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Regelschaltung zur Konstanthaltung von Stromimpulsen Die Erfindung
bezieht sich auf eine Regelschaltung zur Konstanthaltung von Stromimpulsen, die
einer Last veränderbaren Widerstandes über einen elektronischen Schalter zugeführt
werden. Die Erfindung ist besonders geeignet für die Steuerung der Druckhämmer einer
Druckeinrichtung mit hoher Geschwindigkeit und mit maximaler Zuverlässigkeit.
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Bei bekannten Druckeinrichtungen werden die Druckhämmer durch Erregerspulen
betätigt, welche beim Anlegen eines Stromes das erforderliche Magnetfeld erzeugen.
Jede Erregerspule muß wiederholt und in schneller Folge arbeiten. Daher kann der
Fall eintreten, daß die in den Spulen erzeugte Wärme die Impedanz der Spule verändert:
Durch die Änderung der Stromverhältnisse in der Spule wird wiederum der magnetische
Fluß beeinträchtigt. Die Änderung der Impedanz und die als Begleiterscheinung auftretende
Änderung des Flusses können die im Kreis vorgesehene Toleranzgrenze überschreiten,
was dazu führt, daß die Druckhämmer nicht oder nicht richtig betätigt werden.
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Die Erfindung bezweckt, diese Schwierigkeiten zu beheben. Die Erfindung
löst diese Aufgabe durch eine Regelschaltung zur Konstanthaltung von Stromimpulsen,
die einer Last veränderbaren Widerstandes über einen elektronischen Schalter zugeführt
werden, welche durch Schaltmittel zum Anlegen von Betätigungssignalen an den Regeleingang
eines ersten Transistors gekennzeichnet ist, so daß dieser Transistor einen ausgewählten
Strom in die Last einspeist, einen zweiten Transistor mit einem Impedanz-Regeleingang
und einer Vorspannungsquelle, wobei der zweite Transistor zwischen der Vorspannungsquelle
und dem Regeleingang des ersten Transistors liegt und der Regeleingang des zweiten
Transistors am Verbindungspunkt zwischen dem ersten Transistor und einer Arbeitspotentialquelle
liegt, so daß Strom mit fester Amplitude in schnell aufeinanderfolgenden Intervallen
durch die Last fließen kann.
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Eine Impedanzänderung der Last ruft eine Veränderung des Stromflusses
durch den zweiten Transistor hervor, welcher wiederum die Impedanz des ersten Transistors
beeinflußt, wodurch der Ausgangsstrom konstant gehalten wird.
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Einige Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen
dargestellt. Es zeigt F i g. 1 eine Schaltung des Halbleiterkreises mit einem stromgesteuerten
Ausgang, F i g. 2 eine vollständige stromgesteuerte Schaltung nach F i g. 1, F i
g. 3 eine Teilschaltung eines weiteren Ausführungsbeispieles der Erfindung, F i
g. 4 eine vollständige stromgeregelte Schaltung des Ausführungsbeispieles der Erfindung
nach F i g. 3.
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In der Beschreibung der Figuren werden für gleiche Elemente gleiche
Bezugsziffern verwendet.
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In F i g. 1 ist der Kollektor 11 des Transistors Q
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an die Last 10 geschaltet, welche z. B. eine Spule sein kann. Das
andere Ende der Spule ist mit dem negativen Potential B verbunden. Der Emitter
12 des Transistors Q2 ist über den Widerstand R2 an Masse geschaltet. Die
Basis 13 des Transistors ist über den Widerstand R 3 und den Schalter S
1 mit dem negativen Potential V 1 verbunden. Wird der Schalter S1
geschlossen, dann fließt der Strom vom negativen Potential V 1 über den Widerstand
R 3 an die Basis 13. Die Basis 13 ist von der positiven Spannung V2 vorgespannt,
welche der Verbindungsstelle der Basis und des Schalters S 1 über den Widerstand
R 1 zugeführt wird.
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Die Leitung mit dem Schalter S 1 und der Transistorbasis 13
ist mit dem Kollektor 14 des zweiten Transistors Q 1 verbunden. Der Emitter
15 dieses Transistors ist an das negative Potential VR geschaltet, und die
Basis 16 des Transistors Q 1 ist mit dem Emitter 12 des Transistors
Q 2 und über den Widerstand R 2 mit Masse verbunden.
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Zur Betätigung des mit der Spule 10 verbundenen Druckhammers
wird der Schalter S 1 geschlsossen,
und der von der negativen
Spannung V 1 über den Widerstand R 3 an die Basis 13 des Transistors angelegte Strom
bewirkt, daß der Transistor Q 2 leitet und einen Strom vom Kollektor 11 über die
Spule 10 zur Steuerung des entsprechenden Druckhammers abgibt. Bei normaler Operation
führt der Transistor Q 1 nur geringen Strom. Bei wiederholtem Anlegen des Stromes
über die Spule 10 kann die in der Spule erzeugte Wärme deren Impedanz beeinträchtigen,
z. B. kann sich die Impedanz erhöhen, wodurch der Kollektorstrom absinkt, was in
diesem Falle den von der Spule 10 entwickelten Fluß vermindert und den Druckvorgang
ungünstig beeinfiußt.
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Wenn jedoch der Kollektorstrom des Transistors Q 2 absinkt, dann sinkt
auch der Strom des Emitters 12, und da der Emitter 12 direkt an die Basis 16 des
Transistors Q 1 geschaltet ist, wird die Leitfähigkeit des Transistors Q 1 beeinträchtigt.
Wenn daher der Strom vom Kollektor 11 sich verringert, dann sinkt auch der Strom
zur Basis 16 des Transistors Q 1 ab, so daß auch dieser Transistor weniger Strom
führt.
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Daraus ergibt sich, daß jede Verminderung der Leitfähigkeit des Transistors
Q 2 den an die Basis 13 des Transistors Q 2 gelegten Strom erhöht, wodurch der Ausgang
vom Kollektor 11 gesteuert werden kann. In Wirklichkeit sind der Transistor Q 2
und die Last 10 zwei Regelwiderstände, die zwischen Masse und Spannung - B in Reihe
geschaltet sind. Auf eine Erhöhung der Impedanz der Last 10 in den vorbestimmten
Grenzen erfolgt eine Verminderung der Impedanz des Transistors Q2, so daß
die gesamte Kreisimpedanz und der Strom über die Last konstant bleiben.
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Die Gleichungen der Parameter des in dieser Figur dargestellten Stromkreises
lauten wie folgt:
wobei Hf"
2 den Stromverstärrkungsfaktor des Transistors Q 2 darstellt, und
Die Werte für die in dieser Figur benutzten Elemente betragen:
| R1 .... 1,3 kOhm VR .... -8 Volt |
| R 2 .... 1,38 Ohm V 1 .... -20 Volt |
| R 3 .... 51 Ohm V 2 .... -i-20 Volt |
In F i g. 2 sind die Transistoren Q 1 und Q 2 in der gleichen Weise wie in F i g.
1 geschaltet und haben dieselbe, bereits beschriebene Wirkungsweise. Der Schalter
S1 wird durch den Transistor Q3 ersetzt, und dieser Schalter wird seinerseits vom
Flip-Flop 17 gesteuert, der den Schaltteil links von der gestrichelten Linie darstellt.
Die Transistoren Q 4 und Q 5 bilden den erfindungsgemäßen Flip-Flop-Aufbau. Zur
Ausführung einer Druckoperation werden die beiden mit EINSTELLEN bezeichneten Klemmen
mit koinzidenten positiven Signalen beschickt. Bei Empfang dieser Signale wird der
Flip-Flop 17 eingestellt, wodurch der Transistor Q 5 Strom führt und den Transistor
Q3 »einschaltet«, was dem Schließen des Schalters S 1 in den F i g. 1 und
2 entspricht. Der Flip-Flop-Ausgang führt direkt vom Emitter des Transistors Q 5
zur Basis des Transistors
Q3. Dieser Aufbau erfordert keine Zwischenimpedanz,
wie es bei einer bekannten Flip-Flop-Schaltung, in welcher der Ausgang dem Kollektor
entnommen wird, der Fall ist.
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In F i g. 3 wird eine Teilschaltung eines weiteren Ausführungsbeispieles
dieses Stromkreises gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Der Kollektor
11 des Transistors Q 2 ist an die Last 10 geschaltet, bei der
es sich beispielsweise um die Erregerspule eines Schnelldruckers handeln kann. Das
andere Ende der Last 10 ist mit der negativen Spannung - B verbunden. Der
Emitter 12 des Transistors Q2 ist über den Widerstand R 2 mit Masse verbunden, und
die Basis 13 des Transistors ist über den Widerstand R 3 und den normalerweise geöffneten
Schalter S 1 mit dem negativen Potential - V 1. verbunden. Die Verbindung
des Schalters S1 und der Basis 13 des Transistors Q2 führt über den Widerstand
R1 zum positiven Bezugspotential -f- V2. Bis hierher ist der Kreis der F i g. 3
mit demjenigen der F i g. 1 identisch.
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Die Basis 16 des Transistors Q 1 ist direkt an die Verbindung des
Emitters 12 des Transistors Q2 und des Widerstandes R 2 gekoppelt. Der Emitter
15 des Transistors Q 1 ist mit dem negativen Bezugspotential - VR verbunden, und
der Kollektor 14 des Transistors Q 1 ist an die Verbindung des Schalters S 1 und
des Widerstandes R 3 geschaltet.
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Im Gegensatz zum Stromkreis der F i g. 1 führt in diesem Ausführungsbeispiel
der Steuertransistor Q 1 normalerweise keinen Strom und leitet erst dann, wenn der
Transistor Q 2 stromführend ist. In Betrieb führen die beiden Transistoren
normalerweise keinen Strom. Wenn der Schalter S1 geschlossen wird, erscheint im
wesentlichen die Spannung - V 1 an der Basis 13 des Transistors Q2, wodurch
dieser Transistor leitet und einen Strom vom Kollektor 11 des Transistors
Q2 über die Last 10 an das Potential - B
abgibt. Zu diesem Zeitpunkt
sinkt die Spannung in bezug auf die Quelle - VR an der Verbindungsstelle der Basis
16 des Transistors Q 1 und des Emitters 12
des Transistors Q
2, wodurch der Transistor Q 1 leitet und der Spannungspegel an der Basis 13 des
Transistors Q 2 erhöht wird. Die normalen Betriebsparameter des Stromkreises sind
so gewählt, daß in diesem Zustand der gewünschte Strom über die Last 10
fließt,
um, wie in der Beschreibung eingangs angeführt wurde, das gewünschte Magnetfeld
zu erzeugen.
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Wenn infolge sehr häufigen Einsatzes einer bestimmten Last sich so
viel Wärme entwickelt, daß ihre Impedanz beeinträchtigt wird, zeigt sich diese Impedanzänderung
in einem Stromabfall am Kollektor 11 des Transistors Q2. Dabei erhöht sich
die Spannung an der Verbindungsstelle des Emitters 12 des Transistors Q2 und der
Basis 16 des Transistors Q 1, wodurch der Stromdurchgang im Transistor
Q 1
reduziert wird. Das wiederum erhöht das negative Potential an der
Basis des Transistors Q 2. Dadurch wird die Transistorimpedanz herabgesetzt und
das Fallen des Stromes über die Last korrigiert.
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Die in F i g. 4 gezeigte Schaltung ist eine Ergänzung der in F i g.
3 gezeigten Teilschaltung, welche den Erfindungsgegenstand der F i g. 3 in der praktischen
Arbeitsweise zeigt.
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In F i g. 4 ist die Basis 13 des Transistors Q 2 an
den Emitter des Transistors Q 3 geschaltet, welcher
wiederum dem
Schalter S 1. der F i g. 1 und 3 entspricht. Die Transistoren Q 4 und Q
5 sind so geschaltet, daß sie einen Flip-Flop-Kreis bilden, wobei die Einstell-
und Löschklemmen für diesen Stromkreis links in der Figur liegen. Der Transistor
Q6 ist in den Kreis aufgenommen, damit dieselben Löschklemmen mehr als einen
Flip-Flop steuern können, was bei bestimmten Einsätzen vorteilhaft sein kann.
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Der Emitter 12 des Transistors Q 2 ist an die Basis
16 des Transistors Q 1 geschaltet, und der Kollektor 14 des
Transistors Q 1 führt über den Widerstand R 3 zum Potential - 20 V. Es wird
daran erinnert, daß in den Ausführungsbeispielen der F i g. 1 und 2 der Kollektor
14 des Transistors Q 1 direkt an die Basis des Transsistors Q2 geschaltet
ist. In dem Aufbau der F i g. 3 und 4 leitet der Transistor Q 1 erst dann, wenn
der Transistor Q 2 Strom führt.
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In Betrieb gleicht die Wirkung der Schaltung der F ig. 4 derjenigen
der F i g. 2. -Bei Empfang koinzidenter Signale an den mit »EINSTELLEN« bezeichneten
Klemmen wird der Transistor Q4 nichtleitend und der Transistor Q 5 leitend. Der-Spannungsabfall
am Emitter des Transistors Q 5 zeigt sich an der Basis des Transistors Q3,
und jener Transistor wird leitend. Das folgende negative Potential am Emitter des
Transistors Q3 wird an die Basis 13 des Transistors Q 2 gelegt, wodurch
der Transistor Q 2 eingeschaltet wird und der Ausgang vom Kollektor
11
über die Last 10 erscheint. Steigt die Leitfähigkeit des Transistors
Q 2 sehr an, schaltet der Potentialabfall an der Verbindungsstelle des Emitters
12 und der Basis 16 des Transistors Q 1 diesen Transistor Q
1 ein. Der Stromfluß durch die beiden Transistoren Q 1 und Q
2 steuert den Stromfluß des Transistors Q 2, wodurch die Basis 13 des Transistors
Q 2 nicht zu negativ ausgesteuert werden kann. Eine Impedanzänderung der Last
10 bewirkt eine Änderung des Potentials am Emitter 12 des Transistors
Q2, welcher seinerseits die Basis 16 des Transistors Q 1 beeinflußt,
an die er direkt geschaltet ist. Wenn sich daher die Impedanz der Last
10 durch häufigen Einsatz wesentlich erhöht, sperrt die Basis 16 des
Transistors Q 1 den Stromfluß, wodurch die Basis 13 des Transistors
Q 2 stärker negativ ausgesteuert wird und dadurch die Impedanz der Last
10 verringert. Fällt. also der Strom des Emitters 11 des Transistors Q 2
wegen der erhöhten Impedanz der Last 10 allmählich ab, dann zwingt der Transistor
Q 1 den Transistor Q2, dieselbe Stromgröße an die Last abzugeben und damit
den Ausgang vom Transistor Q 2 zu stabilisieren.
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Die in F i g. 4 benutzten Elemente haben die folgenden Werte:
| R 1 .... 1,3 kOhm R 8 .... 2,2 kOhm |
| R2 .... 1,38 Ohm R9 .... 24 kOhm |
| R 3 .... 51 Ohm R10 .... 1,3 kOhm |
| R 4 .... 3,3 kOhm R 11 .... 910 Ohm |
| R 5 .... 3,3 kOhm R12 .... 2,4 kOhm |
| R 6 .... 1,5 kOhm R13 .... 16 kOhm |
| R 7 .... 2,2 kOhm R14 .... 2,4 kOhm |
Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß erfindungsgemäß eine Transistortreiberschaltung
vorgesehen wird, welche zur Steuerung des Ausgangs-Stromes dient, der einer Last
zugeführt wird, deren Impedanz verschieden groß sein kann. Die Steuerung des Ausgangsstromes
wird in der Schaltung durch einen zweiten Transistor erreicht, so daß eine Veränderung
der Lastimpedanz durch eine entgegengesetzte Änderung der Impedanz des ersten Transistors
ausgeglichen wird, wodurch der Ausgangsstrom innerhalb der Grenzen der zu erwartenden
Laständerung stabilisiert wird.
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In vorstehender Beschreibung und den Zeichnungen wurden PNP-Transistoren
verwendet. Es können selbstverständlich bei entsprechender Änderung der Vorspannungen
ebenso NPN-Transistoren verwendet werden.
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Die angeführten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beschränken
ihre Anwendungsmöglichkeit nicht. Durch Änderungen oder Umstellungen können andere
Anordnungen aufgebaut werden, ohne vom Gegenstand der Erfindung abzuweichen.