-Schaltschwingung) von den tonfrequenten Phasen- und Frequenzmodulationskomponenten, die das Pilotsignal bei Anwesenheit von Störungen im Empfangssignal begleiten, entkoppelt.

Das Schema, mit Hilfe eines schmalbandigen AFPR-Detektors einen Oszillator zu synchronisieren und dadurch ein schmalbandiges Hilfsträgerwiederherstellungssystem zu erhalten, läßt sich auch in anderer Form realisieren. Durch ein schmalbandiges Hilfsträgerwiederherstellungssystem werden die Störungen in wiedergewonnenen Stereosignalen bei Empfang schwacher Signale verringert. Ein Oszillator mit einer Mittenfrequenz von 19 kHz kann mit dem bei 19 kHz

ι« synchronen Ausgangssignal des Phasendetektors automatisch phasen- und frequenzgeregelt werden, und durch Frequenzverdopplung seiner Ausgangsschwingung kann der 38 kHz-Hilfsträger für den Synchrondetektor des Stereohilfskanals gewonnen werden. In diesem Fall ist der Frequenzverdoppler eine Frequenzumsetzeranordnung, die den Hilfsträgereingang des Synchrondetektors für den Stereohilfskanal mit dem 19 kHz-Oszillator koppelt, und der Eingangshilfsträger des AFPR-Synchrondetektors wird vom 19kHz-Oszil lator selbst geliefert. Der Ausdruck »Frequenzumset zer« bezeichnet hier entweder einen Frequenzvervielfacher oder einen Frequenzteiler, und der Frequenzumsetzer kann einen Ausgang haben, der ein Signal liefert, das gegenüber dem Eingangssignal nicht in der

Frequenz verändert ist.

Während vorstehend die Erfindung in ihrer Anwendung auf eine vollständige Stereodecoderanordnung erläuter· wurde, lassen sich verschiedene der beschriebenen Untereinheiten der Anordnung mit Vorteil auch getrennt oder einzeln verwenden. Ferner können z. B. auch sämtliche Spulen oder Induktivitäten entfallen, indem ein andersartiger Oszillator verwendet wird.

Ein Signalgemischverstärker, Störungsdetektor und ein Mastrixverstärker sind in den DE-OS 20 63 637, 20 63 524 und 20 63 729 beschrieben.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche: dritten Synchrondetektor (68) zugeführt wird, der außerdem mit der Signalquelle (24) gekoppelt ist und

1. Decoder zur Erzeugung decodierter Signale aus der das Multiplex-Signalgemisch begleitende, mit einem Multiplex-Signalgemisch, das mindestens der vierten Bezugsschwingung frequenzsynchrone einen Pilotton und einem modulierten unterdrückten 5 Demodulationskomponenten ableitet, die einem Träger von der doppelten Pilottonfrequenz enthält, hochfrequenten Störanteil im Signalgemisch entmit einem synchronisierbaren Oszillator sowie einer sprechen.

Phasenverriegelungsschleife für diesen, die einen 6. Decoder nach Anspruch 4 oder 5, dadurch Phasendetektor enthält, welcher aus dem Multiplex- gekennzeichnet, daß der zweite Synchrondetektor Signalgemisch und einem aus der Oszillatorschwin- to (60) Steuersignale zur Abschaltung des ersten gung abgeleiteten Signal ein Steuersignal für die Synchrondetektors (40) über eine Sperrschaltung Phasenverriegelung erzeugt, und mit einem ersten (70) liefert Synchrondetektor, dem das Multiplex-Signalge misch von einer Signalquelle und außerdem eine aus

der Oszillatorschwingung abgeleitete erste Bezugs- 15

schwingung zur Erzeugung eines Demodulations-

produktes zugeführt wird, dadurch gekenn- Die Erfindung geht aus von einem Decoder, wie er im

zeichnet, daß das Oszillatorsignal einer Fre- Oberbegriff des Anspruchs 1 als bekannt vorausgesetzt

Iquenzteilerschaltung (28,30,34) zur Erzeugung der und in den IRE Transactions on Broadcast and ersten und <;iner zweiten Bezugsschwingung züge- 20 Television Receivers, Band BTR-7, Juli 1961, Nr. 2, S. 67 führt wird, deren zweite eine halb so große Frequenz bis 72 beschrieben ist

wie die erste hat und dem Phasendetektor (36) Decoder für Muitipiex-Signaigemische, die einen

zugeführt wird, der aus dieser und dem ihm Pilotton enthalten, sind ferner aus der DE-AS 12 55 140 zugeführten Multiplex-Signalgemisch, welches den und der US-PS 31 33 993 bekannt Pilotton enthält, das Steuersignal erzeugt, welches 25 Gemäß den derzeit in den USA gebräuchlichen Abweichungen von einer vorbestimmten Phasen- Normen für den Stereophonischen FM-Rundfunk wird und Frequenzbeziehung zwischen der zweiten ein Hauptträger mit der Summe zweier stereophonisch Bezugsschwingung und dem Pilotton wiedergibt und verknüpfter Tonfrequenzsignale, nämlich des Linkssidem Eingang des Oszillators (26) zur Ausregelung gnals (L) und des Rechtssignals (R), frequenzmoduliert solcher Abweichungen zugeführt wird. 30 wobei der Hauptträger für den kompatiblen Empfang

2. Decoder nach Anspruch 1, dadurch gekenn- mit entweder monophonen oder stereophonen FM-zeichnet, daß der Phasendetektor (36) einen Empfängern eingerichtet ist Der Hauptträger wird Verstärker mit eineKi erste, und einem zweiten ferner mit stereophonen Informationen in Form eines Ausgang (U bzw. Ts) zar Lieferung gegenphasiger unterdrückten, mit der Differenz (L — R) der beiden Signale gleicher Amplitude, » λ Tiefpaßfilter mit 35 stereophonisch verknüpften Tonsignale amplitudenmozwei Eingänge und Synchronschalter (651,653,657, dulierten Hilfsträger so wie eines Pilotsignals zur 659) aufweist welche zur Erzeugung des Steuersi- Verwendung bei der Demodulation des unterdrückten gnals die Tiefpaßfiltereingänge mit jedem Halbzy- Hilfsträgers im Empfänger moduliert, wozu in manchen klus der ersten Bezugsschwingung abwechselnd an Fällen noch ein weiterer, mit kommerzieller Hinterdie beiden Verstärkerausgänge anschließen, (F i g. 1 40 grundmusik (SCA) frequetizmodulierter Hilfsträger und 6). kommt

3. Decoder nach Anspruch 1 oder 2, dadurch . Bei einem herkömmlichen FM-Stereoempfänger wird gekennzeichnet daß die Frequenzteilerschalturtg am Ausgang eines FM-Detektors oder Frequenzdiskrieinen ersten und einen zweiten Frequenzteiler (30 minators das Signalgemisch aus der Summentonsignal- bzw. 34) zur Ableitung der ersten bzw. zweiten 45 komponente (L + R), die entweder in Mono- oder in Bezugsschwingung enthält Stereoempfängern verwertet werden kann und einen

4. Decoder nach Anspruch 3, dadurch gekenn- Frequenzbereich von z. B. 0 bis 15 000 Hz umfaßt, einem zeichnet daß die Frequenzteilerschaltung einen 19 kHz-Pilotsignal und Seitenbändern eines unterdrückdritten Frequenzteiler (58) zur Lieferung einer ten 38 kHz-Hilfsträgers, in weichen die Differenzsignaldritten Bezugsschwingung enthält deren Grundwel- _so komponente (L — R) steckt und die einen Frequenzbe-Ie um 90° gegen die Grundwelle der zweiten reich von 23 bis 53 kHz umfassen, erzeugt Das Bezugsschwingung verschoben ist und einem zwei- Signalgemisch kann außerdem einen mit Hintergrundten Synchrondetektor (60) zugeführt wird, der musik (SCA) frequenzmodulierten 67 kHz-Hilfsträger außerdem mit der Signalquelle (24) gekoppelt ist und und dessen Seitenbänder, die beispielsweise von 59 bis aus dem Multiplex-Signalgemisch mit der dritten 55 75 kHz reichen, enthalten. Diese kommerzielle Kompo-Bezugsschwingung frequenzsynchrone Demodula- nente wird im allgemeinen in Heimempfängern mit tionskomponenten ableitet, und daß der zweite Hilfe von abgestimmten Filterkreisen entfernt. Synchrondetektor (60) Steuersignale für einen Zur Wiedergabe der stereophonen Tonprogramme Schalter (973,955) liefert, der mit einem Empfangs- im Heimempfänger wird das 19 kHz-Pilotsignal geartanzeiger (64, 969) und einer Energiequelle zu μ wohnlich vom übrigen Signalgemisch mit Hilfe von einem Stromkreis zusammengeschältet ist (F i g. 1 weiteren abgestimmten Filterkreisen entfernt und es und 9). wird ein in der Phase auf das 19 kHz-Pilotsignal

ϊ'ί 5. Decoder nach Anspruch 4, dadurch gekenn- abgestimmter 38 kHz-Träger für die Demodulation der

ί;'ί; zeichnet, daß die Frequenzteilerschaltung an einem in den Seitenbändern des unterdrückten Hilfsträger

|| Ausgang (von 28) eine vierte Bezugsschwingung 65 steckenden Differenzsignalinformation erzeugt. Für die

ψ liefert, deren Grundwelle oberhalb des von starken Erzeugung des 38 kHz-Trägers und dessen Vereinigung

jjf Komponenten des Multiplex-Signalgemisches ein- mit der Differenzsignalinformation werden gewöhnlich

fe! genommenen Frequenzbandes liegt und die einem verschiedene induktive Elemente (Spulen und/oder