DE19653604A1 - Vorschaltung für eine Leuchtstofflampe - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorschaltung für eine Leuchtstofflampe zum Starten einer Leuchtstofflampe, insbesondere einer kompakten Leuchtstofflampe.

Fig. 1 der zugehörigen Zeichnung zeigt schematisch eine Vorschaltung für eine Leuchtstofflampe, wie sie in der US-PS 4 647 817 beschrieben ist. Die in Fig. 1 dargestellte Lampe ist eine Kompaktleuchtstofflampe mit 15 W. Die Betriebsfre­ quenz der Lampe mit der Vorschaltung beträgt 45 kHz. Eine Spannungsversorgung von 220 V und 50 Hz oder 110 V und 60 Hz liegt an den Anschlüssen 2 und 3, um die Lampe 1 mit Energie zu versorgen. Die Eingangsspannung U_N liegt an einem Filter 4. Anschließend liegt die gefilterte Wechselspannung zur Gleichrichtung an einem Gleichrichter 5. Die gleichgerichte­ te Spannung wird durch einen Kondensator 6 geglättet. Die gefilterte und geglättete Spannung liegt an einem Inverter INV, der zwei Transistoren 7 und 8 mit Emitterwiderständen 9 und 10 jeweils und eine Invertersteuerschaltung 11 umfaßt. Der Inverter INV ist das wesentliche Bauteil dieser Be­ triebsvorrichtung.

Die Steuerspannung für den Inverter wird von einem Transformator 12 erhalten, der eine Primärwicklung 13 mit nur einigen Windungen aufweist. Die Primärwicklung 13 ist mit der Betriebsschaltung der Lampe 1 verbunden.

Der Inverter INV erzeugt im wesentlichen eine recht­ eckwellenförmige Spannung, die über eine Drosselspule 14 und einen Blockierkondensator 15 in der Betriebsschaltung an der Lampe 1 liegt. Der Blockierkondensator 15 blockiert den Gleichstrom von der Lampe und bildet einen Schwingkreis zusammen mit der Drosselspule 14. Zum Betrieb bei 45 kHz hat die Drosselspule 14 eine Induktivität von etwa 3 mH und hat der Blockierungskondensator 15 eine Kapazität von etwa 47 nF.

Die Zünd- und Startschaltung ST ist parallel zur Lampe 1 und in Reihe zu deren Elektroden 16 und 17 geschaltet. Sie umfaßt eine Parallelschaltung aus einem Begrenzungskondensa­ tor 18 und einem Widerstand 20 mit positivem Temperaturkoef­ fizienten PTC und einen Startkondensator 19. Bei der obigen Schaltung beträgt die Kapazität des Startkondensators 19 etwa 3,3 nF. Die Reihenschaltung der Kondensatoren 18 und 19 bildet einen gekoppelten Resonanzkondensator C_R. Ein Wider­ stand C890 der Firma Siemens wird als PTC-Widerstand 20 verwandt.

Fig. 2 zeigt eine Vorschaltung für eine Leuchtstoff­ lampe, die in der US-PS 5 223 767 beschrieben ist. In Fig. 2 sind zwei Anschlüsse 21 und 22 eines EMI-Filters 25, das einen ersten Kondensator 9 und eine erste Drosselspule 26 umfaßt, mit einer niederfrequenten Wechselspannungsquelle von 120 V und 60 Hz verbunden. Der Ausgang des EMI-Filters 25 ist mit den Anschlüssen 23 und 24 einer Spannungsverviel­ fachungsschaltung 28 über eine zweite Drosselspule 27 und einen zweiten Kondensator 10 verbunden. Die erste und die zweite Drosselspule 26 und 27 sind in Reihe zwischen den Wechselspannungseingang 22 und einen Eingang 24 der Span­ nungsvervielfachungsschaltung 28 geschaltet. Der erste Kon­ densator 9 ist an beiden Enden mit den Eingängen 21 und 22 verbunden und der zweite Kondensator 10 ist zwischen den Anschluß 21 und einen Knotenpunkt der Drosselspulen 26 und 27 geschaltet. Die Spannungsvervielfachungsschaltung 28, die zwei Dioden 31 und 32 aufweist, ist in Reihe zu beiden Gleichspannungseingängen 33 und 34 eines Hochfrequenzgleich- /wechselspannungshalbbrückeninverters 35 geschaltet. Puffer­ kondensatoren 36 und 37, die in Reihe geschaltet sind, sind parallel zu den in Reihe geschalteten Dioden vorgesehen. Zwei Schalttransistoren 38 und 39 sind in Reihe geschaltet und kombiniert zu den Gleichspannungsversorgungsanschlüssen 33 und 34 vorgesehen. Eine dritte und eine vierte Diode 57 und 58 sind mit den voneinander entfernt liegenden Enden der Transistoren 38 und 39 jeweils verbunden. Ein Ende einer Entladelampe 40 (beispielsweise einer Leuchtstofflampe) ist mit einem Verbindungspunkt 23 zwischen den Dioden 31 und 32 über einen Kondensator 41 verbunden und das andere Ende der Entladelampe 40 ist mit einem Verbindungspunkt 42 zwischen den Schalttransistoren 38 und 39 über eine Drosselspule 43 verbunden. Dieser Anschluß ist in der Zeichnung gestrichelt dargestellt. Gemäß der Erfindung ist bei einer Schaltung, die aus einer ersten und einer zweiten Drosselspule 44 und 45 statt der einzigen Drosselspule 43 besteht, der gemeinsa­ me Knotenpunkt zwischen der ersten und der zweiten Drossel­ spule 44 und 45 mit dem Gleichspannungseingang 34 über einen Kondensator 46 verbunden.

Die Elektroden der Entladelampe 47 und 48 sind parallel zu einem PTC-Widerstand 49 und einen Kondensator 50 geschal­ tet, die in Reihe geschaltet sind. Der PTC-Widerstand 49 liefert einen Weg, über den ein Vorheizstrom zum Aufheizen der Elektroden der Lampe vor dem Zünden der Lampe fließt. Ein Pufferkondensator 52 verbindet den Knotenpunkt 42 mit einem Knotenpunkt 53, um die Verluste in den Schalttransi­ storen 38 und 39 zu verringern.

Eine herkömmliche Steuerschaltung 54 sperrt und öffnet abwechselnd die Schalttransistoren 38 und 39, wobei dann, wenn ein Transistor durchgeschaltet ist, der andere Transi­ stor sperrt. Die von einer integrierten Schaltung IC betrie­ bene Steuerschaltung kann jedoch durch einen Transformator ersetzt sein, der eine erste und eine zweite Wicklung auf­ weist, die jeweils mit in Reihe geschalteten Wicklungen, beispielsweise Drosselspulen 44 und 45, verbunden sind, die an der Basis und dem Emitter des Schalttransistors liegen und als Lastschaltung zwischen die Knotenpunkte 42 und 43 geschaltet ist. Ein hochfrequenter Magnetschwingungsgleich- /wechselspannungswandler wird dann erhalten, wenn die zweite Wicklung in Reihe zur Basis des Transistors im Weg der je­ weiligen Transistoren geschaltet ist. Da die genaue Ansteue­ rung des Schalttransistors auf dieses Verfahren nicht be­ schränkt ist und verschiedene Ansteuerverfahren verwandt werden können, kann die Schaltung je nach Wunsch betrieben werden.

Die Lampe 40, der Kondensator 51, die Drosselspulen 44 und 45 und der Kondensator 46 bilden im wesentlichen einen Schwingkreis, der den Halbrückeninverter dazu bringt, auf einer hohen Frequenz zu schwingen.

Eine Starterschaltung 55 ist dazu vorgesehen, die Ar­ beit des Hochfrequenzinverters 35 zu starten. Der Eingangs­ strom von der Wechselspannungsquelle geht über einen Hoch­ frequenzweg zur Versorgung eines Kondensators 41 und der Lampenschaltung mit Resonanzenergie und führt diese zu elek­ trolytischen Pufferkondensatoren 36 und 37 zurück. Der Kon­ densator 30 und die Drosselspule 27, die bewirken, daß die Spannungen an den jeweiligen Enden der Kondensatoren höher als die Spannung zwischen den Leitungen der Wechselspan­ nungsversorgungsanschlüsse 21 und 22 sind, bilden einen Teil der Spannungsvervielfältigungsschaltung 28. Die Energie, die vom Schwingkreis über den Kondensator 41 zurückkehrt, führt zu einer Spannungserzeugung an beiden Enden der Drosselspule 27. Diese Spannung wird der Spannung zwischen den Wechsel­ stromleitungen zuaddiert und erzeugt eine Spannung, die höher als die Pufferkondensatorspannung ist, die jedoch durch die jeweiligen Dioden 31 und 32 an die Pufferkondensa­ torspannung geklemmt wird. Energie kehrt daher über die Dioden 31 und 32 zum Pufferkondensator zurück. Durch einen LC Schwingkreis aus der Drosselspule 45 und den Kondensator 46 ist für eine zusätzliche Spannungsverstärkung der Puffer­ kondensatoren 36 und 37 gesorgt. Durch die Verwendung eines LC Schwingkreises anstelle einer einzigen Drosselspule, wie beispielsweise der Drosselspule 43, wird die Rückkopplungs­ spannung, die an den Kondensatoren 36 und 37 liegt, effektiv in eine Teilspannung, die vom Kondensator 41 kommt, und eine weitere Teilspannung unterteilt, die von den LC Schwingkrei­ sen 44, 45 und 46 kommt.

Die Dioden 57 und 58 liefern einen Weg, über den die Energie zum Pufferkondensator zurückgeführt wird. Wenn zum Ansteuern der Transistoren 38 und 39 ein Transformator be­ nutzt wird, können die Dioden 57 und 58 fehlen, da die zwei­ te Wicklung und der Kollektorbasisanschluß der Transistoren einen Weg mit niedriger Impedanz zum Zurückführen der Ener­ gie zum Kondensator bilden.

Der Kollektorbasisanschluß des Transistors hat die Funktion von Dioden. Eine Verstärkung wird weiterhin durch die Drosselspule 27 bewirkt, die als Spannungsquelle arbei­ tet, die elektrische Ströme über die Klassifizierungsdioden 31 und 32 zu den Kondensatoren 36 und 37 führt.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Schaltung kann ein Kondensator 46 zwischen den Knotenpunkt 53 und den Eingangsanschluß 54 geschaltet sein. Die Halbbrückeninver­ terschaltung wird ähnlich wie ein Hochfrequenzverstärkungs­ konverter arbeiten, der die jeweiligen Spannungen der Puf­ ferkondensatoren 36 und 37 auf mehr als die Spitzenleitungs­ spannung durch eine geeignete Wahl der Kondensatoren 41 und 56 verstärkt, so daß sich eine Schaltung mit einem hohen Leistungsfaktor und einem tiefharmonischen Leitungsstrom ergibt. Die Schaltung zieht somit aufgrund des verbesserten Leistungsfaktors wesentlich weniger Strom.

Da in der oben beschriebenen Weise Eingangswelligkeits­ ströme zu den Kondensatoren 36 und 37 nicht vollständig von der Wechselspannungsquelle mit niedriger Frequenz (60 Hz), sondern auch teilweise von der Halbbrückenschaltung mit hoher Frequenz kommen, können schwächere Kondensatoren ver­ wandt werden und kann darüber hinaus eine Spannung mit nied­ riger Welligkeit erhalten werden.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Vorschaltung kommt die Stromwelle für die Kondensatoren 36 und 37 nicht vollständig von der Wechselstromquelle mit niedriger Frequenz (60 Hz), sondern auch teilweise von der Halbbrückenschaltung mit hoher Frequenz, so daß schwächere Kondensatoren verwandt werden können und weiterhin eine niedrige Welligkeitsspan­ nung erhalten werden kann.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Vorschaltung ist die Ausgangsspannung der Spannungsversorgung jedoch verzerrt, wie es in Fig. 3 dargestellt ist. Das heißt, daß die gesamt­ harmonische Verzerrung etwa 140 bis 370% beträgt, so daß eine Stromwellenform erzeugt wird, die einen hohen harmoni­ schen Störstrom hat und die Wellenform der Ausgangsspannung stark verzerrt ist. Das führt zu einer Änderung in der Be­ zugsquellenspannung. Gleichfalls ist der Leistungsfaktor niedrig, er liegt bei annähernd 50 bis 60%.

Die Vorschaltung für eine Leuchtstofflampe, die in Fig. 2 dargestellt ist, kann mit einer Spannungsquelle von etwa 110 V Wechselspannung verwandt werden, indem ein Spannungs­ vervielfacher an der Eingangsspannungsquelle verwandt wird. Wenn jedoch eine Versorgungsspannung von 220 V bis 330 V Wechselspannung eingegeben wird und bei einer Doppelspan­ nungsverstärkung 220 V × 2√ (= 616 V) ausgegeben wird, nehmen die Kosten der Schaltung, nämlich des elektrolytischen Kon­ densators und des Leistungstransistors zu, die derart hohe Spannungen aushalten müssen, oder muß ein Feldeffekttransi­ stor FET verwandt werden. Der Leistungsfaktor ist gleich­ falls durch die Drosselspule 27 beeinträchtigt, die zur Verstärkung vorgesehen ist.

Durch die Erfindung soll eine Vorschaltung für eine Leuchtstofflampe geschaffen werden, die eine niedrige harmo­ nische Gesamtverzerrung und einen höheren Leistungsfaktor hat.

Dazu umfaßt die erfindungsgemäße Vorschaltung für eine Leuchtstofflampe, die eine Entladeröhre mit zwei voneinander getrennten heizbaren Elektroden aufweist, Gleichrichtungs­ einrichtungen zum Gleichrichten einer anliegenden Wechsel­ spannung, Invertereinrichtungen zum Erzeugen einer Recht­ eckwellenspannung zum Betreiben der Entladeröhre, indem die konstante Ausgangsspannung von der Gleichrichtereinrichtung benutzt wird, Starteinrichtungen zum Starten der Entlade­ röhre unter Verwendung der Rechteckwellenspannung und einen Bypaßkondensator zum Liefern höherer harmonische Schwingun­ gen und eines hochfrequenten Stromes, der durch die Elek­ troden der gestarteten Entladeröhre zur Wechselspannungs­ quelle fließt.

Die Gleichrichtungseinrichtungen bestehen dabei aus einer Brückengleichrichtungsschaltung mit vier Brückendioden und einem elektrolytischen Kondensator zum Glätten der durch die Brückendioden vollwellengleichgerichteten Spannung. Die Vorschaltung umfaßt weiterhin einen LC Schwingkreis, in dem eine Drosselspule die Rechteckwellenspannung in eine sinus­ förmige Spannung ändert und ein Kondensator zwischen die Invertereinrichtungen und eine der Elektroden der Entlade­ röhre geschaltet ist.

Im folgenden wird anhand der zugehörigen Zeichnung ein besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine herkömmliche Vorschaltung für eine Leucht­ stofflampe,

Fig. 2 eine weitere herkömmliche Vorschaltung für eine Leuchtstofflampe,

Fig. 3 die Wellenformen der jeweiligen Spannungen der Vorschaltung von Fig. 1,

Fig. 4 eine Vorschaltung gemäß eines Ausführungsbei­ spiels der Erfindung,

Fig. 5 die Wellenformen der Ausgangsspannungen des schwingenden Teils der Vorschaltung von Fig. 4,

Fig. 6 die Wellenformen der Ausgangsspannungen der in Fig. 4 dargestellten Vorschaltung und

Fig. 7 das Schaltbild einer Schaltung, bei der die Anschlußstellen des Bypaßkondensators in der in Fig. 4 dar­ gestellten Vorschaltung geändert sind.

Die in Fig. 4 dargestellte Vorschaltung umfaßt einen Brückengleichrichter 101, der eine Versorgungswechselspan­ nung in eine Gleichspannung gleichrichtet, einen Inverter 102, der Rechteckwellenspannungen zum Betreiben einer Leuchtstofflampe unter Verwendung der Spannung erzeugt, die im Brückengleichrichter 101 gleichgerichtet wurde, einen LC Schwingkreis 103, der selektiv nur die Impulsspannung, die im Inverter 102 erzeugt wird, zu einer Leuchtstofflampenröh­ re 104 durchläßt, eine Starterschaltung 105 zum Starten der Leuchtstofflampenröhre 104 und einen Bypaßkondensator C₂ 106, der sowohl den hochfrequenten Strom als auch den höherharmo­ nischen Strom, der durch den Betrieb der Leuchtstofflampe erzeugt wird, zu einem Glättungskondensator C₄ rückführt.

Im Brückengleichrichter 101 schützen EMI Filter C₁ und L₁ die Brückendioden, um Impulsanteile in der Versorgungs­ wechselspannung zu entfernen. C₁ ist parallel zur Wechsel­ spannungsquelle geschaltet und läßt nur den Impulsanteil durch und L₁, die in Reihe zur Wechselspannungsquelle ge­ schaltet ist, blockiert nur den Impulsanteil, wodurch die Brückendioden in doppelter Weise geschützt sind. Die Dioden D₁-D₄ der Gleichrichterbrücke führen eine Vollwellengleich­ richtung durch. Ein Kondensator C₃ glättet den Welligkeits­ anteil der Spannung, die durch die Brückendioden vollwellen­ gleichgerichtet wurde, um eine konstante Spannung zu erhal­ ten.

Der Inverter 102 besteht hauptsächlich aus einem schwingenden Teil 102A und zwei Schalttransistoren Q₁ und Q₂. Es ist gleichfalls ein Widerstand R₁ als Weg vorgesehen, über den die vom Brückengleichrichter 101 gebildete Spannung dem Oszillator MGD IC zur passenden Absenkung der Spannung und einem elektrolytischen Kondensator C₄ zum Stabilisieren der Spannung, die über den Widerstand R₁ am schwingenden Teil 102A liegt, zuzuführen. Der schwingende Teil 102A umfaßt einen MOS Gatetreiber MGD und mehrere passive Bauelemente. Der MGD ist ein IC, der ein schwingendes Signal zum Ansteu­ ern der beiden Schalttransistoren Q₁, Q₂ unter Verwendung der über den Widerstand R anliegenden konstanten Spannung bil­ det. Eine Diode D₅ zum Stabilisieren der Ausgangsschwingung um eine Klemmspannung V_cc zum Betreiben des MGD stabil an einen Spannungsanschluß V_b zum Liefern der Spannung für den Schwingungsausgang des MGD zuzuführen, hat einen Temperatur­ kompensationseffekt. C₆ ist ein Kondensator zum Stabilisieren der Spannung, die am Spannungsanschluß V_b liegt. Die am Span­ nungsanschluß V_b liegende Spannung ist die durch V_cc über D₅ kommende Spannung. R₂ und C₅ sind ein Widerstand und ein Kondensator zum Bestimmen der Schwingungsfrequenz. Die Fre­ quenz ist durch die Zeitkonstante τ = 1,4R₂C₅ bestimmt. Die beiden Schalttransistoren Q₁ und Q₂ werden der Reihe nach durch die Spannung mit der Schwingungswellenform angesteu­ ert, die in Fig. 5 dargestellt ist.

Der LC Schwingkreis 103 umfaßt L₂ und C₇, die in Reihe geschaltet sind und die Rechteckwellenspannung nach ihrer Umwandlung in eine sinusförmige Spannung liefern, die von der Lampe benötigt wird. Die Leuchtstofflampe 104 umfaßt zwei Elektroden H₁ und H₂, die im Abstand voneinander ange­ ordnet sind.

Die Starterschaltung 105 der Leuchtstofflampe ist in Reihe zu den beiden Elektroden der Entladeröhre 104 geschal­ tet und umfaßt einen Starterkondensator C₈ und einen Wider­ stand mit positiven Temperaturkoeffizienten PTC, die in Reihe zueinander geschaltet sind. Der Starterkondensator C₈ bestimmt den Spannungspegel, der beim Betrieb der Leucht­ stofflampe geliefert wird. Der Widerstandswert des Wider­ standes mit positivem Temperaturkoeffizienten nimmt mit steigender Temperatur entsprechend dem zunehmenden Strom durch die Leuchtstofflampe zu.

Der Bypaßkondensator C₂ 106 reduziert die Wärmeerzeugung im D₂, indem er den hochfrequenten Anteil des Stromes, der durch die Elektroden während des Betriebes der Lampe fließt, zu der Gleichrichtungsdiode D₂ umleitet und zum Energiever­ sorgungseingang, d. h. zum Glättungskondensator C₄ rückführt.

Die hochfrequenten Ströme, die durch die Elektroden fließen und die mit den Strömen zusammengesetzt werden, die eine Gleichrichtungsfrequenz von 120 kHz des Brückengleichrich­ ters 101 haben, werden im Brückengleichrichter 101 gleichge­ richtet und im Glättungskondensator C₄ geglättet. Es wird daher in der Diode Wärme erzeugt, da die zusammengesetzten Ströme eine hohe Frequenz haben. Der Grund dafür besteht darin, daß durch die hochfrequenten Ströme viel Wärme er­ zeugt wird, da es die Charakteristik der Gleichrichtungs­ diode ist, eine lange Erholungszeit zu haben. Um dieses Problem zu beseitigen, ist es möglich, Wärmeverluste der Diode dadurch zu verhindern, daß der Bypaßkondensator C₂ 106 parallel zur Diode D₂ geschaltet ist, wodurch diese zum Puf­ ferkondensator mit hochfrequenten Strömen einschließlich des höherharmonischen Anteils umgangen wird und diese im Glät­ tungskondensator zu glätten. Eine stabile Gleichrichtung wird nämlich dadurch erzielt, daß ein Teil des hochfrequen­ ten Anteils zum Glättungskondensator unter Verwendung des Frequenzganges des Kondensators nebengeleitet wird. Der Glättungskondensator arbeitet dabei als Hochfrequenzverstär­ kungsumsetzer, da hochfrequente Ströme anliegen und darin geglättet werden. Die Ladung der starken Kapazität fließt zwischen den Leitungen als Spannungsquelle, wodurch der Leistungsfaktor verbessert und höhere Harmonische des Lei­ tungsstromes verhindert werden. Der Eingangsteil verbraucht daher wesentlich weniger Eingangsstrom, wodurch der Leistungsfaktor verbessert wird.

Die oben beschriebene Vorschaltung arbeitet wie folgt.

Das Rechteckwellenspannungssignal zum Betreiben der Leuchtstofflampe wird im Inverter 102 unter Verwendung der Spannung erzeugt, die im Brückengleichrichter 101 gleichge­ richtet wurde. Wenn nämlich eine stabile konstante Spannung am Anschluß V_cc des MGD IC über den Widerstand R₁ liegt, dann steuert der MGD IC die beiden Schalttransistoren Q₁ und Q₂ an, so daß andere passive Bauelemente betätigt werden und ein Schwingungssignal erzeugt wird. Dabei liefert die Diode D₅ zum Stabilisieren der Ausgangsschwingung stabil die Span­ nung am Anschluß V_cc zum Betreiben des MGD IC dem Anschluß V_b zum Liefern der vom MGD IC auszugebenden Spannung unter Berücksichtigung der Temperaturänderung des IC. Der Konden­ sator C₆ verzögert die Ausgangsschwingung. Die Schwingungs­ frequenz ist durch die Zeitkonstante τ = R₂C₅ von R₂ und C₅ bestimmt. Die beiden Schalttransistoren Q₁ und Q₂ werden daher der Reihe nach durch die Spannung angesteuert, die die in Fig. 5 dargestellte Schwingungswellenform hat, und er­ zeugen das Signal zum Betreiben der Lampe mit einer Recht­ eckwelle von 30 bis 50 kHz.

Nur die 30-50 kHz Impulsspannung, die im Inverter 102 erzeugt wird, geht selektiv durch den LC Schwingkreis 103 aus L₂ und C₇ und betreibt die Heizungen H₁ und H₂ der Entla­ deröhre 104. Zu diesem Zeitpunkt startet die Starterschal­ tung 105 aus dem Starterkondensator C₈ und dem Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizienten die Entladeröhre 104. Der Starterkondensator C₈, der den Pegel der Spannung bestimmt, die der Entladeröhre während ihres Betriebes geliefert wird, ist durch den parallel geschalteten PTC Widerstand effektiv kurzgeschlossen, wenn die Spannung niedrig ist. Die Ströme, die durch die Heizungen H₁ und H₂ der Entladeröhre 104 flie­ ßen, sind daher beträchtlich. Wenn die Temperatur der Entla­ deröhre aufgrund der großen Heizströme I_H ansteigt, dann wird der Wert des PTC Widerstandes größer, wodurch der Kurzschluß unterbrochen wird und der Startkondensator C₈ noch wirksamer arbeitet. Es wird daher möglich, die gewünschte Spannung zum Betreiben der Lampe zu erhalten.

Es bleibt jedoch viel von dem höherharmonischen Anteil in den Strömen I_H, die während des Betriebes der Lampe durch die Heizungen fließen, was einen Einfluß auf die Wellenform der konstanten Spannung hat und diese verzerrt, was durch den Bypaßkondensator C₂ 106 verhindert wird. Der Bypaßkon­ densator 106 verhindert eine Stromverzerrung und verbessert den Leistungsfaktor, wie es in Fig. 6 dargestellt ist, indem er den höherharmonischen Anteil der Ströme I_L der Entlade­ röhre rückkoppelt, der zum Brückengleichrichter 101 über die Schalttransistoren Q₁ und Q₂ zur Wechselspannungsquelle über­ tragen wird. Dadurch nimmt die harmonische Gesamtverzerrung THD auf unter 20% ab und steigt der Leistungsfaktor auf über 95% an, wie es in der folgenden Tabelle 1 dargestellt ist, was in vollem Umfang der IEC(International Electric Code)-Norm genügt.

Tabelle 1

Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung sind ein elektrolytischer Kondensator zum Glätten und ein Leistungs­ transistor, die eine hohe Spannung aushalten, nicht notwen­ dig, da die Gleichrichtungsspannung auf etwa 300 bis 550 V unter Verwendung der Brückengleichrichterschaltung gehalten wird, so daß die Herstellungskosten günstig sind, da die Drosselspule 27 zum Verstärken der Vorschaltung, die in Fig. 2 dargestellt ist, nicht benötigt wird.

Claims (6)

1. Vorschaltung für eine Leuchtstofflampe, die eine Entladeröhre mit zwei heizbaren Elektroden aufweist, die voneinander getrennt sind, gekennzeichnet durch
eine Gleichrichtereinrichtung (101) zum Gleichrichten einer anliegenden Wechselspannung,
eine Invertereinrichtung (102), die eine Rechteckwel­ lenspannung zum Betreiben der Entladeröhre (104) unter Ver­ wendung der konstanten Spannung erzeugt, die von der Gleich­ richtereinrichtung (101) ausgegeben wird,
eine Startereinrichtung (105) zum Starten der Entlade­ röhre (104) unter Verwendung der Rechteckwellenspannung und
einen Bypaßkondensator (106), der die Höherharmonischen und den hochfrequenten Strom, der durch die Elektroden der gestarteten Entladeröhre (104) fließt, der Wechselspannungs­ quelle zuführt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichtereinrichtung (101) vier Dioden (D₁-D₄), die als Vollwellenbrücke geschaltet sind, und einen elek­ trolytischen Kondensator (C₄) zum Glätten der Spannung um­ faßt, die durch die Brückendiode (D₁-D₄) gleichgerichtet ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Invertereinrichtung (102)
eine Schwingungseinrichtung (102A), die ein Schwin­ gungssignal unter Verwendung der im wesentlichen konstanten Spannung erzeugt, die von der Gleichrichtereinrichtung (101) ausgegeben wird, und
eine Schalteinrichtung (Q₁, Q₂) umfaßt, die die Recht­ eckwellenspannung dadurch erzeugt, daß sie die konstante Spannung unter Verwendung des Schwingungssignals an- und austastet.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung (Q₁, Q₂) zwei in Kaskade geschalte­ ten Transistoren umfaßt.

5. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen LC Schwingkreis (103), in dem eine Drosselspule (L₂) die Rechteckwellenspannung in eine sinusförmige Spannung ändert und ein Kondensator (C₇) in Reihe zwischen die Inver­ tereinrichtung (102) und eine der Elektroden der Entlader­ öhre (104) geschaltet ist.

6. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Startereinrichtung (105) einen Starterkondensator (C₈) und einen Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizien­ ten umfaßt, die parallel zueinander geschaltet und mit bei­ den Enden der beiden Elektroden der Entladeröhre (104) verbunden sind.