DE1915526C3 - Schaltung zur Stabilisierung der Anoden-Hochspannung der Bildröhre in einem Farbfernsehempfänger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Stabilisierung der Anoden-Hochspannung der Bildröhre in einem Farbfernsehempfänger, der aufweist eine auf Horizonlalablenksynchronisationssignale ansprechende Schalleinrichtung, durch die steuerbar ist eine Einrichtung zur Erregung einer Horizontalablenkspulencinheit der Bildröhre über eine Konstantgleichspannungsquelle, um die Zeilenbewegungen des Bildröhren-Elektronenstrahls zu erzeugen, und zur Aberregung der Horizontalablenkspuleneinheit, um den Elektronenstrahl rücklaufen zu lassen und einen Hochspannungs-Rücklaufimpuls zu erzeugen, der durch einen Rücklauftransformator höher gespannt und anschließend durch einen Gleichrichter gleichgerichtet wird zur Erzeugung der Anoden-Hochspannung für die Bildröhre; mit einer mit der Primärwicklung des Rücklauftransformators gekoppelten, variablen Induktivität, deren Induktivitätswert durch eine Steuereinrichtung in Abhängigkeit von einem Abfall oder Anstieg der Anoden-Hochspannung verringerl bzw. erhöht wird, wobei der Kern der variablen Induktivität vom Rücklauftransformator getrennt ist.

Da bei einem Schwarzweiß-Fernsehempfanger die Schwankung des Strahl- oder Anodenstroms der Bildröhre verhältnismäßig klein ist, ist die dadurch hervorgerufene Schwankung der Anoden-Hochspannung ebenfalls relativ gering, so daß bei Schwarzweiß-Fernsehempfängern gewöhnlich die Anoden-Hochspannung nicht geregelt wird. Bei der Bildröhre Hnes Farbfernsehempfängers ist dagegen die Schwankung des Strahlstmmes im Vergleich mit der der Bildröhre von Schwarzweiß-Fernsehempfängern etwa fünfmal so groß, so daß die Schwankungen der Anoden-Hochspannung entsprechend hoch sind. Schwankungen der Anoden-Hochspannung führen zu folgenden Schwierigkeiten :

1. Störungen infolge Funkenbildung bei ansteigender Hochspannung;

2. Verringerung der Bildhelligkeit bei sinkender Hochspannung;

3. Schwankungen der Horizontal- und Vertikalrastergröße;

4. erhebliche Schwankungen der Konvergenzabweichung;

5. große Schärfenabweichung.

Bei Farbfernsehempfängern ist daher eine Regelung der Anoden-Hochspannung der Bildröhre unbedingt erforderlich.

Für eine derartige Regelung ist es bereits bekannt, eine Nebenschlußregelröhre parallel an den Hochspannungsausgang anzuschließen. Doch ist die Nebenschlußregelröhre eine teure Spezialtriode, die bei dem vorgesehenen Verwendungszweck schnell altert. Außerdem strahlt bei einer Anoden-Hochspannung oberhalb 20 kV, wie sie für die Bildröhre von Farbfernsehempfängern verwendet wird, die Nebenschlußregelröhre eine nicht ungefährliche Röntgenstrahlung ab. Schließlich ist eine derartige Nebenschlußregelröhre ein Hindernis auf dem Weg zu einem volltransistorisierten Farbfernsehempfänger.

Ähnlich ist bereits bekannt (vgl. deutsche Auslegeschrift 10 90 278) eine Schaltung zur Stabilisierung der Amplitude einer hohen Gleichspannung, die durch Gleichrichtung von Impulsen hoher Spannung gewonnen wird, die an einer Sekundärwicklung eines Transformators auftreten, der im Ausgangskreii* einer einen periodisch unterbrochenen Strom liefernden Verstärkerröhre in Form einer Pentode liegt, wobei aus den an der Sekundärwicklung des Transformators auftretenden Impulsen über einen kapazitiven Spannungsteiler in einem zweiten Gleichrichter (Regelgleichrichter) eine Regelspannung gewonnen und der Verstärkerröhre zugeführt wird, für die Horizontalablenkschaltung mit Hochspannungserzeugung in einem Fernsehempfänger.

Diese bekannte Schaltung ist also ebenfalls nicht für volltransistorisiertc Fernsehempfänger geeignet. Es ist insbesondere nicht möglich, sie auf eine bereits bekannte, für eine Bildröhre vorgesehene Horizontaiablcnkcinrichtung (vgl. USA.-Patentschrift 32 87 594) zu übertragen, die eine auf Horizontalablcnksynchronisationssignale ansprechende Schalteinrichtung in Form eines Transistors an Stelle einer oder mehrerer Elektronenröhren aufweist.

Ferner ist bekannt (vgl. deutsche Auslegeschrift L 13 394 VII la'2Ia¹) eine Schaltung zur Stabilisierung der Anoden-Hochspannung der Bildröhre in einem Farbfernsehempfänger, der aufweist eine auf Horizontalablenksynchronisationssignale ansprechende Schalteinrichtung, durch die steuerbar ist eine Einrichtung zur Erregung einer Horizontalablenkspuleneinheit der Bildröhre über eine Konstantgleichspannungsquelle, um die Zeilenbewegungen des Bildröbren-Elektronenstrahls zu erzeugen, und zur Aberregung der Horizontalablenkspuleneinheit, um den Elektronenstrahl rücklaufen zu lassen und einen Hochspannungs-Rücklaufimpuls zu erzeugen, der durch einen Rücklauftransformator höher gespannt und anschließend durch einen Gleichrichter gleichgerichtet wird

ίο zur Erzeugung der Anoden-Hochspannung für die Bildröhre; mit einer mit der Primärwicklung des Rücklauftransformators gekoppelten variablen Induktivität, deren Induktivitätswert durch eine Steuereinrichtung in Abhängigkeit von Schwankungen der Anoden-Hochspannung variierbar ist. Bei dieser bekannten Schaltung ist die Schalteinrichtung eine Endröhre und die variable Induktivität eine um den Kern des Rücklauftransformators gewickelte Kompensationswicklung, die gleichstrommäßig vollständig von der aus der Endröhre und der Primärwicklung des Rücklauftransformators bestehenden Teilschaltung getrennt ist.

Die Schalteinrichtung kann ersatzschaltbildmäßig durch ihren Innenwiderstand Z und einen Schalter S ersetzt werden, so daß im Ersatzschaltbild ein Stromkreis gebildet wird, der aus dem Schalter S. dem Innenwiderstand Z, der Konstantgleichspannungsquelle und der Primärwicklung des Rücklauftransformators besteht.

Wenn mit L_p der Induktivitätswert und mit /1 die Windungszahl der Primärwicklung des Rücklauftransformators sowie mit μ die Permeabilität des Kerns des Rücklauftransformators bezeichnet wird, gilt bekanntlich

L_n - /ι²». (I)

Ebenfalls grundsätzlich bekannt ist der Zusammenhang zwischen der magnetischen Feldstärke H und der Induktion B im Kern des Rücklauftransformators, der eine Hystereseschleife bildet, die einen Nichlsättigungs- bzw. Sättigungsbereich mit nahezu linearer bzw. nichtlinearer Abhängigkeit der Induktion B von der Feldstärke H hat. Ferner gilt:

Wenn der Kern des Rücklauftransformators im Sättigungsbereich betrieben wird, kann also μ variiert werden, indem der durch die Kompensationswicklung fließende Strom in Abhängigkeit von Änderungen des in die Bildröhre fließenden Stroms oder Strahlstroms variiert wird. Wenn sich jedoch der Kern im Nicht-Sättigungsbereich befindet, bleibt » konstant.

Da der Innenwiderstand Z der Endröhre bekanntermaßen sehr hoch ist, kann die Spannung der Konsiantgleichspannungsquclle als auf den Innenwidersiand Z und die Primärwicklung mit dem Induklivilätswerl L₁, aufgeteilt gedacht werden, so daß zur Ilochspannungsslahilisierung das Potential am Verbindungspunkt P vom Innenwiderstand Z und der Primärwicklung variiert werden muß. Das heißt, durch Änderung dc:s Induktivitälswerts L_n wird das

es ribcrtragungsverhähnis des Rücklauftransformators geändert, was die Hochspannungsstabilisierung bewirkt. Wenn z. B. der Strahlstrom ansteigt, fließt mehr Strom in die Kompensationswicklung, wodurch wegen

der entsprechenden Wahl des Wicklungssinus der Kompensationswicklung die Feldstärke H im Kern verringert wird, so daß unter Berücksichtigung der Gleichung(II) und (I) letzten Endes die Kompensationswicklung den Induktivitätswert L_p der Primärwicklung erhöht, was zu einem Anstieg der Anoden-Hochspannung führt. Anders ausgedrückt, die Hochspannungskonstanthaltung bei der bekannten Schaltung ist so vorgenommen, daß der Induktivitätswert L_p der Primärwicklung des Rücklauftransformators variiert wird. Das heißt, wenn der Strahlstrom ansteigt, nimmt der Induktivitätswert L zu, um das Ubertragungsverhältnis des Rücklauftransformators zu variieren und damit die Hochspannung zu stabilisieren. Gleichzeitig wird die an die Serienschaltung des Innenwiderstands Z und der Primärwicklung mit dem variierbaren Induktivitätswert L,_p angelegte Spannung konstant gehalten.

Die eben im Aufbau und ihrer Funktion erläuterte bekannte Schaltung ist in verschiedener Hinsicht nicht zufriedenstellend:

1. Da das Ubertragungsverhältnis des (Rücklauf-) Transformators gewöhnlich auf über 0,9 eingestellt ist, ist es schwierig, die Hochspannung durch Änderung des Ubertragungsverhältnisses zu stabilisieren.

2. Der Rücklauftransformator wird normalerweise im ungesättigten Bereich betrieben, um einen hohen Wirkungsgrad zu erzielen. Trotzdem arbeitet der Rücklauftransformator der bekannten Schaltung im Sättigungsbereich, wenn ein mittlerer Strahlstrom fließt, so daß ein beträchtlicher Erregerstrom in der Primärwicklung fließt und damit wegen des relativ kleinen /ι den Wirkungsgrad stark herabsetzt.

3. Um beim Rücklauftransformator das Übertragungsverhältnis zwischen der Primär- und Sekundärwicklung zu verbessern, ist er normalerweise so ausgelegt, daß in der erzeugten Spannung die dritte Harmonische oder Oberschwingung der Grundschwingung überlagert wird (vgl. zum Beispiel Proceeding of I. E. E., März 1961. S. 227 bis 236. E. M. Cherry, »Third-harmonic tuning of E. H. T. transformers«). Wenn aber der Rücklauftransformator im Sättigungsbereich betrieben wird, wird es insoweit schwierig, ein höheres Übertragungsverhältnis zu erreichen, da in diesem Fall die Anforderungen hinsichtlich der dritten Oberschwingung nicht erfüllt werden können.

4. Die bekannte Schaltung ist zur Erzeugung einer Hochspannung von etwa 20 kV, wie sie für Farbfernsehempfänger erforderlich ist, nicht sehr geeignet, da ein Hochspannungsimpuls über den Innenwiderstand Z aufgeteilt wird, um das Spannungsteilerverhältnis zu variieren.

5. Wenn bei der bekannten Schaltung statt der Endröhre in an sich bekannter Weise (vgl. USA.-Patentschrift 32 87 594) ein Transistor verwendet würde, wäre dessen Innenwiderstand Z äußerst niedrig, so daß die Hochspannung nicht stabilisiert werden könnte. Wenn nämlich der Innenwiderstand Z gegen den induktiven Widerstand der Primärwicklung vernachlässigbar ist, erfolgt wegen der Spannungskonstanz der Konstantgleichspannungsquclle keine Änderung des Potentials am Verbindungspunkt P, weshalb (vgl. die obige Erläuterung zu P) in diesem Fall die bekannte Schaltung die Hochspannung nicht sta- Anst

bilisieren kann. Aus diesem Grund ist diese Schal- kleii

tung für einen volltransistorisierten Fernsehemp- Ir

fänger nicht geeignet. bare

lndi

Es ist ferner eine Schaltung der eingangs genannten eine

Art bekanntgeworden (vgl. AU-PS 2 84 046), bei der wicl

die variable Induktivität in Reihe mit der Horizontal- sehe

ablenkspuleneinheit liegt. Diese Ausbildung hat jedoch E

ίο den Nachteil, daß der Strom durch die Horizontal- sätti

ablenkspuleneinheit und die Anoden-Hochspannung Stci

nicht gleichzeitig stabilisiert werden können, so daß um

nicht gleichzeitig die Bildgröße und die Helligkeit des gew

Bildschirms der Bildröhre zu stabilisieren sind. Mit

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, die Schaltung Z

der eingangs genannten Art dahingehend zu ver- gun

bessern, daß von der Stabilisierung der Anoden-Hoch- wicl

spannung die Stabilisierung des Stroms durch die zwi:

Horizontalablenkspuleneinheil unberührt bleibt. Em

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch ge- Γ

löst, daß die Schalteinrichtung in an sich bekannter Tra

Weise ein Transistor ist und daß die variable Induk- ken

tivität mit sältigbarem Kern in Reihe mit dem Tran- GIc

sistor und parallel zur Horizontalablenkspulcneinheit F:

sowie zur Primärwicklung des Rücklauftransformators mal

liegt. var

Da erfindungsgemäß die Horizontalablenkspulen- nur

einheit parallel zur variablen Induktivität liegt, die die

der Stabilisierung der Anoden-Hochspannung dient. viii

kann der Strom durch die Horizontalablenkspulen- lieg

einheit und damit die Bildgröße trotz Änderung des /

Induktivitätswerts der variablen Induktivität konstant mit

gehalten werden. Ab

Im Vergleich zu der vorher genannten bekannten 1

Schaltung (vgl. DT-AS L 13 394 Villa 21 a¹) bleibt ver

bei der erfindungsgemäßen Schaltung das überlra- dui

giingsverhältnis des Rücklauftransformators während spii

der Hochspannungsregelung konstant, da der Induk- alle

livitätswert der Primärwicklung des Rücklaufirans- Al

formators nicht variiert wird. Damit werden auch die tra

Schwierigkeiten vermieden, die sich bei dieser bekann- odi

ten Schallung infolge eines Transistors als Schalt- nui

einrichtung wegen dessen kleinem Innenwiderstand din

ergeben würden. Der Rücklauftransformator braucht 1

ferner nicht im gesättigten Bereich zu arbeiten, so crl daß die Hochspannungsregelung nicht mit einem ' Verlust an Wirkungsgrad verknüpft ist und die dritte dci Oberschwingung (vgl. oben) geeignet übertragen werden kann. "" im

so Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung be- tal steht darin, daß je ein Kondensator zwischen einerseits Bi die Horizontalablenkspuleneinheit und die Primärwicklung des Rücklauftransformators und anderer- Sc seits den Verbindungspunkt der variablen Induktivität fir

mit der Konstantgleichspannungsquelle geschaltet ist.

Dabei wird der Induktivitätswert der variablen In- In duktivität einfach durch den die Induktivität durchfließenden Strom verändert. Außerdem ist es wegen de der Abblockung von die Primärwicklung des Rück- de

lauftransformators durchfließenden Gleichstrom durch

den einen der beiden Kondensatoren möglich, den Ic Rücklauftransformator weitgehend an einerSättigung ui zu hindern, so daß er vorteilhafterweise klein dimensioniert werden kann. S

Der Induktivitätswert der variablen Induktivität E kann aber auch dadurch verändert werden, daß um

den sättigbaren Kern eine Steuerwicklung gewickelt U

ist. durch die in Abhängigkeit von einem Abfall oder c

Anstieg der Anoden-Hochspannung ein größerer bzw. kleinerer Strom fließt.

In letzterem Fall ist es zweckmäßig, daß der säuigbare Kern ein Dreischenkelkern ist. daß die variable Induktivität in zwei Teile aufgeteilt ist. deren jeder um einen der äußeren Schenkel des Dreischenkelkerns gewickelt ist, und daß die Steuerwicklung um den Mittelschenkel des Dreischenkelkerns gewickelt ist.

Eine Alternative dazu ergibt sich dadurch, daß der sättigbare Kern ein Dreischenkelkern ist, daß die Steuerwicklung in zwei Teile aufgeteilt ist, deren jeder um einen der äußeren Schenkel des Dreischenkelkcrns gewickelt ist. und daß die variable Induktivität um den Mittelschenkel des Dreischenkelkerns gewickelt ist.

Zweckmäßigerweise ist die Einrichtung zur Erzeugung eines Stromanstiegs oder -abfalls in der Steuerwicklung ein als Emitterfolger geschalteter Transistor, zwischen dessen Emitter und Kollektor über einen Emitterwiderstand die Steuerwicklung liegt.

Durch die Schallung als Emitterfolger erfährt dieser Transistor keine Beeinträchtigung infolge eines Funkens in der Bildröhre oder in der Hochspannungs-Gleichrichterröhre.

Eine andere einfache Ausbildung der erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, daß zwischen der variablen Induktivität und der Konslanlglcichspannungsquelle ein weiterer Kondensator liegt und daß die Sleuerwicklung parallel zur Reihenschaltung der variablen Induktivität und des weiteren Kondensators liegt.

Außerdem kann es zweckmäßig sein, daß in Reihe mit der Steuerwicklung ein Induktivitätselemcnt zum Abblocken von Wechselstrom liegt.

Das Steuersignal für die Steuerwicklung kann in verschiedener Weise gewonnen werden, insbesondere durch einen Spannungsteiler für die Anoden-Hochspannung (die Verwendung eines Spannungsteilers, allerdings für eine andere Spannung, ist bereits aus der ALJ-PS 2 84 046 bekannt), eine mit dem Rücklauftransformator induktiv gekoppelte dritte Wicklung oder einen in Reihe mit der konstanten Gleichspannungsquelle geschalteten Widerstand, jedoch auch durch Erfassung des Videosignals.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung.

F i g. 2 ein Diagramm von Spannungs- und Stromimpulsen zur Erläuterung des Betriebes des Horizontalablenkkreises und des Hochs.pannungskreises der Bildröhre in einem Farbfernsehempfänger.

Fig. 3 ein Schaltbild eines wesentlichen Teils der Schaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.

F i g. 4a und 4b Ausführungsbeispiele der variablen Induktivität,

F i g. 5 und 6 Schaltbilder eines wesentlichen Teils der Schaltung nach anderen Ausführungsbeispielen der Erfindung,

F i g. 7 ein Schaltbild einer Anordnung zur Ableitung eines Steuersignals für die variable Induktivität und

F i g. 8 bis 11 Schaltbilder wesentlicher Teile der Schaltung nach weiteren Ausführungsbeispielcn der Erfindung.

In F i g. 1 wird das Grundprinzip der Erfindung erläutert. Man erkennt dort Impulseingangsanschlüssc 1. einen Transformator 2. einen Horizontalcndlransislor3. eine Dämpfungsdiode 4, einen Resonanzkondensator 5. eine Konstantgleichspannungsquelle 6, eine Horizontalablenkspule 7, einen Rücklauftransformator 8, eine Primärwicklung 9 des Rücklauftransformators8, eine Sekundärwicklung 10 des Rücklauftransformators 8. eine Hochspannungsgleichrichterdiode Π, einen Kondensator 12 und Hochspannungsausgangsanschlüsse 13. Der eben beschriebene Aufbau der Horizontalablenkschaltung und des Hochspannungskreises der Bildröhre eines Farbfernsehempfängers ist bereits bekannt. Die Bezugsziffer 14 bezeichnet eine erfindungsgemäß vorgesehene variable Induktivität 14, die parallel zur Horizontalablenkspule 7 geschaltet ist.

F i g. 2 zeigt elektrische Impulse in der Horizontalablenkschaltung, nämlich den in die Horizontalablenkspule 7 fließenden Strom 45 und die Kollektorspannung 46 des Horizontalendtransistors 3; mit r,—>f₂—*·ί₃ ist eine Abtastphase und mit /₃—»i₄—►?, eine Rücklaufphase bezeichnet. Es sei angenommen, daß der Induktivitätswert L der Primärwicklung 9 des Rücklauftransformators 8 im Vergleich zum Induktivitätswert L₁. der Horizontalablenkspule 7 so groß ist. daß der Induktivitälswert L_p vernachlässigbar ist.

Nun kann man den Induklivilätswert L der Parallelschaltung der Horizontalablenkspule 7 und der variablen Induktivität 14 durch folgende Formel ausdrucken:

L = is

L_x + L, ·

worin L_x der lnduktivitütswert der variablen Induktivität 14 bedeutet. Mit Z₁. als dem in der Horizontalablenkspule 7 fließenden Strom und I_x als dem in der Induktivität 14 fließenden Strom ist die Summe der Ströme I durch

+ Λ

auszudrücken.

Falls für f = I₂ ein Eingangsimpuls dem Eingangsanschluß 1 zugeführt wird, wird der Horizontalendtransistor 3 leitend gemacht, dadurch die Spannung E_E der Spannungsquelle 6 an der Horizontalablenkspule 7 angelegt und steigt der Strom /_y linear mit konstanter Geschwindigkeit E_BL_y an. so daß gilt Tür

= -f (r-r₂):

r ^B η

Für ί = t₃ erreicht /,. seinen Maximalwert /_yp un I_xy seinen Maximalwert /_xyp und wird der Horizonta: cndtransistor3 gesperrt, so daß die Rücklaufphas beginnt. Es soll zunächst der Fall ohne die lnduktiviti 14 hetrachtet werden. Der Strom /,. fließt in den Resc nanzkondensator 5, so daß Parallclresonanz durch di Induktivität L_y der Horizontalablenkspule 7 und di Kapazität C des Resonanzkondensalors 5 hervorgi

ufen und so eine Impulshochspannung, wie durch die Curve46 in Fig. 2 gezeigt ist, am Kollektor des ■lorizontalendtransistors 3 entwickelt wird. Das heißt, ür tjgi^ f, beträgt l_y angenähert

t - h

fL_yC

(5)

Die Kollektorspannung E₁- wird ausgedrückt durch

-L_v

dt

^s'ⁿ

und daher erreicht bei angenähert einer Viertel-Resonanzperiode, nämlich für f = I₄, E_c seine Maximalspannung E_cp:

"-"cp ' y

(7)

ίο

nähernd durch die Gleichung [vgl. auch Gleichungen (1). (2). (5)]

' xy ~~ ' xyp

cos -—= ILC

wiedergegeben wird.

Die Kollektorspannung E_c des Endtransistors 3 berechnet sich dann näherungsweise zu;

is «Mi*

(9)

¹' ^erre'^cnt seine Maximalspannung E_cp bei / = f₄.

-cp ' xyp

L ~C'

(10)

:o Andererseits wird der Maximalstrom I_xyp von I_x aus der Formel (4) für t = t₃ erhalten:

Andererseits wird der Strom /,.. der den positiven Maximalwert bei ( = f₃ erreicht hat. Null bei ι = t₄. danach wird die Richtung von /_v umgekehrt. Bei r = (, erreicht der Strom /_v seinen negativen Maximalwert — Iyp, gleichzeitig wird die Kollektorspannung E₁ Null. Danach wird E,- negativ und leitet die Dämpfungsdiode 5, so daß die Abtastphase beginnt. Zu dieser Zeit wird wieder die Quellenspannung E_B an der Horizontalablenkspule angelegt, der Strom /_}. steigt linear von —I_yp mit konstanter Geschwindigkeit E₈,'L_y an und wird Null bei t — /₂. Wenn dann wieder ein Eingangsimpuls am Eingangsanschluß 1 angelegt wird, wird der Endtransistor 3 leitend und kehrt in seinen Anfangszustand zurück. So wird durch Wiederholung eines solchen Zyklus die Horizontalabtastung durchgeführt.

Die Anoden-Hochspannung der Bildröhre wird in der Weise erzeugt, daß der Hochspannungsimpuls E₁. der am Kollektor des Horizontalendtransistors 3 während der vorerwähnten Rücklaufphase entwickelt und an der Primärwicklung 9 des Rücklauftransformators 8 angelegt wird, durch den Rücklauftransformator 8 hochtransformiert und durch die Hochspannungsgleichrichterdiode 11 gleichgerichtet wird.

Durch Regelung der an der Primärwicklung 9 des Rücklauftransformators 8 angelegten Spannung, d. h. der Kollektorspannung EC des Horizontalendtransistors 3, in Abhängigkeit von der Schwankung der Anoden-Hochspannung, kann also die Anoden-Hochspannung selbst geregelt werden. ss

Es soll nun der Einfluß der variablen Induktivität 14 auf die Horizontalablenkschaltung betrachtet werden. Während der Abtastphase i, ;£ / iS I₃ tritt keine Schwankung im Strom I_y auf. auch wenn die variable Induktivität 14 zugeschaltet wird, wie durch die Formel (3) gezeigt wird, da die Induktivität 14 und die Horizonlalablenkspule 7 hinsichtlich der Konstantgleichspannungsquelle 6 parallel zueinander geschaltet sind. Daher ändert sich die Rastergröße nicht.

Andererseits wird für f₃ g f g r,, während der Rückführungspriase, ein Resonanzkreis durch die Horizontalablenkspule 7. die Induktivität 14 und den Kondensator S gebildet, dessen Resonanzstrom /_xv an-

ι ^^B (t ι \

•xyp = J^ "j - ^f2)

über die Formeln (10) und (11) kann die Maximalspannung E_lp auch als

'2)

(12)

ausgedrückt werden.

Aus der Formel Il 2) ergibt sich, daß der Spitzenwert E_cp eines am Kollektor des Endtransistors 3 auftretenden Spannungsimpulses indirekt proportional zur Wurzel der Parallelinduktivität L ist. So muß, falls der Strahlstrom der Bildröhre z. B. gesteigert wird, so daß deren Anoden-Hochspannung abfällt, dieser Abfall zur Stabilisierung der Anoden-Hochspannung kompensiert werden, was durch Erhöhung von E_(p erfolgen kann. d. h. durch Verringerung der Parallelinduktivität L. Diese Verringerung ist nach der Formel (1) gleichbedeutend mit einer Verringerung des Induktivitätswerts L_x der variablen Induktivität 14. Um den Induklivitätswert L_v zu ändern, wird [^vg'- die obigen Formeln (I) und (11) und deren Erläuterung" entweder die Windungszahl der Induktivität 14 gc ändert oder die magnetische Sättigung (« 4= 0) ir einem Kern ausgenutzt, der in die Induktivität 14 ein gesetzt ist. Die Änderung der Windungszahl der In duktivität 14 ist derart, daß mehrere Abgriffe an de; Induktivität 14 vorgesehen sind, von denen je eine ii Abhängigkeit von den Schwankungen des Strahl Stroms der Bildröhre mit einem Ende der Primärwick lung 9 des Rücklauftransformators 8 verbunden wird Jedoch ist die Ausnutzung der magnetischen Sättigun; des Kerns das einfachste und wirksamste Vorgeher

Es sol! nun eine Anzahl von Ausführungsbeispielei der erfindungsgemäßen Schaltung im einzelnen bc schrieben werden. Dabei ist jeweils nur der durch ein Strichlinie eingerahmte Teil (mit dem linken Begrcn zungspunkt a) der Schaltung von Fig. 1 wiederge geben.

In Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel gezeigt, i welchem die Bczugsziffern bei gleichen Teilen denen i Fig.] entsprechen: die Bczugsziffcr 15 bezeichne eine Steuerwicklunj: zur Steuerung des Induktivität!

wertes L_x der variablen Induktivität 14. die Bezugsziffer 16 einen Hochspannungsregeltransistor, die Bezugsziffern 17 und 18 Hochspannungsteilungswiderstände, die Bezugsziffer 19 eine Zenerdiode und die Bezugsziffer 20 einen Widerstand.

Die Arbeitsweise dieser Schallung ist folgende: Eine Schwankung der Anodenspannung wird an dem Hochspannungsteilerwiderstand 18 erfaßt, und das so erfaßte, der Schwankung entsprechende Signal wird über die Zenerdiode 19 der Basiselektrode des Hochspannungsregeltransislors 16 zugeführt. Die Emitterelektrode des Transistors 16 ist mit der Stromquelle 6, seine Kollektorelektrode mit einem Ende der Steuerwicklung 15 verbunden, deren anderes Ende geerdet ist. Ein Ausführungsbeispiel einer variablen Hochspannungsregelreaktanz L_x ist in Fig. 4a dargestellt, wo die Bezugsziffer 21 einen sättigbaren Kern, die Bezugsziffern 14 und 15 die Hochspannungsregelspule bzw. die Steuerwicklung darstellen. Die magnetische Flußdichte des sättigbaren Kernes 21 wird durch die Größe eines in der Steuerwicklung 15 fließenden Stroms gesteuert. Das heißt, wenn der in der Wicklung 15 fließende Strom stärker wird, so daß die magnetische Flußdichte des sättigbaren Kerns 21 die Sältigungsmagnetflußdichte erreicht, fällt die magnetische Permeabilität» ab, so daß die Induktivität L_x der Wicklung 14ebenfalls verringert wird. Wenn weiter der Strom abfällt, tritt die entgegengesetzte Erscheinung auf. nämlich die magnetische Permeabilität » steigt an, und die Reaktanz L_x wird ebenfalls größer.

Die der Hochspannungsregelung dienende variable Induktivität L_x. die. wie vorstehend beschrieben, zusammengesetzt ist. arbeitet in der Weise, daß. wenn die Anodenspannung verringert wird, die Basisspannung des Transistors 16 sinkt und der durch die Steuerwicklung 15 fließende Kollektorstrom erhöht wird, wodurch die magnetische Flußdichte des sättigbaren Kerns 21 die Sättigungsmagnetflußdichte erreicht, so daß die Induktivität L_x gesenkt wird und die Kollektorspannung des Horizonlalausgangstransistors 3 wächst. So läßt sich eine Hochspannungsregelung erzielen.

Fig. 4b zeigt ein anderes Beispiel der der Hochspannungsregelung dienenden variablen Induktivität L_x. deren Arbeitsweise die gleiche wie die gemäß Fig. 4a ist. so daß eine nochmalige Beschreibung überflüssig sein dürfte. Der Aufbau ist derart, daß Wicklungen 23 und 24. aufweiche die Hochspannungsrcgelungsspule 14 aufgeteilt ist, um einen sättigbaren Dreischenkelkern 22gewickelt sind und daßdieStcuerwicklung 15 ebenfalls darum gewickelt ist.

Die so aufgebaute Induktivität ist dadurch vorteilhaft, daß, da in der Steuerwicklung 15 durch die an der Hochspannungsregelspulc 14 auftretende Spannung in Abhängigkeit von der Schwankung des Strahlslroms keine Spannung induziert wird, der Schutz des Hochspannungsregelungsiransistors 16 erreicht werden kann. Andererseits läßt sich der gleiche Effekt auch bei einem solchen Aufbau der variablen Induktivität erzielen, daß die Wicklungen 23 und 24 als Stcuerw icklungcn und die Wickhing 15 als Hochspannungsrcgclungsspulc ausgenutzt werden. In F i g. 3 kann ein am Teilungswiderstand 18 erfaßtes Signal direkt der Basiselektrode des Transistors 16 zugeführt werden. Wenn indessen die Zenerdiode 19 zwischen dem Widerstand 18 und der Basiselektrode des Transistors 16 eingeschaltet wird, kann man das Basisglcichstrompotential vorteilhaft nach Wunsch wählen.

In Fi g. 5 ist ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt, wobei Bezugsziffern von darin vorkommenden Elementen denen in F i g. 3 entsprechen, die Bezugsziffer 25 eine um den Rücklauftransformator 8 gewickelte Wicklung zur Erfassung einer Schwankung der Hochspannung, die Bezugsziffer 26 eine Diode und die Bezugsziffer 27 einen Kondensator bezeichnen.
Die Regelungsarbeitsweise in dem vorerwähnten

ίο Kreis ist völlig die gleiche wie die des in F i g. 3 dargestellten Ausführungsbeispiels. Sie unterscheidet sich indessen in den Mitteln zur Erfassung der Schwankung der Anodenspannung. Das heißt, daß bei diesem Ausführungsbeispiel ein in der Erfassungswicklung 25, die um den Rücklauftransformator 8 gewickelt ist, induzierter positiver Impuls durch die Diode 26 und den Kondensator 27 glatt gleichgerichtet und danach der Basiselektrode des Hochspannungsregelungstransistors 16 zugeführt wird.

In Fi g. 6 ist ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt, wo Bezugsziffern darin enthaltener Teile denen in Fig. 3 entsprechen und die Bezugsziffer 28 einen Widerstand bezeichnet. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein durch die Gleichstromspannungsquelle fließender Strom als Mittel zur Erfassung der Schwankung der Anodenspannung verwendet. Wenn z. B. der Strahlstrom ansteigt, wächst auch der Strom der Gleichsiromspannungsquelle zur Einspeisung der Speisespannung. Wenn daher der Widerstand 28 in Reihe zur Stromquelle 6 geschaltet wird, kann man eine Spannung, die je nach der Hochspannung schwankt, am Widerstand 28 abgreifen. So wird die am Widerstand abgegriffene Spannung der Basiselektrode des Hochspannungsregelungstransistors 16 zugeführt.

Bei den bisher beschriebenen Ausführungsbeispielen wird die Schwankung der Hochspannung vom Hochspannungskreis oder Horizontalablcnkkreis abgeleitet. Man ist jedoch auf diese Art nicht beschränkt. Zum Beispiel läßt sich die Änderung der Hochspannung in solcher Weise erfassen, daß eine der Amplitude eines Leuchtdichtesignals E₁, oder der eines Farbigkeitssignals proportionale Spannung von dem Transistor abgeleitet wird, der einen Ausgang des Lcuehtdichtc-

4s signals oder des Farbigkeitssignals entwickelt. Verschiedene Verfahren zur Zuführung des Leuchtdichtesignals und des Farbigkeilssignals zu einer Kathodenstrahlröhre werden vorgeschlagen. In Fig. 7 ist ein Stromkreis zur Ableitung der Änderung der Anodenspannung von einem Transistor in der letzten Stufe gezeigt, wo ein Leuchtdichtesignal in einem Farbendifferenzsystem entwickelt wird, in dem das Leuchtdichtesignal und das Differenzsignal zwischen dem Lcuchtdichtesignäl und einem Farbigkeitssignal der

5s Kathode bzw. den Galtern einer Kathodenstrahlröhre zugeführt werden. In der Fig. 7 bezeichnet die Bezugsziffer 36 eine Kathodenstrahlröhre, die Bezugsziffcr37 ihre Kathode, die Bezugsziffer 38 Anschlüsse zur Zuführung der Diffcrenzsi.cnale zwischen einem

f>o Leuchtdichtesignal und den entsprechenden Farbigkeitssignalen an die Gilter der Bildröhre, die Bezugsziffer 39 einen Videosignal-Ausgangstransistor, die Bezugsziffer 40 einen Stromquellcnanschluß und die Bezugsziffer 41 einen Ausgangsanschluß für ein Steuer-

fcs signal. Ein Ausgangssignal von dem Stcuersignalausgangsanschluß41 wird der Basiselektrode des Hoch spannungsregclungstransistors 16 zugeführt, der in der vorerwähnten Ausführungsbeispielen erläutert ist. Ir

M.

19 U51526

:ntsprechender Weise kann bvi den zugehörigen -arbigkeitssignalen jedes Steuersignal von jedem Transistor in seiner letzten Stufe eingeführt werden. Das Leuchtdichtesignal E_y wird durch die Formel

Ε,. = 0,30 E_R + 0,59 E_c 4- 0,11 E_B

(13)

wiedergegeben, worin E_R, E_G und E₈ die Spannungskomponenten der Rot-, Grün- und Blausignale darstellen. Da insbesondere die Schwankung des Grünsignals E₀ der des Leuchtdichtesignals E_y näher als den übrigen ist, wird die Schwankung des Grünsignals E_G als ein anderes dem Regelungstransistor 16 zugeführte Steuersignal verwendet.

In F i g. 8 ist ein Schaltbild noch eines weiteren Ausfuhrungsbeispiels der Erfindung dargestellt, in welchem Bezugsziffern von Teilen denen in F i g. 1 entsprechen und die Bezugsziffern 29 und 30 Sperrkondensatoren bezeichnen. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind im Gegensatz zu den vorher beschriebenen Ausführungsbeispielen kein Hochspannungsregelungstransistor und keine Steuerwicklung erforderlich, und so ist der Hochspannungsregelkreis ziemlich einfach und sehr wirtschaftlich. Der Stromkreis des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist so aufgebaut, daß die Gleichstromsperrkondensatoren 30 und 29 in Reihe mit der Primärwicklung 9 des Rücklauftransformators 8 bzw. dem Horizontalablenkjoch 7 geschaltet sind, so daß ein Vollgleichstrom, der von der Gleichstromquelle 6 geliefert wird, in der Hochspannungsregelspule 14 fließen kann. Als Hochspannungsregelspule 14 wird z. B. eine um einen sättigbaren Kern gewickelte Spule verwendet. Wenn der Strahlslrom ansteigt, wächst der in der Hochspannungsregelspule 14 fließende Gleichstrom ebenfalls. Als Ergebnis erreicht die Magnetflußdichte des sättigbaren Kerns seine Sättigungsflußdichte, so daß die Induktivität L_x der Spule 14 verringert wird, woraus sich eine Verstärkung der verringerten Hochspannung in dem Kreis ergibt, womit eine Arbeitsweise zur Regelung der Hochspannung erreicht ist. Der Stromkreis ist in diesem Fall deshalb vorteilhaft, weil, da der im Rücklauftransformator 8 fließende Gleichstrom mittels des Gleichstrom-Sperrkondensators 30 blockiert wird, der Rücklauftransformator 8 nicht leicht gesättigt wird, so daß es möglich wird, ihn mit kleinen Abmessungen zu versehen.

In Fi g. 9 ist ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt, in welchem Bezugsziffern von darin verwendeten Teilen denen in den F i g. 3 und 8 entsprechen und die Bezugsziffer 31 einen Gleichstromquellenanschluß, die Bezugsziffer 32 einen Eingangsanschluß für ein Steuersignal und die Bezugsziffer 33 einen zwischen der Emitterelektrode des Transistors 16 und der Steuerwicklung IS eingeschalteten Widerstand bezeichnen. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfassen die Mittel zur Steuerung der Hochspannungsregelspule 14 in Kombination eine Steuerung durch Mittel der Steuerungswicklung 15. die um einen sättigbaren Kern gewickelt ist, und eine solche Steuerung, daß die Gleichstrom-Sperrkondensatoren 29 und 30 vorgesehen sind, damit der ganze Gleichstrom in der um den sättigbaren Kern gewickelten Spule 14 fließt. Der Steuereingangsanschluß 32 wird mit einem in der oben beschriebenen Weise erfaßten Signal gespeist. Als Hochspannungsregeltransistor 16 kann irgendeiner vom npn- oder pnp-Typ verwendet werden. Auch ist es klar, daß die Polarität einer Steuerquelle oder eines Steuersignals je nach dem Typ des verwendeten Transistors in Betracht gezogen werden muß.

In F i g. 9 wird der Transistor 16 zur Steuerung der Steuerwicklung 15 in Form eines Emitterfolgekreises

verwendet. Eine solche Anordnung verhindert, daß der Transistor 16 einer Beeinträchtigung infolge eines Funkens in einer Farbfernsehröhre oder in einer Hochspannungs-Gleichrichterröhre unterworfen wird. Außerdem wird, falls der Widerstand 33 in Reihe mit

ίο der Emitterelektrode des Transistors 16 der Emitterfolgeschaltung angeschlossen wird, unter der Annahme, daß R der Widerstand des Widerstandes 33. r der Eingangswiderstand des Kreises, umfassend den Transistor, welcher an der Seite des Emitters festzustellen ist, und V eine an der Steuerwicklung entwickelte Stoßimpulsspannung ist, die Spannung

dem Transistor 16 zugeführt, und der Eingangswidersland r ist gewöhnlich recht klein. Daher schützt die Einschaltung des Widerstandes 33 den Transistor wirkungsvoll vor solch einer Stoßimpulsspannung. Außer-

dem wird keine Steuerung durch die Einfügung des Widerstandes 33 beeinträchtigt, weil der Stromverstärkungsfaktor des Transistors 16 davon unabhängig ist. Es ist auch klar, daß ein solcher Emitterfolgekreis nicht auf die Verwendung des Ausführungsbeispiels in F i g. 9 begrenzt ist, und daher ist er auch auf das vorerwähnte Ausführungsbeispiel anwendbar, bei welchem ein Transistorverstärker verwendet wird.

In Fig. 10 ist ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung gezeigt, in welchem Bezugsziffern von darin verwendeten Teilen denen in F i g. 1 entsprechen, die Bezugsziffern 29, 30 und 34 Gleichstromsperrkondensatoren, die Bezugsziffer IS eine Steuerwicklung und die Bezugsziffer 35 ein Induktivitätselement zur Verhinderung des Fließens eines Wechselstroms in der Steuerwicklung 15 bezeichnen. Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist derart, daß die Induktivität L_x der Hochspannungsregelspule 14 durch die Schwankung eines von der Gleichstromquelle 6 gespeisten Gleichstroms gesteuert wird, welche

s5 Schwankung durch die Schwankung der Hochspannung wie im Ausführungsbeispiel nach F i g. 8 hervorgerufen wird. Das heißt, daß, wenn der Strahlstrom gesteigert wird, der Gleichstrom von der Gleichstromquelle 6 zum Fluß in der Steuerwicklung 15 ansteigt.

Deshalb wird durch den Effekt des sättigbaren Kerns, um den die Hochspannungsregelspule 14 und die Steuerwicklung 15 gewickelt sind, die Induktivität L_x der Spule 14 verringert, so daß dieser Kreis zur Regelung der Schwankung der Hochspannung arbeilet.

In Fig. 11 ist ein Schaltbild noch eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt, in welchem Bezugsziffern von darin verwendeten Teiler denen in Fig. 1 entsprechen und die Bezugsziffer3( einen Gleichstrom-Sperrkondensator bezeichnet. Ir diesem Ausführungsbeispiel ersetzt der Kondensato 36 die Gleicbstrom-Sperrkondensatoren 29 und 31 nach dem Ausführungsbeispiel in F i g. 8. dessen Be trieb der gleiche wie im Ausführungsbeispiel nac] F i g. 8 ist. Es ist festzustellen, daß der Aufbau diese Art auf das in Fig. 10 dargestellte Ausführungsbei spiel in gleicher Weise anwendbar ist.

Wie im einzelnen beschrieben wurde, kann, da di Erfindung eine Regelung der Hochspannung ohn

■endung einer Nebenschlußreglerröhre wie beim d der Technik bietet, de^r Hochspannungsregeldes Fernsehempfängers von kleinen Abmessunlhne Probleme der Wärmeabfuhr gemacht werden. ;rdem ist der Regelkreis gemäß der Erfindung r eine solche Nebenschlußreglerröhre, die teuer ist.

sehr wirtschaftlich und ermöglicht die Verringi von Strahlungsquellen von Röntgenstrahlen, d den menschlichen Körper gefährlich sind. Schlk ist die Erfindung vorteilhaft, indem sie in ausge: neter Weise den Aufbau volltransistorisierier
fernsehempfänger ermöglicht.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Stabilisierung der Anoden-Hochspannung der Bildröhre in einem Farbfernsehempfänger, der aufweist eine auf Horizontalablenksynchronisationssignale ansprechende Schalteinrichtung, durch die steuerbar ist eine Einrichtung zur Erregung einer Horizontalablenkspuleneinheit der Bildröhre über eine Konstantgleichspannungsquelle, um die Zeilenbewegungen des Bildröhren-Elektronenstrahls zu erzeugen, und zur Aberregung der Horizontalablenkspuleneinheit, um den Elektronenstrahl rücklaufen zu lassen und einen Hochspannungs-Rücklaufimpuls zu erzeugen, der durch einen Rüctdauftransformator höher gespannt und anschließend durch einen Gleichrichter gleichgerichtet wird zur Erzeugung der Anoden-Hochspannung für die Bildröhre; mit einer mit der Primärwicklung des Rücklauftransformators gekoppelten, variablen Induktivität, deren Induktivitätswert durch eine Steuereinrichtung in Abhängigkeit von einem Abfall oder Anstieg der Anoden-Hochspannung verringert bzw. erhöht wird, wobei der Kern der variablen Induktivität vom Rücklauftransformator getrennt ist, wobei insbesondere die Steuereinrichtung eine Einrichtung zur Gewinnung eines Steuersignals in Abhängigkeit von der Größe der Anoden-Hochspannung hat, und wobei insbesondere die Steuereinrichtung aufweist eine um den Kern gewickelte Steuerwicklung zur Steuerung des Induktivitätswerts der variablen Induktivität und eine Einrichtung, die den durch die Steuerwicklung fließenden Strom in Abhängigkeit von einem Abfall oder einem Anstieg de? Steuersignals ansteigen oder abfallen läßt, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung in an sich bekannter Weise ein Transistor (3) ist und daß die variable Induktivität (14) mit sättigbarem Kern in Reihe mit dem Transistor (3) und parallel zur Horizontalablenkspuleneinheit (7) sowie zur Primärwicklung (9) des Rücklauftransformators (8) liegt (Fig. 1).

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung eines Stromanstiegs oder -abfalls in der Steuerwicklung

(15) ein als Emitterfolger geschalteter Transistor

(16) ist, zwischen dessen Emitter und Kollektor über einen Emitterwiderstand (33) die Steuerwicklung (15) geschaltet ist (F i g. 9).

3. Schaltung nach Anspruch I oder 2, wobei die Einrichtung zur Gewinnung des Steuersignals ein aus Widerständen bestehender Spannungsteiler ist dadurch gekennzeichnet, daß am Spannungsteiler (17, 18) die Anoden-Hochspannung anliegt und daß das Steuersignal über eine Zenerdiode (19) von einem Widerstand (18) des Spannungsteilers abgeleitet wird (Fig. 3).

4. Schaltung nach Anspruch I oder 2, dadurch do gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Gewinnung des Steuersignals eine dritte Wicklung (25) hat, die mit dem Rücklauftransformator(8) induktiv gekoppelt ist (F i g. 5).

5. Schaltung nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Gewinnung des Steuersignals einen Widerstand (28) hat, der in Reihe zwischen dem Rücklauftransfoimalor

(8) und der Konstantgleichspann ungsquelle (6) geschaltet ist (F i g. 6).

6. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gewinnung des Steuersignals das Videosignal vorgesehen ist (Fig. 7).

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß je ein Kondensator (29, 30) zwischen einerseits die Horizontalablenkspuleneinheit (7) und die Primärwicklung (9) des Rücklauftransformators (8) und andererseits den Verbindungspunkt der variablen Induktivität (14) mit der Konstantgleichspannungsquelle(6) geschaltet ist (F i g. 8).

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der variablen Induktivität (14) und der KG-.istantgleichspannungsquelle(6) ein weiterer Kondensator (34) liegt und daß die Steuerwicklung (15) parallel zur Reihenschaltung der variablen Induktivität (14) und des weiteren Kondensators (34) liegt (F i g. 4 a, 10).

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Steuerwicklung (15) ein Induktivitätselement (35) zum Abblocken von Wechselstrom liegt (F i g. 10).

10. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis9. dadurch gekennzeichnet, daß der sättigbare Kern ein Dreischenkelkern (22) ist, daß die variable Induktivität (14) in zwei Teile (23, 24) aufgeteilt ist, deren jeder um einen der äußeren Schenkel des Dreischenkelkerns gewickeil ist, und daß die Steuerwicklupg(15) um den Mittelschenkel des Dreischenkelkerns gewickelt ist (Fig.4b).

11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der sättigbare Kern ein Dreischenkelkern (22) ist, daß die Steuerwicklung in zwei Teile aufgeteilt ist, deren jeder um einen der äußeren Schenkel des Dreischenkelkerns gewickelt ist, und daß die variable Induktivität um den Mittelschenkel des Dreischenkelkerns gewickelt ist.