DE1487567A1

DE1487567A1 - Elektrische Schaltung mit fallender Strom-Spannungskennlinie

Info

Publication number: DE1487567A1
Application number: DE19661487567
Authority: DE
Inventors: Meacham Larned Ames
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1965-06-14
Filing date: 1966-06-14
Publication date: 1969-02-20
Also published as: FR1481739A; BE682006A; NL6608228A; ES327630A1; US3384844A; GB1150546A; DE1487567B2; SE337433B

Description

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14.6.1966

L.A· Meacham-67

A 29 120 fd

Western Electric Company, 195 Broadway, New York, N.Y., USA.

Elektrische Schaltung mit fallender Strom-SpannunffskeinrJ.inie.·

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung mit fallender Strom-Spannungskennlinie, Eine solche Schaltung entspricht in den fallenden Kennlinienabachnitten, in denen also der Strom mit zunehmender Spannung abnimmt, einer negativen differenziellen Impedanz bzw· einem solchen Widerstand. Solche Schaltungen finden vielfache Anwendung, insbesondere in der elektrischen Steuerungstechnik und in der Nachrichtenübertragungstechnik. Der negative differenzielle oder Wechselstromwiderstand wird dabei etwa zum Ausgleich von positiven Widerstandswerten und somit z.B. zur Schwingungsanfachung, zum Verlust- und Verzerrungsausgleich oder als Verstärkerelement sowie zum Aufbau von bistabilen Elementen und dgl. verwendet·

Eine spezielle Anwendung liegt in der leitungsgebundenen Pernsprechübermittlungstechnik vor, und zwar bei der Zweidraht- oder Zweirichtungsübertragung· Ein Ausgleich des Leitungswiderstandes würde hier die üblichen Ausgleichsverstärker und Puppin-Spulen entbehrlich machen und mit dem Leitungswiderstand außerdem eine wesentliche Quelle für übertragungsverluste und Frequenzverzerrungen beseitigen.

Zur Lösung dieses Problems sind bereits unterschiedliche Versuche mit begrenztem Erfolg angestellt worden. So sind ζ·Β. bereits Anordnungen mit Thermistoren negativer Temperaturkennlinie erprobt worden, die sich jedoch hinsichtlich der Reproduzierbarkeit der Temperaturabhängigkeit sowie wegen der grundsätzlich anhaftenden Trägheit als wenig geeignet erwiesen haben. Übertragergekoppelte Röhrenverstärker zur Erzeugung einer negativen Impedanz sind durch

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ihren Bauaufwand sowie Raum- und Leistungsbedarf, außerdem auch wegen ihrer Frequenzabhängigkeit nachteilig. Schaltungen unter Verwendung von HaTbleiterelementen sind für viele Anwendungszwecke wegen ihres beschränkten Einsatzbereiches und wegen der Instabilität ihrer Kennwerte als negative Impedanzen ebenfalls wenig geeignet.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Schaltung mit fallender Strom-Spannungskennlinie bzw. negativer Impedanz, die sich bei zuverlässiger Arbeitsweise durch geringen Bauaufwand und Raumbedarf auszeichnet. Die erstrebte zuverlässige Arbeitsweise der Sohaltung soll insbesondere durch eine vergleichsweise hohe Unempfindlichkeit gegen Veränderungen der aktiven Schaltelemente erreicht werden. In entsprechender Weiterbildung soll die Erfindung ferner einen stromgesteuerten negativen Widerstand schaffen, der durch seine Übergangseigenschaften als Ladeelement für Nachrichtenübertragungsleitungen geeignet ist. Die Aufgabe einer anderen Weiterbildung der Erfindung ist die Schaff\xn.Q eines im Signalbereich im wesentlichen linearen negativen Widerstandes,

Ausgangspunkt der erfindungsgemäßen Lösung dieser Aufgabe ist eine Schaltung mit fallender Strom-Spannunk'skennlinie, bestehend aus einem Paar von Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps, bei der die Basis eines jeden Transistors mit dem Kollektor des anderen Transistors in Verbindung steht, bei der ferner zwischen der Basis und dem Emitter eines jeden Transistors ein Widerstand angeordnet ist und die Emitter der beiden Transistoren mit den Anschlußklemmen verbunden sind. Die erfindungsgemäße Lösung kennzeichnet sich hauptsächlich dadurch, daß die Basen der beiden Transistoren durch ein Vorspannungs-Impedanz verbunden sind.

Der Vorspannungskreis der erfindungsgemäßen Schaltung bewirkt eine Zunahme/durch die Transistoren fließenden Stromes durch Mitkopplung, wenn öin gewisser Schwellwert überschritten wird. Zum Verständnis der Wirkungsweise kann die Vorspannungs-Impedanz als Stromweg angesehen werden, welcher den anderenfalls vom Hauptsirompfad eines Transistors zum Steuerkreis des anderen Transistors fließenden Strom ableitet. Dieser abgeleitete Strom fließt nun

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vom Hauptstrompfad des einen Transistors zum und durch den Hauptstrompfad des anderen Transistors. Hierdurch wird die Mitkopplungswirkung der Schaltung, wenn der Schwellwert des Eingangsstroms überschritten ist, abgeschwächt und kontrolliert. Wenn der Eingangsstrom also z.B. von einer Quelle mit eigenem positivem Widerstand zugeführt wird, dessen Wert größer als derjenige des negativen Widerstandes der erfindungsgemäßen Schaltung ist, so ergibt sich ein stabiler Arbeitspunkt in dem durch wirksame Mitkopplung gekennzeichneten Strombereich. Innerhalb des letzteren hat die Strom-Spannungskennlinie eine wohlbestimmte negative Neigung.

Bei einer bestimmten Ausführung der Erfindung sind ein NPN- * und PNP-Transistor mit ihren Basen oder Steuerelektroden über Kreuz an die Kollektoren oder Hauptstrompfade des anderen Transistors angeschlossen. Die Schaltung wird derart vorgespannt, daß der Kollektorstrom von einem Transistor bei Erreichen des Eingangsstrom-Schwellwertes im Basiskreis des anderen Transistors eine Vorwärts-Vorspannung und somit eine Zunahme des Kollektorstromes im zweiten Transistor erzeugt. Hierdurch ergibt sich wiederum eine Vorwärts-Vorspannung im Basiskreis des ersten Transistors und damit ein positiv geschlossener Wirkungs- bzw«, Mitkopplungskreis. Eine zusätzlich zwischen den Basen der beiden Transistoren angeschlossene Impedanz bildet einen Strompfad zur Ableitung fast des gesamten sonst vom Kollektor eines Transistors über den Vorspannungskreis des anderen Transistors fließenden Stromes· Dieser ( Strom wird nun vom Kollektorkreis des einen Transistors zurück durch die Impedanz zum Kollektor des anderen Transistors geleitet, womit sich die Stabilisierung und Steuerung der durch die Mitkopplung eintretenden Stromzunahme ergibt. Für Betriebsströme von einer Quelle mit entsprechendem Innenwiderstand wird so jeder Transistor in seinem linearen Arbeitsbereich stabil vorgespannt. Die Zunahme des rückwärts fließenden Stroms durch die ableitende Impedanz ergibt sich durch den Wert des in Vorwärtsrichtung durch diese Impedanz fließenden Stroms bei dem Schwellwert, so daß jede weitere Zunahme des EingangsStroms zu einer entsprechenden Abnahme des durch die ableitende Impedanz fließenden Gesamtstroms führt. Da die Eingangsspannung in diesem Strombereich angenähert durch die Spannung an der ableitenden Impedanz dargestellt wird, so ist

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die Bingangsimpedanz der Schaltung negativ, und zwar im wesentlichen proportional zu der zwischen den Basen der Transistoren angeschlossenen positiven Impedanz.

Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, deren Schaltungsanordnungen in den Zeichnungen angedeutet sind. Hierin zeigt:

Fig. 1 das Schaltbild einer ersten Ausführung der Erfindung,

Fig. 3 den typischen Verlauf einer Strom-Spannungskennlinie einer erfindungsgemäßen Schaltung,

Fig« 5» 4, 5 und 6 je eine weitere Ausführung der erfindungsfc gemäßen Schaltung und

Fig. 7 eine beispielhafte Anwendung einer erfindungsgemäßen Schaltung.

Die Schaltung nach Fig. 1 umfaßt einen PNP-Transistor Q1 und einen NPN-Transistor Q2, deren Basen und Kollektoren über Kreuz unmittelbar miteinander verbunden sind, während die Emitterder beiden Transistoren die Anschlußklemmen 1 und 2 der Schaltung bilden. Ein zwischen Emitter und Basis des Transistors Q1 angeschlossener Widerstand R1, ein zwischen den Basen der Transistoren Q1 und Q2 angeschlossener Widerstand RJ und ein zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2 angeschlossener Widerstand R2 bilden zusammen die Vorspannungs-Schaltung der Transistoranordnung. \ Bei Speisung der Schaltung über die Klemmen 1 und 2 mit einem ansteigenden Strom I ergibt sich für die Klemmenspannung V die in Fig. 2 angedeutete Kennlinie. Wenn der Strom I vom Wert 0 im Punkt a in Fig. 2 ansteigende Werte durchläuft, so bleiben die Transistoren Q1 und Q2 zunächst nicht leitend, bis der Strom einen Schwellwert in der Nähe des Punktes b erreicht. Im Kennlinienbereich zwischen den Punkten a und b ist die Steigung der Kurve im wesentlichen durch die Summe der Wideratandswerte von R1 und R2 sowie R3 bestimmt. In diesem Arbeitsbereich fließt praktisch der gesamte Strom I außer geringen Leckströmen von Klemme 1 über die Widerstände R1, R2 und R3 zur Klemme 2. Wenn der Strom seinen dem Kennlinienpunkt b entsprechenden Wert übersteigt, so erreicht die Spannung an jedem der Widerstände R1 und R2 aus, um die

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Emitter-Basisstreeke der Transistoren in Vorwärts- oder Leitrichtung vorzuspannen, so daß ein entsprechender Kollektorstrom fließt. Ohne Widerstand R3 und bei einer üblichen Vorspannungs-Schaltung würde der gesamte Kollektorstrom von Q1 über den parallel zur Emitter-Basisstrecke von Q2 geschalteten Widerstand R2 fließen und die Vorwärts-Vorspannung von Q2 erhöhen. Dies würde zu einer Zunahme dea KollektorStroms von Q2 führen, woraus sich wiederum eine Erhöhung der Vorwärts-Vorspannung von Q1 ergibt, da dieser Strom in entsprechender Weise über den zur Emitter-Basisstrecke von Q1 parallelen Widerstand B.1 fließt. Eine Zunahme der Vorwärts-Vorspannung über den Schwellwert hinaus würde also infolge der Mitkopplung eine fortlaufende Erhöhung des KollektorStroms beider λ Transistoren bis zu deren Sättigung bei entsprechendem Abfall der Eingangsspannung gemäß dem Innenwiderstand der angeschlossenen Stromquelle hervorrufen. Die im Bereich des Schwellwertes vorgespannten Transistoren stellen also eine bistabile Kippstufe mit zeitlich instabilem Übergang zwischen gleichzeitiger Sperrung beider Transistoren einerseits und gleichzeitiger Sättigung beider Transistoren andererseits.

Durch Einfügen des Widerstandes R3 ergibt sich eine Abzweigung vom Hauptstrompfad, d.h. vom Emitter-Kollektorstrom des Transistors Q1, worüber ein Stromanteil von den zur Emitter-Baeisstrecke des Transistors Q2 parallelen Widerstand R2 abgeleitet wird. Es fließt nun ein KollektorStromanteil von Q1 über R3 zurück und über die Emitter-Kollektorstrecke von Q2, so daß sich keine wesentliche Zun;üune der Vorwärt s-V or spannung von Q2 mit der durch Mitkopplung folgenden Zunahme der Vorwärts-Vornahme von Q1 ergibt. Ähnlich bildet R3 einen Ableitungspfad für einen Kollektorstromanteil von Q2, welcher anderenfalls größtenteils über R2 fließen und die Vorwärts-Vorspannung der Basis-Emitterstreoke von Q1 erhöhen würde. Insgesamt ergibt sich also durch die Einfügung des Widerstandes R3 eine Begrenzung der Mitkopplungswirkung, wodurch sich in Verbindung mit einer Stromquelle geeigneten Innenwiderstandes die Möglichkeit stabiler Arbeitsweise innerhalb des für die Mitkopplung maßgeblichen, fallenden Kennlinienbereicha ergibt· Pur das B_eispiel gemäß Fig.2 liegt dieser Kennlinienabschnitt zwischen den Punkten b und c. Die Arbeitsweise der Sohal-

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tung in diesem Kennlinienbereich soll im Folgenden noch näher erläutert werden.

Zunächst ist festzuhalten, daß die Klemmenspannung V aus der Summe der Spannungsabfälle an R1, R2 und R3 "besteht. Beim Ansteigen des Stroms I über den Schwellwert entsprechend Kennlinienpunkt b bleibt die Spannung an R1 und R2 im wesentlichen konstant (bei genauer Betrachtung ergibt sich eine nur schwache Zunahme des Spannungsabfalls), und zwar infolge der Begrenzerwirkung der parallelen, in Vorwärtsrichtung vorgespannten Basis-Emitterstrecke des entsprechenden Transistors. Auf diese Weise wird der Kollektorstrom zwischen Schwellwert und Sättigung empfindlich geregelt, ohne daß der Wert der jeweiligen Emitter-Basisspannung einige Zehntel Volt übersteigt„ Infolge der gleichbleibend geringen Spannungen an R1 und R2 ist die Eingangsspannung V jeweils im wesentlichen gleich der Spannung an R3. Wie noch gezeigt wird, nimmt die Spannung an R3 mit zunehmendem Strom I ab, bis Q1 und Q2 bei einem Stromwert gemäß Kennlinienpunkt c in die Sättigung gelangen. Jede weitere Zunahme des Stroms I führt dann zu einer geringfügigen Steigerung der Spannung V gemäß dem noch leicht ansteigenden Verlauf der Sättigungskennlinie der Transistoren.

Der Kennlinienabschnitt zwischen den Punkten b und c ist im wesentlichen linear, und zwar mit einer negativen Neigung von der Größe k.R3, wobei der Wert des Faktors k geringer als Eins ist. Die vergleichsweise geringfügige Abweichung dieses Kennlinienabschnitts von der linearität und die Beschränkung des konstanten Faktors k auf Werte geringer als 1 ergibt sich aus der geringen Zunahme der Spannung an R1 und R2 mit zunehmendem Strom I sowie aus der Abweichung des Stromverstärkungsfaktors alpha der Transistoren vom Viert 1.

Das Auftreten des fallenden Kennlinienabschnitts läßt sich qualitativ noch wie folgt erklären. Die Schaltung arbeitet zunäohst im Kennlinienpunkt b» Der Strom I nehme dann um einen geringen Betrag dl zu, was eine entsprechende Zunahme der. Ströme Ie1 und Ie2 gemäß Figur 1 zur Folge hat, weil die Emitter-Basis-Bpannung von Q1 und Q2 die Vorwärts-Vorspannungswerte nicht wesentlich übersteigt. Mit den Spannungen an R1 und R2 bleiben

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auch die Ströme IR1 und IR2 gemäß Fig. 2 im wesentlichen konstant. Bei einem Stroraverstärkungsfaktor fs alpha gleich 1 beider Transistoren ist deren Kollektorstrom gleich dem Imetterstrom. Demgemäß hat die Zunahme des Stroms I um dl auch eine Zunahme der Ströme Id und Ic2 um dl zur Folge. Da weiterhin die Summe der Ströme Io1, IR3 und Ic2 jederzeit gleich dem Eingangsstrom an den Klemmen 1, 2 ist, so muß der Strom IR3 bei einer Zunahme des eingeprägten Stromes I um dl um den gleichen Betrag dl abnehmen. Infolgedessen nimmt IR3 mit der entsprechenden Spannung an R3 mit zunehmendem Strom I zwischen den Kennlinienpunkten b und c ab.

In den Schaltbildern gemäß Fig. 3A und Fig. 3B ist die Analogie zwischen der Zusammenschaltung der Transistoren Q1 und Q2 mit ä einem PNPN-Halbleiterelement veranschaulicht. Daraus ergibt sich, daß die erfindungsgemäße Schaltung nach Fig. 3A auch mit einem solchen Halbleiterelement aufgebaut werden kann. Bei dieser wie auch bei allen anderen erfindungsgemäßen Schaltungen kann anstelle des Widerstandes R3 gemäß Fig.1 eine allgemeine Impedanz mit Real- und Imaginärkomponente eingeführt werden. Die Klemmenimpedanz Zn wird dann entsprechend gleich -kZ3· Figur 3B veranschaulicht eine gedachte Aufspaltung des PNPN-Halbleiterelements in einen PNP-und einen NPN-Transistor mit entsprechenden elektrischen Verbindungen gemäß Fig.1·

Fig. 4 zeigt eine Ausführung der erfindungsgemäßen Schaltung, bei welcher als Impedanz zwischen den Basen der Transistoren Q1 und i Q2 eine RC-Parallelschaltung R3/03 vorgesehen ist, während für beide Transistoren 4ie-Me%esw Imetterwiderstände Re1 und Re2 als Gegenkppplung angeordnet sind. Durch die RC-Parallelschaltung ergeben sich bevorzugte Eigenschaften für die Anwendung als negative Ladeimpedanz in Nachrichtenübertragungsleitungen. Die verteilten Reaktanzen solcher Leitungen in Verbindung mit den zwischen benachbarten Lade schaltungen auftretenden Reflexionen führen leicht zur Instabilität, wenn nicht dafür gesorgt wird, daß bei einer Frequenz die negative Impedanz einer jeden Schaltung nicht in eine instabile Beziehung zu der Leitungsimpedanz tritt. Dies führt selbst dann zur Selbsterregung von Schwingungen, wenn die Leitung von einer geregelten Gleichstromquelle gespeist wird.

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Der Kondensator C3 äußert sich an den Eingangsklemmen 1, 2 als negative Kapazität parallel zu einem negativen Widerstand und wirkt daher der Instabilitätsbedingung durch Einführen einer tatsächlich wirksamen Induktivität und durch allmähliche Beseitigung des negativen Widerstandes mit zunehmender Frequenz entgegen· Insgesamt wird also die Ortskurve (Nyquist-Kurve) der Schaltung durch den Kondensator in Richtung auf Sicherstellung stabiler Arbeitsweise verändert.

Der* wie bereits erwähnt nicht lineare Kurvenverlauf zwischen den Kennlinienpunkten b und c hat eine nach unten leicht konkave Form, wodurch für manche Anwendungen unerwünschte Frequenzver-Zerrungen entstehen können. Die als G-egenkupplung wirkenden Emitterwiderstände Re1, Re2 stabilisieren die Basis-Kollektorsteilheit und vermindern die Linearitätsabweichungen und die entsprechenden Verzerrungen. Ferner wird hierdurch der Proportionalitätsfaktor k vermindert, so daß für einen gegebenen negativen Widerstand ein größerer Wert von R3 erforderlich ist. Insgesamt erhält hierdurch der Kurvenabschnitt zwischen den Kennlinienpunkten a und b eine stärkere Steigung, wodurch sich der verwendbare Mindeststromwert im Kennlinienbereich zwischen b und ο vermindert· Insgesamt wird also der Strombereich zwischen b und ο unter Zusammendrängung des Bereichs zwisohen a und b zu geringeren Stromwerten verschoben.

Fig. 5 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung unter Verwendung von Zweitransistor-Kaskaden gemäß US-Patentschrift 2 663 806 (Darlington-Kaskade). Zweck dieser Ausführung ist die Linearitätsverbesserung des fallenden Kennlinienabschnitts durch Erhöhung und Stabilisierung des Stroniverstärkungsfaktors alpha jeder Stufe auf den Wert 1. Mit einer Ausnahme arbeitet diese Schaltung entsprechend derjenigen nach Fig. 1, da eine Kaskade der vorliegenden Art wie ein einziger Transistor mit höherem alpha wirkt. Die Ausnahme besteht darin, daß der Spannungs-Schwellwert an R1 und R2 infolge der Reihenschaltung je zweier Basis-Emitterstrecken verdoppelt wird. Die Kennlinienpunkte b und c werden also unter entsprechender Erhöhung der durchschnittlichen Arbeitsspannung nach oben verschoben.

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Bei der Ausführung nach Pig, 6 wird die Nichtlinearität des fallenden Kennlinienabschnitts infolge der Abweichung des Stromverstärkungsfaktors alpha von 1 und infolge des Spannungsabfalls von R1 und R2 beseitigt. Hier sind zwei zusätzliche Transistoren Q1a und Q2a entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps (EPN bzw. PHP) zur Ableitung des bezüglich des Kennlinienpunktes b überschüssigen Stromes unter Umgehung von R3 vorgesehen. Diese zusätzlichen Transistoren arbeiten ähnlich wie die Transistoren Q1 und Q2 bei der Schaltung nach Fig,1. Der Transistor Q1b verstärkt den Span—

Da

nungsabfall an R1 infolge des Basisstroms von Q1a./Basis und Emitter von Q1b über R1 verbunden sind, hat jede Spannungsänderung an R1 eine entsprechende änderung des KollektorStroms von Q1b zur | Folge. Die Emitterstromempfindlichkeit von Q1a in Bezug auf Spannungsänderungen an R1 wird daher um den Faktor ß (etwa gleich. 1/1-alpha), d.h. die Steilheit des zusätzlichen Transistors Q1to, erhöht. Der Transistor Q2b arbeitet wie Q1b und erhöht zusammen mit diesem die Spannungsempfindlichkeit von Q1a und Q2a bezüglich R1 und R2. Die Ströme im letzteren bleiben also hochgradig konstant und sorgen für lineare Veränderung des Emitterstroms von Q1a undQ2a mit dem Gesamtstrom I. Die Kennlinienpunkte b und c werden hier im Gegensatz zu Fig. 5 nicht angehoben, da R1 und R2 jeweils nur eine Emitter-Basisstreoke überbrücken.

Bei der zuletzt beschriebenen Schaltung wird außerdem der Proportionalitätsfaktor k auf den Wert 1 und damit der negative Klemmenwiderstand nahe an den Wert von R3 gebracht. Gegebenenfalls können auch hier Gegenkopplungsiriderstände gemäß Pig· 4 in die Emitterleitungen e und d eingefügt werden, um einen Wert von k geringer als 1 stabil einzustellen. Diese Widerstände wirken außerdem einer etwaigen thermischen Instabilität entgegen und sorgen dafür, daß Q1a nicht unbeabsichtigt von dem Sperrstrom Ico von Q1b angesteuert wird. Entsprechendes gilt auch für Transistor Q2a·

Fig« 7 zeigt eine spezielle Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltung gemäß einer der beschriebenen Ausführungsformen· Hier . wird eine Fernspreohleitung mit zwei Adern zwischen einem Amt

7 und einer entfernten Teilnehmerstation 8 bzw. einem Unteramt

8 durch Ladeelemente 10, 11 .... η in der einen Ader und entsprechende Elemente 10', 11¹ .... n¹ in der anderen Ader verlustlos

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bzw. verlustarm gemacht. Für diese Ladeelemente kommen grundsätzlich alle beschriebenen Ausführungen der erfindungsgemäßen Schaltung in Betracht. Der Abstand zwischen benachbarten Ladeelementen ist gleich dem üblichen Verstärkerabstand, d.h. etwa gleich ¹/4 einer Wellenlänge entsprechend der höchsten Übertra- · gungsfrequenz. Die Ladeelemente gemäß der Erfindung werden durch Speisung der Leitung mit einer entsprechend bemessenen und konstant geregelten Stromquelle in den fallenden Kennlinienbereich mit negativer Impedanz gesteuert. Die Leitung kann so auf einfache Weise für einen gegebenen Frequenzbereich praktisch verlust- und verzerrungsfrei gemacht werden. Dabei ergeben sich fc durch Einsparung der üblichen Verstärker, Ausgleicher, Puppin-Spulen und dgl. beträchtliche Vorteile hinsichtlich verminderten Bauaufwandes und Raumbedarfs. Außerdem kann auch der Leitungsquerschnitt und damit der Aufwand für die Leitung selbst vermindert werden. Bndlich ist die Arbeitsweise der Leitung durch die erreichte Verlust- und Verzerrungsfreiheit im Vergleich zu den bekannten Anlagen verbessert.

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Claims

Patentansprüche

1.!Elektrische Schaltung mit fall ender Strom-Spannungskennlinie, bestehend aus einem Paar von !Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps, bei der die Basis eines jeden Transistors mit dem Kollektor des anderen Transistors in Verbindung steht, bei der ferner zwischen der Basis und dem Emitter eines jeden Transistors ein Widerstand angeordnet ist und die Emitter der beiden Transistoren mit den Anschlußklemmen verbunden sind, dadurch gekennze ichnet , daß die Basen der beiden Transistoren (Q1, Q2) durch eine Vorspannungs-Impedanz (R3) verbunden sind.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Vorspannungs-Impedanz die Parallelschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators (R3» 03, Fig·4) vorgesehen ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß als über Kreuz zusammengesohaltetes Transistorpaar eine äquivalente Vierschichtdiode mit zwei Basen und zwei Emittern vorgesehen ist (Fig. 3 A).

4. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß für jeden Transistor des Paares eine Zweierkaskade von Transistoren (Q1a, Q1b bzw. Q2a, Q2b) gleichen Leitfähigkeit styps (Darlington-Kaskade) vorgesehen, ist.

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