DE1440996C3

DE1440996C3 - Circuit arrangement for electrical discharge machining

Info

Publication number: DE1440996C3
Application number: DE19631440996
Authority: DE
Inventors: Cecil Paul Davidson N.C. Porterfield (V.St.A.)
Original assignee: Colt Industries Operating Corp
Current assignee: Colt Industries Operating Corp
Priority date: 1962-11-01
Filing date: 1963-04-24
Publication date: 1976-04-22

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur elektroerosiven Materialbearbeitung mit einem elektrischen Energiespeicher, insbesondere einem Speicherkondensator, sowie durch eine Steuereinrichtung betätigten Schalteinrichtungen zum abwechselnden Verbinden dieses Speichers mit einer Gleichspannungsquelle zum Aufladen bzw. mit dem Erosionsgehalt zum Entladen des Speichers. Die Arbeitsfrequenz und damit auch der Wirkungsgrad und die Genauigkeit der Bearbeitung ist bei den bekannten Schaltungsanordnungen dieser Art nicht optimal, da nur während des Entladevorgangs, der zeitlich zwischen den Ladevorgängen liegt, dem Erosionsspalt ein Bearbeitungsimpuls zugeführt wird.The invention relates to a circuit arrangement for electrical discharge machining with an electrical energy store, in particular a storage capacitor, as well as switching devices actuated by a control device for alternating Connect this memory with a DC voltage source for charging or with the Erosion content for discharging the storage tank. The working frequency and thus also the efficiency and the accuracy of the processing is not optimal in the known circuit arrangements of this type, because The erosion gap only occurs during the unloading process, which occurs between the loading processes Processing pulse is supplied.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der genannten Art zur Erzeugung von Impulsen hoher Stromstärke, einstellbarer Frequenz und Dauer für die elektroerosive Materialbearbeitung zu schaffen, die bei gegebener Frequenz der Steuereinrichtung eine verdoppelte Frequenz der Bearbeitungsimpulse und damit eine Verbesserung der Ausnutzung ergibt.The invention is based on the object of generating a circuit arrangement of the type mentioned of pulses of high amperage, adjustable frequency and duration for electrical discharge machining to create a doubled frequency of the machining pulses at a given frequency of the control device and thus results in an improvement in utilization.

Diese Aufgabe wird ausgehend von einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß sowohl der Ladekreis als auch der Entladekreis des Speichers mit dem Erosionsspalt verbunden sind und beim Aufladen bzw. Entladen des Speichers dem Spalt je einen Bearbeitungsimpuls zuführen. This object is achieved according to the invention on the basis of a circuit arrangement of the type mentioned at the beginning solved in that both the charging circuit and the discharging circuit of the memory with the erosion gap are connected and each feed a machining pulse to the gap when charging or discharging the memory.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist damit also die Arbeitsfrequenz gegenüber, der Steuer-Frequenz verdoppelt und somit eine erweiterte Anwendung, bessere Ausnutzung und auch eine gleichmäßigere Materialbearbeitung möglich.In the circuit arrangement according to the invention, the operating frequency is therefore opposite to the control frequency doubled and thus an extended application, better utilization and also a more even one Material processing possible.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ergeben sich aus den Unter-Advantageous configurations of the circuit arrangement according to the invention result from the sub-

address.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden an Hand schematischer Zeichnungen näher erläutert. Es zeigenEmbodiments of the invention are explained in more detail below with reference to schematic drawings. Show it

F i g. 1 bis 3 Einzelheiten der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;F i g. 1 to 3 details of the circuit arrangement according to the invention;

F i g. 4 bis 6 an Hand von Spannungs- bzw. Stromläufen die Arbeitsweise der Schaltung nach F i g. 2.F i g. 4 to 6 the mode of operation of the circuit according to FIG. 4 on the basis of voltage and current flows. 2.

Die in F i g. 1 gezeigte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur erosiven Materialbearbeitung umfaßt eine Gleichspannungsquelle 10, die mit einem Speicherkondensator 12 über eine Schalteinrichtung 22 sowie eine sich aus den beiden Teilinduktivitäten 20a und 206 zusammensetzende Induktivität 20 verbunden ist. Der Entladekreis des Speicherkondensators 12 wird durch eine Schalteinrichtung 24 sowie eine damit in Reihe liegende Induktivität 21, die sich zusammensetzt aus den Teilinduktivitäten 21a und 216, gebildet. Der durch die Elektrode 14 und das Werkstück 18 gebildete Erosionsspalt ist mit einem dielektrischen Strömungsmittel gefüllt. Die beiden Teilinduktivitäten 20a und 21a werden durch die Primärwicklungen eines Impulstransformators 27 gebildet. Sie besitzen gleiche Windungszahlen. Die Sekundärwicklung 28 dieses Transformators 27 ist über eine Diode 30 mit dem Erosionsspalt 14, 18 verbunden. Die Teilinduktivitäten 206 und 216 sind miteinander nicht gekoppelt. Sie tragen dazu bei, daß der Impulstransformator mit hoher Frequenz arbeitet und nicht gesättigt wird.The in F i g. 1 comprises circuit arrangement according to the invention for erosive material processing a DC voltage source 10 connected to a storage capacitor 12 via a switching device 22 as well as an inductance 20 composed of the two partial inductances 20a and 206 is. The discharge circuit of the storage capacitor 12 is switched by a switching device 24 and a circuit therewith in Inductance 21 lying in series, which is composed of the partial inductances 21a and 216, is formed. the The erosion gap formed by the electrode 14 and workpiece 18 is with a dielectric fluid filled. The two partial inductances 20a and 21a are through the primary windings of a pulse transformer 27 formed. They have the same number of turns. The secondary winding 28 of this transformer 27 is connected to the erosion gap 14, 18 via a diode 30. The partial inductances 206 and 216 are not coupled to each other. They help the pulse transformer to operate at a high frequency and is not saturated.

Die Schalteinrichtungen 22 und 24 sind vorzugsweise gesteuerte Halbleitergleichrichter, es können aber auch Thyratrons, Ignitrons oder ähnliche Röhren verwendet werden. Ein gesteuerter Gleichrichter sperrt in der Vorwärtsrichtung unterhalb einer kritischen Spannung. Beim Anlegen eines Steuersignals oder beim Überschreiten der kritischen Spannung geht der gesteuerte Gleichrichter schnell von seinem normalen nichtleitenden Zustand in den leitenden Zustand über. Sobald der gesteuerte Gleichrichter leitfähig gemacht worden ist,The switching devices 22 and 24 are preferably controlled semiconductor rectifiers, but it can also Thyratrons, ignitrons or similar tubes can be used. A controlled rectifier blocks the Forward direction below a critical voltage. When applying a control signal or when it is exceeded The controlled rectifier quickly changes from its normal non-conductive voltage to the critical voltage State to the conductive state. As soon as the controlled rectifier has been made conductive,

bleibt er in diesem Zustand, bis dann die Stärke des hindurchfließenden Stroms auf Null zurückgeht. Um den Gleichrichter nichtleitend zu machen, kann man ihn entweder von seiner Stromquelle abschalten oder die an seinen Anoden- und Kathodenklemmen liegende Spannung umpolen. Es hat sich gezeigt, daß ein gesteuerter Gleichrichter schneller aus seinem leitfähigen Zustand in den nichtleitenden Zustand übergeht, wenn man die Spannung an der Anode und der Kathode umpolt, als wenn man die Stromquelle abschaltet; bei der erfindungsgemäßen Schaltung wird diese Eigenschaft in vorteilhafter Weise ausgenutzt. Um die erforderlichen Steuersignale zu erzeugen, werden den Elektroden 22g und 24g sowie den Kathoden 22c und 24c der gesteuerten Gleichrichter 22 und 24 von einem Impulsgenerator 26 aus Tastimpulse zugeführt. Die den Gleichrichtern 22 und 24 zugeführten Tastimpulse sind um 180° phasenverschoben. Die zeitliche Dauer der Tastimpulse ist stets erheblich kürzer als die Ladezeit des Kondensators 12 und auch kürzer als die Entladungszeit. Der Impulsgenerator 26 ist in bekannter Weise ausgebildet. Ein Schaltungsbeispiel ist in F i g. 3 gezeigt.it remains in this state until the strength of the current flowing through it goes back to zero. To make the rectifier non-conductive, you can either switch it off from its power source or reverse the polarity of the voltage on its anode and cathode terminals. It has been shown that a controlled rectifier changes faster from its conductive state to the non-conductive state if the polarity of the voltage at the anode and the cathode is reversed than if the current source is switched off; this property is advantageously used in the circuit according to the invention. In order to generate the necessary control signals, the electrodes 22g and 24g and the cathodes 22c and 24c of the controlled rectifiers 22 and 24 are fed from a pulse generator 26 from sampling pulses. The pulse pulses fed to the rectifiers 22 and 24 are phase-shifted by 180 °. The duration of the probe pulses is always considerably shorter than the charging time of the capacitor 12 and also shorter than the discharge time. The pulse generator 26 is designed in a known manner. A circuit example is shown in FIG. 3 shown.

An den Klemmen des gesteuerten Gleichrichters 22 ist eine entgegengesetzt gepolte Diode 32 angeschlossen, die mit einem nichtlinearen Widerstandselement 34 in Reihe geschaltet ist. Entsprechend ist mit den Klemmen des gesteuerten Gleichrichters 24 eine Diode 36 verbunden, die mit einem nichtlinearen Widerstandselement 38 in Reihe geschaltet ist. Mit den gesteuerten Gleichrichtern 22 und 24 sind außerdem V?C-Netzwerke 42-44-40 und 48-50-46 parallel geschaltet. Diese Netzwerke und Dioden haben die Aufgabe, zu verhindern, daß an den Gleichrichtern am Beginn oder am Ende ihres leitfähigen Zustandes eine umgekehrte Spannungsspitze erscheint.An oppositely polarized diode 32 is connected to the terminals of the controlled rectifier 22, which is connected in series with a non-linear resistance element 34. The same applies to the terminals of the controlled rectifier 24 is connected to a diode 36 which is connected to a non-linear resistance element 38 is connected in series. With the controlled rectifiers 22 and 24 are also V? C networks 42-44-40 and 48-50-46 connected in parallel. These networks and diodes have the task of preventing that at the rectifiers at the beginning or at the end of their conductive state a reverse Voltage peak appears.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 besteht die Sekundärwicklung 28 aus zwei hintereinandergeschalteten, sich unterstützenden Wicklungen. Die Wicklung 28a liefert den Bearbeitungsstrom nach der Ionisierung des Spalts, und die Wicklung 286 wirkt als Quelle für einen schwachen Strom bei einer vergleichsweise höheren Spannung, um die Ionisierung des Spalts zu gewährleisten. Zwischen der Diode 30 und dem Spalt liegt ein Strombegrenzungswiderstand 52. Somit kann die Diode 30 dem Spalt nur schwache Ströme zuführen, jedoch eine Spannung anlegen, die auf einen gewählten Wert eingestellt ist, welcher höher ist als das zum Ionisieren des Spalts benötigte Potential, wobei dieser Wert so gewählt ist, daß während des Stromimpulses eine frühzeitige Ionisierung des Spalts gewährleistet ist. Die Diode 54 ist ebenfalls an den Spalt angeschlossen und mit der Transformatorwicklung an einer solchen Anzapfung verbunden, daß die Ionisierung des Spalts aufrechterhalten wird. Diese An-Ordnung dient dazu, einen maximalen Stromfluß durch den Spalt nach der Ionisierung zu gewährleisten. Der Transformator 27 kann gegebenenfalls auch durch zwei oder mehr Transformatoren ersetzt werden, bei denen die Primärwicklungen den Wicklungen 20a und 21a entsprechen, wobei jeder Transformator eine der Wicklung 28 ähnelnde Sekundärwicklung besitzt; diese Wicklungen werden dann in Parallelschaltung an den Spalt angeschlossen.In the preferred embodiment of FIG. 2, the secondary winding 28 consists of two series-connected, supporting windings. The winding 28a provides the machining current after the gap is ionized, and the winding 286 acts as a source of a weak current at a comparatively higher voltage to cause the ionization to ensure the gap. There is a current limiting resistor between the diode 30 and the gap 52. Thus, the diode 30 can only supply weak currents to the gap, but can apply a voltage which is set to a selected value which is higher than the potential required to ionize the gap, this value is chosen so that an early ionization of the gap during the current pulse is guaranteed. The diode 54 is also connected to the gap and to the transformer winding connected to such a tap that ionization of the gap is maintained. This an-order serves to ensure maximum current flow through the gap after ionization. the Transformer 27 can optionally also be replaced by two or more transformers in which the primary windings correspond to windings 20a and 21a, each transformer being one of the Winding 28 has a secondary winding similar to winding 28; these windings are then connected in parallel to the Connected gap.

Die Diode 56 in der Ladeleitung des Kondensators 12 ist durch ein Siliciumkarbidelement 58 überbrückt. Eine weitere Diode 60 liegt in der Entladeleitung des Kondensators 12 und ist durch ein Siliciumkarbidelement 62 überbrückt. Eine mit einem Siliciumkarbidelement 66 in Reihe geschaltete Diode 64 liegt zwischen der Verbindungsstelle des gesteuerten Gleichrichters 22 mit dem Kondensator 12 und der positiven Klemme der Gleichstromquelle 10. Diese Anordnung bildet eine Begrenzungsschaltung für die Ladespannung des Kondensators 12, durch welche verhindert wird, daß die Spannung des Kondensators ein Vielfaches der Spannung der Spannungsquelle erreicht. Das durch die Diode 64 und das Siliciumkarbidelement 66 gebildete Netzwerk leitet tatsächlich Energie zur Spannungsquelle 10 zurück und verhindert so eine übermäßige Spannungsvervielfachung. Auf ähnliche Weise und zum gleichen Zweck sind eine Diode 68 und ein damit in Reihe geschaltetes Siliciumkarbidelement 70 zwischen der Verbindungsstelle des gesteuerten Gleichrichters 22 mit dem Kondensator 12 und der negativen Klemme der Spannungsquelle 10 vorgesehen. Die Diode 68 wirkt somit zusammen mit dem Siliciumkarbidelement 70 als Spannungsbegrenzungsschaltung, durch welche die Kondensatorspannung im negativen Bereich auf einen vorbestimmten Wert begrenzt wird.The diode 56 in the charging line of the capacitor 12 is bridged by a silicon carbide element 58. Another diode 60 is in the discharge line of capacitor 12 and is through a silicon carbide element 62 bridged. A diode 64 connected in series with a silicon carbide element 66 is interposed the junction of the controlled rectifier 22 with the capacitor 12 and the positive terminal the direct current source 10. This arrangement forms a limiting circuit for the charging voltage of the capacitor 12, by which it is prevented that the voltage of the capacitor is a multiple of the voltage the voltage source reached. That formed by diode 64 and silicon carbide element 66 Network actually directs energy back to voltage source 10, thus preventing excessive Voltage multiplication. Similarly, and for the same purpose, a diode 68 and an associated therewith are in Silicon carbide element 70 connected in series between the junction of the controlled rectifier 22 with the capacitor 12 and the negative terminal of the voltage source 10 is provided. The diode 68 thus acts together with the silicon carbide element 70 as a voltage limiting circuit through which the capacitor voltage is limited in the negative range to a predetermined value.

Der Impulsgenerator 26 kann gemäß Fig.3 aus einer Flip-Flop-Stufe 72 und den Multivibratorstufen 74 und 76 bestehen. Der Eingang des Multivibrators 74 ist mit einem Ausgang der Flip-Flop-Stufe 72 über ein RC-Differentationsglied 90 bis 94, einen Kondensator 96 und einen Widerstand 92 verbunden. Mit dem Potentiometer 104 kann, die Breite der Augangsimpulse variiert werden. Der Multivibrator 76 ist an den anderen Ausgang der Flip-Flop-Stufe 72 über ein ÄC-Differentationsglied 106 bis 110, einen Kondensator 112 und einen Widerstand 108 angeschlossen. Über das Potentiometer 121 kann auch hier die Breite der Ausgangsimpulse variiert werden. Beim Zuführen der Triggerimpulse am Eingang der Stufe 72 wird die Flip-Flop-Schaltung gekippt. Die Rechteckausgangsimpulse der Flip-Flop-Schaltung 72 werden durch die RC-Kopplungsnetzwerke zwischen der Stufe 72 und den Multivibratoren 74 und 76 differenziert, so daß spitze Triggerimpulse entstehen. Die Multivibratoren 74 und 76 werden mit Hilfe der Triggerimpulse aus der Flip-Flop-Stufe 72 bestätigt, um über die Leitungen 26a und 266 Rechteckimpulse von gewählter Breite abzugeben. In den Leitungen 26a und 26b liegt je ein Blockkondensator 75a bzw. 75b. Mit den Ausgangssignalen der Transformatorstufe 77 werden über die Leitungen 26c, 26d und 26e, 26/ die gesteuerten Gleichrichter 22 und 24 getastet Hierbei ist die Bedingung erfüllt, daß die Tastimpulse der Impulsquelle 26 in gleichen Abständen auftreten und abwechselnd den gesteuerten Gleichrichtern 22 und 24 zugeführt werden.According to FIG. 3, the pulse generator 26 can consist of a flip-flop stage 72 and the multivibrator stages 74 and 76. The input of the multivibrator 74 is connected to an output of the flip-flop stage 72 via an RC differentiation element 90 to 94, a capacitor 96 and a resistor 92. With the potentiometer 104, the width of the output pulses can be varied. The multivibrator 76 is connected to the other output of the flip-flop stage 72 via an AC differentiation element 106 to 110, a capacitor 112 and a resistor 108. The width of the output pulses can also be varied here via the potentiometer 121. When the trigger pulses are supplied to the input of stage 72, the flip-flop circuit is toggled. The square-wave output pulses of the flip-flop circuit 72 are differentiated by the RC coupling networks between the stage 72 and the multivibrators 74 and 76, so that sharp trigger pulses arise. The multivibrators 74 and 76 are confirmed with the aid of the trigger pulses from the flip-flop stage 72 in order to emit square-wave pulses of the selected width via the lines 26a and 266. A blocking capacitor 75a and 75b is located in each of the lines 26a and 26b. The controlled rectifiers 22 and 24 are sampled with the output signals of the transformer stage 77 via the lines 26c, 26d and 26e, 26 / Here, the condition is met that the sampling pulses of the pulse source 26 occur at equal intervals and are alternately supplied to the controlled rectifiers 22 and 24 will.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 arbeitet folgendermaßen: The circuit arrangement according to FIG. 1 works as follows:

Der Speicherkondensator 12 wird über den gesteuerten Gleichrichter 22 aufgeladen. Durch die Teilinduktivität 206 tritt am Kondensator 12 eine Spannung auf, die über der Spannung der Quelle 10 liegt und das Abschalten des gesteuerten Gleichrichters 22 nach dem Aufladen des Kondensators 12 gewährleistet. Wenn der gesteuerte Gleichrichter 24 den Kondensator 12 entlädt, bewirkt die Induktionswirkung der Induktivität 21, daß sich der Kondensator 12 entgegengesetzt zu der Ladung auflädt, welche ihm über den gesteuerten Gleichrichter 22 zugeführt wird. Diese nun an dem Kondensator 12 erscheinende Spannung bewirkt, daß sich die Spannung an den Anoden- und Kathodenklemmen 24a und 24c umkehrt, so daß das Abschalten desThe storage capacitor 12 is charged via the controlled rectifier 22. Through the partial inductance 206, a voltage occurs across the capacitor 12 which is above the voltage of the source 10 and the switch-off of the controlled rectifier 22 after the capacitor 12 has been charged. When the controlled rectifier 24 discharges the capacitor 12, causes the induction effect of the inductance 21, that the capacitor 12 is charged opposite to the charge which it receives over the controlled Rectifier 22 is supplied. This now appearing on the capacitor 12 voltage causes the voltage at the anode and cathode terminals 24a and 24c is reversed, so that the disconnection of the

gesteuerten·Gleichrichters 24 gewährleistet ist: Die induktivitäten 20 und 21 sind in Reihe geschaltet; so daß sich ihre Spannungen addieren. Diese Schaltung erzeugt Stromimpulse in der Wicklun'g'28, welche die gleiche Richtung aufweisen, wenn der Kondensator 12 über den gesteuerten Gleichrichter 22 aufgeladen wird, wie wenn das Entladen des Kondensators über den gesteuerten Gleichrichter 24 erfolgt. Die Schaltung nach ■Fi'gvl erzeugt daher Bearbeitungsstromimpulse der richtigen Polarität sowohl während des Aufladens als auch während des Entladens des Kondensators 12. Mit anderen Worten, die erfindurigsgemäße Schaltung nutzt den bekannten Vorteil des induktiven Aufladens bei gleichzeitiger ^Spaririuhgsvervielfachüng aus,^: und außerdem ist die. Anordnung derart, daß doppelt sovie-Ie Ausgangsimpulse erzeugt werden, wie man sie bei den bis jetzt bekannten Schaltungen mit Hilfe von Speicherkondensatoren erzielen kann. Um zu verhindern, daß an dem jeweils' betätigten gesteuerten Gleichrichter bei Beendigung des leitfähigen Zustands negative Spannungspitzen auftreten, sind in der aus F i g. 1 ersichtlichen Weise Schutznetzwerke mit überbrückten Dioden, Siliciumkarbidelementen und RC-Netzwerken vorgesehen.controlled · rectifier 24 is guaranteed: The inductors 20 and 21 are connected in series; so that their tensions add up. This circuit generates current pulses in the winding 28 which have the same direction when the capacitor 12 is charged via the controlled rectifier 22 as when the capacitor 12 is discharged via the controlled rectifier 24. The circuit according ■ Fi'gvl produces machine current pulses of proper polarity both during charging as 12 during the discharge of the capacitor In other words, the erfindurigsgemäße circuit uses the known advantage of the inductive charging while ^ Spaririuhgsvervielfachüng ^out: and is also the. Arrangement such that twice as many output pulses are generated as can be achieved with the circuits known up to now with the aid of storage capacitors. In order to prevent negative voltage peaks from occurring at the respectively actuated controlled rectifier when the conductive state is terminated, the circuit shown in FIG. 1 apparent way protection networks with bridged diodes, silicon carbide elements and RC networks are provided.

Die Schaltung nach Fig.2 arbeitet grundsätzlich ähnlich wie diejenige nach F i g. 1. Auch hier erfolgt im Lade- und Entladekreis des Kondensators 12 eine Spannungsvervielfachung. Wenn die Spannung "der SpannungsqÜelle z.B. 100 V beträgt, und wenn die Ladurigsspannung des Kondensators 12 gleich OV ist, würde die Verdopplungswirkung der Schaltung dazu führen, daß der Kondensator unter optimalen Bedingungen auf 200 V aufgeladen wird. Wenn z. B. nach dem Entladen des Kondensators 12 an dem Kondensator eine negative Spannung in der Größenordnung von 20 V liegt, ist diese Spannung jetzt mit der Spannungsquelle in Reihe.geschaltet, und der nächste Ladevorgang der Schaltung würde bewirken, daß der Kondensator auf den doppelten Wert der Quellenspannung von 100 V zuzüglich dem doppelten von 20 V aufgeladen wird, da'die Restladung des Kondensators -20 V beträgt. Wenn der Kondensator 12 jetzt nicht von einer Spannung von 200 V, sondern von 240 V entladen wird, entsteht notwendigerweise an dem Kondensator eine noch größere negative Spannung. Diese Vervielfachung der Spannung würde sich fortsetzen, bis die Verluste in der Schaltung den Spannungsanstieg stabilisieren. Die Spännungen, auf Weiche sich der Kondensator 12 auflädt, würden immer höhere Werte erreichen. Dies ist jedoch bei der Bearbeitung mittels elektrischer Entladungen aus verschiedenen Gründen unerwünscht. Hierbei würde die Induktivität 28 sekundäre Ausgangsimpulse mit unterschiedlichen Spitzenwerten der Stromstärke abgeben, die sich jeweils nach der Spannung richten, auf welche der Kondensator 12 aufgeladen wird. Hieraus ergeben sich große Unterschiede in den Abmessungen des zu bearbeitenden Werkstücks, und die Werkstückoberfläche wird "* unregelmäßig. Außerdem könnte die Spannung infolge der Spannungsvervielfachung Spitzenwerte erreichen, wodurch die Schaltungselemente beschädigt werden können. Um diese unerwünschte Spannungsvervielfachung zu verhindern, ist die Begrenzungsschaltung vorgesehen. Die Begrenzungsschaltung nutzt die Eigenschaft des Siliciumkarbidelements aus, die darin besteht, daß es nur einen sehr schwachen Strom durchläßt, bis an das Element eine bestimmte Spannung angelegt wird. Oberhalb dieses Punktes nimmt der durch das Element fließende Strom bei einer linearen Erhöhung der angelegten Spannung exponentiell zu. Es sei z. B. angenommen, daß der Gleichrichter 22 leitfähig wird und die Ladung des Kondensators 12 beginnt. Das mit der Diode 64 in Reihe geschaltete Siliciumkarbidelement 66 wirkt wie eine Leitungsunterbrechung, bis die Spannung des Kondensators 12 die Spannung der Spannurigsqüelle 10 überschreitet: Dann beginnt das Siliciumkarbidelernent 66 einen Strom durchzulassen, wenn die Spannung des ίο Kondensators 12 über die Spannung der Quelle 10 hinaus ansteigt. Der durch das Siliciurnkarbidelement 66 fließende Ström ist somit proportional zum Unterschied zwischen der Spannung der Quelle 10 und der Spannung am Kondensator 12. Die Reihenschaltung aus der Diode 64 und dem Siliciumkarbidelernent 66 dient somit dazu; elektrische Energie zur Spahniingsqüelle 10 zurückzuleiten. Hierdurch wird verhindert, daß die Spannung am Kondensator 12 auf einen Wert ansteigt, der ein unerwünschtes Vielfaches der Quellenspannung ist. Die Kondensatorspannung kann nur auf die Spannung der Quelle 10 zuzüglich der durch das Siliciumkarbidelement 66 festgelegten Spannung ansteigen. Zwar begrenzt die Schaltung nach F ig. 2 die Spannungssteigerungen in einem vorbestimmten Ausmaß, doch läßt sie eine ausreichende Spannungsvervielfachung zu, um das Abschalten des gesteuerten Gleichrichters 22 zu gewährleisten. Die mit dem Siliciumkarbidelement 70 in Reihe geschaltete Diode 68 erfüllt die gleiche Aufgabe der Spannungsbegrenzung, wenn der Gleichrichter 24 leitend gemacht wird, um den Kondensator 12 zu entladen. Das Siliciumkarbidelement 70 ermöglicht es dem Kondensator 12, sich negativ aufzuladen, und zwar wegen der Schwingneigung der Induktivität 21 und des Kondensators 12, doch wird die Größe der negativen Halbperiode der Schwingungen begrenzt. The circuit according to Fig.2 works in principle similar to that of FIG. 1. Here, too, occurs in the charging and discharging circuit of the capacitor 12 Voltage multiplication. If the voltage "of the voltage source is e.g. 100 V, and if the charge voltage of capacitor 12 is equal to 0V, the doubling effect of the circuit would do so cause the capacitor to charge to 200 V under optimal conditions. If z. B. after upon discharging the capacitor 12 across the capacitor a negative voltage on the order of 20 V, this voltage is now connected in series with the voltage source, and the next charging process the circuit would cause the capacitor to double the source voltage of 100 V plus double that of 20 V, because the remaining charge of the capacitor is -20 V amounts to. If the capacitor 12 is now not discharged from a voltage of 200 V, but from 240 V, there is necessarily an even greater negative voltage across the capacitor. This multiplication the voltage would continue until the losses in the circuit stabilize the voltage rise. The voltages to which the capacitor 12 is charged would reach ever higher values. However, this is undesirable for various reasons when machining by means of electrical discharges. In this case, the inductance would 28 secondary output pulses with different peak values of the Deliver amperage, each of which depends on the voltage to which the capacitor 12 is charged will. This results in large differences in the dimensions of the workpiece to be machined, and the workpiece surface becomes irregular "*. In addition, the stress due to the stress multiplication Reach peak values, as a result of which the circuit elements can be damaged. The limiting circuit is provided in order to prevent this undesired voltage multiplication. The limiting circuit uses the property of the silicon carbide element which consists in the fact that it only allows a very weak current to pass through to the element a certain voltage is applied. Above this point, the flowing through the element increases Current increases exponentially with a linear increase in the applied voltage. Let it be B. assumed that the rectifier 22 becomes conductive and the charging of the capacitor 12 begins. The one with the diode 64 in Silicon carbide element 66 connected in series acts like an interruption in the line until the voltage of the Capacitor 12 the voltage of the voltage source 10 exceeds: Then the silicon carbide element 66 begins to pass a current when the voltage of the ίο capacitor 12 above the voltage of source 10 increases. The current flowing through silicon carbide member 66 is thus proportional to the difference between the voltage of the source 10 and the voltage on the capacitor 12. The series connection from the diode 64 and the silicon carbide element 66 thus serves; electrical energy to the Spahniingsquüelle 10 to redirect. This prevents the voltage across capacitor 12 from reaching a value increases, which is an undesirable multiple of the source voltage. The capacitor voltage can only be on the voltage of the source 10 plus the voltage established by the silicon carbide element 66 will increase. The circuit according to Fig. 2 the tension increases to a predetermined extent, however, it allows sufficient voltage multiplication to switch off the controlled rectifier 22 to ensure. The diode 68 connected in series with the silicon carbide element 70 accomplishes this same task of limiting voltage when the rectifier 24 is made conductive to the capacitor 12 to unload. The silicon carbide element 70 enables the capacitor 12 to become negatively charged, because of the tendency of the inductor 21 and the capacitor 12 to oscillate, but the size becomes the negative half cycle of the oscillations is limited.

Im folgenden wird an Hand von F i g. 4 bis 6 die Arbeitsweise der bevorzugten Ausbildungsform der Erfindung nach F i g. 2 erläutert. F i g. 4 zeigt die an den gesteuerten Gleichrichter 22 angelegte Spannung in Form einer gestrichelten Kurve und die an dem gesteuerten Gleichrichter 24 erscheinende Spannung in einer voll ausgezogenen Kurve. Im Zeitpunkt to ist der gesteuerte Gleichrichter 22 abgeschaltet, und der gesteuerte Gleichrichter 24 ist mit Hilfe eines Tastimpulses leitfähig gemacht worden, der von der Impulsquelle 26 der Steuerelektrode 24g zugeführt wurde. Der Kondensator 12, der über die Spannung der Quelle 10 hinaus aufgeladen worden ist, beginnt, sich in der in Fi g. 5 gezeigten Weise über den gesteuerten Gleichrichter 24 zu entladen. Während des Entladens des Kondensators 12 induziert der in der Primärwicklung 20a fließende Strom einen Stromimpuls in der Sekundärwicklung 28, so daß dem Spalt ein Bearbeitungsstromimpuls der in F i g. 6 gezeigten Form zugeführt wird. Im Zeitpunkt fi hat sich der Kondensator 12 negativ aufgeladen, um den gesteuerten Gleichrichter 24 in der entgegengesetzten Richtung vorzuspannen und ihn abzuschalten. Während der Zeitspanne zwischen ti und fi behält der 6d Kondensator 12 seine maximale negative Spannung im wesentlichen bei. Der geringe Anstieg der Konderisatorspannung ist auf die Ableitwirkung des nichtlinearen Widerstandes 38 zurückzuführen. Im Zeitpunkt ti wird der gesteuerte Gleichrichter 22 durch einen der Steuerelektrode 22g zugeführte Tastimpuls leitfähig gemacht, und der Kondensator 12 beginnt, sich über diesen Gleichrichter Und die Induktivität 20a, 20i» aufzuladen, so daß ein zweiter Bearbeitungsstromimpuls induziertIn the following, with reference to FIG. 4 to 6 show the mode of operation of the preferred embodiment of the invention according to FIG. 2 explained. F i g. 4 shows the voltage applied to the controlled rectifier 22 in the form of a dashed curve and the voltage appearing at the controlled rectifier 24 in a solid curve. At time to the controlled rectifier 22 is switched off, and the controlled rectifier 24 has been made conductive with the aid of a tactile pulse which was fed from the pulse source 26 to the control electrode 24g. The capacitor 12, which has been charged beyond the voltage of the source 10, begins to move in the direction shown in FIG. 5 via the controlled rectifier 24 to discharge. During the discharge of the capacitor 12, the current flowing in the primary winding 20a induces a current pulse in the secondary winding 28, so that a machining current pulse of the type shown in FIG. 6 is fed to the form shown. At time fi the capacitor 12 has become negatively charged in order to bias the controlled rectifier 24 in the opposite direction and to switch it off. During the period between ti and fi, the 6d capacitor 12 essentially maintains its maximum negative voltage. The slight increase in the capacitor voltage is due to the discharge effect of the non-linear resistor 38. At the instant ti , the controlled rectifier 22 is made conductive by a touch pulse applied to the control electrode 22g, and the capacitor 12 begins to charge itself via this rectifier and the inductance 20a, 20i, so that a second machining current pulse is induced

und dem Spalt gemäß F i g. 6 zugeführt wird. Im Zeitpunkt £3 hat die Spannung am Kondensator 12 ihren maximalen positiven Wert erreicht, der gesteuerte Gleichrichter 22 wird in der entgegengesetzten Richtung vorgespannt, um ihn abzuschalten, und der dem Spalt zugeführte Stromimpuls wird in der aus F i g. 6 ersichtlichen Weise beendet. Zwischen den Zeitpunk-and the gap according to FIG. 6 is fed. At time £ 3, the voltage across capacitor 12 has its reaches maximum positive value, the controlled rectifier 22 is in the opposite direction biased to turn it off, and the current pulse applied to the gap is shown in FIG. 6th obvious way ended. Between the time

ten η und U behält der Kondensator 12 seine positive Ladung bei, und beide gesteuerten Gleichrichter bleiben in ihrem normalen nichtleitenden Zustand. Im Zeitpunkt i4 wird der gesteuerte Gleichrichter 24 durch Zuführen eines Tastimpulses erneut leitfähig gemacht, so daß sich das beschriebene Arbeitsspiel wiederholt.ten η and U , the capacitor 12 retains its positive charge, and both controlled rectifiers remain in their normal non-conductive state. At the point in time i4, the controlled rectifier 24 is made conductive again by supplying a key pulse, so that the working cycle described is repeated.

Hierzu 3 Blatt ZeichnungenFor this purpose 3 sheets of drawings

609 617/354609 617/354

Claims

Patent claims:

1. Circuit arrangement for electrical discharge machining with an electrical energy storage device, in particular a storage capacitor .tor, as well as actuated by a control device Switching devices for alternately connecting this memory to a DC voltage source for charging or with the erosion gap for discharging the storage tank, characterized in that that both the charging circuit (20,22) and the discharging circuit (21, 24) of the memory (12) with the Erosion gap (14,16) are connected in such a way that they dem when charging or discharging the memory Apply a machining pulse to each gap.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the switching devices Directional conductor elements that can be controlled in a manner known per se, in particular semiconductor rectifiers, are.

3. Circuit arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that in per se known Connect the charging switching device (22) in series with a charging impedance (20a, 206) Memory (12) and DC voltage source (10) is connected and the discharge switching device (24) in A series with a discharge impedance (21a, 21 6) is connected between the store (12) and the gap (14, 16), such that both impedances (20a, 21a) interact with the gap.

4. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the charging and discharging impedances (20a, 206, 21a, 21b ) are formed by the two primary windings (20a, 21a) of a transformer (27), the secondary winding (28) of which with the Electrode or the workpiece is connected.

5. Circuit arrangement according to claim 4, characterized in that in series with the primary windings (20a, 21a) uncoupled inductances (206, 216) are connected.

6. Circuit arrangement according to one of claims 2 to 5, characterized in that the switching devices (22, 24) in a manner known per se as a function of the potential of the memory are lockable.

7. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 6, characterized by a voltage limiter circuit, the two between each pole of the DC voltage source and the controllable one Rectifier-facing pole of the memory comprises switched diodes (64,68).

8. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 7, characterized in that in the charging and discharge circuit of the memory (12) each one through a non-linear resistance element (58, 62) bridged limiter diode (56,60) is arranged.