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Technisches
Gebiet
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Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb kapazitiver
Lasten am Netz am Beispiel von elektrischen Vorschaltgeräten für Lampen,
insbesondere Niederdruckentladungslampen.
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Stand der
Technik
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Schaltungsanordnungen
zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen sind in vielfältigen Ausführungen
bekannt. I. d. R. enthalten sie eine Gleichrichterschaltung zur
Gleichrichtung einer Wechselspannungsversorgung und zum Aufladen
eines häufig
als Glättungskondensator
bezeichneten Kondensators. Die an diesem Kondensator anliegende
Gleichspannung dient zur Versorgung eines Wechselrichters bzw. Inverters
(im Folgenden Inverter), der die Niederdruckentladungslampe betreibt. Ähnliche
Gestaltungen sind auch für
andere Lampentypen bekannt, beispielsweise in Form von elektronischen
Transformatoren für
Halogenlampen. Die Erfindung betrifft darüber hinaus ganz allgemein Schaltungsanordnungen
zum Betrieb kapazitiver Lasten, wobei der Begriff "kapazitiv" den sog. Glättungskondensator
am Eingang des Inverters meint. Unter kapazitiven Lasten sollen
im folgenden insbesondere solche Lampen verstanden werden, die mit einem
elektrischen Vorschaltgerät
mit kapazitiven Eigenschaften ausgestattet sind.
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Der
Erfindung liegt das technische Problem zu Grunde, eine Schaltungsanordnung
zum Betrieb kapazitiver Lasten am Netz anzugeben, die erweiterte
Einsatzmöglichkeiten
für die
Lasten, und zwar insbesondere für
elektrische Lampen, schafft.
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Erfindungsgemäß ist hierzu
eine Schnittstellenschaltung zum Betrieb einer kapazitiven Last
an einer Netzversorgungsschaltung, insbesondere einem Phasenanschnittsdimmer,
vorgesehen, die dadurch gekennzeichnet ist, dass die Schnittstellenschaltung
einen ersten Schalter aufweist, der ausgelegt ist, den Eingang der
Last kurzzuschließen,
wenn keine Netzversorgung an den Eingang der Last erfolgt.
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Beispielhaft
richtet sich die Erfindung auf ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe
mit einer integrierten Schnittstellenschaltung der oben erwähnten Art
zum Betrieb der Lampe an einem Phasenanschnittsdimmer. Die Lampe
ist vorzugsweise eine Niederdruckentladungslampe, die Erfindung
ist jedoch auf andere Lampentypen wie z. B. Hochdruckentladungslampen
oder Halogenlampen übertragbar.
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Die
Erfinder sind von der Erkenntnis ausgegangen, dass die Möglichkeiten
des Dimmens bzw. der Leistungsregulierung bei kapazitiven Lasten
verbesserungswürdig
sind. Insbesondere neigen kapazitive Lasten wie Niederdruckentladungslampen (CFL),
die an Netzversorgungsschaltungen betrieben werden, bei nicht konstanter
Leistungsversorgung, wie z. B. beim Dimmen, zu Instabilitäten. Dies äußert sich
zum Beispiel bei CFLs durch ein Flackern, was allgemein als störend empfunden
wird.
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Zwar
wurden bei CFLs bislang auch komplexe Pumpschaltungen (bekannt als
Schaltungen zur Reduzierung der Netzstromoberschwingungen) eingesetzt,
die längere
Stromflusswinkel, also eine zeitlich verstetigte Stromaufnahme,
und damit auch verbesserte Dimmmöglichkeiten
ermöglichen.
Als besonders störend
wirkt sich dabei jedoch aus, dass diese Pumpschaltungen einen hohen
Bauteileaufwand sowie eine deutlich komplexere Funkentstörung erforderlich
machen. Nachteilig ist hierbei auch, dass die verwendeten Pumpschaltungen
so ausgelegt sein müssen,
dass beim Betrieb dieser Lampen ohne Dimmer die auftretenden Netzstromoberschwingungen
die geltenden Grenzwerte nicht übersteigen.
Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass bei den meisten Pumpschaltungen
die Pumpleistung von der momentanen Spannung des Gleichspannungszwischenkreises
abhängt
und sich somit Unsymmetrien des Dimmers zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Netzhalbwellen aufgrund von Mitkopplungseigenschaften der eingesetzten
Pumpschaltung verstärken
können,
was zu deutlichen Flackererscheinungen führen kann.
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Der
Grundgedanke der Erfindung besteht darin, die erwähnten kapazitiven
Lasten durch eine Schnittstellenschaltung mit Dimmerschaltungen kompatibel
zu machen und dabei die erwähnten
Instabilitäten
zu vermeiden. Dabei richtet sich die Erfindung insbesondere auf
den Betrieb an Phasenanschnittsdimmern, die in Folge der zeitlich
unstetigen Stromaufnahme der kapazitiven Last – wenn nämlich der Momentanwert der
anliegenden Wechselspannung größer als
die an dem Kondensator anliegende Spannung ist – bei kapazitiven Lasten auf
Schwierigkeiten stoßen.
Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung
soll dabei auch in den übrigen
Zeiten einen Stromfluss durch den Phasenanschnittsdimmer ermöglichen,
so dass ein in dem Dimmer enthaltenes Zeitglied von diesem Strom
durchflossen wird.
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Hierzu
wird ein Schalter, vorzugsweise ein erster Transistor, der Schnittstellenschaltung
immer eingeschaltet, sobald die Netzwechselspannung ihren Nulldurchgang
erreicht. Das Einschaltendes Transistors kann alternativ auch kurze
Zeit nach dem Nulldurchgang erfolgen. Der erste Schalter wird vorzugsweise
sofort wieder ausgeschaltet, sobald der Momentanwert der Netzspannung
an die Last angelegt wird. Dadurch ist es bei Einsatz an einem Dimmer
möglich,
dass der zum Aufladen des dimmerinternen Zeitkondensators erforderliche
Strom nur durch den Widerstandswert des Dimmer zeitglieds definiert
wird und nahezu ungedämpft
durch die Last fließen
kann. Es entsteht insbesondere praktisch keine zusätzliche
Stromdämpfung.
Die Steuerung des Schalters erfolgt vorzugsweise über einen
zweiten Schalter, vorzugsweise über
einen zweiten Transistor. Vorzugsweise ist dieser zweite Transistor
am Lasteingang über
zwei Widerstände
mit der Netzversorgung selbst (also vor der Gleichrichtung) verbunden. Hierdurch
kann der zweite Transistor die Eingangsspannung an der Last praktisch „auslesen" und feststellen,
wann eine Leistungsversorgung erfolgt und der Schalter ein- bzw.
auszuschalten ist, ohne dabei von der Gleichrichterschaltung oder
etwa Filterkapazitäten
gestört
zu werden.
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Die
erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung
kann weiter eine Steuerschaltung aufweisen, die ein von der Netzversorgung
zur Verfügung
gestelltes Signal, vorzugsweise die Versorgungsspannung selbst,
auswertet. Hierzu kann zum Beispiel das Tastverhältnis des ersten Transistors
ausgewertet und ein hierzu proportionales Signal erzeugt werden, das
zur Regelung der Leistungsaufnahme der Last eingesetzt werden kann.
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Eine
bevorzugte Ausgestaltung dieser Steuerschaltung weist eine Parallelschaltung
aus einer Serienschaltung mit einem dritten Widerstand und einem
dritten Transistor, dessen Basis mit der Basis des ersten Transistors
verbunden ist, einem zweiten Glättungskondensator
und einem vierten Widerstand auf, wobei die Parallelschaltung mit
einem fünften Widerstand
in Reihe geschaltet ist, wobei der Abgriff des Steuersignals für die Steuerung
der Leistungsaufnahme der Last zwischen dem vierten Widerstand und
dem fünften
Widerstand vorgesehen ist. Der fünfte
Widerstand kann dabei in Reihe mit der genannten Parallelschaltung
parallel zur Last geschaltet sein. Alternativ ist es möglich, den
fünften
Widerstand beispielsweise im zur Versorgung der Last vorgesehenen
Inverter zu integrieren. Im Gegensatz zum ersten Fall, in dem der
fünfte
Widerstand hochohmig sein muss, kann im letzteren Fall der fünfte Widerstand
niederohmig sein, so dass Spannungsverluste reduziert werden können. Zur
Erläuterung
wird auf das Ausführungsbeispiel
gemäß 5 verwiesen.
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Das
oben dargelegte Funktionsprinzip lässt sich für alle gängigen Netzspannungen unabhängig von
der tatsächlichen
Eingangsschaltung von Lasten anwenden. Sie eignet sich sowohl für Lasten
mit einer Brückengleichrichtung
im Eingang und einer einzelnen Sieb- oder Glättungskapazität als auch
für andere
Eingangsschaltungen, die z.B. mindestens zwei Dioden und mindestens
zwei Glättungskondensatoren
(sog. „3D-2C-Schaltung" vgl. 4b oder „Spannungsverdoppler" vgl. 4c) aufweisen. Bei der "2C-3D-Schaltung" wird anstelle eines
einzelnen Glättungskondensators
eine Anordnung aus 2 Kondensatoren und 3 Dioden verwendet. Beim
Spannungsverdoppler werden zwei Kondensatoren über zwei Dioden netzseitig
angeschlossen und mit der Inverterschaltung verbunden. Hierdurch
kann der Last insgesamt die doppelte Netzspitzenspannung zur Verfügung gestellt
werden, was zum Beispiel ermöglicht,
Lampen, die für
ein 220 V-Netz ausgelegt sind an einer 110 V Netzversorgung zu betreiben.
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Die
erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung
kann in einem eigenen Gehäuse
separat ausgeführt
sein, um sie zum Beispiel parallel zu mehreren kapazitiven Teillasten
an einem Dimmer anzuschließen.
Dadurch können
mehrere kapazitive Lasten ohne integrierte Schnittstellenfunktion
an einem Dimmer kostengünstig
betrieben werden.
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Sie
kann aber auch vorteilhaft mit einem elektronischen Vorschaltgerät und insbesondere
in einer Kompaktleuchtstofflampe integriert sein.
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Im
Folgenden soll die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele
näher erläutert werden.
Die Ausführungsbeispiele
zeigen dabei den bevorzugten Einsatz der Schnittstellenschaltung
zum Betrieb mit einer CFL an einem Phasenanschnittsdimmer. Es zeigen:
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1 eine Schaltung eines herkömmlichen Phasenanschnittsdimmers,
an dem eine kapazitive Last betrieben wird,
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2 den Spannungs-Stromverlauf
für eine Schnittstellenschaltung
gemäß 4a, wobei a) der Verlauf
der Netzspannung der Last, b) der Ladestrom eines Glättungskondensators
an der Last, c) die Steuerung des zweiten Transistors und d) der
Spannungsverlauf am Kollektor des zweiten Transistors als Funktionen
der Zeit zeigt,
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3 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
mit einer separaten Schnittstellenschaltung,
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4a einen beispielhaften
Aufbau für
eine erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung,
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4b einen zu 4a ähnlichen
Aufbau der Schnittstellenschaltung, wobei der Glättungskondensator durch eine
Kondensator/Dioden-Schaltungsanordnung
ersetzt ist;
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4c eine für die Ausführungsform
nach 3 beispielhafte
Schaltungsanordnung in Verbindung mit einer Spannungsverdopplerschaltung;
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5 eine weitere erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
mit einer Steuerschaltung (REG) zu Bildung eines zum Phasenanschnittwinkel des
Dimmers proportionalen Signals.
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Bevorzugte
Ausführungen
der Erfindung
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Ein
Beispiel für
den Einsatz der erfindungsgemäßen Schnittstellenschaltung
ist in 1 gezeigt. Zu
sehen ist eine Schaltung, in der eine Kompakt-Leuchtstofflampe CFL über eine
Wechselspannungs-Netzversorgung betrieben wird. Die Last CFL wird
von dieser Spannungsquelle über
einen Phasenanschnittsdimmer (zwischen den Punkten N und P) versorgt.
Phasenanschnittsdimmer liefern eine periodische Netzversorgung an
die Last, die durch Zünden
eines Leistungsschalters Triac über
ein variables Zeitglied Diac, TR, TC freigeschaltet wird. Durch
die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung
kann das Zeitglied auch im nicht leitenden Zustand des Leistungs schalters
(wenn also keine Netzspannung an die Last gelegt wird) arbeiten.
Die eigentliche Last ist bei nicht vorhandener Leistungsversorgung
für das Zeitglied
nicht vorhanden, so dass die Schaltungsanordnung der eigentlichen
Last keinen Einfluss auf den Zündvorgang
des Leistungsschalters hat. So kann vermieden werden, dass etwa
Phasenverschiebungen auftreten, die die Zündzeitpunkte in jeder Netzhalbwelle
verschieben und bei der Last letztlich zu unerwünschten Flackererscheinungen
oder dergleichen führen
können.
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Neben
dem Leistungsschalter Triac und dem Zeitglied, das aus einem Diac,
einem Kondensator TC und einem regelbaren Widerstand TR gebildet wird,
sind in der Dimmerschaltung üblicherweise noch
eine Sicherung F und zur Glättung
und Funkentstörung
außerdem
ein Kondensator C und eine Induktivität L vorgesehen. Die Schnittstellenschaltung kann
in das Vorschaltgerät
der Lampe CFL integriert werden; diese Ausführung ist detailliert in 4a und 4b zu sehen. Die Last CFL kann auch mit
separater Schnittstellenschaltung betrieben werden. 3 zeigt schematisch einen solchen Aufbau
für den
Betrieb mehrerer Lampen CFL (CFL 1, CFL 2, CFL 3) an einem einzigen
Dimmer unter Verwendung einer separaten Schnittstellenschaltung
IF.
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Die
Funktion der Schnittstellenschaltung wird anhand von 4a beschrieben, in der ein
beispielhafter Schaltungsaufbau gezeigt ist, der das oben beschriebene
Funktionsprinzip realisiert.
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Die
Netzwechselspannung wird in einem Gleichrichter GL in eine pulsierende
Gleichspannung umgewandelt.
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Ein
Kondensator C1 wird über
eine Diode D1 und den Gleichrichter GL auf den Spitzenwert der an die
Last angelegten Eingangsspannung aufgeladen und stellt beispielsweise
einem nicht näher
beschriebenen Inverter INV (oder Wechselrichter) eine Gleichspannung
zur Verfügung,
die in diesem in eine hochfrequente Wechselspannung zur Versorgung
einer Niederdruckentladungslampe LP mit vorgebbarem Lampenstrom
umgewandelt wird.
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Die
erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung
IF wird im in 4 gezeigten
Beispiel durch die Widerstände
R1, R2, R3, R4, die Diode D1, die Wider stände R5, R6, und die Transistoren
T1 und T2 gebildet. Die Schaltstrecke des ersten Transistors T1 verläuft in Serie
mit der Diode D1 parallel zum Glättungskondensator
C1, der die für
die Inverterschaltung INV zum Erzeugen einer Hochfrequenzwechselspannung
für die
Lampe LP nötige
Spannung liefert. Der Transistor schließt die Versorgungseingänge der Last
kurz. Ein zweiter Transistor T2 dient zum Ein- bzw. Ausschalten
des Transistors T1 und ist mit seinem Kollektor (über einen
Widerstand R5) mit der Basis des Transistors T1 verbunden. Die Schaltstrecke
des zweiten Transistors T2 verläuft
dabei parallel zur Serienschaltung aus dem Widerstand R5 und der Steuerstrecke
vom ersten Transistor T1 (T2 schaltet also T1 aus und ein). So kann
der erste Transistor ausgeschaltet werden, indem der zweite Transistor eingeschaltet
wird.
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Die
Funktionsweise der Schaltung ist die folgende: Der Transistor T1
bildet in eingeschaltetem Zustand über den Brückengleichrichter GL einen Kurzschluss
zwischen den beiden Netzeingangsanschlüssen. Die Polung der Diode
D1 verhindert, dass der Transistor T1 im eingeschalteten Zustand
auch den Kondensator C1 kurzschließt. Durch die Anordnung des
Transistors T1 am Ausgang des Brückengleichrichters
GL wird erreicht, dass die Eingangsimpedanz der Last (CFL) sowohl
bei positiven als auch bei negativen Halbwellen der Netzwechselspannung (VS,
siehe 1) auf ein Minimum
(„Kurzschluss") reduziert ist.
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Mit
den Widerständen
R1, R2 und R3 wird ein Abbild der momentanen Eingangsspannung der Schaltung
gebildet und über
den Widerstand R4 an die Basis des Transistors T2 angelegt.
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Die
Anordnung der Widerstände
R1 und R2, die erfindungsgemäß netzseitig
angeschlossen sind, stellt sicher, dass die Nulldurchgänge der
Netzeingangsspannung (Umkehrung der Polarität von VS) sicher und unabhängig von
eventuell vorhandenen Filterkapazitäten oder auch parasitären Kapazitäten detektiert
werden können.
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Der
Transistor T1 wird bei ausgeschaltetem Transistor T2 über die
Widerstände
R5 und R6 eingeschaltet. Allerdings kann T1 statt von C1 über R6 und R5
auch durch ein zeitkontinuierliches Signal, das in der Last bzw.
dem Inverter INV verfügbar
(beispielsweise die Versorgung eines im Inverter INV vorhandenen
Steuer-IC) ist, eingeschaltet werden.
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Wenn
T2 durch einen positiven, ausreichend großen Spannungsabfall an R3 über R4 eingeschaltet
wird, wird der Transistor T1 ausgeschaltet. Die Widerstände R4 und
R5 dienen dabei der Verbesserung des Schaltverhaltens von T2 und
T1.
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Durch
die invertierende Funktion von T2 wird erreicht, dass T1 immer während der
Zeit ta (vgl. 2) eingeschaltet
ist, in der der Momentanwert der Netzwechselspannung VS über dem
Dimmer ansteht und der im Dimmer als Schaltelement vorgesehene Triac
nicht leitend ist. Sobald der Triac im Dimmer gezündet wird
(Zeitpunkt t2 in 2)
und dadurch der Momentanwert der Netzwechselspannung VS an die Last
(CFL) gelegt wird, wird T1 ausgeschaltet und der Kondensator C1
wird über
D1 auf den Spitzenwert der Eingangsspannung der Last (CFL) aufgeladen
(vgl. Zeit tb in 2b).
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Als
Transistor T1 kann ein Kleinleistungstransistor verwendet werden,
der zwar eine Durchbruchsspannung größer als die maximale Netzspannung
VS aufweisen muss, an den jedoch bezüglich der Stromtragfähigkeit
und Stromverstärkung
keinerlei kritische Anforderungen gestellt werden.
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Der
als Schalttransistor arbeitende Transistor T2 wird üblicherweise
mit einer kleinen Basis/Emitterspannung von etwa 0,6 V betrieben.
Diese Spannung ist jedoch temperaturabhängig, so dass infolge des Betriebs
der Schaltung und der damit verbundenen Temperaturänderung
die Schaltspannung variieren kann (beispielsweise zwischen 0,4 V
und 0,6 V). Deshalb könnten
ggf. Maßnahmen
ergriffen werden, die die temperaturabhängige Schwankung der Steuerspannung
kompensieren. Beispielsweise kann zu diesem Zweck eine Zenerdiode
in Serie zu dem in 4a gezeigten
Widerstand R4 geschaltet werden. Dadurch kann die über R3 abfallende
Spannung (beispielsweise um 20 V) erhöht werden, so dass die relative
Schwankung der zum Einschalten des Transistors T2 erforderlichen
Spannung verkleinert wird.
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Die
erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung
funktioniert unabhängig
von der verwendeten Eingangsschaltung für die Lampe. 4b zeigt eine Variante der Eingangsschaltung,
bei der der in 4a gezeigte
einzelne Kondensator C1 durch eine Schaltung aus drei Dioden D2 – D4 und
2 Kondensatoren C1a, C1b („2C-3D-Schaltung") ersetzt ist. Im
Betrieb erfolgt in dieser (Puffer-) Schaltung eine serielle Aufladung
der beiden Kondensatoren.
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Soll,
wie in 3 gezeigt, die
Schnittstellenfunktion als separates Gerät IF ohne Last aufgebaut werden,
ist es erforderlich, den zum Einschalten des Transistors T1 erforderlichen
Strom über
einen Widerstand aus einem zusätzlichen
Kondensator zu speisen. In diesem Fall kann dieser Kondensator eine
relativ geringe Kapazität
haben, da er nicht die Energie zum Speisen einer Last sondern nur
die Energie zur Steuerung von T1 über R6 bereitstellen muss.
Ein Beispiel für
eine derartige Schaltung ist in 4c gezeigt.
Die Last ist dabei über
eine aus zwei Dioden D2, D3 und zwei Kondensatoren C1a, C1b bestehende,
als „Spannungsverdoppler" dienende Eingangsschaltung
mit dem Netz verbunden. Die Schnittstellenschaltung ist parallel
dazu geschaltet und enthält
einen (oben erwähnten)
Kondensator C3. Bei dieser „Spannungsverdoppler"-Schaltung werden
die Kondensatoren C1a und C1b abwechselnd (d. h. einer durch die
positive und der andere durch die negative Netzhalbwelle) auf die
Netzspitzenspannung aufgeladen. Insgesamt steht der Last INV, LP damit
die doppelte Netzspitzenspannung zur Verfügung. Diese Schaltung kann
ausgenutzt werden, um beispielsweise Lampen LP, die für 220 V
Netze ausgelegt sind, an einem 110 V-Netz (wie z. B. in den USA)
zu betreiben.
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Die
Erfindung kann auch zur Steuerung der Leistungsaufnahme einer Last
eingesetzt werden. Zur Steuerung der Leistungsaufnahme einer Last (CFL)
bzw. zur Helligkeitssteuerung einer Niederdruckentladungslampe (LP)
ist es erforderlich, ein zu dem am Dimmer eingestellten Phasenanschnittwinkel proportionales
Signal zu erzeugen, das beispielsweise für eine Regelung des Lampenstroms
in einem Inverter als Sollwert benötigt wird.
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Vorzugsweise
soll dabei die Größe des Sollwerts
umgekehrt proportional zum Phasenanschnittwinkel sein (großer Sollwert
bei geringem Phasenanschnittwinkel); auf diese Weise erhält man bei
der in 5 gezeigten Anordnung
bei „wenig" Dimmen (d. h. hoher
Helligkeit bei einer Lampe) einen hohen Sollwert und umgekehrt.
Es ist jedoch auch die Erzeugung eines direkt proportionalen Verhältnisses zwischen
Phasenanschnittwinkel und Sollwert möglich.
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Erfindungsgemäß wird das
genannte Signal aus dem Tastverhältnis
des Transistors T1 abgeleitet. Dieses Tastverhältnis entspricht dem Verhältnis der Zeiten
ta (Triac ausgeschaltet) und tb (Triac teilweise eingeschaltet)
innerhalb einer Netzhalbwelle (vgl. 2a).
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Eine
beispielhafte Schaltung zur Realisierung dieser Steuerung ist in 5 gezeigt. Gezeigt ist eine
Ausführungsform,
bei der die Schnittstellenschaltung IF (wie in 4) in die Last integriert ist und zwischen
Gleichrichter GL und Glättungskondensator
C1 geschaltet ist. Zwischen Schnittstellenschaltung IF und Glättungskondensator
C1 ist eine Steuerschaltung REG als Teil der Schnittstellenschaltung
IF oder separat von dieser geschaltet. Die Steuereinheit umfasst
einen dritten Transistor T3, dessen Basis mit dem Kollektor des
zweiten Transistors T2 (über
den Widerstand R7) verbunden ist und der in Serie mit dem Widerstand
R9 Teil einer Parallelschaltung aus einem weiteren Glättungskondensator
C2 und einem Widerstand R10 ist. Diese Parallelschaltung ist in
Reihe mit einem weiteren Widerstand R8 geschaltet, so dass diese
Reihenschaltung parallel zum Glättungskondensator
C2 verläuft.
Zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Lampe LP wird der durch
den Kondensator C2 geglättete
Spannungsabfall über
eine Leitung als Steuersignal DL ausgekoppelt.
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Zur
Bildung eines Gleichspannungssignals, dessen Größe proportional zum Tastverhältnis ta/tb ist,
werden die Widerstände
R7, R8, R9 und R10 sowie der Glättungskondensator
C2 und der Transistor T3 verwendet.
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Durch
das Verhältnis
der Widerstandswerte von R8 und R10 wird ein Maximalwert für das an
den Inverter INV weitergegebene Signal DL definiert. Dieses Signal
DL dient im Inverter als Sollwertgröße für eine Regelung oder Steuerung
der Leistungsaufnahme der Last bzw. der Helligkeit einer Lampe LP.
Diese Größe DL kann
dann im Inverter INV z. B. über eine
integrierte Schaltung verarbeitet werden, die die Leistungsaufnahme
(Helligkeit) der Lampe LP entsprechend regelt. Der durch R8 und
R10 definierte Maximalwert von DL definiert die maximale Leistungsaufnahme
der Last bzw. die maximale Helligkeit der Lampe.
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Wenn
der Transistor T3 dauerhaft eingeschaltet ist, wird durch das Verhältnis aus
dem Widerstandswert von R8 und dem Gesamtwiderstand der Parallelschaltung
von R10 und R9 ein Minimalwert für
das an den Inverter INV weitergegebene Signal DL definiert.
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Durch
das Schalten des Transistors T3, das zeitlich dem von T1 entspricht,
stellt sich für
DL eine vom Tastverhältnis
von T1 bzw. T3 abhängige
und durch den Kondensator C2 geglättete Gleichspannung ein. Der
Widerstand R7 dient dabei der Verbesserung des Schaltverhaltens
von T3.
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Anstelle
der Speisung des Signals DL über R8
aus dem Kondensator C1 kann auch ein anderes Signal verwendet werden,
das in der hier nicht näher beschriebenen
Inverterschaltung INV vorhanden ist.