DE1289097B

DE1289097B - Vertikalablenkschaltung

Info

Publication number: DE1289097B
Application number: DEN27873A
Authority: DE
Inventors: Attwood Brian Ernest
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1965-01-15
Filing date: 1966-01-11
Publication date: 1969-02-13
Also published as: SE315627B; NL6600308A; FR1463535A; AT261693B; US3456150A; GB1076092A; DK116519B; BE675080A

Description

Die Erfindung betrifft eine vertikale Ablenkschaltung, bestehend aus einer Ausgangsstufe mit wenigstens einem Halbleiter und einer Vertikalablenkspule, einem Aufladekreis mit einem Aufladekondensator, an dem während der Abtastperioden eine sägezahnförmige Steuerspannung auftritt, und einem Oszillator mit einem über den erwähnten Kondensator geschalteten Entladekreis zum periodischen Entladen des Kondensators während der Rückschlagperioden. Eine solche Vertikalablenkschaltung ist insbesondere zur magnetischen Strahlablenkung in einer Elektronenstrahlröhre eines Fernsehempfängers verwendbar.

Eine Vertikalablenkschaltung mit Halbleitern des üblichen Typs hat meist drei Stufen, einen Generator zum Erzeugen einer Sägezahnspannung, eine Steuerstufe und eine Ausgangsstufe. In einer solchen Schaltung ist die zweite und die dritte Stufe in Klasse A eingestellt. In der Ausgangsstufe wird ein Leistungstransistor verwendet, der über eine Drosselspule oder einen Transformator mit den Ablenkspulen gekoppelt ist.

Als typischer Wert für die Verlustleistung der Ausgangsstufe gilt etwa 6 Watt für eine 25-kVolt-90°-Farbelektronenstrahlröhre. Es wurden auch in Klasse B eingestellte Ausgangsstufen entwickelt, in denen die Drosselspule oder der Transformator entbehrlich ist, so daß diese Schaltungen eine höhere Nutzleistung haben. In der Ausgangsstufe sind aber Leistungstransistoren dennoch notwendig; ein typischer Wert der mittleren Verlustleistung ist etwa 1,5 Watt für jeden Transistor (insgesamt 3 Watt) für den Fall, daß eine Farbelektronenstrahlröhre des obenerwähnten Typs verwendet wird.

Das wichtigste Ziel der vorliegenden Erfindung ist, eine verbesserte vertikale Ablenkschaltung zu schaffen, in der Halbleiter mit einer viel geringeren Verlustleistung verwendbar sind, so daß viel kleinere und billigere Halbleiter angewendet werden können.

Um dies zu erreichen, weist die Vertikalablenkschaltung nach der Erfindung das Kennzeichen auf, daß eine Umformstufe vorgesehen ist zum Umformen der sägezahnförmigen Steuerspannung in mehrere Impulse veränderlicher Breite, der das sägezahnförmige Signal und ein weiteres Signal zugeführt wird, dessen Frequenz wesentlich höher ist als die Frequenz des sägezahnförmigen Signals, so daß die Breite der Ausgangsimpulse der Umformstufe von der Amplitude der sägezahnförmigen Steuerspannung abhängig ist, und daß die Impulse der Ausgangsstufe zugeführt werden, in deren Ausgang ein integrierendes Netzwerk aufgenommen worden ist, das die Vertikalablenkspule enthält.

Für spezielle Schaltungen zur Wiedergabe eines Zwischenzeilenbildes beim Fernsehen weist diese Schaltung als weiteres Kennzeichen auf, daß die Frequenz der Impulse gleich der geraden Harmonischen der Zeilenabtastfrequenz ist. Die Halbleiter können z. B. gesteuerte Gleichrichter sein oder Transistoren, die als Schalter wirksam sind.

Es ist bereits eine Schaltung bekannt, bei der dem Emitter eines Transistors ein Sägezahnsignal zugeführt und (am Kollektor) in ein Rechtecksignal umgewandelt wird, während an seiner Basis eine Steuerspannung angelegt ist, derart, daß die Dauer der Rechteckimpulse vom Momentanwert der Steuerspannung abhängt. Diese Schaltung ist aber nur als Pulsdauermodulatorschaltung geeignet.

Es ergibt sich, daß im Gegensatz zu einer in Klasse A oder B eingestellten Ablenkstufe zum Abtasten einer 90°-Farbelektronenstrahlröhre mit 25-kVolt-Hochspannung eine vertikale Ablenkschaltung, die mit Schalter betrieben wird, mit kleinen billigen Transistoren mit einer niedrigen Verlustleistung von je nur 120 mWatt auskommen kann. Auch können 110°-18-kVolt-Schwarz-Weiß-Bildröhren bei einer Verlustleistung von etwa 90 mWatt

ίο pro Ausgangstransistor abgetastet werden.

Es wurden bereits Niederfrequenzverstärker entwickelt, in denen Transistoren als Schalter verwendet werden; diese erfordern aber eine große Zahl von Transistoren, um die gewünschten Schwingungsformen liefern zu können. Außerdem sind in diesen Schaltungen nicht die besonderen Probleme berücksichtigt, die bei vertikalen Ablenkschaltungen auftreten (wie z. B. Probleme im Zusammenhang mit dem Rückschlag und mit der von den Hochfrequenzkomponenten verursachten Rasterverzerrung).

Die Erfindung wird an Hand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine mögliche Ausführungsform der Ablenkschaltung,

F i g. 2 die mehr oder weniger sägezahnförmige Steuerspannung zur Zuführung an die Basiselektrode des Aussteuertransistors in der Schaltung nach Fi» 1

F i g. 3 eine sinusförmige Spannung, die an der Emitterelektrode des erwähnten Aussteuertransistors wirksam ist,

F i g. 4 die Gesamtsteuerung des Aussteuertransistors mittels der sägezahnförmigen und sinusförmigen Steuerspannung,

F i g. 5 die impulsförmige Ausgangsspannung des Aussteuertransistors und

F i g. 6 die Ausgangsspannung der vom Aussteuertransistor gesteuerten Ausgangsstufe während des vertikalen Rückschlages.

Die zum Abtasten eines Rasters bestimmte Schaltung besitzt eine Umformstufe mit Halbleitern und einem auf eine gerade Harmonische der Zeilenabtastfrequenz abgestimmten Schwingungskreis, an dem eine der Zeilenabienkstufe entnommene sinusförmige Schwingung auftritt, die den Umformvorgang steuert; die im Ausgangskreis der Umformstufe auftretenden Impulse werden einer Ausgangsstufe zugeführt, die über ein integrierendes Netzwerk die Ablenkmittel für das Elektronenbündel speist. Die Schaltung ist für einen Fernsehempfänger zur Wiedergabe von sowohl 405 als auch 625 Zeilen bestimmt. Die Schaltung ist in F i g. 1 dargestellt und besitzt einen Oszillator (schematisch als Schalter SW dargestellt), eine Umformerstufe Ti und zwei Ausgangstransistoren T2 und Γ3. Im Emitterkreis von Π liegt ein Schwingungskreis UF-C 6, der auf eine gerade Harmonische der Zeilenabtastfrequenz abgestimmt ist.

Die Schaltung besitzt weiterhin einen Aufladekondensator Cl, der mit den Elementen RvI—Rv 2 in ein ÄC-Netzwerk aufgenommen ist, und Ablenkspulen Ly.

Die Abtastperiode

Die Wirkungsweise der Schaltung während der Abtastperiode ist folgendermaßen:

Am Verbindungspunkt von Rv 1 und C1 liegt eine sägezahnförmig ansteigende Spannung, wie in F i g. 2 dargestellt, wodurch die Spannung der Basiselektrode von Tl in gleicher Weise ansteigt.

Die Emitterelektrode ist an eine Anzapfung mit niedriger Impedanz am Schwingungskreis LT-C 6 angeschlossen, der auf die zweite Harmonische (oder eine andere gerade Harmonische) der Zeilenabtastfrequenz abgestimmt ist.

An der Emitterelektrode von Tl steht somit eine sinusförmige Spannung (F i g. 3). Dies hat zur Folge, daß bei richtiger Wahl der Spannung, wie in F i g. 4 dargestellt, der Transistor Π (im Falle eines pnp-Transistors) nur während der schraffierten Bereiche der Sinusschwingung, in denen die Emitterelektrode positiver als die Basiselektrode ist, Strom führt. Die Betriebsverhältnisse sind derart gewählt, daß Tl jeweils in die Sättigung ausgesteuert wird, wenn die Emitterelektrode positiver wird als die Basiselektrode, und Ausgangsimpulse der in Fig. 5 dargestellten Form erzielt werden.

Die Breite dieser Ausgangsimpulse von Tl ändert sich nahezu proportional zur sägezahnförmigen Steuerspannung am Eingang.

Diese Impulse werden dem komplementären Paar Ausgangstransistoren T2,T3 zugeführt, während die Ausgangsimpulse auf ähnliche Weise, wie in F i g. 5 dargestellt, dem Verbindungspunkt der Emitterelektroden von T 2 und Γ 3 entnommen werden. Ein Kondensator C 3 dient dazu, das Schalten von Γ 2 und Γ 3 zu beschleunigen, um die Übergangsverluste zwischen dem Sättigungszustand und dem Sperrzustand zu vermindern.

Die Ausgangsimpulse von Γ2 und T3 werden über eine Spule LF den Abenkspulen zugeführt. Die Spule LF bezweckt, den durch C 5 fließenden hochfrequenten Strom herabzusetzen. Der Kondensator C 5, der praktisch einen Kurzschluß für die doppelte Zeilenfrequenz darstellt, dient zum Abstimmen der Ablenkspulen Ly auf die richtige Rückschlagzeit. Die Spule LF bewirkt gleichzeitig, daß an den Ablenkspulen nur sehr kleine Hochfrequenzkomponenten auftreten, welche sonst zu einer störenden Rasterverzerrung führen könnten. Die Spule LF ist aber verhältnismäßig klein; ihre Induktanz liegt gewöhnlich zwisehen 600 μΗ und 1 nH. Wenn also an LF Impulse der in F i g. 5 dargestellten Form zugeführt werden, so wird infolge der integrierenden Wirkung von LF, R 6 und C 5 an den Ablenkspulen eine sägezahnförmige Spannung auftreten.

Die Rückschlagperiode

Am Anfang der Ruckschlagperiode ist der Ent- ladeweg SW des Oszillators stromführend wodurch der Verbindungspunkt von Cl und RvI durch den m F1 g. 2 dargestellten Spannungssprung nahezu sofort auf Erdpotential gebracht wird. Dieser Spannungssprung wird der Basiselektrode von Tl zügeführt und bewirkt, daß Tl während der Rückschlag-Periode schnell gesperrt wird (s.Fig.4 und 5). Da Tl gesperrt ist, wird die Kollektorspannung auf den Wert der Speisespannung ansteigen und somit T 3 zu sperren suchen.

Die in der Induktanz der Ablenkspulen Ly gesammelte Energie wird die Spannung im Punkt A in negativer Richtung steigern; da A4 über C3 mit C4 und somit mit A verbunden ist, wird die Spannung der Basiselektrode (und der Emitterelektrode) von Γ3 gleichfalls negativ, so daß T3 gesperrt wird. Andererseits steigt die Spannung an der Basiselektrode von Γ 2 in negativer Richtung, wodurch dieser Transistor stromleitend wird. Dies würde naturgemäß einen schnellen Rückschlag verhüten, da die Emitterelektrode von T2 dann in Wirklichkeit auf dem Wert der Speisespannung gehalten und der Rückschlag der Spannung an den Ablenkspulen gedämpft werden würde. Falls aber in die Kollektorzuleitung von T 2 eine Diode Dl aufgenommen wird, sperrt dieser Transistor, sobald dessen Anodenspannung die Speisespannung überschreitet. Über den Widerstand R 5 ist der Kollektor des Transistors Tl an die Speisespannung angeschlossen.

Da die Verbindung von Γ2 und Tl über die Diode D1 mit der Speiseleitung dann unterbrochen ist und Γ3 als auch Π gesperrt sind und der Schwingungskreis Ly-C5 auf die Rückschlagfrequenz, d. h. eine Periode von etwa 1, abgestimmt ist, kann die

ao Spannung an Ly-C S in einer halben Sinusschwingung auf einen hohen Wert ansteigen. Sobald die Spannung an den Ablenkspulen Ly umkehrt und den Wert der Speisespannung unterschreitet, werden Dl und Ί2 stromleitend, und die Spannung an der Ablenkspule wird dann so lange gehalten, bis die Richtung des Spulenstromes umgekehrt ist. Während der Rückschlagzeit werden also die in F i g. 5 dargestellten Impulse abgeändert, und es tritt eine Schwingung der in F i g. 6 dargestellten Form auf.

Allgemeine Betrachtungen

Nach der vorgehenden Beschreibung von Schaltungen, bei denen Schalttransistoren verwendet werden, werden nunmehr einige Schaltungsprobleme näher betrachtet werden.

Einer der Faktoren, welche die gesamte Nutzwirkung einer Schaltung bedingen, ist das erreichbare Verhältnis zwischen der maximalen und der minimalen Breite der Impulse (d. h. die Modulationstiefe). Für eine sinusförmige Spannung an der Emitterelektrode von Tl wird dieses Verhältnis etwas beschränkt sein infolge der langsamen Spannungsänderung der Höchst- und Mindestwerte der Sinusschwingung. Es hat sich ergeben, daß im Zusammenhang mit Linearitätsanforderungen eine Sägezahnamplitude von etwas weniger als die halbe Speisespannung noch zulässig ist.

Gewünschtenfalls könnte die maximale Modulationstiefe dadurch verbessert werden, daß

^a) ^der Schwingungskreis LT-C 6 derart abgeändert wird, daß eine weitere Resonanz bei z. B. der _dritten Harmonischen der Resonanzfrequenz _{des abgestimmten} Kreises auftritt (z.B. etwa

3 .₂. IO kHz = 60 kHz im Falle von 405 Zeij_en% _O(j_er

^b) ^daf*^T S^orgt wird daß im abgestimmten Kreis ^wahr _f ^{end der} Höchst- und Mmdestwerte der sinusförmigen Schwingung eine Sättigung auf^tntt·

Man soll sich aber fragen, ob ein maximaler Wirkungsgrad hinsichtlich der aus der Speisequelle aufgenommenen Energie für netzgespeiste Fernsehempfänger notwendig ist. Dies ist nahezu sicher nicht der Fall, wenigstens wenn die Wahl der Transistoren in der Ausgangsstufe dadurch nicht beeinflußt wird. Wenn z. B. der Wirkungsgrad durch eines der beiden

5 6

vorgeschlagenen Verfahren verbessert wird, so würde Nachstehend folgt eine Angabe der Einzelteile, die

für die Ablenkung einer 90°-Farbröhre die nominale für das Schaltungsbeispiel nach F i g. 1 praktisch

Verlustleistung pro Transistor von etwa 120 mWatt geeignet sind:

auf vielleicht 90 mWatt herabgesetzt werden (bei Transistor Tl Typ ACY 17

Verwendung eines Siliziumtransistors ist die Verlust- 5 _von Mullard

leistung etwas höher infolge der höheren Sättigungs- Transistor Tl Typ OC 81

spannung) von Mullard

Eine solche Herabsetzung der Verlustleistung be- Transistor T 3 BFY 50

einflußt in Wirklichkeit die Wahl der Transistoren _von Mullard

nicht, und daher ist es nicht empfehlenswert, die io Diode Dl OAlO

Kosten und die Komplexität des abgestimmten von MuHard

Kreises zu erhöhen. Ablenkspulen Ly 21 mH mit einem

Weiterhin soll berücksichtigt werden, daß die Ver- Widerstand von

Wendung einer sinusförmigen Grundschwingung den 9 Ohm

Vorteil bietet, daß eine gute lineare Abtastung mittels 15 spule LF 600 uH

eines einfachen ÄC-Netzwerkes (Rv 1—Cl) erzielt spule LT bestimmt durch die

werden kann. Abstimmung

Ein solches Netzwerk liefert eine exponentiell ver- Kondensator Cl 50 uF

laufende Ausgangsspannung (s. F i g. 2), die bei line- Kondensator C 2 ........ 200 μΡ

arer Verstärkung in eine nichtlineare Abtastung 20 Kondensator C 3 200 ^F

resultieren würde wegen des Zusammenziehens der Kondensator C 4 20OaF

Abtastzeilen am Ende der Abtastung und des Aus- Kondensator C 5 1 uF

einanderziehens der Abtastzeilen am Anfang der Kondensator C 6 '. bestimmt durch die

Abtastung. Abstimmung

Mit einer sinusförmigen Eingangsspannung und 25 WiderstandRvI 10 kOhm

einer exponentiell verlaufenden Sägezahnspannung Widerstand Rv 2 18 Ohm

ist es aber möglich, eine S-Korrektur zu erzielen, da Widerstand Al 220 Ohm

bei den Höchst- und Mindestwerten der Sinusspan- Widerstand!?2 '. 50kOhm

nung die Spannung sich langsam ändert. Dadurch, WiderstandR3 .......... 470 0hm

daß der Transistor Tl mit Hilfe von R2 richtig vor- 30 Widerstand R 4 ........'.. 390 Ohm

gespannt wird, kann in einfacher Weise die nicht- Widerstand R 5 110 Ohm

lineare Eingangssägezahnspannung ausgeglichen wer- Widerstand R 6 .......... ungefähr 33 Ohm

den, so daß zusätzliche Gegenkopplungsschaltungen

zum Linearisieren sich erübrigen. Die Schaltung nach F i g. 1 wird hinsichtlich der

Zu beachten ist, daß die Sinusschwingung eine 35 Linearität befriedigend wirken, ohne daß weitere gerade Harmonische der Zeilenabtastfrequenz sein Einzelteile benötigt werden. In bestimmten Grenzmuß; wenn die Grundfrequenz oder eine ungerade fällen oder bei Störungen kann aber über den Tran-Harmonische verwendet wird, ergibt sich im allge- sistor Π ein zu großer Basisstrom zum Transistor meinen kein Zwischenzeilensprung. T 3 fließen. Um die Schaltung dagegen zu schützen,

Infolge des Vorhandenseins der Diode D1, die im 40 sind zusätzliche Einzelteile notwendig. So kann ein

Zusammenhang mit dem Rückschlag in den Kollektor- kleiner Widerstand (z. B. 50 Ohm) im Basiskreis von

kreis von Γ2 aufgenommen ist, hat die Spannung an T2>, d. h. zwischen LT-C 6 und Tl oder in der Ver-

LF die Neigung, gegen Ende der Abtastung nega- bindung zwischen LT-C 6 und Erde, eingeschaltet

tiver zu werden als die Speisespannung infolge der werden. Allerdings wird hierdurch die Linearität

Umkehrung des Stromes durch LF im Rhythmus der 45 ^etwas gestört, doch kann dies dadurch umgangen

Impulsfrequenz. Dies verursacht eine Nicht-Linearität werden, daß in die Kollektorzuleitung von Γ 3 gleich-

der Abtastung, da der Pegel der 50-Hz-Sägezahn- falls ein kleiner Widerstand (z. B. 5 bis 10 Ohm)

spannung an Ly in unerwünschter Weise geändert aufgenommen wird. Dieser Widerstand bietet für die

wird. Transistoren Γ 2 und Γ 3 auch einen gewissen Schutz

Dies wird dadurch verhütet, daß parallel mit LF 50 bei Durchschlag. Falls die beiden Widerstände ange-

ein Widerstand R 6, z. B. ein VDR, d. h. ein span- bracht sind, ist es zur Verbesserung der Linearität

nungsabhängiger Widerstand geschaltet wird. Dies vorteilhaft, einen Kondensator von z. B. 0,47 μΡ über

liefert ein besseres Ergebnis als die Schaltung eines den ersten Widerstand von 50 Ohm zu schalten.

Kondensators parallel mit der Diode Dl, da dieser Der Schalter SW kann z. B. als Sperroszillator oder

die Rückschlagschwingung beeinflussen kann. 55 als von Triggerimpulsen gesteuerter Gleichrichter

Die Schaltzeit der Transistoren Tl, Tl und Γ3 ausgebildet sein.

kann noch weiter dadurch herabgesetzt werden, daß Obwohl die in F i g. 1 dargestellte Schaltung mit

über eine mit der Spule LF gekoppelte Sekundär- Transistoren Tl und Γ 3 ausgerüstet ist, kann eine

wicklung eine Rückkopplung zur Basiselektrode von gleichartige Schaltung entworfen werden, in der statt

Tl mit solchem Vorzeichen angebracht wird, daß 60 Transistoren Halbleiter mit vier Schichten verwendet

das Schalten unterstützt wird. Die damit erzielten werden, wie z. B. als Torschalter wirkende gesteuerte

Verbesserungen sind aber normalerweise so gering, Siliziumgleichrichter,

daß eine zusätzliche Wicklung nicht gerechtfertigt ist. Bei der Schaltung nach Fig. 1 wird die Basis-

Schließlich kann bemerkt werden, daß das Ver- elektrode von Tl von der sägezahnförmigen Spanzerrungsproblem, das in Klasse-B-Verstärkern durch 65 nung und die Emitterelektrode von der sinusförmigen das teilweise Überdecken der Kennlinien der beiden Spannung gesteuert; diese Signale können aber gegen-Transistoren auftritt, bei als Schalter betriebenen seitig vertauscht oder in einer leicht abgeänderten Transistoren nicht vorliegt. Schaltung derselben Elektrode zugeführt werden.

Weiter kann der als Quasi-Gegentaktschaltung ausgebildete Ausgangskreis derart abgeändert werden, daß Transistoren Γ2 und Γ3 von gleichem Leitungstyp verwendbar sind. In diesem Falle müssen Signale mit entgegengesetztem Vorzeichen den Basiselektroden der Transistoren Ί2 und Γ 3 zugeführt werden. Dies kann mittels einer geeigneten Phasenumkehrstufe verwirklicht werden. Obwohl die Basiselektrode des Transistors Tl über den Kondensator C 2 wechselstrommäßig mit dem Aufladekondensator Cl gekoppelt ist, kann durch das Weglassen des Kondensators C 2 auch eine Gleichstromkopplung hergestellt werden, wodurch die Widerstände R 2 und R 3 entbehrlich sind.

Statt einer Gegentaktausgangsstufe mit einem Ausgang und zwei Transistoren kann auch eine sogenannte Drosselspulenkopplung angewendet werden, bei der entweder der Transistor Γ 2 zusammen mit einer Diode Dl oder der Transistor Γ 3 durch eine Drosselspule ersetzt werden. ao

Eine Gegentaktausgangsstufe mit einem Ausgang hat jedoch den Vorteil, daß eine wirklich impulsartige Spannung, entsprechend Fig. 5, erhalten wird, während bei Drosselspulenkopplung unerwünschte Schwingungen auftreten können. as

Claims

Patentansprüche:

1. Vertikalablenkschaltung, bestehend aus einer Ausgangsstufe mit wenigstens einem Halbleiter und einer Vertikalablenkspule, einem Aufladekreis mit einem Aufladekondensator, an dem während der Abtastperioden eine sägezahnförmige Steuerspannung auftritt und einem Oszillator mit einem über den erwähnten Kondensator geschalteten Entladekreis zum periodischen Entladen des Kondensators während der Rückschlagperiode, dadurch gekennzeichnet, daß eine Umformstufe vorgesehen ist zum Umformen der sägezahnförmigen Steuerspannung in mehrere Impulse veränderlicher Breite, der das sägezahnförmige Signal und ein weiteres Signal zugeführt wird, dessen Frequenz wesentlich höher ist als die Frequenz des sägezahnförmigen Signals, so daß die Breite der Ausgangsimpulse der Umformstufe von der Amplitude der sägezahnförmigen Steuerspannung abhängig ist, und daß die Impulse der Ausgangsstufe zugeführt werden, in deren Ausgang ein integrierendes Netzwerk aufgenommen worden ist, das die Vertikalablenkspule enthält.

2. Schaltung nach Anspruch 1, geeignet zur Anwendung in einem Fernsehgerät mit Zeilensprungverfahren, insbesondere einem Mehrnormempfänger, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des weiteren Signals gleich einer geraden Harmonischen der Zeilenabtastfrequenz ist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Umformstufe aus einem Verstärkerelement, dessen erster Steuerelektrode ein sägezahnförmiges Steuersignal zugeführt wird, sowie einem Schwingungskreis besteht, der auf eine gerade Harmonische der Zeilenabtastfrequenz abgestimmt ist und von Impulsen der Zeilenzeitbasis angeregt wird, so daß an diesem Kreis eine sinusförmige Spannung entsteht, die wenigstens teilweise einer zweiten Steuerelektrode des Verstärkungselementes zugeführt wird, und wobei die im Ausgangskreis der Umformstufe auftretenden Impulse der Ausgangsstufe zugeführt werden, die über ein integrierendes Netzwerk die Abtastspulen zum Ablenken des Elektronenstrahlbündels speist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 909 507/137C