-
Schaltungsanordnung zur Verminderung der Erholzeit übersteuerter Transistoren
Durch die deutsche Auslegeschrift 1029 872 ist eine Schaltungsanordnung bekanntgeworden,
die ein Eintreten des Arbeitspunktes eines Schalttransistors in den übersteuerungsbereich
verhindert. Hierzu liegt der den Ausgang des Schalttransistors bildende Kollektor
über eine Festhaltediode auf einem Potential, das in etwa der Betriebsspannung des
Schalttransistors entspricht, aber doch so weit wiederum unter der Betriebsspannung
liegt, daß eine übersteuerung des Schalttransistors grundsätzlich vermieden wird.
In einem Ausführungsbeispiel liegt beispielsweise der Emitter des Schalttransistors
auf + 12 V, der Kollektor über einen Arbeitswiderstand an 0 V und zum anderen
über die Festhaltediode an + 10 V. Dadurch ist gewährleistet, daß das Kollektorpotential
des Schalttransistors und damit der Ausgang des Schalters nicht positiver als +
10 V werden kann. Infolge der auf diese Weise vermiedenen übersteuerung kann
die Schaltfrequenz des Schalttransistors merklich heraufgesetzt werden, denn bei
fehlender übersteuerung des Transistors erfolgt auch keine Sättigung des Basisraumes
mit Ladungsträgern.
-
In vielen Fällen will man bewußt eine Übersteuerung des Schalttransistors
herbeiführen, denn im Schaltbetrieb arbeitende Transistoren sollen in leitendem
Zustand einen möglichst kleinen Spannungsabfall, auch Restspannung genannt, und
in sperrendem Zustand einen möglichst kleinen Strom (Rest-Strom) aufweisen, um dem
Verhalten eines elektromechanischen Schalters nahezukommen. Während die zuletzt
genannte Bedingung bei Transistoren weitgehend erfüllt ist, sind im normalen Schaltbetrieb
die Restspannungen noch beträchtlich. Um sie zu verkleinern, werden die Transistoren
insbesondere im inversen Betrieb bewußt übersteuert, d. h., der Basisstrom
wird höher gewählt als für die Durchsteuerung des normalen Kollektorstromes erforderlich.
Die übersteuerung hat jedoch eine zumeist unerwünschte Erhöhung der Erholzeit eines
Transistors zur Folge, da bei Wegnehmen der Steuerspannung ein Ladungsausgleich
im Basisraum erst erfolgen muß, bevor der Kollektorstrom zu sinken beginnt. Hochohmige
Widerstände im Lastkreis können die Erholzeit in unzulässiger Weise verlängern.
-
Die Erfindung bezweckt eine Schaltungsanordnung zur Verminderung der
durch Übersteuerung von insbesonders invers betriebenen Transistoren bedingten Erholzeiten.
-
Nach der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß an den Lastkreis
des Transistors ein im Verhältnis zum Lastwiderstand niederohmiger Stromkreis
-
bestehend aus der Serienschaltung eines niederohmigen Widerstandes und eines
Gleichrichters -
angeschlossen ist, wobei beide Stromkreise entweder an denselben
oder an nur unwesentlich gegenseitig verschiedenen Potentialen liegen.
-
Die Diode ist vorgesehen, um bei sperrendem Transistor einen dauernden
Stromfluß über den Lastwiderstand und den zusätzlichen niederohmigen Widerstand
zu vermeiden, wenn diese an verschiedenen Potentialen liegen. Ist das Potential,
an dem der niederohmige Kreis angeschlossen ist, positiv gegenüber dem Potential,
an dem der Lastkreis liegt, so muß die Diode einen Strom zum Verbindungspunkt beider
Kreise sperren. Liegt eine umgekehrte Potentialverteilung vor und ist die Potentialdifferenz
größer als die Schleusenspannung einer Diode, so ist zur Vermeidung eines unerwünschten
Stromflusses bei sperrendem Transistor die Einschaltung einer Zenerdiode in den
niederohmigen Kreis vorteilhaft, wobei die Zenerdiode zum Verbindungspunkt beider
Kreise hin gerichtet ist.
-
Eine besonders sichere Unterbindung eines Fehlerstromes bei sperrendem
invers betriebenem Transistor (z. B. pnp-Transistor) kann nach einer Ausbildungsform
der Erfindung erreicht werden, bei der in den niederohmigen Kreis ein nicht übersteuerter
inverser Transistor (npn-Transistor) geschaltet ist, der nicht invers, sondern in
Basissehaltung betrieben wird. Dieser Transistor wird von den gleichen Steuerimpulsen
gesteuert, die auch den übersteuerten, invers betriebenen Transistor beaufschlagen.
Er sperrt bei leitendem übersteuertem Transistor und wird leitend bei sperrendem
übersteuertem Transistor. Da der inverse Transistor nicht übersteuert ist, sind
seine Schaltzeiten sehr klein, so daß der von ihm geschaltete niederohmige Widerstand
praktisch verzögerungsfrei
wirksam wird. Der übersteuerte Transistor
kann seine Steuerimpulse von einem zusätzlichen, ebenfalls in Basisschaltung betriebenen,
inversen Transistor erhalten, der gleichzeitig als Verstärker wirkt.
-
Die Erfindung wird an Hand der Ausführungsbeispiele der Zeichnung
näher erläutert. Es zeig F i g. la einen im inversen Schaltbetrieb arbeitenden
Transistor, F i g. 1 b das sich bei übersteuerung ergebende Stromdiagramm
in Abhängigkeit von der Frequenz der Steuerimpulse, F i g. 2 einen invers
betriebenen Schalttransistor mit einem aus Diode und niederohmigem Widerstand bestehenden
Nebenkreis, F i g. 3 einen Schalttransistor mit Zenerdiode im niederohmigen
Nebenkreis, F i g. 4 einen Schalttransistor mit einem inversen Schalttransistor
im niederohmigen Nebenkreis, F i g. 5 ein Anwendungsbeispiel der erfindungsgemäßen
Schaltung bei einem Analog-Digital-Umsetzer.
-
In F i g. 1 a wird der invers betriebene Transistor
p.
von dem Steuergenerator RG, der rechteckförmig# Impulse U, abgibt, gesteuert,
wobei der Basisstrom größer gehalten wird, als es zum Erreichen eines maximalen
Kollektorstromes erforderlich ist. Der durch den Lastwiderstand R, fließende Laststrom
i. steigt bei Aussteuerung des Transistors praktisch unverzögert auf seinen vollen
Wert an. Beim Wegnehmen des Steuersignales klingt der Strom J., insbesondere bei
verhältnismäßig hohem R., nur allmählich ab. Diese Verhältnisse sind in den Diagrammen
der F i g. 1 b dargestellt. Danach geht der Strom 10 bei Zunahme der Frequenz
der Steuerimpulse U, innerhalb der Schaltzeit nicht mehr auf den Wert Null
zurück, was für viele Betriebsfälle unzulässig ist.
-
F i g. 2 zeigt eine Schaltung, in der erfindungsgemäß an den
Lastkreis des Transistors po ein im Verhältnis zum Lastwiderstand RO niederohmiger
Widerstand Rft angeschlossen ist, der andererseits an dem Potential 0 liegt.
Im leitenden Zustand des übersteuerten Transistors liegt das Potential
+ U wegen der geringen Restspannung praktisch an Punkt M. Der Wert 10 ist
daher unverändert. Erhält der Transistor p. ein Sperrsignal, d. h.,
wird U, = 0, so wird der niederohmige Widerstand R., wirksam, über
den die überschüssigen Ladungsträger des Basisraumes abfließen können. Der Strom
J, wird daher augenblicklich zu Null.
-
Um bei sperrendem Transistor über die Widerstände Roi und R, einen
Stromfluß von 0 nach - U zu unterbinden, der in manchen Anwendungsfällen
stört, ist in den niederohmigen Kreis die Diode D
eingeschaltet. Das Potential
0 kann in diesem Fall mit Vorteil durch ein Potential ersetzt werden, das
um den Betrag der Schleusenspannung der Diode D
negativ gegenüber dem Potential
- U sein darf.
-
Ist das Potential 0 dagegen um einen größeren Wert negativ
gegenüber dem Potential - U, z. B. um einige Volt, so ist die Diode
gemäß F i g. 3 durch eine Zenerdiode Z zu ersetzen, deren Zenerspannung größer
als diese Potentialdifferenz und deren Zenerrichtung zu dem Verbindungspunkt M hin
gerichtet ist.
-
Eine Schaltung, bei der der niederohmige Widerstand R,1 in Abhängigkeit
von den den invers betriebänen übersteuerten Transistor po steuernden Impulsen kontaktlos
ein- und ausgeschaltet wird, zeigt die F i g. 4. Der rechteckförinige Impulse
U, liefernde Steuergenerator RG an dem Potential 0
steuert den Transistor
p. bei U, = 0 aus, da hierbei der zu p(, inverse npn-Transistor
p. leitend wird, der seinerseits den invers betriebenen Transistor po aussteuert.
Der Laststrom J, fließt praktisch verzögerungsfrei. über den niederohnügen
Widerstand R,1 kann in dieser Betriebsphase kein Strom fließen, da der npn-Transistor
p. bei U, = 0 sperrt. Springt U, auf seinen Endwert, so sperrt
der Transistor P2, So
daß U" Null wird und an der Basis des Transistors
p.
Sperrpotential liegt. Dagegen wird der in Basisschaltung betriebene Transistor
p" praktisch unverzögert leitend und öffnet damit den Nebenweg über Rft, über den
sich die Ladungen des Transistors po unverzögert entladen können. Der Laststrom
J, fällt daher ebenfalls unverzögert auf den Wert Null zurück. Ist das Potential
0 stark von Potential - U verschieden, so ist wieder eine Zenerdiode
Z vorzusehen.
-
Die Erfindung kann überall da Anwendung finden, wo eine sehr geringe
Restspannung an einem Schalttransistor bei sehr kleinen Schaltzeiten gefordert wird.
Ein Beispiel ist in F i g. 5 enthalten, das schematisch die beiden letzten
Stufen eines Analog-Digital-Umsetzers zeigt.
-
An den Eingängen A und 0 liegt die analoge Größe UA
in Form einer Spannung. Steigt sie auf einen bestimmten Wert an, der dem digitalen
Wert 20 = 1 entspricht, so tritt an der Basis des Transistors T", zwischen
den einen Spannungsteiler bildenden Widerständen R und ro ein Potential auf, das
den Transistor leitend werden läßt, worauf ein nachgeschaltetes Kippglied To ein
Ausgangssignal entsprechend dem Stellenwert 20 abgibt. Steigt die analoge Größe
UA auf einen Wert an, der dem digitalen Wert 21 = 2 entspricht, so erhält die Basis
des Transistors T,., ein Potential, bei dem dieser leitend wird. Das Verhältnis
der Widerstände ro und r, ist 2: 1. Das T,.., nachgeschaltete Kippglied T,
gibt ein Signal entsprechend Stellenwert 21 ab und übersteuert den Schalttransistorpo
im leitenden Sinn, so daß dem Grundwiderstand ro zusätzlich der halb so große Bewertungswiderstand
RO parallel geschaltet wird. Das Basispotential des Transistors T", verschiebt sich
nun so, daß der Transistor wieder sperrt. Der invers betriebene Transistorpo weist
im leitenden Zustand eine sehr geringe Restspannung auf.
-
Wächst die analoge Größe UA auf einen Wert entsprechend 21
+ 20 = 3, ändert sich das Potential an der Basis des Transistors T"o,
so daß dieser wieder leitend wird und Kippglied T, zusätzlich ein Signal entsprechend
dem Stellenwert20 abgibt. Wächst die analoge Größe auf einen Wert entsprechend 22,
So
spricht Transistor T,2 an, dessen zugeordneter Widerstand r2 den vierten
Teil des Wertes von ro hat. Das Kippglied T2 gibt ein Signal ab entsprechend Stellenwert
22 und übersteuert die invers betriebenen Transistoren po, und pl, wodurch die Bewertungswiderstände
Rft und R, parallel zu ro bzw. r, gelegt werden. Die Transistoren T." und T" sperren
darauffiin, so daß nur das digitale Ausgangssignal 22 erscheint. Da das Ausgangssignal
des Kippgliedes T, ebenfalls verschwindet, muß der invers betriebene Transistor
p.
sperren. Dies geschieht sehr schnell, da die Umladung des Basisraumes über
den niederohnügen Nebenwiderstand Rft sehr schnell erfolgt.
Es ist
aus der Figur ersichtlich, daß bei weiteren Stellenwerten 23, 24, 25, usw.
entsprechend viele nach Potenzen der Zahl 2 abgestufte Bewertungswiderstände den
Widerständen ro, rl, r. usw. parallel geschaltet werden müssen, was praktisch
kontaktlos, also mittels Schalttransistoren geschehen muß. Die Restspannungen dieser
Transistoren p., Pol, pl usw. müssen jedoch klein sein, da bei zahlreichen
parallelliegenden Bewertungswiderständen die Restspannungen ein genaues Ansprechen
der Transistoren T", T,1, T,2 usw. nicht mehr zulassen. übersteuert man die
Schalttransistorenp., Pol, pl usw., so sind zwar die Restspannungen
genügend klein, doch erhöhen sich die Schaltzeiten dann insbesondere wegen der verhältnismäßig
hochohmigen Bewertungswiderstände, so daß ein sicherer Betrieb bei schnellen Änderungen
der analogen Größe nicht mehr gewährleistet ist. Um diesem Übelstand abzuhelfen,
sind an die schaltbaren BewertungswiderständeR., ROD Ri usw. in erfindungsgemäßer
Weise niederohmige Widerstände Ro12 Ro39 Ril und Dioden D.1, D023 Dil usw. angeschlossen,
die kurze Sperrzeiten für die übersteuerten Transistoren erzwingen. Selbstverständlich
können auch die in den F i g. 3 und 4 dargestellten Möglichkeiten zur Unterbindung
eines Fehlerstromes bei sperrenden Transistoren Verwendung finden, vor allem dann,
wenn die das konstante Potential 0 und + U liefernde Spannungsquelle
durch die über die Nebenwiderstände fließenden Ströme nicht stark belastet werden
kann.