DE10303427A1

DE10303427A1 - Verstärker-Schaltung, Treiber-Schaltung für ein Anzeigegerät , tragbares Telefon und tragbares elektronisches Gerät

Info

Publication number: DE10303427A1
Application number: DE10303427A
Authority: DE
Inventors: Yoshihiko Nakahira; Hiroshi Tsuchi
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2002-02-06
Filing date: 2003-01-29
Publication date: 2003-10-16
Also published as: US7005916B2; GB0302747D0; US8471794B2; US20090278868A1; GB2385221A; US20060098032A1; US20030146923A1; US7586504B2; CN1437319A; CN1254008C

Abstract

Es wird eine Verstärkerschaltung erzielt, die einen niedrigen Energieverbrauch und einen hochpräzisen Ausgang realisieren kann. Eine Steuerungseinheit steuert jeden Schalter einer Offsetkorrekturschaltung, um einen Kondensator zu wählen, der einem Spannungspegel eines Eingangssignals zugeordnet ist, das durch eine Eingangssignal-Wähleinheit gewählt worden ist, wobei eine Offsetspannung eines Operationsverstärkers, die gemäß dem Spannungspegel des Eingangssignals erzeugt worden ist, von dem gewählten Kondensator gespeichert wird, und die einen Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der vom gewählten Kondensator gehaltenen Offsetspannung korrigiert.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung zum Treiben einer Last und ein Steuerverfahren hierfür, eine Treiberschaltung eines Anzeigegerätes und ein Steuerverfahren desselben, ein tragbares Telefon und ein tragbares elektronisches Gerät, und insbesondere die Verstärkerschaltung zum Korrigieren einer Offsetspannung eines Operationsverstärkers und eine Treiberschaltung der Anzeigevorrichtung zum Durchführen einer Anzeige mit mehrfachem Grauskalapegel.
In der Vergangenheit hat eine Verstärkerschaltung zum Treiben einer Last das Problem, daß infolge von Änderungen der Charakteristika der aktiven Elemente, welche die Verstärkerschaltung bilden, eine Offsetspannung auftritt. Um dieses Problem zu lösen, wurden insoweit verschiedene Verfahren zum Korrigieren der Offsetspannung verwendet. Von diesen Verfahren können die Verstärkerschaltungen, die in dem offengelegten japanischen Patent Nr. 62-261205 und offengelegten japanischen Patent Nr. 9-244590 beschrieben sind, als repräsentative Beispiele für Verstärkerschaltungen benannt werden, die eine Offsetspannungs-Korrektureinrichtung unter Verwendung eines Kondensators haben.
Fig. 46 ist ein Schaltbild, welches die Konfiguration der Verstärkerschaltung zeigt, welche in dem offengelegten japanischen Patent Nr. 62-261205 in der Vergangenheit beschrieben worden ist. Die in der Fig. 46 gezeigte frühere Verstärkerschaltung hat Operationsverstärker 641 und 642 mit unterschiedlichen Eingängen + IN und - IN, die mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß bzw. einem invertierenden Eingangsanschluß von den Schaltungseingangsanschlüssen 621 bzw. 622 verbunden sind, Kondensatoren 631 und 632 und Transistorschalter 601 bis 612. Die Schalter 601, 602, 608, 609, 610 und 611bilden eine erste Schaltergruppe und die Schalter 603, 604, 605, 606, 607 und 612 bilden eine zweite Schaltergruppe. Die ersten und zweiten Schaltergruppen werden so gesteuert, daß sie alternierend eingeschaltet sind.
Es wird die Funktionsweise der in der Fig. 46 gezeigten Verstärkerschaltung beschrieben. In der Fig. 46 wird als erstes eine solche Steuerung durchgeführt, daß die erste Schaltergruppe in einem Ein-Zustand und die zweite Schaltergruppe in einem Aus-Zustand ist. Wenn die Schalter 601, 602 und 611 in diesen Zuständen geschlossen sind, gibt der Operationsverstärker 641 ein dem Eingangsanschluß zugeführtes Differentialsignal an einen Ausgangsanschluß. Andererseits ist der nicht invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 642 an Masse gelegt und es wird an den Ausgangsanschluß ein Offset- Spannungsteil ausgegeben. Der Kondensator 632 wird durch diese Offsetspannung geladen, um die Offsetspannung zu halten.
Als nächstes wird eine solche Steuerung durchgeführt, daß die erste Schaltergruppe in dem Aus-Zustand und die zweite Schaltergruppe in dem Ein-Zustand ist. Wenn die Schalter 606, 607 und 612 geschlossen sind und unter diesen Umständen der Kondensator 632 zwischen dem Eingangsanschluß 622 und dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 642 in Reihe geschaltet ist, hat das Differentialsignal - IN die Offsetspannung mit einer dieser überlagerten umgekehrten Polarität und wird an dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 642 angelegt. Als ein Ergebnis hat der Operationsverstärker 642 die versetzte Offsetspannung und ist korrigiert.
Da die alternierenden Vorgänge der vorstehenden Schaltergruppen wiederholt werden, wird der gleiche Vorgang wie beim Operationsverstärker 642 auch für den Operationsverstärker 641 durchgeführt, so daß die Offsetspannung des Operationsverstärkers 641 ebenfalls korrigiert wird. Die korrigierten Ausgangsspannungen der Operationsverstärker 641 und 642 werden alternierend an den Ausgangsanschluß 623 ausgegeben, um einen hochpräzisen Ausgang der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 46 zu ermöglichen.
Fig. 47 zeigt ein Schaltbild der Konfiguration der Verstärkerschaltung, die früher in dem offengelegten japanischen Patent Nr. 9-244590 beschrieben worden ist. Die in der Fig. 47 gezeigte, frühere Verstärkerschaltung hat einen Operationsverstärker 703 und eine Offset- Korrekturschaltung 704, wobei die Offset-Korrekturschaltung 704 einen Kondensator 705 und Schalter 706 bis 708 hat. Eine von außen zugeführte Eingangsspannung Vin wird dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 703 über einen Eingangsanschluß 701 der Verstärkerschaltung eingegeben. Die Ausgangsspannungen Vout des Operationsverstärkers 703 werden über einen Ausgangsanschluß 702 der Verstärkerschaltung nach außen ausgegeben.
Die Schalter 706 und 707 sind zwischen dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 703 und dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 703 in Reihe geschaltet. Der Kondensator 705 ist zwischen einem Verbindungspunkt des Schalters 706 und 707 und dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 703 geschaltet. Zusätzlich ist der Schalter 708 zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 703 und dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 703 geschaltet.
Als nächstes wird die Funktionsweise der in der Fig. 47 gezeigten Verstärkerschaltung unter Verwendung der Figuren beschrieben. Fig. 48 ist ein Zeitablaufplan, der die Funktionsweise der in der Fig. 47 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt. Wie in den Fig. 47 und 48 gezeigt, sind in einer Periode T1, die den vorhergehenden Zustand hat, nur der Schalter 707 in dem Ein-Zustand und die anderen Schalter 706 und 708 sind in dem Aus- Zustand. Somit sind der Ausgangsanschluß und der invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 703 über den Kondensator 705 verbunden. In diesem Zustand wird der Spannungspegel der Ausgangsspannung Vout durch eine vorhergehende Ausgangsspannung fortgesetzt.
In einer Zeitspanne T2 ist der Schalter 708 zusätzlich zum Schalter 707 eingeschaltet. Wenn sich der Spannungspegel der Eingangsspannung Vin ändert, ändert sich demgemäß die Ausgangsspannung Vout und wird Vin + Voff einschließlich der Offsetspannung Voff.
Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator 705 kurzgeschlossen und die beiden Enden des Kondensators 705 sind auf dem gleichen Potential. Zusätzlich werden die Schalter 707 und 708 so eingeschaltet, daß die beiden Enden des Kondensators 705 an den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 703 angeschlossen sind, so daß die Potentiale beider Enden des Kondensators 705 infolge des Ausgangs des Operationsverstärkers 703 Vout (= Vin + Voff) werden.
In der Zeitspanne T3 wird der Schalter 707 ausgeschaltet, während der Schalter 708 eingeschaltet bleibt, und danach wird der Schalter 706 eingeschaltet. Somit ist ein Ende des Kondensators 705 an den Eingangsanschluß angeschlossen und dessen Potential ändert sich von Vout auf Vin. Wenn der Schalter 708 eingeschaltet ist, bleibt das Potential am anderen Ende des Kondensators 705 auf der Ausgangsspannung Vout. Daher ist die am Kondensator 705 anliegende Spannung Vout - Vin = Vin + Voff - Vin = Voff, und der Kondensator 705 wird durch eine Ladung äquivalent der Offsetspannung Voff geladen.
In einer Zeitspanne T4 sind die Schalter 706 und 708 ausgeschaltet und danach wird der Schalter 707 eingeschaltet. Wenn die Schalter 706 und 708 ausgeschaltet sind, ist der Kondensator 705 direkt zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 703 geschaltet, so daß die Offsetspannung Voff durch den Kondensator 705 gehalten wird. Der Schalter 707 wird eingeschaltet, so daß die Offsetspannung Voff an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 703 in Bezug zu dem Potential des Ausgangsanschlusses angelegt wird. Als ein Ergebnis wird die Ausgangsspannung Vout Vout = Vin + Voff - Voff = Vin, so daß die Offsetspannung beseitigt ist und der Operationsverstärker 703 eine hochpräzise Spannung ausgeben kann.
Für die in der Fig. 46 gezeigte Verstärkerschaltung ist es jedoch notwendig, das Potential am einen Ende des Kondensators von einem Massepotential auf den Pegel des Eingangssignals - IN konstant anzuheben. Aus diesem Grund besteht ein Problem, daß ein signifikanter Stromverbrauch erforderlich ist, weil dies von einem Laden und Entladen des Kondensators in einem Offset-Korrekturbetrieb begleitet ist.
Andererseits ist bei der in der Fig. 47 gezeigten Verstärkerschaltung die Potentialdifferenz zwischen den beiden Enden des Kondensators nur die Größe der Offsetspannung, so daß der Stromverbrauch durch Laden und Entladen des Kondensators niedriger als bei der in der Fig. 46 gezeigten Verstärkerschaltung sein kann.
Die Größe der Offsetspannung, die in dem Operationsverstärker erzeugt wird, ist jedoch entsprechend dem Spannungspegel des Eingangssignals unterschiedlich. Darüber hinaus ist die Fluktuation der Offsetspannung infolge der Änderung des Spannungspegels des Eingangssignals die Fluktuation in Einheiten von mV. Für den Fall, daß die Verstärkerschaltung für eine Treiberschaltung zum Treiben von beispielsweise einer Flüssigkristallanzeige verwendet wird, beeinflußt diese Fluktuation in Einheiten von mV jedoch die Grauskala- Pegelanzeige der Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung. Insbesondere für den Fall, bei dem eine Anzeige mit Mehrfachgrauskala-Pegel und hochauflösende Anzeige durch die Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung erforderlich sind, ist es wesentlich, sich mit der Fluktuation der Offsetspannung zu befassen.
Für den Fall, daß sich der Spannungspegel des Eingangssignals, welches der in der Fig. 47 gezeigten Verstärkerschaltung zugeführt wird, in jeder Ausgangsperiode ändert, ändert sich daher die Größe der Offsetspannung, die in dem Operationsverstärker 703 erzeugt wird, für jede Ausgangsperiode, und somit ist es notwendig, den Offset-Korrekturvorgang für jede Ausgangsperiode durchzuführen, um einen Ausgang mit hoher Präzision der in der Fig. 47 gezeigten Verstärkerschaltung zu realisieren. Wenn der Offset-Korrekturvorgang in jeder Ausgangsperiode durchgeführt wird, muß der Kondensator zum Speichern der Offsetspannung in jeder Ausgangsperiode geladen und entladen werden, und damit tritt das Problem auf, daß der Stromverbrauch beim Offset-Korrekturvorgang selbst für den Fall der in der Fig. 47 gezeigten Verstärkerschaltung signifikant ist.
Wenn der Offset-Korrekturvorgang durch Schaltersteuerung durchgeführt wird, tritt zusätzlich ein Problem auf, daß die Ausgangspräzision sich infolge des Einflusses der Kapazitätskopplung, welche beim Schalten auftritt, senkt. Dies ist deshalb der Fall, da in einem MOS-Transistor, der für jeden Schalter verwendet wird, eine parasitäre Kapazität existiert, wobei die Bewegung einer Ladung über die parasitäre Kapazität beim Schalter ansteigt und das Ladungsäquivalent zur Offsetspannung, das in dem Kondensator gespeichert und gehalten wird, dadurch beeinflußt wird. Während es möglich ist, das Sinken der Ausgangspräzision, die infolge der Beeinflussung der Kapazitätskopplung beim Schalten durch Erhöhen der Kapazität des Kondensators zum Speichern der Offsetspannung gezügelt werden kann, tritt das Problem auf, daß wenn die Kapazität erhöht wird, der Stromverbrauch infolge von Laden und Entladen des Kondensators durch den Offset-Korrekturvorgang, welcher jede Ausgangsperiode durchgeführt wird, steigt.
Obwohl die Probleme der Verstärkerschaltungen, die in den Fig. 46 und 47 gezeigt worden sind, vorstehend beschrieben worden sind, haben andere Verstärkerschaltungen mit Offset-Korrektureinrichtungen, die einen Kondensator verwenden, ebenfalls die gleichen Probleme.
Da die Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung die Vorteile eines flachen Profils, leichten Gewichtes und niedriger Leistung hat, wird sie für Anzeigegeräte verschiedener Arten von Ausrüstung wie beispielsweise einen PC in Form eines Notebooks verwendet. Insbesondere besteht nach einer Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung, die ein aktives Matrix-Treiberverfahren verwendet, eine erhöhte Nachfrage, da diese die Vorteile hat, daß sie eine schnelle Antwort, eine hochauflösende Anzeige und eine Anzeige mit Mehrfachgrauskala- Pegel zuläßt.
Ein Anzeigeteil der Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung, die ein aktives Matrix-Treiberverfahren verwendet, hat im allgemeinen ein Halbleitersubstrat, auf welchem transparente Bildelektroden und Dünnschicht-Transistoren (TFT) angeordnet sind, und ein gegenüberliegendes Substrat bildet eine transparente Elektrode auf der gesamten Oberfläche und ist dadurch gebildet, daß sie diese zwei Substrate einander zugewandt mit einem dazwischen eingebrachten Flüssigkristall hat. Und der TFT, der eine Schaltfunktion hat, wird so gesteuert, daß an jede Bildelektrode eine vorbestimmte Spannung angelegt wird, und die Durchlässigkeit des Flüssigkristalls durch die Potentialdifferenz zwischen jeder Bildelektrode und einer gegenüberliegenden Elektrode, die an dem gegenüberliegenden Substrat ausgebildet ist, geändert wird, um ein Bild anzuzeigen. Das Halbleitersubstrat hat eine Datenleitung zum Schicken einer Anzahl von Pegelspannungen (Grauskala-Pegelspannungen), die an jede Bildelektrode angelegt werden und eine Abtastleitung zum Schicken eines Schaltsteuersignals des darauf verdrahteten TFT und das Anlegen der Grauskala-Pegelspannungen an jede Bildelektrode wird über die Datenleitung durchgeführt. Obwohl verschiedene Datenleitungstreiberschaltungen bezüglich eines Verfahrens zum Treiben der Datenleitung verwendet worden sind, wird im folgenden ein repräsentatives Beispiel der Datenleitungstreiberschaltung desselben beschrieben.
Fig. 49 ist ein Schaltbild einer Konfiguration einer früheren Datenleitungstreiberschaltung. Die in der Fig. 49 gezeigte Treiberschaltung hat eine Anzahl von Grauskala- Pegelspannungen, die durch eine Widerstandskette 421, die durch Operationsverstärker 423-1 bis 423-n (n ist eine positive ganze Zahl), die für die jeweiligen Grauskala- Pegelspannungen vorgesehen sind, Impedanz-konvertiert werden und die für das Treiben notwendigen Spannungen werden durch Wähler 422-1 bis 422-m (m ist eine positive ganze Zahl) aus den Impedanz-konvertierten Grauskala-Pegelspannungen gewählt und gibt diese an eine Datenleitungslast, um die Datenleitung zu treiben. Da diese Treiberschaltung jede der Anzahl von Grauskala-Pegelspannungen durch die Widerstandskette 421, die durch die Operationsverstärker 423-1 bis 423-n Impedanz-umgewandelt hat, erzeugt hat, hat sie ein hohes Datenleitungs-Treibervermögen und so kann sie den Widerstandswert der Widerstandskette 421 zum Erzeugen der Grauskala-Pegelspannungen erhöhen und den Strom, welcher in der Widerstandskette 421 fließt, senken, um den Energieverbrauch der Treiberschaltung zu senken.
Andererseits gibt es im Fall einer großformatigen Flüssigkristallanzeige eine große Anzahl von Datenleitungen und die Kapazität jeder Datenleitung ist größer, so daß ein hohes Treibervermögen der Datenleitungstreibschaltung erforderlich ist. Für die Treiberschaltung gemäß Fig. 48 gibt es Fälle, bei denen eine Anzahl von Datenleitungen durch eine Grauskala-Pegelspannung getrieben werden, und somit ist es für den Fall, daß es für eine großformatige Flüssigkristallanzeige verwendet wird, eine Verschlechterung des Treibvermögens. Daraus folgt, daß eine frühere Datenleitungstreiberschaltung, die in der Fig. 50 gezeigt ist, als eine Datenleitungstreiberschaltung benannt werden kann, die in der Lage ist, selbst für den Fall ein ausreichendes Treibvermögen zu erzielen, bei dem sie für eine großformatige Flüssigkristallanzeige verwendet wird. Bei der Treiberschaltung gemäß Fig. 50 werden die für das Treiben benötigten Grauskala-Pegelspannungen, die durch eine Widerstandskette 421 erzeugt worden sind, durch Selektoren 422-1 bis 422-m gewählt und führt eine Impedanzkonversion desselben durch Operationsverstärker 424-1 bis 424-m, die für jede Datenleitung als eine Datenleitungs-Ausgangsschaltung vorgesehen sind, durch und gibt sie an eine Datenleitungslast, um an jede Datenleitung eine vorbestimmte Grauskala- Pegelspannung anzulegen. Da bei dieser Treiberschaltung die Grauskala-Pegelspannungen durch die Selektoren, durch die Operationsverstärker, die für jede Datenleitung vorgesehen sind, Impedanz-konvertiert, gewählt werden, hat sie selbst für einen Fall das ausreichende Treibvermögen, bei dem sie für eine großformatige Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung verwendet wird.
In den vergangenen Jahren sind tragbare Geräte, die sich auf ein tragbares Telefon und ein persönliches digitales Notizbuch usw. zentrieren, sehr populär geworden und als Anzeigevorrichtung für die tragbaren Geräte besteht eine stark steigende Nachfrage nach einer mobilen Anzeige. Obwohl sich die Möglichkeiten, die für die mobile Anzeige erforderlich sind, in der Vergangenheit auf einen niedrigen Energieverbrauch zentriert haben, sind auch Hochauflösungs- und Mehrfachgrauskala-Pegelanzeige-Vermögen in Verbindung mit der Verbreitung von heutigen tragbaren Geräten erforderlich.
Für die Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung zum Durchführen einer Anzeige mit Mehrfachgrauskala-Pegel ist eine hohe Präzision der Treiberschaltung erforderlich, weil die Potentialdifferenz zwischen benachbarten Grauskala-Pegelspannungen klein ist. Die in der Fig. 49 gezeigte Treiberschaltung hat jedoch das Problem, daß jeder der Operationsverstärker 423-1 bis 423-n die Offsetspannung hat, die infolge der Änderungen der Charakteristika der Transistoren, welche die Operationsverstärker bilden erzeugt wird, bezüglich der Präzision der Ausgangsspannung Änderungen auftreten und die Anzeigequalität vermindert wird. Die in der Fig. 50 gezeigte Treiberschaltung hat ebenfalls das Problem, daß der Datenleitungs-Ausgangsschaltungen 424-1 bis 424-m die Offsetspannung hat, wie sie bei der Treiberschaltung gemäß Fig. 49 erzeugt wird, daß Änderungen bezüglich der Präzision der Ausgangsspannung auftreten und eine Farbabschattung auftritt.
Um dieses Problem zu lösen, gibt es Fälle, bei denen jede der Datenleitungs-Ausgangsschaltungen 424-1 bis 424-m der in der Fig. 50 gezeigten Treiberschaltung den Operationsverstärker verwendet, dem eine Offsetkorrekturfunktion hinzugefügt ist. Genauer gesagt, gibt es Fälle, bei denen jede der Datenleitungs-Ausgangsschaltungen 242-1 bis 242-m der in der Fig. 50 gezeigten Treiberschaltung die in der Fig. 47 gezeigte Verstärkerschaltung verwendet.
Zusätzlich hat die Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung zum Durchführen der hochauflösenden Anzeige im allgemeinen eine größere Anzahl an Datenleitungen als Anzahl der Grauskala-Pegel und somit erfordert die Treiberschaltung gemäß Fig. 50 eine große Anzahl von Schaltungen, da die Datenleitungs-Ausgangsschaltungen 242-1 bis 242-m für m-Datenleitungen vorgesehen sind. Aus diesem Grund tritt ein Problem auf, daß die erforderliche Fläche steigt und die Kosten ebenfalls steigen.
Auch für den Fall, daß die Verstärkerschaltung gemäß Fig. 47 als jede der Datenleitungs- Ausgangsschaltungen der in der Fig. 50 gezeigten Treiberschaltung verwendet wird, ist es zusätzlich notwendig, die in der Fig. 47 gezeigte Verstärkerschaltung für jede der m Datenleitungen vorzusehen, so daß die erforderliche Fläche steigt und die Kosten ebenfalls steigen, wenn die Flüssigkristallanzeige eine große Anzahl von Datenleitungen hat.
Weiterhin gibt es für die in der Fig. 50 gezeigte Treiberschaltung Fälle, bei denen der Spannungspegel des Eingangssignals, das an jeder Datenleitungs-Ausgangsschaltung eingegeben wird, in jeder Ausgangsperiode unterschiedlich ist. Wie vorstehend angegeben, ändert sich, wenn der Spannungspegel der Eingangssignale sich ändert, auch die Größe der Offsetspannung, die an dem Operationsverstärker erzeugt wird, so daß diese Fluktuation die Grauskala-Pegelanzeige der Flüssigkristallanzeige beeinflußt. Für den Fall, daß jede der Datenleitungs-Ausgangsschaltungen der in der Fig. 50 gezeigten Treiberschaltung die in der Fig. 47 gezeigte Verstärkerschaltung verwendet, ändert sich daher die Größe der Offsetspannung, die in dem Operationsverstärker 703 in jeder Ausgangsperiode erzeugt wird, wenn sich der Spannungspegel des Eingangssignals an jeder Verstärkerschaltung in jeder Ausgangsperiode ändert, und somit ist es für jede Verstärkerschaltung notwendig, in jeder Ausgangsperiode den Offsetkorrekturvorgang durchzuführen, um den hochpräzisen Ausgang in jeder Verstärkerschaltung zu realisieren, und dadurch die hochpräzise Anzeige und Mehrfachgraustufen-Pegelanzeige in der Flüssigkristallanzeige zu realisieren. Es besteht jedoch das Problem, daß wenn der Offsetkorrekturvorgang in jeder Ausgangsperiode durchgeführt wird, der Kondensator zum Speichern der Offsetspannung in jeder Ausgangsperiode geladen und entladen werden muß, und dadurch der Energieverbrauch steigt.
Zusätzlich wird der Offsetkorrekturvorgang durch Schaltsteuerung durchgeführt und so gibt es wie vorstehend erwähnt Fälle, bei denen die Ausgangspräzision jeder Verstärkerschaltung infolge der Beeinflussung durch die Kapazitätskopplung, welche beim Schalten auftritt, gesenkt wird. Wenn die Kapazität des Kondensators erhöht wird, um das Absinken der Ausgangspräzision zu zügeln, besteht das Problem, daß der Energieverbrauch infolge des Ladens und Entladens des Kondensators durch den Offsetkorrekturvorgang, der in jeder Ausgangsperiode durchgeführt wird, steigt.
Darüber hinaus wird im offengelegten japanischen Patent Nr. 2001-100704 eine Technologie beschrieben, bei der durch Vorsehen einer Anzahl von Widerständen zum Einstellen einer Widerstandsteilerschaltung zum Teilen der Spannung der Flüssigkristall-Treiberleistung die Offsetspannung für jeden Verstärker gemäß der Größe des Widerstandes reduziert, um die Ausgangspräzision zu verbessern. Es gibt jedoch an erster Stelle Änderungen der Widerstände selbst und so kann die Offsetspannung jedes Verstärkers nicht ausreichend gemäß der Größe des Widerstandes reduziert werden, selbst wenn dies so angestrebt wird, so daß die ausreichende Ausgangspräzision nicht erzielt werden kann.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Verstärkerschaltung zu schaffen, die in der Lage ist, einen niedrigeren Energieverbrauch und einen hochpräzisen Ausgang zu realisieren, und ein Steuerverfahren hierfür zu schaffen.
Zusätzlich ist es eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Treiberschaltung eines Anzeigegerätes, ein Steuerverfahren hierfür, ein tragbares Telefon und ein tragbares elektronisches Gerät zum Realisieren des niedrigen Energieverbrauchs, des hochpräzisen Ausgangs und mit niedrigen Kosten zu schaffen.
Eine Verstärkerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Operationsverstärker zum Verstärken eines Eingangssignals, welches eine Anzahl von Spannungspegeln haben kann, Speichermittel zum Speichern jeder der Offsetspannungen, die für den vorstehend beschriebenen Operationsverstärker gemäß dem Spannungspegel des vorstehend beschriebenen Eingangssignals erzeugt worden ist, und eine Steuerungseinrichtung zum Korrigieren des Ausgangs des vorstehend beschriebenen Operationsverstärkers unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Offsetspannung, die in den vorstehend beschriebenen Speichermitteln gespeichert ist, aufweist.
Die vorstehend beschriebene Verstärkerschaltung ist dadurch gekennzeichnet, daß die vorstehend beschriebenen Speichermittel aus einer Anzahl von Kondensatoren zum Speichern der jeweiligen, vorstehend beschriebenen Offsetspannungen besteht.
Zusätzlich ist die vorstehend beschriebene Verstärkerschaltung dadurch gekennzeichnet, daß die vorstehend beschriebene Steuerungseinrichtung selektiv eine Steuerung zum Wählen einer der vorstehend beschriebenen Anzahl von Kondensatoren gemäß dem Spannungspegel des vorstehend beschriebenen Eingangssignals durchführt und die Offsetspannung des vorstehend beschriebenen Operationsverstärkers in dem gewählten Kondensator in einem ersten Term einer Ausgangsperiode gespeichert hat.
Zusätzlich ist die vorstehend beschriebene Verstärkerschaltung dadurch gekennzeichnet, daß die vorstehend beschriebene Steuerungseinrichtung den Ausgang des vorstehend beschriebenen Operationsverstärkers unter Verwendung der vorstehend. beschriebenen Offsetspannung, die in dem vorstehend beschriebenen, gewählten Kondensator gespeichert ist, in einem zweiten Term der vorstehend beschriebenen einen Ausgangsperiode korrigiert.
Ein Steuerungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Verstärkerschaltung, welche den Operationsverstärker zum Verstärken des Eingangssignals und die Anzahl von Kondensatoren hat, dadurch gekennzeichnet ist, daß es aufweist einen ersten Schritt Wählen eines der vorstehend beschriebenen Anzahl von Kondensatoren gemäß dem Spannungspegel des vorstehend beschriebenen Eingangssignals und Speichern der Offsetspannung des vorstehend beschriebenen Operationsverstärkers in dem gewählten Kondensator in dem ersten Term einer Ausgangsperiode, und einen zweiten Schritt Korrigieren des Ausgangs des vorstehend beschriebenen Operationsverstärkers unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Offsetspannung, die in dem vorstehend beschriebenen, gewählten Kondensator gespeichert ist, in dem zweiten Term der .vorstehend beschriebenen einen Ausgangsperiode.
Bei der Verstärkerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist jede der Offsetspannungen, die in dem Operationsverstärker erzeugt worden ist, in den Speichermitteln gemäß dem Spannungspegel des Eingangssignals gespeichert. Daher kann der Energieverbrauch verringert werden, verglichen mit der früheren Verstärkerschaltung, bei der jedesmal dann, wenn der Spannungspegel des Eingangssignals sich ändert, eine gespeicherte Offsetspannung gelöscht und eine neue Offsetspannung gespeichert wird.
Zusätzlich verwendet sie eine Anzahl von Kondensatoren als Speichermittel und die Offsetspannungen sind in der Steuerungseinrichtung gespeichert und in einem der Kondensatoren, der gemäß dem Spannungspegel des Eingangssignals gewählt worden ist, gehalten und es wird der Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der gehaltenen Offsetspannung korrigiert. Aus diesem Grund ist es möglich, eine hochpräzise Offsetkorrekturoperation durchzuführen, um eine hochpräzise Ausgabe zu ermöglichen. Darüber hinaus wird, wenn die Offsetspannungen erst einmal gespeichert und gehalten sind, derselbe Kondensator gewählt, wenn das Eingangssignal mit dem gleichen Spannungspegel der Verstärkerschaltung als nächstes zugeführt wird, und der Ausgang des Operationsverstärkers wird durch die Verwendung der in diesem Kondensator gespeicherten und gehaltenen Offsetspannung korrigiert, so daß ein geringer Energieverbrauch infolge des Ladens und Entladens in dem Kondensator auftritt und der Energieverbrauch durch den Offsetkorrekturvorgang auf ein Minimum vermindert werden kann.
Eine Treiberschaltung eines Anzeigegerätes gemäß der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch eine Erzeugungseinrichtung für die Grauskalapegel-Spannung zum Erzeugen einer Anzahl von Grauskalapegel-Spannungen, eine Anzahl von Grauskalapegel- Ausgangsschaltungen, die jeweils für eine Anzahl von Ausgangsanschlüssen der Erzeugungseinrichtung für die Grauskalapegel-Spannung vorgesehen sind, von denen jeder den Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung des eingegebenen Signals über den Ausgangsanschluß der vorstehend beschriebenen Erzeugungseinrichtung für die Grauskalapegel-Spannung hat, und Selektormittel zum Wählen eines Signals, das für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Ausgangssignalen der Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, und jede der vorstehend beschriebenen Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen hat Speichermittel zum im voraus Speichern jeder der Offsetspannungen, die in dem vorstehend beschriebenen Operationsverstärker gemäß einem Grauskalapegel-Spannungspegel des vorstehend beschriebenen Eingangssignals erzeugt worden sind und hat eine Steuerungseinrichtung zum Steuern jeder der vorstehend beschriebenen Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, um den Ausgang des vorstehend beschriebenen Operationsverstärkers unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Offsetspannungen, die in den vorstehend beschriebenen Speichermitteln gespeichert sind, zu steuern.
Zusätzlich ist diese Treiberschaltung dadurch gekennzeichnet, daß diese Speichermittel jeder der Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen eine Anzahl von Kondensatoren zum Speichern der jeweiligen Offsetspannungen hat.
Zusätzlich ist diese Treiberschaltung dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerungseinrichtung einen der Anzahl von Kondensatoren gemäß dem Grauskalapegel-Spannungspegel des Eingangssignals wählt und jede der Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen steuert, damit die Offsetspannung des Operationsverstärkers durch den gewählten Kondensator in einem ersten Term von einer Ausgangsperiode gespeichert wird. Darüber hinaus ist die Treiberschaltung dadurch gekennzeichnet, daß diese Steuerungseinrichtung jede der Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen steuert, um den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannungen, welche in den gewählten Kondensator in einem zweiten Term der einen Ausgangsperiode gespeichert sind, zu korrigieren.
Eine andere Treiberschaltung eines Anzeigegerätes gemäß der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch die Erzeugungseinrichtung für die Grauskalapegel-Spannung zum Erzeugen der Anzahl von Grauskalapegel-Spannungen, die Anzahl von Grauskalapegel- Ausgangsschaltungen, die jeweils für die Anzahl von Ausgangsanschlüssen der Erzeugungseinrichtung für die Grauskalapegel-Spannung vorgesehen sind, wobei jede derselben den Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung der Grauskalapegel-Spannung hat, die über den Ausgangsanschluß der vorstehend beschriebenen Erzeugungseinrichtung für die Grauskalapegel-Spannung eingegeben worden ist, Selektormittel zum Wählen der Spannung, die für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Grauskalapegel- Spannungen, die an der Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen ausgegeben worden sind, und Vorsehen eines Kondensators für jede der Anzahl von Grauskalapegel- Ausgangsschaltungen und mit einer Steuerungseinrichtung zum Erzeugen, in einer Ausgangsperiode, einer Offsetspannung, die in dem Operationsverstärker infolge der Grauskalapegel-Spannung, welche in dem Kondensator gespeichert ist, erzeugt worden ist und Steuern jeder der Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, um den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der gespeicherten Offsetspannung zu korrigieren, und Steuern in jeder Ausgangsperiode später als die vorstehend beschriebene, einer Ausgangsperiode jeder der Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, um den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannung, welche in dem Kondensator in der einen Ausgangsperiode gespeichert worden ist, zu korrigieren.
Eine weitere Treiberschaltung eines Anzeigegerätes gemäß der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch die Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen der Anzahl von Grauskalapegel-Spannungen, die Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, die jeweils für die Anzahl von Ausgangsanschlüssen der Grauskalapegel- Spannungserzeugungseinrichtung vorgesehen sind, wobei jede derselben einen Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung des Eingangssignals hat, das über den Ausgangsanschluß dieser Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung eingegeben worden ist, und Selektionsmittel für das Wählen eines Signals, das für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Ausgangssignalen der Anzahl von Grauskalapegel- Ausgangsschaltungen, und ein Paar Eingangsanschlüsse dieses Operationsverstärkers ist an einen Schaltungseingangsanschluß dieser Grauskalapegel-Ausgangsschaltung angeschlossen, an welchen das Eingangssignal angelegt ist und jede diese Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen hat zwei Kondensatoren, einen ersten Schalter zwischen dem anderen einen Eingangsanschluß dieses Paares Eingangsanschlüssen und dem Ausgangsanschluß dieses Operationsverstärkers geschaltet, einen zweiten Schalter, dessen eines Ende an einen Eingangsanschluß dieses Paares Eingangsanschlüsse angeschlossen ist, einen dritten Schalter, der zwischen das andere Ende dieses zweiten Schalters und diesen Ausgangsanschluß geschaltet ist, zwei Kondensatorwählschalter, die zwischen das andere Ende dieses zweiten Schalters und die jeweils einen Enden dieser zwei Kondensatoren geschaltet sind, zwei Kondensatorwählschalter, die zwischen den anderen einen Eingangsanschluß dieses Paares Eingangsanschlüsse und die jeweils anderen Enden dieser zwei Kondensatoren geschaltet sind, und eine Schaltersteuerungseinrichtung zum Steuern jedes dieser Schalter dieser Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, damit die Offsetspannung dieses Operationsverstärkers in einem der vorstehend beschriebenen zwei Kondensatoren gemäß der Polarität der Grauskalapegel-Spannung des Eingangssignals gespeichert wird.
Das Steuerungsverfahren des Anzeigegerätes gemäß der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch die Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen der Anzahl von Grauskalapegel-Spannungen, die Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, die jeweils für die Anzahl von Ausgangsanschlüssen der Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung vorgesehen sind, wobei jede derselben den Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung des Eingangssignals hat, das über den Ausgangsanschluß dieser Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung und die Anzahl von Kondensatoren eingegeben worden ist, und die Selektionseinrichtung für das Wählen des Signals, welches für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Ausgangssignalen der Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, und umfaßt einen ersten Schritt Steuern jeder dieser Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, um einen dieser Anzahl von Kondensatoren in Übereinstimmung dem Grauskalapegel-Spannungspegel des Eingangssignals zu wählen, und Speichern der Offsetspannung dieses Operationsverstärkers in dem gewählten Kondensator in dem ersten Term einer Ausgangsperiode, und einen zweiten Schritt Steuern jeder dieser Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, um den Ausgang dieses Operationsverstärkers unter Verwendung dieser Offsetspannung, die in diesem gewählten Kondensator gespeichert ist, in dem zweiten Term dieser einen Ausgangsperiode zu korrigieren.
Ein weiteres Steuerungsverfahren des Anzeigegerätes gemäß der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch die Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen der Anzahl von Grauskalapegel-Spannungen, die Anzahl von Grauskalapegel- Ausgangsschaltungen, die für die Anzahl von Ausgangsanschlüssen der Grauskalapegel- Spannungserzeugungseinrichtung jeweils vorgesehen sind, wobei jede derselben den Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung des Eingangssignals hat, das über den Ausgangsanschluß dieser Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung eingegeben worden ist, und die Selektionseinrichtung für das Wählen des Signals, welches für das Treiben des Anzeigegerätes erforderlich ist, aus den Ausgangssignalen der Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen, und ein Anschluß des Paares Eingangsanschlüsse dieses Operationsverstärkers ist an den Schaltungseingangsanschluß dieser Grauskalapegel-Ausgangsschaltung, an welchen das Eingangssignal angelegt ist, angeschlossen und jede dieser Anzahl von Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen hat zwei Kondensatoren, der erste Schalter ist zwischen den anderen Anschluß dieses Paares Eingangsanschlüsse und den Ausgangsanschluß dieses Operationsverstärkers geschaltet, der zweite Schalter ist mit dem einen Ende des Anschlusses dieses Paares Eingangsanschlüsse verbunden, der dritte Schalter ist zwischen das andere Ende dieses zweiten Schalters und diesen Ausgangsanschluß geschaltet, die zwei Kondensatorwählschalter sind zwischen das andere Ende dieses zweiten Schalters und jeweils die einen Enden dieser zwei Kondensatoren geschaltet, die zwei Kondensatorwählschalter sind zwischen den anderen Anschluß dieses Paares Eingangsanschlüsse und die jeweils anderen Enden dieser zwei Kondensatoren geschaltet, und umfaßt den Schritt Steuern jedes dieser Schalter dieser Anzahl von Grauskalapegel- Ausgangsschaltungen, damit die Offsetspannung dieses Operationsverstärkers in einem dieser zwei Kondensatoren in Übereinstimmung mit der Polarität der Grauskalapegel- Spannung des vorstehend beschriebenen Eingangssignals gespeichert wird.
Bei der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der vorliegenden Erfindung wird jede der Offsetspannungen, die in dem Operationsverstärker in Übereinstimmung mit dem Grauskalapegel-Spannungspegel des Eingangssignals von der Grauskalapegel- Spannungserzeugungseinrichtung erzeugt worden sind, in den Speichermitteln jeder Grauskalapegel-Ausgangsschaltung gespeichert. Daher kann der Energieverbrauch verringert werden, verglichen mit denjenigen Fällen, bei welchen die bereits gespeicherte Offsetspannung jedesmal dann, wenn sich der Grauskalapegel-Spannungspegel des Eingangssignals ändert, gelöscht und eine neue Offsetspannung gespeichert wird.
Zusätzlich verwendet jede Grauskalapegel-Ausgangsschaltung die Anzahl von Kondensatoren als Speichermittel und hat die Offsetspannungen in einem der Kondensatoren gespeichert und gehalten, der gemäß dem Grauskalapegel-Spannungspegel des Eingangssignals gewählt worden ist, um den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der gehaltenen Offsetspannungen zu korrigieren. Aus diesem Grund ist es möglich, eine hochpräzise Korrektur des Ausgangs des Operationsverstärkers durchzuführen, so daß ein hochpräziser Ausgang möglich wird. Darüber hinaus wird, wenn die Offsetspannungen erst einmal gespeichert und gehalten sind, derselbe Kondensator gewählt, wenn als nächstes der Grauskalapegel-Ausgangsschaltung ein Eingangssignal mit demselben Grauskalapegel- Spannungspegel zugeführt wird, und der Ausgang des Operationsverstärkers wird unter Verwendung der in diesem Kondensator gespeicherten und gehaltenen Offsetspannungen korrigiert, so daß ein geringer Energieverbrauch infolge von Laden und Entladen des Kondensators stattfindet und der Energieverbrauch auf ein Minimum vermindert werden kann.
Zusätzlich sind die Grauskalapegel-Ausgangsschaltungen jeweils für die Anzahl von Ausgangsanschlüssen der Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung vorgesehen. Genauer gesagt ist die Grauskalapegel-Ausgangsschaltung für jeden Grauskalapegel vorgesehen, so daß für den Fall, daß die Anzahl der Grauskalapegel kleiner als die Anzahl der Datenleitungen ist, die Anzahl der Ausgangsschaltungen verglichen mit der Konfiguration, bei der für jede Datenleitung eine Ausgangsschaltung vorgesehen ist, weiter vermindert werden kann. Somit kann die Schaltungsfläche verringert werden und es können niedrigere Kosten realisiert werden.
Fig. 1 ist ein Schaltbild einer Konfiguration einer Verstärkerschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt;
Fig. 3 ist ein Diagramm, das die Ausgangsspannungssignalform gemäß dem in der Fig. 2 gezeigten Funktionsbeispiel zeigt;
Fig. 4 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1 für den Fall zeigt, daß eine Verzögerung für jeden Schalter berücksichtigt wird;
Fig. 5 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt, für den Fall, daß sukzessive die gleiche Spannung eingespeist wird;
Fig. 6 ist ein Schaltbild einer Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall, daß bei der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1 ein Operationsverstärker gemäß Fig. 7 angewandt ist;
Fig. 7 ist ein Schaltbild einer Konfiguration eines ersten Operationsverstärkers;
Fig. 8 ist ein Schaltbild einer Konfiguration eines zweiten Operationsverstärkers;
Fig. 9 ist ein Schaltbild einer Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall, daß bei der Verstärkerschaltung gemäß Fig. I ein Operationsverstärker gemäß Fig. 10 verwendet wird;
Fig. 10 ist ein Schaltbild einer Konfiguration eines dritten Operationsverstärkers;
Fig. 11 ist ein Zeitplan, der die Funktionsweise des Operationsverstärkers gemäß Fig. 10 zeigt;
Fig. 12 ist ein Diagramm, das eine Ausgangsspannungssignalform für den Fall zeigt, bei dem der Operationsverstärker gemäß Fig. 10 gemäß dem Zeitplan gemäß Fig. 11 gesteuert wird;
Fig. 13 ist ein Schaltbild einer weiteren Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall, daß bei der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1 ein Operationsverstärker gemäß Fig. 10 verwendet wird;
Fig. 14 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 13 zeigt;
Fig. 15A ist ein Schaltbild, das den Schaltungszustand der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 13 in einem Zeitabschnitt T1 1 gemäß Fig. 14 zeigt, und
Fig. 15B ist ein Schaltbild, welches den Schaltungszustand der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 13 in einem Zeitabschnitt T12 gemäß Fig. 14 zeigt;
Fig. 16A ist ein Schaltbild, welches den Schaltungszustand der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 13 in einem Zeitabschnitt T21 gemäß Fig. 14 zeigt; und
Fig. 16B ist ein Schaltbild, das den Schaltungszustand der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 13 in einem Zeitabschnitt T22 gemäß Fig. 14 zeigt;
Fig. 17 ist ein Schaltbild der Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall, daß bei der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1 der Operationsverstärker gemäß Fig. 18 verwendet ist;
Fig. 18 ist ein Schaltbild eine Konfiguration eines vierten Operationsverstärkers;
Fig. 19 ist ein Schaltbild eines Modifikationsbeispieles der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1;
Fig. 20 ist ein Zeitplan eines Funktionsbeispiels der in der Fig. 19 gezeigten Verstärkerschaltung;
Fig. 21 ist ein Diagramm, das die Ausgangsspannungssignalform gemäß dem in der Fig. 20 gezeigten Funktionsbeispiel zeigt;
Fig. 22 ist ein Schaltbild der Konfiguration der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 23A ist ein Diagramm einer Signalform einer üblichen Spannung eines Pixels durch ein übliches DC-Treibverfahren und eine Signalform der Signalspannung mit maximaler Amplitude der Signalspannungen, die an einem Flüssigkristall angelegt werden, und
Fig. 23B ist ein Diagramm, das die Signalform der üblichen Spannung eines Pixels durch ein übliches Inversions-Treibverfahren und die Signalform der Signalspannung mit maximaler Amplitude der Signalspannungen, welche an den Flüssigkristall angelegt werden, zeigt;
Fig. 24A ist ein Schaltbild, das ein Konfigurationsbeispiel der in der Fig. 22 gezeigten Grauskalapegel-Spannungserzeugungseinrichtung für den Fall, daß das übliche DC-Treibverfahren verwendet wird, zeigt, und
Fig. 24B ist ein Schaltbild, welches ein Konfigurationsbeispiel der Grauskalapegel- Spannungserzeugungseinrichtung gemäß Fig. 22 für den Fall zeigt, daß das übliche Inversions-Treibverfahren verwendet wird;
Fig. 25 ist ein Blockschaltbild zum Erläutern der Funktionsweise der Steuerungseinrichtung 22 gemäß Fig. 22;
Fig. 26 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel jeder Grauskalapegel- Ausgangsschaltung gemäß Fig. 22 zeigt;
Fig. 27 ist ein Zeitplan eines anderen Funktionsbeispiels jeder Grauskalapegel- Ausgangsschaltung gemäß Fig. 22;
Fig. 28 ist ein Blockschaltbild zum Zeigen der Inhalte der Steuerung durch die Steuerungseinrichtung 22 für den Fall, daß jede Grauskalapegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 22 gemäß dem Zeitplan gemäß Fig. 27 betrieben wird;
Fig. 29 ist ein Schaltbild der Konfiguration der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 30 ist ein Zeitplan der Funktionsweise jeder Grauskalapegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 29;
Fig. 31 ist ein Diagramm der Ausgangsspannungssignalform jeder Grauskalapegel- Ausgangsschaltung gemäß Fig. 29 und der Ausgangsspannungssignalform jeder Grauskalapegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 22;
Fig. 32 ist ein Schaltbild der Konfiguration der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 33 ist ein Zeitplan der Funktionsweise jeder Grauskalapegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 32;
Fig. 34 ist ein Schaltbild der einfachsten Pixel-Konfiguration eines organischen EL- Anzeigegerätes vom Aktiv-Matrix-Typ;
Fig. 35 ist ein Schaltbild einer Konfiguration der Treiberschaltung für den Fall, daß der Operationsverstärker gemäß Fig. 18 bei jeder Grauskalapegel- Ausgangsschaltung der Treiberschaltung gemäß Fig. 22 verwendet ist;
Fig. 36 ist ein Schaltbild der Konfiguration eines Source-Treibers der Flüssigkristall- Anzeigevorrichtung unter Verwendung der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
Fig. 37 ist ein Blockschaltbild der Konfiguration der Flüssigkristallanzeige, nach dem Aktiv-Matrix-Treibverfahren mit dem Source-Treiber unter Verwendung der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
Fig. 38 ist eine schematische Darstellung eines tragbaren Telefons, in welchem das Aktiv-Matrix-Anzeigegerät unter Verwendung der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eingebaut ist;
Fig. 39 ist ein Schaltbild eines modifizierten Beispiels der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1;
Fig. 40 ist ein Schaltbild der Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall, daß der in der Fig. 7 gezeigte Operationsverstärker als Operationsverstärker 60 der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 39 verwendet wird;
Fig. 41 ist ein Zeitplan eines Funktionsbeispiels der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 40;
Fig. 42 ist ein Schaltbild eines modifizierten Beispiels der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß Fig. 22;
Fig. 43 ist ein Schaltbild der Konfiguration der Treiberschaltung für den Fall, daß der Operationsverstärker gemäß Fig. 18 bei dem Operationsverstärker 70 jeder Grauskalapegel-Ausgangsschaltung der Treiberschaltung gemäß Fig. 42 verwendet wird;
Fig. 44 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel jeder Grauskalapegel- Ausgangsschaltung der in der Fig. 43 gezeigten Treiberschaltung zeigt;
Fig. 45 ist ein Zeitplan, der ein weiteres Funktionsbeispiel jeder Grauskalapegel- Ausgangsschaltung der in der Fig. 43 gezeigten Treiberschaltung zeigt;
Fig. 46 ist ein Schaltbild einer Konfiguration einer ersten Verstärkerschaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 47 ist ein Schaltbild einer Konfiguration einer zweiten Verstärkerschaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 48 ist ein Zeitplan, der die Funktionsweise der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 47 zeigt;
Fig. 49 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration einer ersten Datenleitungs- Treiberschaltung gemäß dem Stand der Technik zeigt; und
Fig. 50 ist ein Schaltbild einer Konfiguration einer zweiten Datenleitungs- Treiberschaltung gemäß dem Stand der Technik.
Im folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Verwendung der Figuren beschrieben. Fig. 1 ist ein Schaltbild einer Konfiguration einer Verstärkerschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Darüber hinaus sind äquivalente Teile in allen folgenden Zeichnungen durch die gleichen Bezugsziffern bezeichnet.
In der Fig. 1 hat die Verstärkerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Eingangssignal-Wähleinrichtung 7, einen Operationsverstärker 10, eine Offsetkorrekturschaltung 11 und eine Steuerungseinrichtung 12. Die Eingangssignal- Wähleinrichtung 7 hat Eingangssignal-Wählschalter 7-1 bis 7-N, die jeweils zwischen N (N ist eine positive ganze Zahl) Schaltungseingangsanschlüssen (Eingangsanschlüsse der Verstärkerschaltung), an welche N Eingangssignale (Spannungspegel der Eingangssignale sind Vin1 bis VinN) von außen zugeführt werden, und einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10, geschaltet sind.
Die Eingangssignal-Wähleinrichtung 7 wählt eines der N Eingangssignale gemäß der Steuerung der Steuerungseinrichtung 12 und das gewählte Eingangssignal wird an den nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 eingegeben. Hierbei wird die Wahl des Eingangssignals in jeder vorbestimmten Periode (eine Ausgangsperiode) durchgeführt. Der Operationsverstärker 10 eines Spannungsfolger gibt eine Ausgangsspannung Vout gleich der Spannung des Eingangssignals, das durch die Eingangssignal- Wähleinrichtung 7 gewählt worden ist, über einen Schaltungsausgangsanschluß 8 (Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung) nach außen.
Die Offsetkorrekturschaltung 11 hat Schalter 1 bis 3, eine Kondensatorgruppe 6 mit einer Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N, eine Schaltergruppe 4 mit einer Anzahl von Kondensatorwählschaltern 4-1 bis 4-N und eine Schaltergruppe 5 mit einer Anzahl von Kondensatorwählschaltern 5-1 bis 5-N. Der Schalter 1 ist zwischen den invertierenden Eingangsanschluß der Operationsverstärkers 10 und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 10 geschaltet und die Schalter 2 und 3 sind in Reihe zwischen dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 und dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 10 geschaltet.
Zusätzlich ist ein Ende jedes der Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N über die Schaltergruppe 4 gemeinsam an einen Verbindungspunkt der Schalter 2 und 3 angeschlossen und die anderen Enden der Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N sind über die Schaltergruppe 5 an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 angeschlossen.
Die Steuerungseinrichtung 12 steuert die Eingangssignal-Wählschalter 7-1 bis 7-N der Eingangssignal-Wähleinrichtung 7 gemäß einem Befehl, der von außerhalb zugeführt worden ist oder der im Inneren erzeugt worden ist. Zusätzlich steuert die Steuerungseinrichtung 12 die Kondensatorwählschalter 4-1 bis 4-N und 5-1 bis 5-N, um einen Kondensator aus der Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N in Übereinstimmung mit dem Befehl zu wählen. Anders ausgedrückt, die Steuerungseinrichtung 12 steuert die Schalter 4-1 bis 4-N und 5-1 bis 5-N in Übereinstimmung mit dem Spannungspegel des Eingangssignals, das durch die Eingangssignal-Wähleinrichtung 7 gewählt worden ist. Zusätzlich steuert die Steuerungseinrichtung 12 die Offsetkorrekturoperation durch Steuern der Schalter 1 bis 3.
Darüber hinaus haben die Spannungspegel Vin1 bis VinN der N Eingangssignale zueinander unterschiedliche Werte und die Anzahl der Kondensatoren 6-1 bis 6-N sind jeweils eins zu eins den Spannungspegeln Vin1 bis VinN so zugeordnet, daß die Steuerungseinrichtung 12 einen Kondensator zugeordnet zu dem Spannungspegel des Eingangssignals wählt.
Es besteht jedoch keine Begrenzung auf die Fälle, bei denen die Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N den Spannungspegeln Vin1 bis VinN eins zu eins zugeordnet sind und beispielsweise kann die Steuerungseinrichtung 12 eine solche Steuerung ausführen, daß der Kondensator, welcher für den Fall, daß der Spannungspegel des Eingangssignals Vin1 ist, und der Kondensator, der für den Fall, daß der Spannungspegel Vin2 ist, gewählt werden, der gleiche Kondensator sind.
Genauer gesagt, kann unter den Spannungspegeln Vin1 bis VinN ein Wert sein, der der gleiche oder annähernd der gleiche ist, und bei dem vorstehend beschriebenen Beispiel haben die Spannungspegel Vin1 und Vin2 den gleichen oder ungefähr gleichen Pegel. Daher wählt die Steuerungseinrichtung 12 einen Kondensator gemäß dem Spannungspegel des Eingangssignals.
Im folgenden wird die Funktionsweise der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung unter Verwendung der Figuren beschrieben. Fig. 2 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt und die Ein- und Aus-Zustände jedes Schalters in einer Ausgangsperiode zeigt. Zusätzlich ist Fig. 3 ein Diagramm, das die Ausgangsspannungssignalform gemäß dem in der Fig. 2 gezeigten Funktionsbeispiel zeigt.
Eine Ausgangsperiode ist eine Periode zum Ausgeben einer Signalspannung und Fig. 2 zeigt den Fall, bei dem sie durch zwei Zeitabschnitte, einen ersten Zeitabschnitt T01 zum Durchführen der Offsetkorrekturoperation (Offsetspannungsspeichervorgang) und einem zweiten Zeitabschnitt T02 zum Ausgeben einer korrigierten Spannung gebildet ist. Zusätzlich zeigt dieses Diagramm die Funktionsweise für den Fall, bei dem der Spannungspegel des Eingangssignals in einer Ausgangsperiode wie in der Fig. 1 gezeigt, Vin1 ist. Darüber hinaus werden die in der Fig. 1 gezeigten Schaltergruppen 4, 5 und 7 und die Schalter 1 bis 3 durch die Steuerungseinrichtung 12 gesteuert.
Wie in den Fig. 1 und 2 gezeigt, sind zuerst in dem ersten Zeitabschnitt T01 der einen Ausgangsperiode die Schalter 7-1, 4-1 und 5-1 eingeschaltet und die Schalter 7-2 bis 7-N und 4-2 bis 4-N und 5-2 bis 5-N sind ausgeschaltet. Zusätzlich sind die Schalter 1 und 2 eingeschaltet und der Schalter 3 ist ausgeschaltet. Somit wird, wie in der Fig. 3 gezeigt, die Ausgangsspannung Vout Vin1 + Voff einschließlich der Offsetspannung Voff. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Potential von einem Ende des Kondensators 6-I gleich der Eingangsspannung Vin1, das Potential am anderen Ende wird gleich der Ausgangsspannung Vout und der Kondensator 6-1 wird dadurch auf ein Ladungsäquivalent der Offsetspannung Voff, die in dem Operationsverstärker 10 erzeugt worden ist, für den Fall, daß die Eingangsspannung Vin1 ist, geladen.
Als nächstes werden in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der einen Ausgangsperiode in der Fig. 2 die Schalter 1 und 2 abgeschaltet und der Schalter 3 wird eingeschaltet, während die Schalter 7-1, 4-1 und 5-1 eingeschaltet bleiben und die Schalter 7-2 bis 7-N und 4-2 bis 4-N und 5-2 bis 5-N wie in dem Zeitabschnitt T01 ausgeschaltet bleiben. Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator 6-1 direkt zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 10 geschaltet und die Offsetspannung Voff wird durch den Kondensator 6-1 gehalten. Wenn der Schalter 3 eingeschaltet wird, wird die Offsetspannung Voff an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 in bezug auf das Potential am Ausgangsanschluß, angelegt. Als ein Ergebnis wird, wie in der Fig. 3 gezeigt, die Ausgangsspannung Vout Vout = Vin1 + Voff - Voff = Vin1, und auf diese Art und Weise ist die Offsetspannung ausgeschaltet und die Ausgangsspannung wird eine Spannung gleich der Eingangsspannung Vin1.
Darüber hinaus zeigt der Zeitplan gemäß Fig. 2 den Fall, bei dem jeder Schalter keine Verzögerung hat und die Steuerungseinrichtung 12 die Schalter gleichzeitig steuert. Für den Fall, daß jeder Schalter eine Verzögerung hat, wird jedoch die Schaltersteuerung unter Berücksichtigung der Verzögerung so durchgeführt, daß die Schalter 1 und 2 in dem ersten Zeitabschnitt T01 nicht in einem leitenden Zustand sind, bevor der Schalter 3 in einem nicht leitenden Zustand ist, und wird so durchgeführt, daß in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der Schalter 3 nicht in dem leitenden Zustand ist, bevor die Schalter 1 und 2 in dem nicht leitenden Zustand sind. Darüber hinaus zeigt die Fig. 4 den Zeitplan eines Funktionsbeispiels der Verstärkerschaltung für den Fall, daß die Verzögerung berücksichtigt wird.
Die Offsetspannung, welche in der Verstärkerschaltung erzeugt wird, ist in Übereinstimmung mit dem Eingangsspannungspegel unterschiedlich. Die in der Fig. 1 gezeigte Verstärkerschaltung 1 hat dafür N Kondensatoren 6-1 bis 6-N vorgesehen und es ist auch möglich, die Eingangsspannungen den Kondensatoren eins zu eins zuzuordnen, damit jeder Kondensator die Offsetspannung des Operationsverstärkers in Übereinstimmung mit dem diesem zugeordneten Eingangsspannungspegel speichern und halten kann. Wenn der Kondensator entsprechend der Eingangsspannung die Offsetspannung erst einmal speichert und hält, ist es nicht notwendig, den Kondensator in einer Ausgangsperiode, in welcher die gleiche Eingangsspannung als nächstes eingegeben wird, zu laden und zu entladen, und es ist ausreichend, die Ladung, welche sich infolge des Einflusses der Kapazitätskopplung, welche beim Schalten auftritt, aufzufüllen. Aus diesem Grund erfordert der Kondensator wegen des Ladens und Entladens der Ladung einen geringen Energieverbrauch und somit ist ein niedrigerer Energieverbrauch möglich.
Daher sind, wie bei der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschalter, die Eingangsspannungen den Kondensatoren eins zu eins zugeordnet, und die Offsetspannung gemäß dem Eingangsspannungspegel wird durch den Kondensator gespeichert und gehalten, der dem Eingangsspannungspegel zugeordnet ist, so daß es möglich ist, einen hochpräzisen Offsetkorrekturvorgang durchzuführen und den Energieverbrauch durch den Offsetkorrekturvorgang auf ein Minimum zu drücken.
Weiterhin erfordert der Kondensator, wenn die Offsetspannung durch den Kondensator erst einmal gespeichert und gehalten wird, einen geringen Energieverbrauch infolge von Laden und Entladen in einer Ausgangsperiode, in welcher die gleiche Eingangsspannung als nächstes an die Verstärkerschaltung angelegt wird, weil der Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannung, die bereits in dem Kondensator gehalten wird, korrigiert wird, und auf diese Art und Weise kann die Ausgangspräzision verbessert werden, ohne daß der Energieverbrauch erhöht wird, selbst wenn die Kapazität des Kondensators erhöht ist, so daß der Einfluß der Kapazitätskopplung, welche beim Schalten auftritt, eingeschränkt ist.
Bei dem Fall, bei dem die Eingangsspannung in einer Ausgangsperiode Vin1 ist, wie dies gemäß Fig. 2 beschrieben worden ist, kann die in der Fig. 1 gezeigte Verstärkerschaltung die Offsetspannungen gemäß einer Anzahl von Eingangsspannungen, die durch unterschiedliche Kondensatoren gespeichert und gehalten werden, haben, so daß, selbst für den Fall, daß die Eingangsspannung in einer Ausgangsperiode eine von Vin2 bis VinN ist, es möglich ist, die hochpräzise Offsetkorrekturoperation wie für den Fall durchzuführen, bei dem sie Vin1 ist und den Energieverbrauch durch die Offsetkorrekturoperation auf ein Minimum einzuschränken.
Darüber hinaus kann der Operationsverstärker 10, der für die in der Fig. 1 gezeigte Verstärkerschaltung verwendet wird, irgendeine Form haben.
Fig. 5 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung für den Fall zeigt, bei dem aufeinanderfolgend die gleiche Spannung eingegeben wird. Die Funktionsweise gemäß dem Zeitplan der Fig. 5 ermöglicht, daß der Energieverbrauch niedriger als bei der Funktionsweise gemäß dem Zeitplan der Fig. 2 wird, weil eine gegenüber der Fig. 2 gezeigte unterschiedliche Schaltersteuerung durchgeführt wird. Fig. 5 zeigt den Fall, bei dem die Eingangsspannung Vin1 aufeinanderfolgende M (M ist eine ganze Zahl von zwei oder mehr) Ausgangsperioden (erste bis M-te Ausgangsperioden) hat. Darüber hinaus wird wie bei der Fig. 2 die Schaltersteuerung gemäß dem Zeitplan gemäß Fig. 5 durch die in der Fig. 1 gezeigte Steuerungseinrichtung 12 durchgeführt.
In der Fig. 5 sind die Operationen in dem ersten Zeitabschnitt T01 und in dem zweiten Zeitabschnitt T02 in der ersten Ausgangsperiode die gleichen wie diejenigen in dem ersten Zeitabschnitt T01 und dem zweiten Zeitabschnitt T02 gemäß Fig. 2, und daher wird deren Beschreibung weggelassen.
Wie in der Fig. 5 gezeigt, wird in dem Zeitabschnitt T03, der äquivalent der zweiten Ausgangsperiode bis zur M-ten Ausgangsperiode ist, der Zustand jedes Schalters in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode aufrechterhalten, so daß die Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung Vin1 auch in den zweiten bis M-ten Ausgangsperiode erzielt werden kann.
Es ist möglich, bei der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung, die durch die Steuerungseinrichtung 12 gemäß dem Zeitplan der Fig. 5 betrieben wird, daß die Offsetspannungen, welche in dem Operationsverstärker 10 für den Fall erzeugt worden sind, daß die Eingangsspannung Vin1 ist, erst einmal durch den Kondensator 6-1 in dem Zeitabschnitt T01 gespeichert und gehalten werden, um die Offsetkorrekturoperation durchzuführen, um eine hohe Präzision des Offsets zu ermöglichen, ohne daß die Offsetkorrekturoperation in den darauf folgenden zweiten bis M-ten Ausgangsperioden durchgeführt wird. Somit ist nur der Zeitabschnitt T01 der Zeitabschnitt, der von einem Laden und Entladen der Ladung in der ersten bis M-ten Ausgangsperioden begleitet ist, und so kann der Energieverbrauch in dem Betrieb gemäß dem Zeitplan der Fig. 5 gegenüber dem Fall, daß dem Zeitplan gemäß Fig. 2 gefolgt wird, weiter eingeschränkt werden.
Darüber hinaus zeigt der Zeitplan gemäß Fig. 5 den Fall, bei dem jeder Schalter keine Verzögerung hat und die Steuerungseinrichtung 12 die Schalter wie in der Fig. 2 gleichzeitig steuert. In dem Fall, bei welchem jeder Schalter eine Verzögerung hat, wird die Schaltersteuerung jedoch unter Berücksichtigung der Verzögerung wie in der Fig. 4 gezeigt, durchgeführt, so daß die Schalter 1 und 2 in dem ersten Zeitabschnitt T01 nicht in den leitenden Zustand gelangen, bevor der Schalter 3 in dem nicht leitenden Zustand ist, und in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der Schalter 3 nicht in den leitenden Zustand gelangt, bevor die Schalter 1 und 2 in dem nicht leitenden Zustand sind.
Zusätzlich erfordert der Kondensator zum Speichern der Offsetspannung infolge von Laden und Entladen, wenn die Offsetspannung erst einmal gespeichert ist, wenig Energieverbrauch und somit kann die Ausgangspräzision, selbst wenn die Kapazität des Kondensators erhöht wird, um den Einfluß der Kapazitätskopplung, welche beim Schalten auftritt, zu beschränken, verbessert werden, ohne daß der Energieverbrauch erhöht wird.
Während der Fall, bei dem die Eingangsspannung Vin1 ist, als der Fall beschrieben wurde, daß dieselbe Spannung in den aufeinanderfolgenden ersten bis M-ten Perioden gemäß Fig. 5, anliegt, hat die in der Fig. 1 gezeigte Verstärkerschaltung N Kondensatoren gleich der Anzahl von diesen zugeführten Eingangsspannungen N und kann Offsetspannungen gemäß den Eingangsspannungen durch unterschiedliche Kondensatoren gespeichert und gehalten haben, so daß die Eingangsspannung nicht auf Vin1 begrenzt ist, und selbst für den Fall, daß die Eingangsspannung eine von Vin2 bis VinN ist, ist es möglich, den hochpräzisen Offsetkorrekturvorgang durchzuführen und den Energieverbrauch durch den Offsetkorrekturvorgang auf ein Minimum zu beschränken.
Im folgenden wird die Verstärkerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben, wobei als ein Beispiel ein repräsentativer Operationsverstärker verwendet wird, um die vorstehende erste Ausführungsform weiter im einzelnen zu beschreiben.
Fig. 6 ist ein Schaltbild der Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall, daß der Rückkopplungs-Operationsverstärker gemäß dem Stand der Technik, wie in der Fig. 7 gezeigt, als Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung verwendet wird. Zusätzlich ist die Fig. 7 ein Schaltbild, das die Konfiguration eines ersten Rückkopplungs-Operationsverstärkers (Spannungsfolgerschaltung) zeigt.
Bezug nehmend auf Fig. 7 hat der in der Fig. 7 gezeigte Operationsverstärker PMOS- Transistoren 201 und 202 mit einer gemeinsam geschalteten Source, deren Gates an einen Eingangsanschluß 200 bzw. einen Ausgangsanschluß 8 angeschlossen sind und die ein Differentialpaar bilden, eine Konstantstromquelle 211, die zwischen die zusammengeschlossenen Sourcen der PMOS-Transistoren 201 und 202 und eine höherrangige Versorgungsspannung VDD geschaltet ist, einen NMOS-Transistor 203, dessen Source an eine niederrangigere Versorgungsspannung VSS angeschlossen ist, dessen Gate an das Gate des NMOS-Transistors 204 und dessen Drain an den Drain des PMOS-Transistors 201 angeschlossen ist, einen MNOS-Transistor 204, dessen Source an die niederrangigere Versorgungsspannung VSS und dessen Drain und Gate an den Drain des PMOS-Transistors 202 angeschlossen sind, eine Konstantstromquelle 212, die zwischen die höherrangigere Versorgungsspannung VDD und die den Ausgangsanschluß 8 geschaltet ist, einen NMOS- Transistor 205, an dessen Gate der Ausgang des Differentialpaars angelegt ist, dessen Source an die niederrangige Versorgungsspannung VSS angeschlossen ist und dessen Drain an den Verbindungspunkt von Ausgangsanschluß 8 und Konstantstromquelle 212 angeschossen ist, und einen Phasenkompensations-Kondensator 221, der an den Verbindungspunkt von Ausgangsanschluß 8 und dem Gate des PMOS-Transistors 202 und den Gateanschluß des NMOS-Transistors 205 angeschlossen ist.
Der in der Fig. 7 gezeigte Operationsverstärker kann durch die Entladewirkung des NMOS-Transistors 205 die Ausgangsspannung auf Vin senken, wenn Vin < Vout gilt, und kann die Ausgangsspannung durch die Konstantstromquelle 211 von Vout auf Vin anheben, wenn Vin > Vout gilt. Es gibt jedoch Fälle, bei denen der in der Fig. 7 gezeigte Operationsverstärker die Offsetspannung gemäß der charakteristischen Veränderung der aktiven Elemente, welche den Operationsverstärker bilden, erzeugt, und somit kann er nicht eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung ausgeben.
Andererseits hat wie in der Fig. 6 gezeigt für den Fall, daß der in der Fig. 7 gezeigte Operationsverstärker bei dem Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung verwendet wird, die in der Fig. 6 gezeigte Verstärkerschaltung die Schaltergruppen 4, 5 und 7 und die Schalter 1 bis 3, die durch die Steuerungseinrichtung 12 in Übereinstimmung mit dem Eingangsspannungspegel gesteuert werden, so daß die Offsetspannung entsprechend dem Eingangsspannungspegel in dem Kondensator gespeichert und gehalten wird, welcher der Eingangsspannung eins zu eins entspricht, um den Ausgang des Operationsverstärkers 10 unter Verwendung der in dem Kondensator gehaltenen Offsetspannung zu korrigieren. Daher ist ein hochpräziser Ausgang möglich und durch die Offsetkorrekturoperation tritt ein geringer Energieverbrauch auf und somit kann der Energieverbrauch durch die Offsetkorrekturoperation auf ein Minimum beschränkt werden.
Wenn weiterhin die Offsetspannung erst einmal gespeichert ist, erfordert der Kondensator zum Speichern der Offsetspannung infolge von Laden und Entladen wenig Energieverbrauch und somit ist es möglich, die Ausgangspräzision ohne Erhöhung des Energieverbrauchs, selbst wenn die Kapazität des Kondensators erhöht ist, um den Einfluß der beim Schalten auftretenden, kapazitiven Kopplung zu beschränken, zu verbessern.
Darüber hinaus ist es in dem Fall, bei dem ein zweiter Rückkopplungs-Operationsverstärker, der aus einem NMOS-Differentialpaar 301 und 302, wie in der Fig. 8 gezeigt, bei dem Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung angewandt wird, selbstverständlich auch möglich, eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung zu erzielen und den Energieverbrauch durch die Offsetkorrekturoperation auf ein Minimum zu beschränken, wie bei der in der Fig. 6 gezeigten Verstärkerschaltung.
Fig. 9 ist ein Schaltbild einer Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall, bei welchem der in der Fig. 10 gezeigte Operationsverstärker bei dem Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung angewandt ist. Zusätzlich ist Fig. 10 ein Schaltbild, das die Konfiguration eines dritten Operationsverstärkers zeigt. Bei dem in der Fig. 10 gezeigten Operationsverstärker führt dieser eine Operation von abwechselndem Schalten zwischen einem MOS-Transistor und einer Eingangsstufe, an welche die Eingangsspannung angelegt wird und einem MOS-Transistor einer Eingangsstufe, an welche die Ausgangsspannung rückgeführt wird, in einem vorbestimmten Zyklus durch, um die Offsetspannung temporär zu mitteln. Somit ist es möglich, die Ausgangspräzision bei dem in der Fig. 10 gezeigten Operationsverstärker zu verbessern.
Im folgenden wird die Konfiguration und ein funktioneller Überblick über den in der Fig. 10 gezeigten Operationsverstärker unter Verwendung der Figuren beschrieben. Fig. 11 ist ein Zeitplan, der den Schaltvorgang der Schalter 401 bis 404 und 411 bis 414 zeigt, die in dem in der Fig. 10 gezeigten Operationsverstärker vorgesehen sind. Zusätzlich ist Fig. 12 ein Diagramm, das die Ausgangsspannungs-Signalform für den Fall zeigt, bei dem der in der Fig. 10 gezeigte Operationsverstärker gemäß dem Zeitplan gemäß Fig. 11 gesteuert wird.
Der in der Fig. 10 gezeigte Operationsverstärker ist einer, bei dem der in der Fig. 7 gezeigte Operationsverstärker zusätzlich die Schalter 401 und 412 zum Verbinden der Gate- Elektrode des PMOS-Transistors 201 der Eingangsstufe mit einem Eingangsanschluß 400 oder dem Ausgangsanschluß 8, die Schalter 402 und 41 1 für das Verbinden der Gate- Elektrode des PMOS-Transistors 202 der Eingangsstufe mit dem Ausgangsanschluß 8 oder dem Eingangsanschluß 400, die Schalter 403 und 413 zum Verbinden der Gate-Elektrode des NMOS-Transistors 205 der Ausgangsstufe mit der Drain-Elektrode des PMOS- Transistors 201 der Eingangsstufe oder der Drain-Elektrode des PMOS-Transistors 202 der Eingangsstufe, und die Schalter 404 und 414 zum Verbinden der Gate-Elektroden der NMOS-Transistoren 203 und 204, welche eine Stromspiegelschaltung bilden, mit der Drain-Elektrode des PMOS-Transistors 202 der Eingangsstufe oder der Drain-Elektrode des PMOS-Transistors 201 der Eingangsstufe zu verbinden, hat.
In der Fig. 10 werden die Schalter 411 bis 414 so gesteuert, daß sie ausgeschaltet sind, wenn die Schalter 401 bis 404 eingeschaltet sind, und daraus folgend wird die Eingangsspannung Vin an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 201 der Eingangsstufe angelegt und die Ausgangsspannung Vout wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 202 der Eingangsstufe angelegt. Andererseits sind die Schalter 401 bis 404 so gesteuert, daß sie ausgeschaltet sind und die Schalter 411 bis 414 sind so gesteuert, daß sie eingeschaltet sind, und daraus folgt, daß die Eingangsspannung Vin an die Gate-Elektrode des MOS- Transistors 202 der Eingangsstufe und die Ausgangsspannung Vout an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 201 der Eingangsstufe angelegt wird.
Daher werden der Zustand, in welchem die Schalter 401 bis 404 eingeschaltet sind und die Schalter 411 bis 414 ausgeschaltet sind, und der Zustand, in welchem die Schalter 401 bis 404 ausgeschaltet sind und die Schalter 411 bis 414 eingeschaltet sind, alternierend wiederholt, so daß die Eingangsspannung Vin und die Ausgangsspannung Vout alternierend an die Gate-Elektroden der MOS-Transistoren 201 und 202 der Eingangsstufe angelegt werden.
In der ersten Ausgangsperiode gemäß der Fig. 10 und 11 werden die Schalter 401 bis 404 so gesteuert, daß sie eingeschaltet sind und die Schalter 411 bis 414 werden so gesteuert, daß sie ausgeschaltet sind, und die Offsetspannung Voff wird an dem in der Fig. 10 gezeigten Operationsverstärker so erzeugt, daß wie in der Fig. 12 gezeigt, die Ausgangsspannung Vout gleich Vout = Vin + Voff ist.
Zusätzlich werden in der zweiten Ausgangsperiode die Schalter 401 bis 404 so gesteuert, daß sie ausgeschaltet sind und die Schalter 411 bis 414 werden so gesteuert, daß sie eingeschaltet sind, und die Offsetspannung - Voff wird an dem in der Fig. 10 gezeigten Operationsverstärker so erzeugt, daß wie in der Fig. 12 gezeigt, die Ausgangsspannung Vout gleich Vout = Vin - Voff ist. Darüber hinaus wird in der dritten Ausgangsperiode jeder Schalter wie in der ersten Ausgangsperiode gesteuert und in der vierten Ausgangsperiode wird jeder Schalter wie in der zweiten Ausgangsperiode gesteuert.
Daher werden für den Fall, daß jede Ausgangsperiode kurz genug ist, die Schalter 401 bis 404 und 411 bis 414 alternierend ein- und ausgeschaltet, so daß, wie in der Fig. 12 gezeigt, die Offsetspannungen alle zwei Ausgangsperioden temporär gemittelt werden. Da die Offsetspannungen somit einander aufheben, kann die Ausgangspräzision verbessert werden.
Ein Beispiel für eine Verstärkerschaltung, bei dem die Ausgangspräzision durch einander Aufheben der Offsetspannungen durch Zeitmittelung verbessert wird, ist in der offengelegten japanischen Patentschrift Nr. 11-249624 beschrieben.
Für eine Bildsignalleitungs-Treibereinrichtung der Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung zum Durchführen eines Punktinversionstreibens, die in der offengelegten japanischen Patentschrift Nr. 11-249624 beschrieben ist, ist beschrieben, daß um die Grauskala-Pegelspannung an ein Pixel anzulegen, eine hochspannungsseitige Verstärkerschaltung zum Ausgeben der Grauskala-Pegelspannung mit positiver Polarität und eine niedrigspannungsseitige Verstärkerschaltung zum Ausgeben der Grauskala-Pegelspannung mit negativer Polarität alternierend für jedes Ganzbild gemäß der Polarität arbeiten, und der MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welchem die Eingangsspannung der Verstärkerschaltung angelegt ist und der MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welchem die Ausgangsspannung rückgeführt wird, werden für alle zwei Ganzbilder alternierend geschaltet, so daß die Offsetspannungen, die bei jeder Verstärkerschaltung erzeugt werden, für alle vier Ganzbilder temporär gemittelt werden. Dadurch wird ein Ansteigen und Sinken der Luminanz verhindert, was durch Veränderungen der Spannungen, die an das Pixel angelegt werden, durch die Offsetspannungen verursacht würde.
Bei dem in der Fig. 10 gezeigten Operationsverstärker kann jedoch die Offsetspannung selbst nicht niedriger gemacht werden, so daß für den Fall, bei dem der in der Fig. 10 gezeigte Operationsverstärker unter Verwendung von beispielsweise polykristallinen Siliziumdünnfilm-Transistoren gebildet ist, Änderungen in den Elementen im allgemeinen signifikant sind und somit die Offsetspannungen hoch sind, und die Änderungen bei den Ausgangsspannungen durch das Durchführen der Zeitmittelung dagegen merkbarer werden. Aus diesem Grund werden für den Fall, bei dem die Bildsignalleitungs-Treibereinrichtungen der Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung gemäß der offengelegten japanischen Patentschrift Nr. 11-249624 durch Transistoren gebildet sind, die signifikante Änderungen in den Elementen haben, die Änderungen der Ausgangsspannungen signifikanter, wenn die Zeitmittelung durchgeführt wird, und die Änderungen in der Luminanz werden ebenfalls signifikant, und daher kann die Anzeigequalität nicht verbessert werden, selbst wenn die Zeitmittelung durchgeführt wird.
Als nächstes wird der Fall beschrieben, bei dem der in der Fig. 10 gezeigte Operationsverstärker bei dem Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung angewandt wird. Wenn der in der Fig. 10 gezeigte Operationsverstärker alternierend den MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welchem die Eingangsspannung angelegt wird, und den MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welchem die Ausgangsspannung rückgeführt wird, abwechselnd schaltet, werden Offsetspannungen derselben Größe, jedoch mit unterschiedlichen Polaritäten, für jeden Eingangsspannungspegel erzeugt. Aus diesem Grund hat die in der Fig. 9 gezeigte Verstärkerschaltung zwei Kondensatoren zum Speichern der Offsetspannung, welche für jeden Eingangsspannungspegel erzeugt werden und somit sind für den Fall, daß die Anzahl der Eingangsspannungen, die von außen zugeführt werden, N ist (Vin1 bis VinN) 2N Kondensatoren vorgesehen.
In der Fig. 9 hat der Operationsverstärker 10 Schaltmittel (bestehend aus den Schaltern 401 bis 404 und 411 bis 414) zum Schalten eines Eingangsanschlusses des Paares Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers 10 auf den nicht invertierenden Eingangsanschluß oder den invertierenden Eingangsanschluß und Schalten des anderen Anschlusses des Paares Eingangsanschlüsse auf den invertierenden Eingangsanschluß oder den nicht invertierenden Eingangsanschluß, und die Steuerungseinrichtung 12 steuert die Schaltmittel in jeder Ausgangsperiode so, daß der Zustand des Paares Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers 10 in einen ersten Zustand geschaltet wird, in welchem einer des Paares Eingangsanschlüsse der nicht invertierende Eingangsanschluß und der andere der invertierende Eingangsanschluß ist oder in einen zweiten Zustand, bei dem ein Anschluß des Paares Eingangsanschlüsse der invertierende Eingangsanschluß und der andere der nicht invertierende Eingangsanschluß ist.
Die Kondensatoren 6-1 bis 6-2 N sind in zwei Kondensatorgruppen unterteilt, die jeweils den zwei Zuständen des Eingangsanschluß-Paares des Operationsverstärkers 10 zugeordnet sind. Und die Steuerungseinrichtung 12 wählt einen Kondensator in Übereinstimmung mit dem Spannungspegel des Eingangssignals aus der Kondensatorgruppe, die dem Zustand des Eingangsanschluß-Paares zugeordnet ist, und steuert die Schaltergruppen 4 und 5 und die Schalter 1 bis 3, damit die Offsetspannung in dem gewählten Kondensator in einem ersten Zeitabschnitt in einer Ausgangsperiode gespeichert wird.
Darüber hinaus sind die Anzahl von Kondensatoren jeder Kondensatorgruppe den Eingangsspannungen Vin1 bis VinN jeweils eins zu eins zugeordnet, und selbstverständlich kann die Steuerungseinrichtung 12 einen Kondensator, der dem Spannungspegel des Eingangssignals zugeordnet ist, aus der Kondensatorgruppe, welche dem Zustand des Eingangsanschluß-Paares zugeordnet ist, wählen.
Zusätzlich steuert die Steuerungseinrichtung 12 die Schalter 1 bis 3, um den Ausgang des Operationsverstärkers 10 unter Verwendung der Offsetspannung, die in dem gewählten Kondensator gehalten ist, in einem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode zu korrigieren. Somit korrigiert die in der Fig. 9 gezeigte Verstärkerschaltung die Offsetspannungen gemäß den Eingangsspannungspegeln und mittelt sie temporär.
Daher wird, selbst für den Fall, bei dem der Operationsverstärker 10 der in der Fig. 9 gezeigten Verstärkerschaltung durch Transistoren gebildet ist, die signifikante Variationen bei den Bauelementen haben, die Offsetspannung selbst niedrig genug, in dem der Offsetkorrekturvorgang durchgeführt wird, und weiterhin werden die Offsetspannungen temporär durch Schalten des Zustandes des Paares Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers in jeder Ausgangsperiode gemittelt, wie dies in der Fig. 11 gezeigt ist, so daß es möglich ist, eine hohe Ausgangspräzision zu realisieren.
Zusätzlich kann für den Fall der Verwendung der in der Fig. 9 gezeigten Verstärkerschaltung als der Bildsignalleitungs-Treibereinrichtung der Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung diese den Offsetspannungskorrekturvorgang und den Vorgang des alternierenden Schaltens zwischen dem MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welche die Eingangsspannung der Verstärkerschaltung angelegt ist und dem MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welchem die Ausgangsspannung zurückgeführt wird, durchführen. Selbst in dem Fall, bei dem die Verstärkerschaltung durch die Transistoren gebildet ist, welche signifikante Variationen ihrer Bauelemente haben, können die Offsetspannungen selbst, die durch den Operationsverstärker erzeugt worden sind, niedrig genug gemacht werden, indem der Offsetkorrekturvorgang durchgeführt wird, und weiterhin können die Offsetspannungen für alle vier Ganzbilder durch beispielsweise Einschalten der Transistoren der Eingangsstufe für alle zwei Ganzbilder temporär gemittelt werden. Dadurch wird das durch die Offsetspannungen verursachte Ansteigen und Abfallen der Luminanz temporär gemittelt, so daß die Anzeigequalität selbst für den Fall verbessert werden kann, bei dem die Verstärkerschaltung durch Transistoren gebildet ist, welche signifikante Variationen ihrer Elemente haben.
Darüber hinaus kann die in der Fig. 9 gezeigte Verstärkerschaltung die gleiche Wirkung wie die in der Fig. 1 gezeigte Verstärkerschaltung realisieren. Genauer gesagt, hat sie die Offsetspannungen gemäß den Eingangsspannungspegeln in den Kondensatoren gespeichert und gehalten, die gemäß der Eingangsspannungspegel gewählt worden sind, und korrigiert die Offsetspannungen unter Verwendung der Offsetspannungen, welche durch den Kondensator gehalten sind, und auf diese Art ist es möglich, einen hochpräzisen Offsetkorrekturvorgang durchzuführen. Zusätzlich besteht, wenn die Offsetspannungen erst einmal durch den Kondensator gespeichert und gehalten werden, infolge von Laden und Entladen in dem Kondensator ein geringer Energieverbrauch und der Energieverbrauch durch den Offsetkorrekturvorgang kann auf ein Minimum beschränkt werden.
Weiterhin erfordert, wenn die Offsetspannungen erst einmal gespeichert sind, der Kondensator zum Speichern der Offsetspannung infolge von Laden und Entladen einen geringen Energieverbrauch und somit kann die Ausgangspräzision, ohne daß der Energieverbrauch erhöht wird, selbst dann verbessert werden, wenn die Kapazität des Kondensators erhöht ist, um den Einfluß der kapazitiven Kopplung, die beim Schalten auftritt, einzuschränken.
Zusätzlich ist es in dem Fall, bei dem, wie bei dem Operationsverstärker gemäß Fig. 10, bei dem die Funktion des temporären Mitteins der Offsetspannungen bei dem Operationsverstärker gemäß Fig. 7 vorgesehen ist, der Operationsverstärker, bei dem die Funktion des temporären Mitteins der Offsetspannungen bei dem Rückkopplungs-Operationsverstärker vorgesehen ist, der das in der Fig. 8 gezeigte NMOS-Differentialpaar hat, bei dem Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung angewandt ist, ebenfalls selbstverständlich möglich, die gleichen Wirkungen wie bei der in der Fig. 9 gezeigten Verstärkerschaltung zu erhalten.
Fig. 13 ist ein Schaltbild, das eine weitere Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall zeigt, bei dem der in der Fig. 10 gezeigte Operationsverstärker bei dem Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung angewandt ist. Die in der Fig. 9 gezeigte Verstärkerschaltung hat zwei Kondensatoren zum Speichern der Offsetspannungen, die für jeden Eingangsspannungspegel vorgesehen sind, und somit sind für den Fall, daß die Anzahl der Eingangsspannungen, welche von außen zugeführt werden, N ist, 2 N Kondensatoren erforderlich. Die Verstärkerschaltung gemäß Fig. 13 kann jedoch die gleiche Wirkung wie die in der Fig. 9 gezeigte Verstärkerschaltung mit einer kleineren Anzahl von Kondensatoren als die in der Fig. 9 gezeigte Verstärkerschaltung realisieren, indem die Verbindungen der Kondensatoren zum Speichern der Offsetspannungen gemäß dem Zustand der Eingangsanschlußpaare des Operationsverstärkers 10 geschaltet werden.
Bezüglich der in der Fig. 13 gezeigten Verstärkerschaltung unterscheidet sich nur eine Offsetkorrekturschaltung 110 von der in der Fig. 9 gezeigten Verstärkerschaltung, und somit wird im folgenden nur die Konfiguration und die Funktionsweise der Offsetkorrekturschaltung 110 beschrieben.
In der Fig. 13 werden N Eingangsspannungen Vin1 bis VinN von außen zugeführt, eine Spannung, die durch die Eingangssignal-Wähleinrichtung 7 gewählt worden ist, wird an einen Eingangsanschluß 111 des Operationsverstärkers 10 eingegeben. Ein Ende eines Schalters 103 ist an den Eingangsanschluß 111 des Operationsverstärkers 10 angeschlossen und ein Ende eines Schalters 102 ist an den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 10 angeschlossen, und die anderen Enden der Schalter 102 und 103 sind miteinander verbunden. Ein Ende eines Schalters 105 ist an den Eingangsanschluß 111 angeschlossen und ein Ende eines Schalters 101 ist an den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 10 angeschlossen und die anderen Enden der Schalter 101 und 105 sind miteinander verbunden.
Zwischen einen Eingangsanschluß 112 des Operationsverstärkers 10 und den Verbindungspunkt der Schalter 105 und 101 ist ein Schalter 104 geschaltet und zwischen den Verbindungspunkt der Schalter 103 und 102 und den Eingangsanschluß 112 ist ein Schalter 106 geschaltet. Zusätzlich sind die einen Enden der Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N gemeinsam mit dem Verbindungspunkt der Schalter 103 und 102 über die Schaltergruppe 4 verbunden und die anderen Enden der Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N sind gemeinsam mit dem Verbindungspunkt der Schalter 105 und 101 über die Schaltergruppe 5 verbunden.
Darüber hinaus steuert die Steuerungseinrichtung 12 die Schalter 7-1 bis 7-N der Eingangssignal-Wähleinrichtung 7 und steuert auch die Schalter 401 bis 404 und 411 bis 414 der Schaltmittel des Operationsverstärkers 10 in jeder Ausgangsperiode. Zusätzlich wählt die Steuerungseinrichtung 12 einen Kondensator der Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N gemäß dem Spannungspegel des Eingangssignals, speichert die Offsetspannung in dem gewählten Kondensator und steuert die Schalter 4 und 5 und die Schalter 101 bis 106, um den Ausgang des Operationsverstärkers 10 unter Verwendung der gespeicherten Offsetspannung zu korrigieren. Bei der Steuerung der Schalter 101 bis 106 steuert die Steuerungseinrichtung 12 hierbei diese gemäß dem Zustand des Eingangsanschlußpaares 111 und 112 des Operationsverstärkers 10.
Im folgenden wird die Funktionsweise der in der Fig. 13 gezeigten Verstärkerschaltung unter Verwendung der Figuren beschrieben. Fig. 14 ist ein Zeitplan, der die Funktionsweise der in der Fig. 13 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt. Fig. 15A ist ein Schaltbild, das den Schaltzustand der in der Fig. 13 gezeigten Verstärkerschaltung in einer Zeitspanne T11 in Fig. 14 zeigt, Fig. 15B ist ein Schaltbild, das den Schaltzustand in einer Zeitspanne T12 in Fig. 14 zeigt, Fig. 16A ist ein Schaltbild, das den Schaltzustand in einer Zeitspanne T21 in Fig. 14 zeigt und Fig. 16B ist ein Schaltbild, das den Schaltzustand in einer Zeitspanne T22 in Fig. 14 zeigt. Darüber hinaus nimmt die folgende Beschreibung als ein Beispiel den Fall, bei dem die Eingangsspannungen in beiden in der Fig. 14 gezeigten Perioden, der ersten Ausgangsperiode und der zweiten Ausgangsperiode, Vin1 sind.
In der ersten Ausgangsperiode in den Fig. 13 und 14 werden die Schaltergruppen 4 und 5 so gesteuert, daß sie einen Kondensator 6-1 gemäß dem Spannungspegel Vin1 des Eingangssignals wählen. Zusätzlich werden in der ersten Ausgangsperiode die Schalter 401 bis 404 eingeschaltet und die Schalter 411 bis 414 ausgeschaltet, so daß die Eingangsanschlüsse 111 und 112 des Operationsverstärkers 10 an die Gate-Elektroden der Transistoren 201 bzw. 202 angeschlossen sind. Zusätzlich wird in der ersten Ausgangsperiode der Schalter 104 eingeschaltet und die Schalter 105 und 106 werden gemäß dem Zustand des Paares Eingangsanschlüsse 111 und 112 ausgeschaltet.
In einem ersten Zeitabschnitt T11 in der ersten Ausgangsperiode sind gemäß dem Zustand des Paares Eingangsanschlüsse 111 und 112 der Schalter 102 abgeschaltet und die Schalter 101 und 103 eingeschaltet, und daraus folgt, daß die in der Fig. 13 gezeigte Verstärkerschaltung in den in der Fig. 15A gezeigten Schaltzustand gebracht ist. Zu diesem Zeitpunkt enthält die Ausgangsspannung Vout die Offsetspannung Voff und somit gilt Vout = Vin + Voff. Zusätzlich wird das Potential an einem Ende 1 13 (siehe Fig. 15) des Kondensators 6-1 gleich der Eingangsspannung Vin und das Potential am anderen Ende 114 (siehe Fig. 15) wird gleich der Ausgangsspannung Vout, und somit wird der Kondensator 6-1 mit dem Ladungsäquivalent der Offsetspannung Voff geladen.
In einem zweiten Zeitabschnitt T12 in der ersten Ausgangsperiode sind die Schalter 101 und 103 abgeschaltet und der Schalter 102 ist eingeschaltet und daraus folgt, daß die in der Fig. 13 gezeigte Verstärkerschaltung in den in der Fig. 15B gezeigten Schaltzustand gebracht ist. Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator 6-1 direkt zwischen den Eingangsanschluß 112 des Operationsverstärkers und den Ausgangsanschluß geschaltet und die Offsetspannung wird an den Eingangsanschluß 112 mit Bezug auf das Potential des Ausgangsanschlusses angelegt. Als ein Ergebnis hiervon wird die Ausgangsspannung Vout gleich Vout = Vin + Voff - Voff, so daß sich die Offsetspannung aufhebt und eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung erzielt werden kann.
Als nächstes werden in der zweiten Ausgangsperiode die Schaltergruppen 4 und S so gesteuert, daß sie einen Kondensator 6-1 wählen, weil der Eingangsspannungspegel Vin1 ist. Zusätzlich sind in der zweiten Ausgangsperiode die Schalter 401 bis 404 ausgeschaltet und die Schalter 41 I bis 4I4 eingeschaltet, so daß die Eingangsanschlüsse 111 und 112 mit den Gate-Elektroden der Transistoren 202 bzw. 201 verbunden sind. Zusätzlich sind in der zweiten Ausgangsperiode die gemäß dem Zustand des Paares Eingangsanschlüsse 111 und 112 die Schalter 103 und 104 ausgeschaltet und der Schalter 106 ist eingeschaltet.
In einem ersten Zeitabschnitt T21 in der zweiten Ausgangsperiode sind gemäß dem Zustand des Paares Eingangsanschlüsse 111 und 112 die Schalter 102 und 105 eingeschaltet und der Schalter 101 ist ausgeschaltet und daraus folgt, daß die in der Fig. 13 gezeigte Verstärkerschaltung in den in der Fig. 16A gezeigten Schaltzustand gebracht ist. Zu diesem Zeitpunkt enthält die Ausgangsspannung Vout die Offsetspannung - Voff, und damit ist sie Vout = Vin - Voff. Zusätzlich wird das Potential am einen Ende 114 des Kondensators 6-1 gleich der Eingangsspannung Vin und das Potential am anderen Ende 113 wird gleich der Ausgangsspannung Vout und somit wird der Kondensator 6-1 mit dem Ladungsäquivalent zur Offsetspannung - Voff geladen.
In einem zweiten Zeitabschnitt T22 in der zweiten Ausgangsperiode sind die Schalter 102 und 105 ausgeschaltet und der Schalter 101 ist eingeschaltet und daraus folgt, daß die in der Fig. 13 gezeigte Verstärkerschaltung in den in der Fig. 16B gezeigten Schaltzustand gebracht ist. Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator 6-1 direkt zwischen den Eingangsanschluß 112 des Operationsverstärkers 10 und den Ausgangsanschluß geschaltet, und die Offsetspannung wird an den Eingangsanschluß 112 des Operationsverstärkers 10 unter Bezug auf das Potential des Ausgangsanschlusses angelegt. Als ein Ergebnis hiervon wird die Ausgangsspannung Vout gleich Vout = Vin - Voff + Voff, so daß sich die Offsetspannung aufhebt und eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung erzielt werden kann.
In den Ausgangsperioden, die auf die zweite Ausgangsperiode folgen, werden die Operationen der ersten und zweiten Ausgangsperiode wiederholt, so daß wie bei der in Fig. 9 gezeigten Verstärkerschaltung ein hochpräziser Ausgang realisiert werden kann.
Wie vorstehend beschrieben, ist in dem ersten Zeitabschnitt T11 in der ersten Ausgangsperiode ein Ende 113 und das andere Ende 114 des Kondensators 6-1 an den Schaltungseingangsanschluß bzw. den Ausgangsanschluß 8 angeschlossen, so daß das Potential an einem Ende 113 Vin und das Potential am anderen Ende 114 Vout wird ( = Vin + Voff), während in dem ersten Zeitabschnitt T21 in der zweiten Ausgangsperiode, in welcher der Zustand des Paares Eingangsanschlüsse 111 und 112 sich von dem der ersten Ausgangsperiode unterscheidet, ein Ende 113 und das andere Ende 114 des Kondensators 6-1 an den Ausgangsanschluß 8 und den Schaltungseingangsanschluß angeschlossen sind, so daß das Potential an dem einen Ende 113 Vout ( = Vin - Voff) und das Potential am anderen Ende 114 gleich Vin wird, und so beide Enden des Kondensators 6-1 mit der gleichen Spannung wie in den ersten und zweiten Ausgangsperioden geladen werden. Somit wird die Verbindung des Kondensators zum Speichern der Offsetspannungen gemäß dem Zustand des Paares Eingangsanschlüsse 111 und 112 geschaltet und somit erfordert der Kondensator infolge von Laden und Entladen nur einen geringen Energieverbrauch.
Obwohl vorstehend der Fall beschrieben worden ist, bei dem die Eingangsspannung in den beiden aufeinanderfolgenden ersten und zweiten Ausgangsperioden Vin1 ist, kann selbst für den Fall der gleiche Effekt erzielt werden, bei dem die Eingangsspannungen in den ersten und zweiten Ausgangsperioden zueinander unterschiedlich sind.
Kurz gesagt, sollte die Schaltersteuerung so durchgeführt werden, daß in dem ersten Zeitabschnitt in der einen Ausgangsperiode, in welcher der Eingangsanschluß 111 der nicht invertierende Eingangsanschluß ist und der Eingangsanschluß 112 der invertierende Eingangsanschluß ist, ein Ende des Kondensators, der gemäß dem Eingangsspannungspegel, welcher in der einen Ausgangsperiode zugeführt wird, gewählt worden ist, an den Schaltungseingangsanschluß und das andere Ende an den Ausgangsanschluß 8 angeschlossen sein und in einem ersten Zeitabschnitt in einer anderen Ausgangsperiode, in welcher der Eingangsanschluß 111 der invertierende Eingangsanschluß ist und der Eingangsanschluß 112 der nicht invertierende Eingangsanschluß ist, ist ein Ende des Kondensators, der gemäß dem Eingangsspannungspegel, welcher in dieser einen Ausgangsperiode zugeführt wird, gewählt worden ist, an den Ausgangsanschluß 8 und das andere Ende an den Schaltungseingangsanschluß angeschlossen.
Somit gilt für die in der Fig. 13 gezeigte Verstärkerschaltung, daß die Verbindung des gewählten Kondensators in Übereinstimmung mit dem Schalten zwischen dem MOS- Transistor der Eingangsstufe, an welche die Eingangsspannung angelegt ist, und dem MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welche die Ausgangsspannung zurückgeführt wird, geschaltet wird, so daß die Offsetspannungen, welche in dem gewählten Kondensator gespeichert sind, gleich werden, und somit ist es ausreichend, einen Kondensator für jeden Eingangsspannungspegel vorzusehen, und für den Fall, daß die Anzahl der Eingangsspannungen N ist, sollten N Kondensatoren vorgesehen werden. Demgemäß kann die Anzahl der Kondensatoren niedriger als bei der in der Fig. 9 gezeigten Verstärkerschaltung werden, so daß Schaltkreisfläche eingespart werden kann und die gleiche Wirkung wie bei der in Fig. 9 gezeigten Verstärkerschaltung erzielt werden kann.
Für den Fall der Verwendung der in der Fig. 13 gezeigten Verstärkerschaltung als der Bildsignalleitungs-Treibereinrichtung der Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung, führt diese zusätzlich den Offsetspannungskorrekturvorgang und den Vorgang des alternierenden Schaltens zwischen dem MOS-Transistor der Eingangsstufe, welche an die Eingangsspannung der Verstärkerschaltung angelegt ist, und dem MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welche die Ausgangsspannung rückgeführt wird, durch. Selbst für den Fall, bei dem die Verstärkerschaltung durch Transistoren gebildet ist, die signifikante Unterschiede in ihren Elementen haben, können die Offsetspannungen selbst, die am Operationsverstärker erzeugt werden, niedrig genug werden, indem der Offsetkorrekturvorgang durchgeführt wird, und weiterhin können die Offsetspannungen für alle vier Ganzbilder durch Einschalten der Transistoren der Eingangsstufe für alle zwei Ganzbilder beispielsweise temporär gemittelt werden. Dadurch wird das Ansteigen und Abfallen der Luminanz, das durch die Offsetspannungen verursacht wird, temporär gemittelt, so daß die Anzeigequalität selbst für den Fall verbessert werden kann, bei dem die Verstärkerschaltung durch Transistoren gebildet ist, die signifikante Variationen in ihren Elementen haben.
Darüber hinaus besteht keine Begrenzung auf die in der Fig. 13 gezeigte Konfiguration, sondern es kann irgendeine Verstärkerschaltung die gleiche Wirkung wie die in der Fig. 9 gezeigte Verstärkerschaltung realisieren, ohne daß die Anzahl der Kondensatoren zum Speichern der Offsetspannungen erhöht wird, so lange als die Verstärkerschaltung die Mittel zum wechselseitigen Ändern und Schalten eines Hochpotential-Anschlusses und eines Niedrigpotential-Anschlusses des Kondensators gemäß dem Schalten zwischen MOS-Transistor der Eingangsstufe an welche die Eingangsspannung angelegt ist, und dem MOS-Transistor der Eingangsstufe, an welchen die Ausgangsspannung rückgeführt ist, hat.
Zusätzlich zeigt der Zeitplan gemäß Fig. 14 den Fall, bei dem jeder Schalter keine Verzögerung hat und die Steuerungseinrichtung 12 die Schalter gleichzeitig steuert. Für den Fall, bei dem jeder Schalter eine Verzögerung hat, wird jedoch die Schaltsteuerung unter Berücksichtigung der Verzögerung durchgeführt, so daß die Schalter 101 und 103 so lange nicht in einem leitenden Zustand sind, bis der Schalter 102 in dem Zeitabschnitt T11 in einem nicht leitenden Zustand ist, so daß der Schalter 102 nicht in einem leitenden Zustand ist, bevor die Schalter 101 und 103 im Zeitabschnitt T12 in einem nicht leitenden Zustand sind, und so daß der Schalter 101 nicht in dem leitenden Zustand ist, bevor die Schalter 102 und 105 in dem Zeitabschnitt T22 in dem nicht leitenden Zustand sind.
Fig. 17 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall zeigt, bei dem der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker bei dem Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung angewandt wird. Zusätzlich ist die Fig. 18 ein Schaltbild der Konfiguration eines vierten Operationsverstärkers. Der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker ist bezüglich eines Problems des engen dynamischen Bereiches der in den Fig. 7 und 8 gezeigten Operationsverstärkers verbessert und läßt einen breiten Eingangs- und Ausgangsbereich zu. Ein Beispiel des Operationsverstärkers, der einen derartig breiten Eingangs- und Ausgangsbereich hat, ist in der offengelegten japanischen Patentanmeldung Nr. 9-93055 beschrieben.
Der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker hat NMOS-Transistoren 501 und 502, mit gemeinsam geschalteten Sourcen und deren Gates an einen Eingangsanschluß 500 bzw. den Ausgangsanschluß 8 angeschlossen sind und die ein Differentialpaar bilden, PMOS- Transistoren 505 und 506 mit miteinander verbundenen Sourcen und deren Gates an den Eingangsanschluß 500 bzw. den Ausgangsanschluß 8 angeschlossen sind und die das Differentialpaar bilden, eine Konstantstromquelle 521, die zwischen die Source des NMOS- Transistors 501 und 502 und eine Unterseiten-Versorgungsspannung VSS geschaltet und eine Konstantstromquelle 522 ist zwischen Source der PMOS-Transistoren 505 und 506 und eine Oberseiten-Versorgungsspannung VDD geschaltet.
Zusätzlich hat der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker eine erste Stromspiegelschaltung bestehend aus einem PMOS-Transistor 503, dessen Gate und Drain an den Drain des NMOS-Transistors 501 angeschlossen sind und dessen Source an die Oberseiten- Versorgungsspannung VDD angeschlossen ist, und einen PMOS-Transistor 509, dessen Drain an den Verbindungspunkt des Drains des PMOS-Transistors 506 und des Drains des NMOS-Transistors 507 angeschlossen ist, und dessen Source an die Oberseiten- Versorgungsspannung VDD angeschlossen ist.
Zusätzlich hat der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker eine zweite Stromspiegelschaltung, bestehend aus einem PMOS-Transistor 504, dessen Drain und Gate an den Drain des NMOS-Transistors 502 angeschlossen sind und dessen Source an die Oberseiten- Versorgungsspannung VDD angeschlossen ist, und einen PMOS-Transistor 510, dessen Drain an den Verbindungspunkt des Drains des PMOS-Transistors 505 und des Drains des NMOS-Transistors 508 angeschlossen ist, und dessen Source an die Oberseiten- Versorgungsspannung angeschlossen ist.
Zusätzlich hat der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker die Stromspiegelschaltung, damit diese als eine aktive Last wirkt, die zwischen die Drains der PMOS-Transistoren 505 und 506 und die Unterseiten-Versorgungsspannung VSS geschaltet ist und besteht aus den NMOS-Transistoren 507 und 508.
Zusätzlich hat der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker die Konstantstromquellen 523 und 524, deren eine Enden jeweils an die Oberseiten-Stromversorgung VDD angeschlossen sind, einen NMOS-Transistor 511, dessen Source an die Unterseiten-Stromversorgung VSS angeschlossen ist, dessen Gate an den Verbindungspunkt von dem Drain des PMOS-Transistors 505 und dem Drain des NMOS-Transistors 508 angeschlossen ist, und dessen Drain an das andere Ende der Konstantstromquelle 523 angeschlossen ist, und einen NMOS-Transistor 512, dessen Source an die Unterseiten-Versorgungsspannung VSS angeschlossen ist, dessen Gate an den Drain des NMOS-Transistors 511 angeschlossen ist, und dessen Drain an das andere Ende der Konstantstromquelle 524 angeschlossen ist.
Zusätzlich hat der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker einen PMOS-Transistor 513, dessen Source an die Oberseiten-Versorgungsspannung VDD angeschlossen ist, dessen Gate an den Verbindungspunkt von dem Drain des NMOS-Transistors 512 und dem anderen Ende der Konstantstromquelle 524 angeschlossen ist, und dessen Drain an den Ausgangsanschluß 8 angeschlossen ist, und einen NMOS-Transistor 514, dessen Source an die Unterseiten-Versorgungsspannung VSS angeschlossen ist, dessen Gate an den Verbindungspunkt des Drains des PMOS-Transistors 505 mit dem Drain des NMOS-Transistors 508 angeschlossen ist, und dessen Drain an den Ausgangsanschluß 8 angeschlossen ist.
In dem so gebildeten Operationsverstärker gemäß Fig. 18 sind das Differentialpaar, bestehend aus den NMOS-Transistoren 501 und 502 und das Differentialpaar, bestehend aus den PMOS-Transistoren 505 und 506, über die PMOS-Transistoren 509 und 510, deren Gate-Elektroden gemeinsam mit den PMOS-Transistoren 503 und 504 geschaltet sind, parallel angeordnet, welche die aktiven Lasten der NMOS-Transistoren 501 bzw. 502 die Eingangsstufe, welche einen breiten Eingangsbereich zuläßt, bilden. Zusätzlich hat er einen Ausgangsbereich von dem Potential, welches gegenüber der Oberseiten-Versorgungsspannung VDD um die Spannung zwischen dem Drain und der Source des PMOS- Transistors 513 auf das Potential abgesenkt ist, welches von der Unterseiten-Versorgungsspannung VSS um die Spannung zwischen dem Drain und der Source des NMOS- Transistors 514 angehoben ist, welche die Ausgangsstufe bilden, die einen breiten Ausgangsbereich zuläßt.
Hierbei wird die Offsetspannung für den Fall erzeugt, bei dem die Symmetrie der Transistoren, welche das Differentialpaar bilden, infolge der Änderungen der Schwellenspannung der Transistoren oder der Gate-Breite/Gate-Länge (W/L) und dergleichen, kollabiert. In dem in der Fig. 18 gezeigten Operationsverstärker werden die Änderungen in den Elementen des Differentialpaars, welches aus den NMOS-Transistoren 501 und 502 besteht, über die PMOS-Transistoren 509 und 510, welche die Stromspiegelschaltung mit den PMOS-Transistoren 403 und 504 bilden, auf das Differentialpaar, bestehend aus den PMOS-Transistoren SOS und 506, zurückgeführt, so daß die Offsetspannungen, welche infolge der Änderungen der Elemente der zwei Differentialpaare in dem Eingangsspannungsbereich, in welchem die zwei Differentialpaare zusammenarbeiten, gemittelt werden. Demgemäß besteht, wenn die Offsetspannungen, die infolge der charakteristischen Veränderungen in den Elementen der jeweiligen Differentialpaare erzeugt werden, in dem Eingangsspannungsbereich, in welchem die zwei Differentialpaare zusammenarbeiten, korrigiert werden, ein Vorteil, daß die Ausgangsspannungspräzision hoch ist und die Offsetspannung niedrig ist.
In den vergangenen Jahren bestand eine steigende Nachfrage nach tragbaren Geräten, insbesondere nach tragbaren Telefonen und ein geringerer Energieverbrauch kann als eine wichtige Eigenschaft, die für tragbare Geräte erforderlich ist, bezeichnet werden. Für den Fall, daß der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker für die tragbaren Geräte verwendet wird, ist es möglich, einen niedrigen Energieverbrauch des Operationsverstärkers zu realisieren, indem dessen Versorgungsspannung gesenkt wird. Bei dem in der Fig. 18 gezeigten Operationsverstärker arbeitet jedoch das Differentialpaar, bestehend aus den NMOS-Transistoren 501 und 502 für den Fall nicht, bei dem die Eingangsspannung niedriger als die Schwellenspannung des Transistors 501 ist, und das Differentialpaar, bestehend aus den PMOS-Transistoren 505 und 506 arbeitet für den Fall nicht, bei dem das Potential gleich ist oder höher ist, wobei die Eingangsspannung gegenüber der Oberseiten- Versorgungsspannung VDD um die Schwellwertspannung des Transistors 505 vermindert ist.
Da die Leckströme durch Absenken der Schwellwertspannung des Transistors steigen, kann die Schwellwertspannung selbst dann nicht abgesenkt werden, wenn die Versorgungsspannung gesenkt wird. Aus diesem Grund wird für den Fall, daß der Operationsverstärker gemäß Fig. 18 unter der Bedingung arbeitet, daß die Versorgungsspannung niedrig genug ist, der Eingangsspannungsbereich, in welchem das Differentialpaar, bestehend aus den NMOS-Transistoren 501 und 502 und das Differentialpaar, bestehend aus den PMOS- Transistoren 505 und 506 zusammenarbeiten, gegenüber dem Versorgungsspannungsbereich eng, und der Eingangsspannungsbereich, in dem nur eines der zwei Differentialpaare arbeitet, wird breit. Für den Fall, daß nur eines der zwei Differentialpaare arbeitet, wird die Offsetspannung infolge des Einflusses der Charakteristik-Änderungen der aktiven Elemente des Differentialpaares erzeugt. Genauer gesagt, wird selbst für den Fall des Operationsverstärkers, der wie vorstehend beschrieben für einen Hochpräzisions-Ausgang geeignet ist, der Hochpräzisions-Ausgang, unter der Bedingung, daß die Versorgungsspannung niedrig genug ist, schwierig.
Andererseits steuert bei der in der Fig. 17 gezeigten Verstärkerschaltung die Steuerungseinrichtung 12 die Schaltergruppen 4 und 5 und die Schalter 1 und 3 gemäß dem Eingangsspannungspegel wie bei der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung, um die Offsetspannung gemäß dem Eingangsspannungspegel in dem Kondensator gemäß dem Eingangsspannungspegel oder dem Kondensator, der dem Eingangsspannungspegel eins zu eins entspricht, zu speichern und zu halten, um den Offsetkorrekturvorgang durchzuführen. Aus diesem Grund wird für den Fall, daß die Versorgungsspannung niedrig genug ist, die Offsetspannung des in der Fig. 18 gezeigten Operationsverstärkers erzeugt und somit wird der Hochpräzisions-Ausgang schwierig, während die in der Fig. 17 gezeigte Verstärkerschaltung den Hochpräzisions-Ausgang erzeugen kann.
Zusätzlich besteht ein geringer Energieverbrauch infolge von Laden und Entladen der Ladung durch den Offsetkorrekturvorgang und der Energieverbrauch durch den Offsetkorrekturvorgang kann auf ein Minimum beschränkt werden. Daher kann die in der Fig. 17 gezeigte Verstärkerschaltung die hohe Ausgangspräzision, den geringen Energieverbrauch und einen breiten Eingangs- und Ausgangsbereich realisieren.
Wenn weiterhin die Offsetspannung erst einmal in dem Kondensator zum Speichern der Offsetspannung gespeichert ist, besteht infolge von Laden und Entladen ein geringer Energieverbrauch und somit kann die Ausgangspräzision verbessert werden, ohne daß der Energieverbrauch, selbst wenn die Kapazität des Kondensators erhöht wird, um den Einfluß der kapazitiven Kopplung, die beim Schalten auftritt, einzuschränken, erhöht wird.
Obwohl die Beschreibung anhand eines repräsentativen Beispiels, angewandt bei dem Operationsverstärker 10 der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung wie vorstehend angegeben, beschrieben worden ist, ist jeder andere Operationsverstärker anwendbar, und auch in diesem Fall kann der gleiche Effekt wie bei der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung realisiert werden.
Fig. 19 ist ein Schaltbild, das ein Modifikationsbeispiel der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt. Die in der Fig. 19 gezeigte Verstärkerschaltung unterscheidet sich von der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung dadurch, daß zwischen den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 10 und den Schaltungsausgangsanschluß 8 ein Schalter 9 geschaltet ist. Zusätzlich ist Fig. 20 ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel der in der Fig. 19 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt, und Fig. 21 ist ein Diagramm, das die Ausgangsspannungs-Signalform gemäß dem in der Fig. 20 gezeigten Operationsbeispiel zeigt. Darüber hinaus zeigt Fig. 20 die Funktionsweise für den Fall, bei dem der Spannungspegel des Eingangssignals in einer Ausgangsperiode in der Fig. 2 Vin1 ist.
Im folgenden wird der Unterschied gegenüber der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben. Für den Fall, daß die in der Fig. 1 gezeigte Verstärkerschaltung eine große kapazitive Last treibt, muß der in der Fig. 2 gezeigte Zeitabschnitt T01 zum Durchführen des Offset-Spannungsspeichervorganges als eine ausreichend lange Zeitdauer gesetzt sein, in welcher der Ausgang der Verstärkerschaltung stabil wird (siehe Fig. 3).
Andererseits wird für die in der Fig. 19 gezeigte Verstärkerschaltung, wie in der Fig. 20 gezeigt, der Schalter 9 in dem Zeitabschnitt T01 ausgeschaltet, um den Offset- Spannungsspeichervorgang durchzuführen, und er wird in dem Zeitabschnitt T02 zum Durchführen der Ausgangskorrektur des Operationsverstärkers 10 eingeschaltet. Somit wird, selbst wenn die in der Fig. 19 gezeigte Verstärkerschaltung eine große kapazitive Last treibt, nur in dem Zeitabschnitt T01 die Offsetspannung in dem Kondensator gespeichert, so daß der Ausgang sofort stabil wird, wie dies in der Fig. 21 gezeigt ist. Aus diesem Grund ist es möglich, den Zeitabschnitt T01 zu verkürzen und eine Ausgangsperiode zu verkürzen.
Als eine Verwendung der vorstehend beschriebenen Verstärkerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann eine Treiberschaltung für ein Anzeigegerät angegeben werden. Im nachfolgenden wird eine Treiberschaltung eines Anzeigegerätes gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Fig. 22 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration einer Treiberschaltung eines Anzeigegerätes gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die in der Fig. 22 gezeigte Treiberschaltung ist bei der Treiberschaltung des Anzeigegerätes, welches zwei Polaritäten hat, anwendbar und insbesondere bei der Treiberschaltung eines Flüssigkristall-Anzeigegerätes, das zwei Polaritäten hat, welche positiv und negativ sind, anwendbar.
In der Fig. 22 besteht die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aus einer Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 zum Ausgeben einer Anzahl von positiven Graupegelspannungen VP1, VP2, . . ., VPn (n ist gleich eine positive ganze Zahl) oder eine Anzahl von negativen Graupegelspannungen VN1, VN2, . . ., VNn, den Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n zum Verstärken der Graupegelspannungen VP1 bis VPn oder VN1 oder VNn von der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21, Wählern 20-1 bis 20-m (m ist eine positive ganze Zahl) und einer Steuerungseinrichtung 22 zum Steuern der Graupegel- Spannungserzeugungseinrichtung 21 und der Graupegel-Ausgangsschaltungen.
Jeder der Wähler 10-1 bis 20-m wählt eine Spannung, welche für das Anzeigegerät gemäß einem Videodatensignal erforderlich ist, aus den Graupegelspannungen, die durch die Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n verstärkt worden sind, und gibt diese an eine Datenleitung. Die Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n sind mit n Ausgangsanschlüssen der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 versehen. Genauer gesagt ist für jeden Graupegel eine Graupegel-Ausgangsschaltung vorgesehen. Die Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 besteht aus einer Widerstandskette, die beispielsweise Widerstandselement in Reihe schaltet, und die positive oder negative Graupegelspannung von einem Bereitschafts-Zugriffsanschluß in der Widerstandskette jeweils auf die Graupegel-Ausgangsschaltung 100-1 bis 100-n ausgibt.
Darüber hinaus muß an den Flüssigkristall, der für die Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung verwendet wird, eine Wechselspannung angelegt werden, um eine Verschlechterung zu verhindern und als ein Verfahren zum Wechselstromtreiben des Flüssigkristalls sind im Verfahren zum Durchführen eines Wechselstromtreibens durch Festlegen einer gemeinsamen Spannung (Gegenspannung) und ein Verfahren zum Durchführen durch Ändern der gemeinsamen Spannung gemäß der Polarität, bekannt. Das erste Treibverfahren wird als ein gemeinsames Gleichstrom-Treibverfahren bezeichnet, bei dem die gemeinsame Spannung festliegt und die Spannung, welche an den Flüssigkristall angelegt wird, alternierend von positiv nach negativ unter Bezugnahme auf die gemeinsame Spannung invertiert wird. Das zuletzt genannte Treibverfahren wird als gemeinsames Inversions-Treibverfahren bezeichnet, wobei die gemeinsame Spannung bezüglich ihres Vorzeichens geändert wir, und die Spannung, welche an den Flüssigkristall angelegt wird, wird alternierend unter Bezugnahme auf die gemeinsame Spannung von positiv nach negativ invertiert.
Fig. 23A ist ein Diagramm, das eine Signalform der gemeinsamen Spannung eines Pixels durch das gemeinsame Gleichstrom-Treibverfahren und die Signalform der Signalspannung mit der maximalen Amplitude der Signalspannungen, welche an dem Flüssigkristall angelegt werden, zeigt, während Fig. 23B ein Diagramm ist, das die Signalform der gemeinsamen Spannung eines Pixels durch das gemeinsame Inversions-Treibverfahren und eine Signalform der Signalspannung mit der maximalen Amplitude der Signalspannungen, welche an den Flüssigkristall angelegt werden, zeigt. Darüber hinaus wird in den Fig. 23A und 23B die Inversion der Polarität für jedes Ganzbild durchgeführt, und die maximal an den Flüssigkristall angelegte Spannung beträgt 5 V. Bezug nehmend auf die Fig. 23A ist bei dem gemeinsamen Gleichstrom-Treibverfahren die gemeinsame Spannung konstant 5 V, so daß der Bereich der Signalspannung von 0 bis 10 V liegt, um an den Flüssigkristall 5 V anzulegen, was die maximal angelegte Spannung bezüglich der gemeinsamen Spannung ist. Andererseits gilt unter Bezugnahme auf die Fig. 23B für das gemeinsame Inversions-Treibverfahren, daß die gemeinsame Spannung sich so ändert, daß 0 V in einem gewissen Ganzbild ist und 5 V in dem nächsten Ganzbild ist, so daß die Signalspannung 5 V ist, wenn die gemeinsame Spannung 0 V beträgt und 0 V ist, wenn die gemeinsame Spannung 5 V beträgt, und somit ist der Bereich der Signalspannung von 0 bis 5 V, um an den Flüssigkristall 5 V anzulegen, was unter Bezug auf die gemeinsame Spannung die maximal angelegte Spannung ist.
Das gemeinsame Gleichstrom-Treiberverfahren und das gemeinsame Inversions-Treiberverfahren sind für die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendbar. Fig. 24A ist ein Schaltbild, das die Konfiguration eines Beispieles der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 gemäß Fig. 22 für den Fall der Verwendung des gemeinsamen Gleichstrom-Treiberverfahrens zeigt und 24B ist ein Schaltbild, welches die Konfiguration eines Beispieles der Graupegel- Sparmungserzeugungseinrichtung 21 für den Fall der Verwendung des gemeinsamen Inversions-Treiberverfahrens zeigt.
Bezug nehmend auf Fig. 24A wird bei dem gemeinsamen Gleichstrom-Treiberverfahren eine hohe Versorgungsspannung V1 an ein Ende der Widerstandskette und eine niedrige Versorgungsspannung V2 an das andere Ende derselben angelegt und die positiven Graupegelspannungen VP1 bis VPn und die negativen Graupegelspannungen VN1 bis VNn werden aus den jeweiligen bereiten Zugriffsanschlüssen der Widerstandskette erzeugt. Im Fall der positiven Polarität in dem gemeinsamen Gleichstrom-Treiberverfahren sind die Schalter 11-1 bis 11-n eingeschaltet und die Schalter 12-1 bis 12-n sind ausgeschaltet, so daß die positiven Graupegelspannungen VP1 bis VPn gewählt und ausgegeben werden. Zusätzlich sind im Fall der negativen Polarität die Schalter 11-1 bis 11-n abgeschaltet und die Schalter 12-1 bis 12-n eingeschaltet, so daß die negativen Graupegelspannungen VN 1 bis VNn gewählt und ausgegeben werden.
Andererseits sind Bezug nehmend auf Fig. 24B für den Fall der positiven Polarität in dem gemeinsamen Inversions-Treiberverfahren die Schalter 13-1 und 14-2 eingeschaltet und die Schalter 13-2 und 14-1 ausgeschaltet, so daß an ein Ende der Widerstandskette eine hohe Versorgungsspannung V3 angelegt wird und an das andere Ende derselben eine niedrige Versorgungsspannung V4 angelegt wird und die positiven Graupegelspannungen VP1 bis VPn werden an den jeweiligen, bereiten Zugriffsanschlüssen der Widerstandskette erzeugt und ausgegeben. Zusätzlich sind für den Fall der negativen Polarität die Schalter 13-1 und 14-2 abgeschaltet und die Schalter 13-2 und 14-1 eingeschaltet, so daß die niedrige Versorgungsspannung V4 an ein Ende der Widerstandskette und die hohe Versorgungsspannung V3 an das andere Ende derselben angelegt wird und die negativen Graupegelspannungen VN1 bis VNn werden an den jeweiligen bereiten Zugriffsanschlüssen der Widerstandskette erzeugt und ausgegeben. Wie vorstehend beschrieben, ist es durch das gemeinsame Inversions-Treiberverfahren möglich, die Spannungen, welche an die beiden Enden der Widerstandskette bezüglich der Polarität zu invertieren, damit eine Potentialdifferenz zwischen der gemeinsamen Spannung und jedem Anschluß gleich der zwischen den positiven und negativen Polaritäten wird.
Zurück zu Fig. 22, hat jede der Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n einen Schaltungseingangsanschluß 15, einen Schaltungsausgangsanschluß 8, einen Operationsverstärker 10 und eine Offsetkorrekturschaltung 11. Am Eingangsanschluß 15 werden die positiven oder negativen Graupegelspannungen, die von der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 ausgegeben werden, eingegeben. Der Operationsverstärker 10 vom Spannungsfolger gibt an den Ausgangsanschluß 8 die Spannungen gleich den positiven oder negativen Graupegelspannungen, die an der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 ausgegeben worden sind.
Die Offsetkorrekturschaltung 11 besteht aus den Schaltern 1 bis 3, den zwei Kondensatoren 6-1, 6-2 und den Kondensatorwählmitteln, die durch die Schalter 4-1, 4-2, 5-1 und 5-2 gebildet sind. Der Schalter 1 ist zwischen einen invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 und den Ausgangsanschluß 8 geschaltet und die Schalter 2 und 3 sind in Reihe zwischen dem Eingangsanschluß 15 und dem Ausgangsanschluß 8 geschaltet. Zusätzlich ist ein Ende jedes der zwei Kondensatoren 6-1 und 6-2 gemeinsam an den Verbindungspunkt der Schalter 2 und 3 über die Schalter 4-1 und 4-2 geschaltet und das andere Ende jedes der Kondensatoren 6-1 und 6-2 ist über die Schalter 5-1 und 5-2 an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 angeschlossen.
Fig. 25 ist ein Blockschaltbild zur Erläuterung der Funktionsweise der in der Fig. 22 gezeigten Steuerungseinrichtung 22. In der Fig. 25 steuert die Steuerungseinrichtung 22 die Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 und jede der Graupegel-Ausgangsschaltungen basieren auf einem externen Signal und einem Polaritätssignal.
Als erstes wird die Funktionsweise der Steuerungseinrichtung 22 zum Steuern der Graupegel-Sparmungserzeugungseinrichtung 21 unter Bezugnahme auf die Fig. 25, 22, 24A und 24B beschrieben.
In der Fig. 25 steuert die Steuerungseinrichtung 22 das Ein- und Ausschalten der Schalter der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21, wie beispielsweise in der Fig. 24A und 24B gezeigt, gemäß dem externen Signal und dem Polaritätssignal, die an der Steuerungseinrichtung 22 eingegeben worden sind. Darüber hinaus bedeutet das vorstehende externe Signal dasjenige Signal, welches von außerhalb der Treiberschaltung in Fig. 22 zugeführt wird, und das das Signal ist, das eine Quelle des Steuersignals jedes Schalters ist. Für den Fall des Flüssigkristall-Anzeigegerätes werden das Polaritätssignal und externe Signal normalerweise von einer Steuerung (nicht dargestellt) zugeführt.
Bezug nehmend auf die Fig. 22 und 24A schaltet für den Fall, daß das Polaritätssignal positiv ist, die Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 des gemeinsamen Gleichstrom-Treiberverfahrens in Übereinstimmung mit dem externen Signal und dem Polaritätssignal, die der Steuerungseinrichtung 22 von außerhalb zugeführt worden sind, die Schalter 11-1 bis 11-n ein und die Schalter 12-I bis 12-n aus, um die positiven Graupegelspannungen VP1 bis VPn zu erzeugen und diese an die Graupegel-Ausgangsschaltungen auszugeben. Für den Fall, daß das Polaritätssignal negativ ist, schaltet die Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 die Schalter 11-1 bis 11-n aus und die Schalter 12-1 bis 12-n ein, um die negativen Graupegelspannungen VN 1 bis VNn an die Graupegel- Ausgangsschaltungen auszugeben.
Bezug nehmend auf die Fig. 22 und 24B schaltet zusätzlich in dem Fall bei dem das Polaritätssignal positiv ist, die Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 gemäß dem externen Signal und dem Polaritätssignal die der Steuerungseinrichtung 22 von außerhalb zugeführt werden, die Schalter 13-1 und 14-2 ein und die Schalter 13-2 und 14-1 aus, um die positiven Graupegelspannung VP1 bis VPn zu erzeugen und diese an die Graupegel- Ausgangsspannungen auszugeben. Für den Fall, daß das Polaritätssignal negativ ist, schaltet die Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 die Schalter 13-1 und 14-2 aus und die Schalter 13-2 und 14-1 ein, um die negativen Graupegelspannungen VN1 bis VNn an die Graupegel-Ausgangsschaltungen auszugeben.
Als nächstes wird die Funktionsweise der Steuerungseinrichtung 22 zum Steuern der Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n beschrieben. In den Fig. 25 und 22 steuert die Steuerungseinrichtung 22 das Ein- und Ausschalten der Schalter jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß dem externen Signal und dem Polaritätssignal, die an der Steuerungseinrichtung 22 eingegeben werden. In jeder der Graupegel-Ausgangsschaltungen wählen die Kondensatorwählmittel, bestehend aus den Schaltern 4-1, 4-2 und den Schaltern 5-1, 5-2 einen der Kondensatoren 6-1 und 6-2 gemäß dem der Steuerungseinrichtung 22 von außerhalb zugeführten Polaritätssignal. Genauer gesagt, steuert die Steuerungseinrichtung 22 die Schalter 4-1, 4-2 und die Schalter 5-1, 5-2 jeder Graupegel- Ausgangsschaltung so, daß einer der Kondensatoren 6-1 und 6-2 in Übereinstimmung mit dem Graupegel-Spannungspegel des Eingangssignals jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gewählt wird. Beispielsweise führt die Steuerungseinrichtung 22 eine solche Steuerung durch, daß der Kondensator 6-I jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gewählt wird, wenn das Polaritätssignal positiv ist, d. h. wenn der Graupegel-Spannungspegel des Eingangssignals jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eine positive Graupegelspannung ist und führt eine solche Steuerung aus, daß der Kondensator 6-2 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gewählt wird, wenn das Polaritätssignal negativ ist, d. h. wenn der Graupegel-Spannungspegel des Eingangssignals jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eine negative Graupegelspannung ist. Zusätzlich steuert die Steuerungseinrichtung 22 den Betrieb jeder Graupegel-Ausgangsschaltung durch Steuern der Schalter 1 bis 3 derselben.
Zurück zu Fig. 22 wählt jeder der Wähler 20-1 bis 20-m diejenige Spannung, welche für das Treiben erforderlich ist, unter den Graupegelspannungen, die durch den Operationsverstärker 10 der Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n stromverstärkt worden sind in Übereinstimmung mit dem Videodatensignal und gibt diese an die Datenleitung.
Als nächstes wird die Funktionsweise der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Fig. 26 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung zeigt. Fig. 26 zeigt den Zustand der Schalter jeder Graupegel- Ausgangsschaltungen in zwei Ausgangsperioden einer ersten Ausgangsperiode zum Ausgeben der positiven Graupegelspannung und einer zweiten Ausgangsperiode zum Ausgeben der negativen Graupegelspannung für den Fall, bei dem die positiven und negativen Graupegelspannungen periodisch und abwechselnd an jedem der n Ausgangsanschlüsse der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 gemäß Fig. 22 ausgegeben werden. Darüber hinaus besteht jede Ausgangsperiode aus einem ersten Zeitabschnitt T01 zum Durchführen der Offsetkorrekturoperation (Offsetspannungsspeicheroperation) des Operationsverstärkers 10 und einem zweiten Zeitabschnitt T02 zum Durchführen einer Korrekturausgangsoperation desselben und die Schalter 1 bis 3 und die Schalter 4-1, 4-2, 5-1, 5-2 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung werden durch die Steuerungseinrichtung 22 gesteuert.
Bezug nehmend auf die Fig. 26 und 22 sind in der ersten Ausgangsperiode, die eine positive Ausgangsperiode ist, zuerst die Schalter 4-1 und 5-1 eingeschaltet und die Schalter 4-2 und 5-2 ausgeschaltet, um den Kondensator 6-1 zu wählen. Zusätzlich sind in dem ersten Zeitabschnitt T01 der ersten Ausgangsperiode die Schalter 1 und 2 eingeschaltet und der Schalter 3 ausgeschaltet und dann wird die Ausgangsspannung Vout des Operationsverstärkers 10 Vin + Voff, wobei die Eingangsspannung Vin die Offsetspannung Voff enthält. Zu diesem Zeitpunkt wird das Potential an einem Anschluß des Kondensators 6-1 die Eingangsspannung Vin und am anderen Anschluß Vout, und so wird der Kondensator 6-1 mit einem Ladungsäquivalent zur Offsetspannung Voff geladen, die am Operationsverstärker 10 gemäß der positiven Graupegelspannung, welche die Eingangsspannung ist, erzeugt worden ist.
In dem zweiten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode sind die Schalter 1 und 2 ausgeschaltet und der Schalter 3 eingeschaltet. Wenn die Schalter I und 2 ausgeschaltet sind, ist der Kondensator 6-1 direkt zwischen den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 und den Ausgangsanschluß 8 geschaltet und die Offsetspannung Voff wird am Kondensator 6-1 gehalten. Wenn der Schalter 3 eingeschaltet wird, wird die Offsetspannung Voff an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 unter Bezugnahme auf das Potential des Ausgangsanschlusses 8 angelegt. Als ein Ergebnis wird in jeder Graupegel-Ausgangsschaltung 100-1 bis 100-n die Ausgangsspannung Vout gleich Vout = Vin + Voff - Voff = Vin, und somit hat sich die Offsetspannung aufgehoben und es kann eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung Vin erzielt werden.
Als nächstes sind in der zweiten Ausgangsperiode, die eine negative Ausgangsperiode ist, die Schalter 4-1 und 5-1 ausgeschaltet und die Schalter 4-2 und 5-2 eingeschaltet, um den Kondensator 6-2 zu wählen. In dem ersten Zeitabschnitt TOl und in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der zweiten Ausgangsperiode werden die Schalter 1 bis 3 so wie in dem ersten Zeitabschnitt T01 und im zweiten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode gesteuert. Somit wird in jeder der Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n der Kondensator 6-2 mit der Offsetspannung geladen, die in dem Operationsverstärker 10 gemäß der negativen Graupegelspannung, welche die Eingangsspannung ist, erzeugt worden ist, und so hebt sich die Offsetspannung wie in der ersten Ausgangsperiode auf.
In den nicht gezeigten Ausgangsperioden, nachdem die zweite Ausgangsperiode abgelaufen ist, wird die Offsetspannung ebenfalls durch Steuern der Schalter gemäß der Polarität wie vorstehend beschrieben, korrigiert, so daß eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung erhalten werden kann. Die Spannung, die für das Treiben notwendig ist, wird durch jeden der Wähler 20-1 bis 20-m aus den Graupegelspannungen, die durch die Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n stromverstärkt sind, gewählt und an die Datenleitung ausgegeben.
Darüber hinaus zeigt der Zeitplan gemäß Fig. 26 den Fall, bei dem die Schalter keine Verzögerung haben und gleichzeitig durch die Steuerungseinrichtung 22 gesteuert werden. Für den Fall, daß die Schalter eine Verzögerung haben, werden die Schalter jedoch unter Berücksichtigung der Verzögerungen so geschaltet, daß in dem ersten Zeitabschnitt T01 die Schalter 1 und 2 nicht eingeschaltet werden, bevor der Schalter 3 ausgeschaltet ist, und in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der Schalter 3 nicht eingeschaltet wird, bevor die Schalter 1 und 2 ausgeschaltet sind.
Die Größe der Offsetspannung, welche am Operationsverstärker 10 erzeugt wird, unterscheidet sich gemäß der Größe der Eingangsspannung. Diese Ausführungsform hat jedoch zwei Kondensatoren, die den zwei Graupegelspannungen mit positiver und negativer Polarität, welche die Eingangsspannungen sind, die an den Graupegel-Ausgangsschaltungen eingegeben werden, zugeordnet sind, und so kann der Kondensator 6-1 die Offsetspannung, welche am Operationsverstärker 10 erzeugt wird, wenn die positive Graupegelspannung eingegeben wird, speichern und halten und der Kondensator 6-2 kann die Offsetspannung, welche am Operationsverstärker 10 erzeugt wird, wenn die negative Graupegelspannung eingegeben wird, speichern und halten. Wenn die Offsetspannungen erst einmal durch die entsprechenden zwei Kondensatoren gespeichert und gehalten sind, ist es nicht notwendig, die Kondensatoren in der Ausgangsperiode zum Eingeben der Graupegelspannung mit der nächsten gleichen Polarität zu laden und zu entladen, sondern es ist ausreichend, die Ladung, die sich infolge des Einflusses der kapazitiven Kopplung, welche beim Schalten auftritt, verändert hat, aufzufüllen. Aus diesem Grund haben die Kondensatoren infolge von Laden und Entladen der Ladung einen geringen Energieverbrauch.
Zusätzlich gilt, daß wenn die Offsetspannungen erst einmal durch die Kondensatoren gespeichert sind, ein geringer Energieverbrauch infolge von Laden und Entladen auftritt, so daß es möglich ist, die Ausgangspräzision ohne Erhöhen des Energieverbrauches zu verbessern, selbst wenn die Kapazität der Kondensatoren erhöht worden ist, um den Einfluß der kapazitiven Kopplung, die beim Schalten auftritt, einzuschränken.
Wie vorstehend beschrieben, ist es gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung möglich, unter Verwendung der Graupegel-Ausgangsschaltungen mit niedrigem Energieverbrauch und hochpräziser Offsetkorrekturfunktion eine Treiberschaltung des Anzeigegerätes mit geringem Energieverbrauch und hochpräzisem Ausgang zu realisieren.
Zusätzlich gilt für das Flüssigkristall-Anzeigegerät, das für die gegenwärtigen tragbaren Telefone verwendet wird, daß die Anzahl der Graupegel (n) kleiner als die Anzahl der Datenleitungen (m) ist, so daß, verglichen mit der Konfiguration, bei der die Ausgangsschaltungen für m Datenleitungen jeweils vorgesehen sind, wie dies in der Fig. 50 gezeigt ist, die Anzahl der Schaltungen in der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung reduziert werden kann und somit eine Kostenreduktion realisiert werden kann. Beispielsweise ist für das Flüssigkristall-Anzeigegerät mit 4,096 Farben und 120.160 Pixeln, das für die gegenwärtigen tragbaren Telefone verwendet wird, die Anzahl der Graupegel 19 und die Anzahl der Datenleitungen 360 (120.RGB), wobei die Anzahl der Graupegel signifikant kleiner als die Anzahl der Datenleitungen ist.
Weiterhin hat im Fall, daß eine Anzahl von Datenleitungen durch dieselbe Graupegelspannung getrieben werden, die in der Fig. 22 gezeigte Treiberschaltung keine Änderung in der Ausgangsspannung für jede Datenleitung, weil die Anzahl der Datenleitungen durch die Graupegelspannung getrieben werden, die durch die gemeinsame Graupegel- Ausgangsschaltung verstärkt worden ist.
Darüber hinaus wird bei der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung die Graupegelspannung, die durch die Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 erzeugt worden ist, durch die Graupegel-Ausgangsspannung verstärkt und die verstärkte Spannung wird durch den Wähler gewählt, um die gewählte Spannung an eine Datenleitungslast auszugeben. Daher kann in Abhängigkeit von den Wählergebnissen durch den Wähler der Fall auftreten, daß alle Datenleitungen durch eine Graupegel-Ausgangsschaltung getrieben werden. Ein niedrigzeiliges, kleines Display, wie beispielsweise ein Handy-Display hat jedoch eine Datenleitungskapazität, die klein genug ist, um sogar in solchen Fällen ausreichend getrieben zu werden.
Zusätzlich kann der Operationsverstärker, der für jede Graupegelschaltung, der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung verwendet wird, irgendeine Form haben.
Fig. 27 ist ein Zeitplan, der ein anderes Funktionsbeispiel jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung zeigt. Während die Offsetkorrekturoperation (Offsetspannungsspeicheroperation) in der Fig. 26 in jeder Ausgangsperiode ohne Ausfall durchgeführt worden ist, liegt der Unterschied in der Fig. 27 darin, daß die Offsetkorrekturoperation nur in den anfänglichen ersten und zweiten Ausgangsperioden in vorbestimmten M (M ist eine positive geradzahlige Zahl von 4 oder mehr) Ausgangsperioden durchgeführt wird. Die vorbestimmten M Ausgangsperioden müssen in Zeitabschnitten gesetzt sein, in welchen die Ausgangspräzision der Graupegel-Ausgangsschaltung nicht infolge von Leckage gesenkt ist.
Darüber hinaus wird der Betrieb jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß dem Zeitplan der Fig. 27 durch die Steuerungseinrichtung 22 gesteuert. Fig. 28 ist ein Blockschaltbild, um die Inhalte der Steuerung der Steuerungseinrichtung 22 für den Fall zu zeigen, bei dem jede Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 22 gemäß dem Zeitplan aus Fig. 27 betrieben wird. In der Fig. 28 steuert die Steuerungseinrichtung 22 die Graupegel- Spannungserzeugungseinrichtung 21 und jede Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß dem externen Signal, dem Polaritätssignal und dem Offsetkorrekturoperationssignal, die von außerhalb an die Steuerungseinrichtung 22 angelegt werden. In diesem Blockschaltbild werden die Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 und die Schalter 4-1, 4-2, 5-1, 5-2 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß dem Polaritätssignal, das von außerhalb an die Steuerungseinrichtung 22 angelegt wird, wie in Fig. 25 gesteuert. Für die Schalter 1 bis 3 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gilt ihr den Fall, daß das Offsetkorrekturoperationssignal auf einem H- (hoher) Pegel ist, daß die Operationen der ersten und zweiten Ausgangszeitabschnitte zum Durchführen der Offsetkorrekturoperation gemäß Fig. 27 implementiert sind. Und für den Fall, das Offsetkorrekturoperationssignal auf einem L- (niedrigen) Pegel ist, werden die Operationen der dritten bis M-ten Ausgangsperioden für das Durchführen nur eines Korrekturspannungsausgangs implementiert.
Bezug nehmend auf die Fig. 27 und 22 wird in den ersten und zweiten Ausgangsperioden die gleiche Steuerung wie die Schaltersteuerung in den ersten und zweiten Ausgangsperioden gemäß Fig. 26 durchgeführt. Daher wird in der ersten Ausgangsperiode der Kondensator 6-1 mit der Offsetspannung geladen und hält diese, welche am Operationsverstärker 10 gemäß der positiven Graupegelspannung erzeugt worden ist, die in jede Graupegel-Ausgangsschaltung eingegeben worden ist, und der Ausgang des Operationsverstärkers 10 wird unter Verwendung der in dem Kondensator 6-1 gespeicherten Offsetspannung so korrigiert, daß in jeder Graupegel-Ausgangsschaltung die Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung erzielt werden kann.
Ähnlich wird in der zweiten Ausgangsperiode der Kondensator 6-2 mit der Offsetspannung geladen und hält diese, welche in dem Operationsverstärker 10 gemäß der negativen Graupegelspannung erzeugt worden ist, die in jede Graupegel-Ausgangsschaltung eingegeben worden ist, und der Ausgang des Operationsverstärkers 10 wird unter Verwendung der in dem Kondensator 6-2 gespeicherten Offsetspannung so korrigiert, daß in jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung erzielt werden kann.
Als nächstes speichert in den dritten bis M-ten Ausgangsperioden, in den Ausgangsperioden, in welchen die positive Graupegelspannung an jede Graupegel-Ausgangsschaltung eingegeben worden ist (positive Ausgangsperioden), der Kondensator 6-1 das Ladungsäquivalent zu der Offsetspannung, welche in dem Operationsverstärker 10 gemäß der positiven Graupegelspannung in der ersten Ausgangsperiode erzeugt worden ist, und hält dieselbe, und somit kann der Ausgang des Operationsverstärkers 10 korrigiert werden, ohne daß die in der Periode T01 durchgeführte Offsetkorrekturoperation durchgeführt wird.
Ebenso speichert in den dritten bis M-ten Ausgangsperioden, in den Ausgangsperioden, in welchen die negative Graupegelspannung an jede Graupegel-Ausgangsschaltung angelegt wird (negative Ausgangsperioden), der Kondensator 6-2 das Ladungsäquivalent zu der Offsetspannung, die in dem Operationsverstärker 10 gemäß der negativen Graupegelspannung in der zweiten Ausgangsperiode erzeugt worden ist, und hält dieselbe und somit kann der Ausgang der Operationsverstärkers 10 korrigiert werden, ohne daß die in der Periode T01 durchgeführte Offsetkorrekturoperation durchgeführt wird.
Es ist möglich, wenn die in der Fig. 22 gezeigte Treiberschaltung durch die Steuerungseinrichtung 22 gemäß dem in der Fig. 7 gezeigten Funktionsbeispiel betrieben wird, die Offsetkorrekturoperation nur in den anfänglichen ersten und zweiten Ausgangsperioden der ersten bis M-ten Ausgangsperioden durchzuführen, und die Korrekturspannung in den nachfolgenden dritten bis M-ten Ausgangsperioden ohne Durchführen der Offsetkorrekturoperation auszugeben. Daher ist es möglich, den Energieverbrauch in den ersten bis M-ten Ausgangsperioden, verglichen mit dem Fall, der dem Zeitplan gemäß Fig. 26 folgt, einzuschränken.
Somit ist es möglich, durch Ausführen der Operation gemäß dem Zeitplan in Fig. 27 wie in der Operation gemäß der Fig. 26 eine hochpräzise Offsetkorrektur durchzuführen und auch einen Energieverbrauch niedriger als im Fall zu realisieren, bei dem die in der Fig. 1 gezeigte Treiberschaltung gemäß Fig. 26 betrieben wird.
Darüber hinaus kann die Steuerungseinrichtung 22 auch eine Steuerung gemäß dem externen Signal ausführen, indem die Offsetkorrekturoperation ohne Ausfall durchgeführt wird, wenn die Energie des Anzeigegerätes unter Verwendung der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung eingeschaltet wird, oder wenn die Treiberschaltung von einem Stillstand erneut betrieben wird.
Fig. 29 zeigt die Konfiguration der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Fig. 29 sind diej enigen Teile, äquivalent den in der Fig. 22 gezeigten, mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet. Bezug nehmend auf Fig. 29 hat jede Graupegel-Ausgangsschaltung 100-1 bis 100-n Kondensatoren 123, 124, die über die Schalter 151 bzw. 152 an die Ausgangsanschlüsse 8 angeschlossen sind und die anderen Enden der Kondensatoren 123, 124 sind an die Oberseiten-Versorgungsspannung VDD bzw. an die Unterseiten-Versorgungsspannung VSS angeschlossen. Ansonsten ist die Konfiguration die gleiche wie diejenige in Fig. 1.
Als nächstes wird die Funktionsweise der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben. Fig. 30 ist ein Zeitplan, der die Funktionsweise jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der in der Fig. 29 gezeigten Treiberschaltung zeigt. Darüber hinaus werden die Schalter 1 bis 3 und die Schalter 4-1, 4-2, 5-1, 5-2, 151 und 152 jeder Graupegel- Ausgangsschaltung durch die Steuerungseinrichtung 22 gemäß dem externen Signal, dem Polaritätssignal und dem Offsetkorrekturoperationssignal gesteuert, die an die Steuerungseinrichtung 22 angelegt sind.
Bezug nehmend auf die Fig. 30 und 29 sind in der ersten Ausgangsperiode, die positiv ist, die Schalter 4-1, 5-1 eingeschaltet und die Schalter 4-2, 5-2 sind ausgeschaltet, um den Kondensator 6-1 zu wählen. In dem ersten Zeitabschnitt T01 der ersten Ausgangsperiode sind beide Schalter 151 und 152, die an den Ausgangsanschluß 8 angeschlossen sind, ausgeschaltet. Zusätzlich sind in dem ersten Zeitabschnitt T01 der ersten Ausgangsperiode die Schalter 1 und 2 eingeschaltet und der Schalter 3 ist ausgeschaltet, so daß die Ausgangsspannung Vout diejenige Spannung wird, in welcher die Eingangsspannung Vin die Offsetspannung Voff enthält. Zu diesem Zeitpunkt ist das Potential an einem der Anschlüsse des Kondensators 6-1 die Eingangsspannung Vin und das Potential an dem anderen Anschluß ist Vout und der Kondensator 6-1 wird mit dem Ladungsäquivalent zur Offsetspannung Voff geladen, die am Operationsverstärker 10 gemäß der positiven Graupegelspannung, welches die Eingangsspannung ist, erzeugt worden ist.
Als nächstes sind in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode die Schalter 1 und 2 ausgeschaltet und der Schalter 3 ist eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator 6-1 direkt zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 und dem Ausgangsanschluß 8 geschaltet und die Offsetspannung Voff wird durch den Kondensator 6-1 gehalten. Wenn der Schalter 3 eingeschaltet ist, wird die Offsetspannung Voff an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 unter Bezug auf das Potential des Ausgangsanschlusses 8 angelegt. Als ein Ergebnis wird die Ausgangsspannung Vout gleich Vout = Vin + Voff - Voff = Vin, und somit hat sich die Offsetspannung aufgehoben und es kann eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung Vin erzielt werden. Zusätzlich ist der Schalter 151 in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode eingeschaltet und somit wird der Kondensator 123 mit der korrekten Ausgangsspannung mit positiver Polarität geladen.
Als nächstes sind in der zweiten Ausgangsperiode, welche negativ ist, die Schalter 4-1, 5-1 ausgeschaltet und die Schalter 4-2, 5-2 eingeschaltet, um den Kondensator 6-2 zu wählen. Die Schalter 1 bis 3 werden in der zweiten Ausgangsperiode ebenso wie in dem ersten Zeitabschnitt T01 und im zweiten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode gesteuert. Zusätzlich sind in dem ersten Zeitabschnitt T01 der zweiten Ausgangsperiode die beiden Schalter 151 und 152, die an den Ausgangsanschluß 8 angeschlossen sind, ausgeschaltet. Und in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der zweiten Ausgangsperiode sind der Schalter 151 ausgeschaltet und der Schalter 152 eingeschaltet.
Die Schalter werden wie vorstehend gesteuert, so daß in der zweiten Ausgangsperiode der Kondensator 6-2 mit der Offsetspannung geladen wird, die am Operationsverstärker 10 gemäß der negativen Graupegelspannung, welche die Eingangsspannung ist, erzeugt worden ist, und die Offsetspannung hebt sich wie in der ersten Ausgangsperiode auf. Zusätzlich wird der Kondensator 124 mit der korrigierten Ausgangsspannung mit negativer Polarität geladen.
Als nächstes hat in der dritten Ausgangsperiode, die positiv ist, der Kondensator 6-1 das Ladungsäquivalent zu der Offsetspannung, die in der ersten Ausgangsperiode in dem Operationsverstärker 10 erzeugt worden ist, gespeichert und darin gehalten. Aus diesem Grund ist es in der dritten Ausgangsperiode nicht notwendig, die Offsetkorrekturoperation (Offsetspannungsspeicheroperation), die in dem Zeitabschnitt T01 der ersten Ausgangsperiode durchgeführt worden ist, durchzuführen und der Ausgang des Operationsverstärkers 10 kann allein durch Durchführen der gleichen Operation wie in dem ersten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode korrigiert werden.
Zusätzlich hält der Kondensator 123 die Ausgangsspannung mit positiver Polarität, mit der er in der ersten Ausgangsperiode geladen worden ist, so daß, wenn der Schalter 151 eingeschaltet wird, die Ladung vom Kondensator 123 der Datenleitungskapazität in der Anfangsstufe der dritten Ausgangsperiode zugeführt wird. Daher wird die Änderung der Spannung der Datenleitung beschleunigt.
Als nächstes hat in der vierten Ausgangsperiode, die negativ ist, der Kondensator 6-2 das Ladungsäquivalent zu der Offsetspannung, die in dem Operationsverstärker 10 in der zweiten Ausgangsperiode erzeugt worden ist, gespeichert und darin gehalten. Aus diesem Grund ist es in der vierten Ausgangsperiode nicht notwendig, die Offsetkorrekturoperation, die in dem Zeitabschnitt T01 der zweiten Ausgangsperiode durchgeführt worden ist, durchzuführen und der Ausgang des Operationsverstärkers 10 kann allein durch Durchführen der gleichen Operation wie in dem Zeitabschnitt T02 der zweiten Ausgangsperiode korrigiert werden.
Zusätzlich hält der Kondensator 124 die Ausgangsspannung mit der negativen Polarität, mit der er in der zweiten Ausgangsperiode geladen worden ist, so daß, wenn der Schalter 152 eingeschaltet wird, die Ladung vom Kondensator 124 der Datenleitungskapazität in der Anfangsstufe der vierten Ausgangsperiode zugeführt wird. Daher kann die Änderung der Spannung der Datenleitung beschleunigt werden.
In den nicht gezeigten Ausgangsperioden nach der vierten Ausgangsperiode werden die positiven und negativen Ausgangsperioden abwechselnd wiederholt und somit kann der Ausgang des Operationsverstärkers 10 durch abwechselndes Durchführen der Operation in den dritten und vierten Ausgangsperioden gemäß der Polarität korrigiert werden. Zusätzlich wird die Ladung, die von dem Kondensator 123 oder 124 gehalten wird, der Datenleitungskapazität in der Anfangsstufe jeder Ausgangsperiode zugeführt, und so wird die Änderung der Spannung der Datenleitung beschleunigt.
Somit sind in der in der 29 gezeigten Treiberschaltung die Kondensatoren 123, 124 über die Schalter 151, 152 mit dem Ausgangsanschluß 8 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung verbunden, so daß, wenn der Kondensator 123 oder 124 erst einmal die korrigierte Ausgangsspannung hält, die Ladung von dem Kondensator 123 oder 124 zur Datenleitung in den nachfolgenden Ausgangsperioden geführt wird, und so wird die Änderung der Ausgangsspannung beschleunigt. Aus diesem Grund ist es möglich, das Treibervermögen durch Absenken der Treiberströme des Operationsverstärkers 10 zu beschränken und somit kann der Energieverbrauch niedriger als bei der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung gemacht werden.
Fig. 31 ist ein Diagramm, das eine Ausgangsspannungs-Signalform jeder Graupegel- Ausgangsschaltung der Treiberschaltung gemäß Fig. 29 und eine Ausgangsspannungs- Signalform jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der Treiberschaltung gemäß Fig. 22 zeigt. Darüber hinaus sind die in der Fig. 31 gezeigten Ausgangsspannungs-Signalformen die Signalformen in dem Zeitabschnitt T02 zum Durchführen des Korrekturspannungsausgangs. Wie in der Fig. 31 gezeigt, ändert sich in der Anfangsstufe des Zeitabschnittes T02 die Ausgangsspannung jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 29 mit höherer Geschwindigkeit als die Ausgangsspannung jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 22, weil von dem Kondensator 123 oder 124 der Datenleitung Ladung zugeführt wird.
Wie vorstehend beschrieben, ist es gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung möglich, eine Treiberschaltung des Anzeigegerätes zu realisieren, die einen geringeren Energieverbrauch und einen hochpräzisen Ausgang hat, indem die Graupegel- Ausgangsschaltung, welche den niedrigen Energieverbrauch und die Hochpräzisions- Offsetkorrekturfunktion hat, gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Zusätzlich sind der Kondensator 123, 124 über die Schalter 151, 152 an den Ausgangsanschluß 8 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung angeschlossen, so daß, wenn der Kondensator 123 oder 124 erst einmal die korrigierte Ausgangsspannung hält, die Ladung in den darauf folgenden Ausgangsperioden vom Kondensator 123 oder 124 zur Datenleitung zugeführt wird, und somit wird die Änderung der Ausgangsspannung schneller als bei der zweiten Ausführungsform. Aus diesem Grund ist es möglich, das Treibvermögen des Operationsverstärkers 10 durch Absenken der Treiberströme desselben zu beschränken und somit kann der Energieverbrauch niedriger als bei der zweiten Ausführungsform werden.
Weiterhin ist es wegen der Konfiguration, bei der für jeden Graupegel eine Graupegel- Ausgangsschaltung vorgesehen ist, möglich, durch Verwenden der Treiberschaltung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bei der Treiberschaltung einer Flüssigkristall-Anzeige, welche eine Anzahl an Graupegeln kleiner als die Anzahl der Ausgänge hat, die Anzahl der Ausgangsschaltungen weiter zu reduzieren als dies bei der in der Fig. 50 gezeigten Konfiguration, bei der eine Ausgangsschaltung für jede Datenleitung vorgesehen ist, der Fall ist. Somit ist es möglich, Schaltungsfläche einzusparen und eine Kostenreduktion zu realisieren.
Fig. 32 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, wobei die gleichen Teile wie die in der Fig. 22 gezeigten, durch die gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind. Bei der in der Fig. 32 gezeigten Treiberschaltung ist das gemeinsame Gleichstrom-Treiberverfahren angewandt. Die in der Fig. 24A gezeigte Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 hatte die Schalter 11-1 bis 11-n und die Schalter 12-1 bis 12-n und diese Schalter wurden so gesteuert, daß sie die positiven Graupegelspannungen VP1 bis VPn oder die negativen Graupegelspannungen VN1 bis VNn an die Graupegel- Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n gemäß Fig. 22 ausgeben. Die in der Fig. 32 gezeigte Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 hat jedoch keinen Schalter und so gibt sie die positiven Graupegelspannungen VP1 bis VPn und die negativen Graupegelspannungen VN1 bis VNn aus.
Somit hat die in der Fig. 32 gezeigte Treiberschaltung 2n Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-2n für die positiven bzw. negativen Graupegelspannungen vorgesehen. Zusätzlich ist in jeder Graupegel-Ausgangsschaltung 100-1 bis 100-2n ein Graupegel- Spannungspegel der Eingangssignale, die von der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 gemäß Fig. 32 eingegeben werden, so fixiert, daß es ausreichend ist, in jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 32 einen Kondensator 6-1 als den Kondensator zum Speichern der Offsetspannung, welche in dem Operationsverstärker 10 erzeugt worden ist, zu schaffen. Jeder der Wähler 20-1 bis 20-m, der in der Fig. 32 geteilt ist, wählt das für das Treiben notwendige Signal aus den Ausgangssignalen, die an den Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-2n ausgegeben worden sind, und gibt dieses an die Datenleitung aus. Darüber hinaus werden die Schalter 1 bis 3 jeder Graupegel- Ausgangsschaltung durch die Steuerungseinrichtung 22 gesteuert.
Als nächstes wird die Funktionsweise der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben. Die Fig. 33 ist ein Zeitplan, der die Funktionsweise jeder Graupegel- Ausgangsschaltung der Treiberschaltung gemäß Fig. 32 zeigt. Bezug nehmend auf die Fig. 33 und 32 sind zuerst in dem ersten Zeitabschnitt T01 der ersten Ausgangsperiode die Schalter 1 und 2 eingeschaltet und der Schalter 3 ausgeschaltet, und die Ausgangsspannung Vout des Operationsverstärkers 10 wird Vin + Voff, wobei Vin die Offsetspannung Voff enthält. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Potential eines Anschlusses des Kondensators 6-1 die Eingangsspannung Vin, das Potential am anderen Anschluß wird Vout und der Kondensator 6-1 wird mit dem Ladungsäquivalent der Offsetspannung Voff geladen, die durch den Operationsverstärker 10 gemäß der Eingangsspannung Vin erzeugt worden ist.
In dem zweiten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode sind die Schalter 1 und 2 ausgeschaltet und der Schalter 3 ist eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator 6-1 direkt zwischen den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 und den Ausgangsanschluß 8 geschaltet und die Offsetspannung Voff wird durch den Kondensator 6-1 gehalten. Wenn der Schalter 3 eingeschaltet wird, wird die Offsetspannung Voff an dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 unter Bezug auf das Potential des Ausgangsanschlusses 8 angelegt. Als ein Ergebnis wird die Ausgangsspannung Vout gleich Vout = Vin + Voff - Voff = Vin, und somit hebt sich die Offsetspannung auf und es wird eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung Vin erzielt.
In jeder der Graupegel-Ausgangsschaltungen sind die Graupegelspannungen, die in der ersten Ausgangsperiode und jene die in jeder der zweiten bis M-ten Ausgangsperioden eingegeben worden sind, gleich und das Ladungsäquivalent zu der Offsetspannung, welches in der ersten Ausgangsperiode gespeichert worden ist, wird durch den Kondensator 6-1 in jeder der zweiten bis M-ten Ausgangsperioden gehalten. Daher ist es in jeder der zweiten bis M-ten Ausgangsperioden möglich, den Ausgang des Operationsverstärkers 10 zu korrigieren, indem die Operation des Zeitabschnittes T02, ohne daß die Operation des Zeitabschnittes T01 durchgeführt wird, durchgeführt wird.
Gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Graupegelspannung, die an jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eingegeben wird, fixiert. Daher ist es, wenn der Kondensator erst einmal die Offsetspannung speichert und hält, nicht notwendig, den Kondensator in den darauf folgenden Ausgangsperioden zu laden und zu entladen, und es reicht aus, die Ladung, welche sich infolge des Einflusses der kapazitiven Kopplung, welche beim Schalten auftritt, geändert hat, aufzufüllen. Aus diesem Grund erfordert der Kondensator infolge von Laden und Entladen einen geringen Energieverbrauch. Zusätzlich besteht infolge von Laden und Entladen, wenn der Kondensator erst einmal die Offsetspannung speichert, ein geringer Energieverbrauch und somit kann die Ausgangspräzision verbessert werden, ohne daß der Energieverbrauch erhöht wird, selbst wenn die Kapazität des Kondensators erhöht wird, um den Einfluß der kapazitiven Kopplung, welche beim Schalten auftritt, zu beschränken.
Fig. 34 ist ein Schaltbild, welches die einfachste Pixel-Konfiguration eines organischen EL-Anzeigegerätes vom Aktiv-Matix-Typ zeigt. Bei dem organischen EL-Anzeigegerät, das die Pixel -Konfiguration gemäß Fig. 34 hat, ist auch die Treiberschaltung mit der gleichen Konfiguration wie diejenige der in der Fig. 32 gezeigten Treiberschaltung anwendbar. In der Fig. 34 wird die Graupegelspannung von der Datenleitung über einen Transistor 24 an das Gate eines Transistors 25 angelegt und dadurch gehalten, so daß der durch die Graupegelspannung modulierte Strom über den Transistor 25 zu einer organischen, lichtemittierenden Diode OLED, welche das Pixel bildet, fließt und es wird Licht in einer Menge entsprechend der Graupegelspannung (Strom-Modulationsverfahren) emittiert. Die Treiberschaltung mit der gleichen Konfiguration, wie diejenige, welche in der Fig. 32 gezeigt ist, ist als Treiberschaltung anwendbar, um an das Gate des Transistors 25 jedes Pixels die Graupegelspannung anzulegen.
Anders als die Flüssigkristallanzeige benötigt das organische EL-Anzeigegerät nicht die Inversion der Polarität. Daraus folgt, daß die Graupegelspannungen der Eingangssignale, welche von der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung an die Graupegel-Ausgangsschaltungen eingegeben werden, wie bei der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung fixiert sind. Daher ist es wie bei der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ausreichend, für jede Graupegel-Ausgangsschaltung einen Kondensator zum Speichern der Offsetspannung, welche am Operationsverstärker erzeugt worden ist, vorzusehen.
Darüber hinaus wird eine detaillierte Beschreibung der Basiskonfiguration der organischen EL-Anzeigevorrichtung vom aktiven Matrix-Typ weggelassen, da diese in "4,2 Design of an Improved Pixel for a Polysilicon Active-Matrix Organic LED Display" von R. M. A. Dawson u. a., in SID 98 DIGEST, Seiten 11 bis 14 beschrieben worden ist.
Wie vorstehend beschrieben, ist es gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung möglich, durch die Verwendung der Graupegel-Ausgangsschaltungen mit niedrigem Energieverbrauch und hochpräziser Offsetkorrekturfunktion eine Treiberschaltung des Anzeigegerätes mit geringem Energieverbrauch und hochpräzisem Ausgang zu realisieren. Zusätzlich ist gemäß der ersten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die Graupegel-Ausgangsschaltung für jeden Graupegel vorgesehen, so daß, wenn die Treiberschaltung gemäß der vierten Ausführungsform bei der Treiberschaltung des Anzeigegerätes angewandt wird, dessen Anzahl von Graupegeln kleiner als die Anzahl der Ausgänge ist, die Anzahl der Ausgangsschaltungen verglichen mit der Konfiguration zum Vorsehen einer Ausgangsschaltung für jede Datenleitung, wie sie in der Fig. 50 gezeigt ist, weiter vermindert werden. Somit kann die Schaltungsfläche reduziert werden und es können niedrigere Kosten realisiert werden.
Um die vorstehenden zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung weiter im Detail zu beschreiben, wird eine Beschreibung unter Bezugnahme auf die Figuren bezüglich einer Treiberschaltung eines Anzeigegerätes als ein Beispiel gegeben, wobei jede Graupegel-Ausgangsschaltung unter Verwendung des Operationsverstärkers gebildet ist.
Fig. 35 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration der Treiberschaltung für den Fall zeigt, bei dem der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker bei dem Operationsverstärker 10 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung verwendet ist. Wie bereits anhand der Fig. 18 beschrieben, ist es für den in der Fig. 18 gezeigten Operationsverstärker schwierig, den hochpräzisen Ausgang unter der Bedingung einer ausreichend niedrigen Versorgungsspannung aufrechtzuerhalten.
Andererseits gilt für die in der Fig. 35 gezeigte Treiberschaltung, daß die Steuerungseinrichtung 22 die Schaltergruppen 4-1, 4-2, 5-1, 5-2 und die Schalter 1 bis 3 gemäß der Polarität steuert, um die Offsetspannung gemäß dem Eingangsspannungspegel durch den Kondensator entsprechend dem Eingangsspannungspegel eins zu eins gespeichert und gehalten zu haben, um die Offsetspannung zu korrigieren. Aus diesem Grund kann, selbst für den Fall, daß die Versorgungsspannung ausreichend niedrig ist, der Ausgang des Operationsverstärkers 10 mit hoher Präzision korrigiert werden, so daß jede in der Fig. 35 gezeigte Graupegel-Ausgangsschaltung einen Ausgang mit hoher Präzision erzeugen kann.
Zusätzlich besteht ein geringer Energieverbrauch infolge von Laden und Entladen der Ladung bei der Offsetkorrekturoperation und somit kann der Energieverbrauch durch die Offsetkorrekturoperation auf ein Minimum beschränkt werden. Daher können eine hohe Ausgangspräzision, ein geringer Energieverbrauch und ein breiter Eingangs- und Ausgangsbereich wie bei jeder in der Fig. 35 gezeigten Graupegel-Ausgangsschaltung 100-1 bis 100-n realisiert werden.
Wenn zusätzlich die Offsetspannung erst einmal in dem Kondensator gespeichert ist, besteht infolge von Laden und Entladen ein geringer Energieverbrauch und somit kann die Ausgangspräzision verbessert werden, ohne daß der Energieverbrauch erhöht wird, selbst wenn die Kapazität des Kondensators erhöht worden ist, um den Einfluß der kapazitiven Kopplung, die beim Schalten auftritt, zu beschränken.
Weiterhin ist die Ausgangsschaltung für jeden Graupegel vorgesehen, so daß wenn die in der Fig. 35 gezeigte Treiberschaltung bei der Treiberschaltung des Flüssigkristall- Anzeigegerätes angewandt wird, dessen Anzahl von Graupegeln kleiner als die Anzahl der Ausgänge ist, daß die Anzahl der Ausgangsschaltungen, verglichen mit der Konfigiu.ation zum Vorsehen einer Ausgangsschaltung für jede Datenleitung, wie dies in der Fig. 50 gezeigt ist, weiter reduziert werden kann. Somit kann die Schaltungsfläche reduziert werden und es können niedrigere Kosten realisiert werden.
Darüber hinaus ist selbstverständlich, daß der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker nicht nur bei dem Operationsverstärker jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der in der Fig. 22 gezeigten Treiberschaltung verwendet werden kann, sondern daß er auch bei dem Operationsverstärker jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der in den Fig. 29 und 32 gezeigten Treiberschaltungen verwendet werden kann. Zusätzlich ist es selbstverständlich, daß der Operationsverstärker jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der in den Fig. 22, 29 und 32 gezeigten Treiberschaltungen nicht auf den in der Fig. 18 gezeigten Operationsverstärker begrenzt ist, sondern daß andere Operationsverstärker ebenfalls verwendet werden können.
Bezüglich der in den Fig. 22, 29 und 32 gezeigten Treiberschaltungen ist es notwendig, den Zeitabschnitt T01 zum Durchführen der Offsetkorrekturoperation (Offsetspannungsspeicheroperation) als eine ausreichende Periode zum Stabilisieren der Ausgangsspannung durch Treiben sowohl der Datenleitungslast als auch des Kondensators zu setzen. Somit ist am Ausgangsanschluß 8 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung ein Schalter vorgesehen, der Schalter wird in dem Zeitabschnitt T01 zum Durchführen der Offsetkorrekturoperation ausgeschaltet, um die Last von jeder Graupegel-Ausgangsschaltung zu trennen und der Schalter wird in dem Zeitabschnitt T02 eingeschaltet, um dem Korrekturspannungsausgang zum Verbinden jeder Graupegel-Ausgangsschaltung mit der Last durchzuführen. Als ein Ergebnis ist es in dem Zeitabschnitt T01 notwendig, daß nur die Offsetspannung in dem Kondensator gespeichert ist, ohne daß die Notwendigkeit besteht, daß die Datenleitungslast getrieben wird, so daß es möglich ist, den Zeitabschnitt T01 zu verkürzen.
Als nächstes wird ein Flüssigkristall-Anzeigegerät unter Verwendung der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Verwendung der Figuren beschrieben.
Fig. 36 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Source-Treibers des Flüssigkristall-Anzeigegerätes, welches die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet, zeigt. An den in der Fig. 36 gezeigten Source-Treiber ist ein digitales Signal gemäß dem Graupegel angelegt und dieser hat die digitalen Signale aller Ausgänge in einem Register 32 der Reihe nach, synchron mit einem Takt gespeichert. Danach werden alle Daten durch einen Haltekreis 33 gehalten und die digitalen Signale werden in analoge Signale entsprechend einer Spannungs-Durchlässigkeitscharakteristik des Flüssigkristalls durch eine Treiberschaltung 34 konvertiert, die die Treiberschaltung gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist, und werden an die Datenleitungen ausgegeben. Es ist möglich, durch Einbauen der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen in den Source-Treiber des Flüssigkristall-Anzeigegerätes einen Source-Treiber zu realisieren, der einen niedrigen Energieverbrauch und einen hochpräzisen Ausgang hat.
Fig. 37 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration des Flüssigkristall-Anzeigegerätes mit dem Aktiv-Matrix-Treiberverfahren zeigt, in welchem der Source-Treiber, welcher die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der Erfindung verwendet, eingebaut ist. In dem in der Fig. 37 gezeigten Flüssigkristall- Anzeigegerät mit dem Aktiv-Matrix-Treiberverfahren empfängt eine Steuerung 35 ein Bildsignal, einen Takt, vertikale und horizontale Synchronisations-Signale zum Steuern eines Source-Treibers 36 zum Ausgeben des Signals der Graupegelspannung und hat einen Gate-Treiber 37 zum Ausgeben des Scan-Signals. Es ist möglich, durch die Verwendung des in der Fig. 36 gezeigten Source-Treibers als den Source-Treiber 36 des Flüssigkristall-Anzeigegerätes ein Flüssigkristall-Anzeigegerät mit niedrigerem Energieverbrauch und höherer Anzeigequalität zu realisieren.
Als nächstes wird ein tragbares elektronisches Gerät beschrieben, das die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet.
Wie bei der Verwendung des Aktiv-Matrix-Anzeigegerätes, das die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet, können die tragbaren elektronischen Geräte und insbesondere ein in der Hand zu haltender Terminal, der durch ein tragbares Telefon repräsentiert ist, angegeben werden. Im nachfolgenden wird unter Verwendung der Figuren eine Beschreibung eines tragbaren Telefons als einem Beispiel eines in der Hand zu haltenden Terminals gegeben, das das Aktiv-Matrix-Anzeigegerät, welches die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet, gegeben.
Fig. 38 ist eine schematische Darstellung des tragbaren Telefons, in welchem das Aktiv- Matrix-Anzeigegerät, das die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß der zweiten bis vierten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindungen eingebaut hat. In der Fig. 38 besteht das tragbare Telefon aus einem Gehäuse 51, einer Antenne 52, einem Spracheingangsteil 53, einem Sprachausgangsteil 54, einem Tastenfeld 55 und einem Anzeigeteil 56. In der vorliegenden Erfindung kann das Anzeigegerät gemäß Fig. 37 als ein Anzeigepaneel verwendet werden, wobei das Aktiv-Matrix-Anzeigegerät verwendet wird. Es ist möglich, durch die Verwendung des Anzeigegerätes gemäß Fig. 37 für den Anzeigeteil 56 des tragbaren Telefons ein tragbares Telefon mit niedrigerem Energieverbrauch und höherer Anzeigequalität zu realisieren.
Fig. 39 ist ein Schaltbild, das ein modifiziertes Beispiel der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt. Es ist möglich, in der in der Fig. 39 gezeigten Verstärkerschaltung eine mit höherer Präzision korrigierte Ausgangsspannung als in der in der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltung zu erhalten. Die in der Fig. 39 gezeigte Verstärkerschaltung unterscheidet sich von der in der Fig. 1 gezeigten dadurch, daß eine Anzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen, die die gleiche Anzahl wie die Kondensatoren in der Kondensatorgruppe 6 haben, an einem Operationsverstärker 60 vorgesehen sind, und daß die Anzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen direkt an die Anzahl von Kondensatoren 6-1 bis 6-N angeschlossen ist. Die Anzahl der invertierenden Eingangsanschlüsse sind über eine Schaltergruppe 62 (Schalter 62-1 bis 62-N) an den Ausgangsanschluß angeschlossen. Im folgenden wird die Verstärkerschaltung gemäß Fig. 39 unter Bezugnahme auf die Figuren als ein erläuternder Fall der Verwendung des in der Fig. 7 gezeigten Operationsverstärkers als dem Operationsverstärker 60 der in der Fig. 39 gezeigten Verstärkerschaltung beschrieben.
Fig. 40 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration der Verstärkerschaltung für den Fall zeigt, bei dem der in der Fig. 7 gezeigte Operationsverstärker als der Operationsverstärker 60 der in der Fig. 39 gezeigten Verstärkerschaltung verwendet wird. Bei dem Operationsverstärker 60 in Fig. 40 sind eine Anzahl von invertierenden Eingangstransistoren 202-1 bis 202-N entsprechend der Anzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen parallel zu einem nicht invertierenden Eingangstransistor 201 vorgesehen. Zusätzlich ist jedes Gate der invertierenden Eingangstransistoren 202-1 bis 202-N direkt an die Kondensatorgruppe 6 angeschlossen, jeder Drain ist gemeinsam geschaltet und jede Source ist gemeinsam über eine Schaltergruppe 63 geschaltet (Schalter 63-1 bis 63-N). Fig. 41 ist ein Zeitplan, der ein Funktionsbeispiel der in der Fig. 40 gezeigten Verstärkerschaltung zeigt, das die Schaltoperation für den Fall ist, bei dem der Spannungspegel des Eingangssignals in einer Ausgangsperiode Vin1 ist. Darüber hinaus wird die Schaltoperation durch die Steuerungseinrichtung 12 gesteuert. Im folgenden wird die Funktionsweise der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 40 unter Verwendung der Fig. 41 beschrieben.
Als erstes sind in dem ersten Zeitabschnitt T01 in einer Ausgangsperiode in der Fig. 41 die Schalter 7-1, 62-1, 2, 4-1 und 63-1 eingeschaltet und die Schalter 7-2 bis 7-N, 62-2 bis 62-N, 4-2 bis 4-N, 63-2 bis 63-N und 3 ausgeschaltet. Somit funktionieren die Transistoren 201 und 202-1 als das Differentialpaar und der Kondensator 6-1 wird mit einem Ladungsäquivalent zur Offsetspannung Voff geladen, die in dem Operationsverstärker 60 erzeugt worden ist, wobei in diesem Fall die Eingangsspannung Vin1 ist.
Als nächstes sind in dem zweiten Zeitabschnitt T02 in der Ausgangsperiode die Schalter 62-1 und 2 ausgeschaltet und der Schalter 3 eingeschaltet, während die Schalter 7-1, 4-1 und 63-1 eingeschaltet bleiben und die Schalter 7-2 bis 7-N, 62-2 bis 62-N, 4-2 bis 4-N und 63-2 bis 63-N ausgeschaltet bleiben, und somit hebt sich die Offsetspannung auf und die Ausgangsspannung Vout wird eine Spannung gleich der Eingangsspannung Vin1, so daß eine Ausgangsspannung mit hoher Präzision erzielt werden kann.
Obwohl im vorstehend beschriebenen Fall die Eingangsspannung in einer Ausgangsperiode Vin1 ist, ist es auch möglich, für den Fall, daß die Eingangsspannung Vin2 bis VinN ist, wie im Fall, daß die Eingangsspannung Vin1 ist, die Offsetkorrekturoperation mit hoher Präzision durchzuführen. Da zusätzlich die Verstärkerschaltung in Fig. 40 die Offsetspannungen gemäß einer Anzahl von Eingangsspannungen durch die unterschiedlichen Kondensatoren gespeichert und gehalten haben kann, besteht, wenn die Offsetspannungen erst einmal durch die Kondensatoren entsprechend der Eingangsspannungen gespeichert sind, keine Notwendigkeit, die Kondensatoren in einer Ausgangsperiode, in welcher als nächstes die gleiche Eingangsspannung eingegeben wird, zu laden und zu entladen, und es reicht aus, die Ladung, welche sich infolge des Einflusses der beim Schalten auftretenden kapazitiven Kopplung geändert hat, aufzufüllen. Aus diesem Grund erfordern die Kondensatoren infolge von Laden und Entladen einen geringen Energieverbrauch und somit ist ein niedrigerer Energieverbrauch möglich. Ferner ist es wie bei der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 40 möglich, den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannung zu korrigieren, die bereits durch den Kondensator in der einen Ausgangsperiode, in welcher die gleiche Eingangsspannung als nächstes eingegeben wird, gehalten wird, wenn die Offsetspannung erst einmal durch den Kondensator entsprechende Eingangsspannung gespeichert und gehalten wird. Somit ist es in der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 39 möglich, die gleiche Wirkung wie in der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1 zu erzielen.
Als nächstes werden die Differenzen zwischen den in der Fig. 39 und der Fig. 1 gezeigten Verstärkerschaltungen beschrieben. Bei der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1 ist für den Fall der Korrektur des Ausganges des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannung, die bereits vom Kondensator gehalten wird, der Kondensator entsprechend dem Eingangsspannungspegel über die Schaltergruppe 6 an den invertierenden Eingangsanschluß angeschlossen, wenn der Eingangsspannungspegel sich ändert. Obwohl eine parasitäre Kapazität, wie beispielsweise eine Gate-Kapazität in dem invertierenden Eingangsanschluß, existiert, wird diese parasitäre Kapazität bei einer Spannung entsprechend dem Eingangsspannungspegel der vorhergehenden Ausgangsperiode geladen. Aus diesem Grund gibt es Fälle, bei denen, wenn sich der Eingangsspannungspegel ändert und der invertierende Eingangsanschluß über die Schaltergruppe 6 an einen anderen Kondensator angeschlossen ist, daß die Ladung, welche vom Kondensator gehalten wird, sich ändert, so daß die Präzision der korrigierten Ausgangsspannung sinkt.
Andererseits hat die in der Fig. 39 gezeigte Verstärkerschaltung eine Anzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen, die die gleiche Anzahl wie die Kondensatoren in der Kondensatorgruppe 6 haben (Kondensatoren 6-1 bis 6-N), die für den Operationsverstärker 60 vorgesehen sind, und die Anzahl der invertierenden Eingangsanschlüsse sind direkt mit den jeweiligen Kondensatoren 6-1 bis 6-N verbunden. Aus diesem Grund ändert sich die von dem Kondensator gehaltene Ladung nicht und somit ist es möglich, eine mit höherer Präzision korrigierte Ausgangsspannung als diejenige der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 1 zu erzielen.
Obwohl darüber hinaus als ein Beispiel die Verstärkerschaltung gemäß Fig. 40 unter Verwendung des in der Fig. 7 gezeigten Operationsverstärkers als dem Operationsverstärker 60 der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 39 beschrieben worden ist, können auch andere Operationsverstärker verwendet werden, indem über die Schaltergruppe 63 eine Anzahl von Transistoren, welche das Differentialpaar des Operationsverstärkers bilden, vorgesehen sind, deren Gates an die jeweiligen invertierenden Eingangsanschlüsse entsprechend der Anzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen angeschlossen sind.
Fig. 42 ist ein Schaltbild eines modifizierten Beispiels der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß Fig. 22. Jede der Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n in der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß Fig. 42 hat den Schaltungseingangsanschluß 15, den Schaltungsausgangsanschluß 8, den Operationsverstärker 70 mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß und zwei invertierenden Eingangsanschlüssen und eine Offsetkorrekturschaltung 71. Am Eingangsanschluß 15 werden eine positive oder negative Graupegelspannung, die von der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 ausgegeben wird, angelegt. Der Operationsverstärker 70 des Spannungsfolgers gibt an den Ausgangsanschluß 8 eine Spannung gleich der positiven oder negativen Graupegelspannung, die von der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 ausgegeben worden ist.
Die Offsetkorrekturschaltung 71 besteht aus den Schaltern 2, 3 und 72, 73, den Kondensatoren 6-1, 6-2 und den Kondensatorwählmitteln, die durch die Schalter 4-1 und 4-2 gebildet sind. Die Schalter 72 bzw. 73 sind zwischen die zwei invertierenden Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers 70 und den Ausgangsanschluß 8 geschaltet, und die Schalter 2 und 3 sind zwischen dem Eingangsanschluß 15 und dem Ausgangsanschluß 8 in Reihe geschaltet. Zusätzlich ist ein Ende jedes der Kondensatoren 6-1 und 6-2 gemeinsam über die Schalter 4-1 und 4-2 an den Verbindungspunkt der Schalter 2 und 3 angeschlossen und die anderen Enden der Kondensatoren 6-1 bzw. 6-2 sind jeweils an die zwei invertierenden Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers 70 angeschlossen.
Als nächstes wird die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß Fig. 42 unter Bezugnahme auf die Figur beschrieben, wobei ein Fall als Beispiel genommen wird, bei dem der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker bei dem Operationsverstärker 70 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung gemäß Fig. 42 verwendet wird.
Fig. 43 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration der Treiberschaltung für den Fall zeigt, daß der in der Fig. 18 gezeigte Operationsverstärker als der Operationsverstärker 70 jeder Graupegel-Ausgangsschaltung der Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß Fig. 42 verwendet wird. Der in der Fig. 43 gezeigte Operationsverstärker 70 hat zwei invertierende Eingangstransistoren 502-1 und 502-2, die parallel zu einem nicht invertierenden Eingangstransistor 501 angeordnet sind und zwei invertierende Eingangstransistoren 506-1 und 506-2, die parallel zu einem nicht invertierenden Eingangstransistor 505 vorgesehen sind.
Die Gate-Elektroden der invertierenden Eingangstransistoren 502-1 und 502-2 entsprechen den zwei invertierenden Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers 70 und sind direkt an die Kondensatoren 6-1 und 6-2 angeschlossen. Zusätzlich sind die Drain-Elektroden der invertierenden Eingangstransistoren 502-1 und 502-2 zusammengeschaltet und die Source- Elektroden der invertierenden Eingangstransistoren 502-1 und 502-2 sind über die Schalter 74 und 75 miteinander verbunden.
Ähnlich entsprechen die Gate-Elektroden der invertierenden Eingangstransistoren 506-1 und 506-2 den zwei invertierenden Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers 70 und sind direkt an die Kondensatoren 6-1 und 6-2 angeschlossen. Zusätzlich sind die Drain- Elektroden der Transistoren 506-1 und 506-2 miteinander verbunden und die Source- Elektroden der Transistoren 506-1 und 506-2 sind über die Schalter 76 und 77 miteinander verbunden.
Als nächstes wird die Funktionsweise der Treiberschaltung des Anzeigegerätes in Fig. 43 beschrieben. Fig. 44 ist ein Zeitplan, der den Zustand der Schalter jeder Graupegel- Ausgangsschaltung in den zwei Ausgangsperioden, der ersten Ausgangsperiode zum Ausgeben der positiven Graupegelspannung und der zweiten Ausgangsperiode zum Ausgeben der negativen Graupegelspannung, für den Fall, daß die positiven und negativen Graupegelspannungen periodisch und abwechselnd von jedem der n Ausgangsanschlüsse der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung 21 gemäß Fig. 43 ausgegeben werden. Darüber hinaus werden die Schalter 2, 3, 4-1, 4-2 und 72 bis 77 durch die Steuerungseinrichtung 22 gesteuert.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 44 und 43 wird als erstes in der ersten Ausgangsperiode, die eine positive Ausgangsperiode ist, der Kondensator 6-1 durch Einschalten des Schalters 4-1 und Ausschalten des Schalters 4-2 gewählt. Wenn zusätzlich die Schalter 74, 76 eingeschaltet und die Schalter 75, 77 ausgeschaltet sind, arbeiten die Transistoren 501 und 502-1 als ein Differentialpaar und die Transistoren 505 und 506-1 arbeiten ebenfalls als ein Differentialpaar. Zusätzlich ist der Schalter 73 in der ersten Ausgangsperiode ausgeschaltet. In dem ersten Zeitabschnitt T01 der ersten Ausgangsperiode sind die Schalter 72 und 2 eingeschaltet und der Schalter 3 ist ausgeschaltet, und die Ausgangsspannung Vout des Operationsverstärkers 70 wird Vin + Voff, wobei die Eingangsspannung Vin die Offsetspannung Voff enthält. Zu diesem Zeitpunkt wird das Potential am einen Ende des Kondensators 6-1 gleich der Eingangsspannung Vin und das Potential am anderen Ende wird die Ausgangsspannung Vout und somit wird der Kondensator 6-1 mit dem Ladungsäquivalent zur Offsetspannung Voff geladen, die durch den Operationsverstärker 70 gemäß der positiven Graupegelspannung, welche die Eingangsspannung ist, erzeugt worden ist.
In dem zweiten Zeitabschnitt T02 der ersten Ausgangsperiode sind die Schalter 72 und 2 ausgeschaltet und der Schalter 3 ist eingeschaltet. Wenn die Schalter 72 und 2 ausgeschaltet sind, hält der Kondensator 6-1 die Offsetspannung Voff. Wenn der Schalter 3 eingeschaltet wird, wird die Offsetspannung Voff an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 70 unter Bezug auf das Potential des Ausgangsanschlusses 8 angelegt. Als ein Ergebnis wird in jeder der Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n die Ausgangsspannung Vout gleich Vout = Vin + Voff - Voff = Vin, und somit hebt sich die Offsetspannung auf und es kann eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung Vin erzielt werden.
Als nächstes ist in der zweiten Ausgangsperiode, welche eine negative Ausgangsperiode ist, der Schalter 4-2 eingeschaltet und der Schalter 4-list ausgeschaltet, um den Kondensator 6-2 zu wählen. Wenn zusätzlich die Schalter 74, 76 ausgeschaltet und die Schalter 75, 77 eingeschaltet sind, arbeiten die Transistoren 501 und 502-2 als das Differentialpaar und die Transistoren 505 und 506-2 arbeiten ebenfalls als das Differentialpaar. Zusätzlich ist in der zweiten Ausgangsperiode der Schalter 72 ausgeschaltet. Die Schalter 73 und 2 sind im ersten Zeitabschnitt T01 der zweiten Ausgangsperiode eingeschaltet und der Schalter 3 ist ausgeschaltet, und in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der zweiten Ausgangsperiode sind die Schalter 73 und 2 ausgeschaltet und der Schalter 3 ist eingeschaltet. Auch in der zweiten Ausgangsperiode wird in jeder der Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n der Kondensator 6-2 mit der Offsetspannung geladen, die am Operationsverstärker 70 gemäß der negativen Graupegelspannung erzeugt wird, welche die Eingangsspannung ist, und somit hebt sich die Offsetspannung auf und es kann wie in der ersten Ausgangsperiode eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung Vin erzielt werden.
In jeder nicht gezeigten Ausgangsperiode nach dem Ablauf der zweiten Ausgangsperiode ist es möglich, durch Steuern der Schalter gemäß der vorstehenden Polarität die Offsetspannung so zu korrigieren, daß eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung erzielt wird. Unter den Graupegelspannungen, die durch die Graupegel-Ausgangsschaltungen 100-1 bis 100-n stromverstärkt sind, wird diejenige Spannung, die für das Treiben notwendig ist, durch jeden der Wähler 20-1 bis 20-m gewählt und an die Datenleitung ausgegeben.
Darüber hinaus zeigt der Zeitplan in der Fig. 44 den Fall, bei dem die Schalter keine Verzögerung haben und durch die Steuerungseinrichtung 22 gleichzeitig gesteuert werden. Für den Fall, daß die Schalter eine Verzögerung haben, werden die Schalter unter Berücksichtigung der Verzögerungen so gesteuert, daß die Schalter 72 und 2 in dem ersten Zeitabschnitt T01 nicht eingeschaltet werden, bevor der Schalter 3 ausgeschaltet ist, und in dem zweiten Zeitabschnitt T02 der Schalter 3 nicht eingeschaltet wird, bevor die Schalter 73 und 2 ausgeschaltet sind.
Fig. 45 ist ein Zeitplan, der ein weiteres Operationsbeispiel der Graupegel-Ausgangsschaltung der Treiberschaltung für das Anzeigegerät gemäß Fig. 43 zeigt. Bei dem Zeitplan gemäß Fig. 45 werden die Offsetkorrekturoperation und die Korrekturspannungsausgangsoperation nur in den anfänglichen ersten und zweiten Ausgangsperioden der vorbestimmten M (M ist eine positive geradzahlige Zahl von 4 oder darüber) Ausgangsperioden durchgeführt, und die Korrekturspannungsausgangsoperation wird nur in den dritten bis Mten Ausgangsperioden durchgeführt. Darüber hinaus werden die Schalter 2, 3, 4-1, 4-2 und 72 bis 77 durch die Steuerungseinrichtung 22 gesteuert. Zusätzlich müssen die vorbestimmten M Ausgangsperioden in Perioden gesetzt sein, in welchen die Ausgangspräzision der Graupegel-Ausgangsschaltungen nicht infolge von Leckage gesenkt ist.
Bezug nehmend auf Fig. 45 wird in den ersten und zweiten Ausgangsperioden die gleiche Steuerung wie die Schaltersteuerung in den ersten und zweiten Ausgangsperioden der Fig. 44 durchgeführt. Daher wird in der ersten Ausgangsperiode der Kondensator 6-1 mit der Offsetspannung, die am Operationsverstärker 70 gemäß der positiven Graupegelspannung, welche an jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eingegeben worden ist, erzeugt worden ist, geladen und gehalten und der Ausgang des Operationsverstärkers 70 wird unter Verwendung der in dem Kondensator 6-1 gespeicherten Offsetspannung so korrigiert, daß in jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung erzielt werden kann.
Entsprechend wird in der zweiten Ausgangsperiode der Kondensator 6-2 mit der Offsetspannung geladen und hält diese, welche am Operationsverstärker 70 gemäß der negativen Graupegelspannung, welche an jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eingegeben worden ist, erzeugt worden ist, und der Ausgang des Operationsverstärkers 70 wird unter Verwendung der in dem Kondensator 6-2 gespeicherten Offsetspannung so korrigiert, daß in jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eine Ausgangsspannung gleich der Eingangsspannung erzielt werden kann.
Als nächstes speichert und hält in den dritten bis M-ten Ausgangsperioden in den Ausgangsperioden, in welchen die positive Graupegelspannung an jeder Graupegel-Ausgangsschaltung eingegeben wird (positive Ausgangsperioden), der Kondensator 6-1 das Ladungsäquivalent zur Offsetspannung, die in dem Operationsverstärker 70 gemäß der positiven Graupegelspannung in der ersten Ausgangsperiode erzeugt worden ist, und somit kann der Ausgang des Operationsverstärkers 70 korrigiert werden, ohne daß in dem Zeitabschnitt T01 durchgeführte Offsetkorrekturoperation durchgeführt wird.
Ähnlich speichert und hält von den dritten bis M-ten Ausgangsperioden in denjenigen Ausgangsperioden, in welchen die negative Graupegelspannung an jeder Graupegel- Ausgangsschaltung eingegeben wird (negative Ausgangsperioden), der Kondensator 6-2 das Ladungsäquivalent zur Offsetspannung, die in dem Operationsverstärker 70 gemäß der negativen Graupegelspannung gemäß der zweiten Ausgangsperiode erzeugt worden ist, und somit kann der Ausgang des Operationsverstärkers 70 korrigiert werden, ohne daß die in dem Zeitabschnitt T01 durchgeführte Offsetkorrekturoperation durchgeführt wird.
Es ist möglich, daß die in der Fig. 43 gezeigte Treiberschaltung durch die Steuerungseinrichtung 22 gemäß dem Operationsbeispiel in Fig. 45 betrieben wird, um den Ausgang des Operationsverstärkers 70 zu korrigieren, indem nur in den anfänglichen ersten und zweiten Ausgangsperioden der ersten bis M-ten Ausgangsperioden die Offsetkorrekturoperation durchgeführt wird, und ohne daß in den darauf folgenden dritten bis M-ten Ausgangsperioden die Offsetkorrekturoperation durchgeführt wird. Daher ist es möglich, den Energieverbrauch in den ersten bis M-ten Ausgangsperioden weiter einzuschränken als bei der Operation gemäß dem Zeitplan in der Fig. 44.
Somit ist es möglich, durch Durchführen der Operation gemäß dem Zeitplan in Fig. 45 wie bei der Operation gemäß Fig. 44 eine Hochpräzisions-Offsetkorrektur durchzuführen und auch einen niedrigeren Energieverbrauch als für den Fall, daß die in der Fig. 43 gezeigte Treiberschaltung gemäß Fig. 44 betrieben wird, zu realisieren. Darüber hinaus kann die Steuerungseinrichtung 22 auch eine Steuerung gemäß dem externen Signal durchführen, um die Offsetkorrekturoperation ohne Ausfall durchzuführen, wenn das Netz des Anzeigegerätes, welches die in der Fig. 43 gezeigte Treiberschaltung verwendet, eingeschaltet wird, oder wenn die Treiberschaltung vom Stillstand wieder in Betrieb genommen wird.
Obwohl die vorstehende Beschreibung der in der Fig. 42 gezeigten Treiberschaltung für den Fall geschrieben worden ist, daß beispielsweise der Operationsverstärker gemäß Fig. 18 als Operationsverstärker 70 verwendet worden ist, ist es möglich, auch einen Operationsverstärker irgendeiner Form in der Treiberschaltung des in der Fig. 42 gezeigten Anzeigegerätes zu verwenden, indem wie bei dem in der Fig. 43 gezeigten Operationsverstärker 2 invertierende Eingangsanschlüsse vorgesehen sind. Wie vorstehend beschrieben, kann die Treiberschaltung des Anzeigegerätes gemäß Fig. 42 die gleichen Wirkungen wie die Treiberschaltung gemäß Fig. 22 haben.
Als nächstes werden die Differenzen des Verhaltens zwischen der Treiberschaltung gemäß Fig. 42 und der Treiberschaltung gemäß Fig. 22 beschrieben.
In der Treiberschaltung gemäß Fig. 22 wird der Kondensator 6-1 oder 6-2 an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 10 bei Umkehr der Polarität angeschlossen. In dem invertierenden Eingangsanschluß existiert eine parasitäre Kapazität, wie beispielsweise die Gate-Kapazität und die parasitäre Kapazität wird mit der Spannung gemäß dem Eingangsspannungspegel vor der Umkehr der Polarität geladen. In den dritten bis M-ten Ausgangsperioden in dem in der Fig. 27 gezeigten Operationsbeispiel wird der Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannungen korrigiert, die durch die Kondensatoren in den ersten und zweiten Ausgangsperioden gehalten sind, ohne daß die Offsetkorrekturoperation durchgeführt wird. Bei diesem Beispiel gibt es Fälle, bei denen, wenn der invertierende Eingangsanschluß über den Schalter 5-1 oder 5-2 nach Umkehr der Polarität an einen anderen Kondensator angeschlossen wird, daß die Ladung, welche von dem Kondensator gehalten wird, sich ändert und die Präzision der Korrektur sinkt, weil die parasitäre Kapazität des invertierenden Eingangsanschlusses mit der Spannung gemäß dem Eingangsspannungspegel vor der Umkehr der Polarität geladen wird.
Andererseits hat die in der Fig. 42 gezeigte Treiberschaltung zwei invertierende Eingangsanschlüsse, die direkt an die Kondensatoren 6-1, 6-2, welche im Operationsverstärker 70 vorgesehen sind, geschaltet sind, und somit tritt keine Änderung der Ladung auf, die von dem Kondensator gehalten wird, so daß eine höhere Präzision der korrigierten Ausgangsspannung als bei der Treiberschaltung gemäß Fig. 22 möglich wird.

Claims

1. Verstärkerschaltung mit:
einem Operationsverstärker zum Verstärken eines Eingangssignals, das eine Vielzahl von Spannungspegeln haben kann;
Speichermitteln zum im voraus Speichern jeder der Offsetspannungen, die dem Operationsverstärker in Übereinstimmung mit dem Spannungspegel des Eingangssignals erzeugt werden; und
einer Steuerungseinrichtung zum Korrigieren des Ausgangs des Operationsverstärkers unter Verwendung der in den Speichermitteln gespeicherten Offsetspannung.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Speichermittel aus einer Vielzahl von Kondensatoren zum Speichern der jeweiligen Offsetspannungen bestehen.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, wobei die Steuerungseinrichtung einen der Vielzahl von Kondensatoren in Übereinstimmung mit dem Spannungspegel des Eingangssignals wählt und die Offsetspannung in dem Operationsverstärker in einem ersten Zeitabschnitt einer Ausgangsperiode in dem gewählten Kondensator gespeichert wird.

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, wobei die Steuerungseinrichtung in einem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannung, welche in dem gewählten Kondensator gespeichert ist, korrigiert.

5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, wobei ein Schaltungseingangsanschluß, an welchen das Eingangssignal zugeführt wird, mit einem Paar Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers verbunden ist, und die Steuerungseinrichtung in dem ersten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode das eine Ende des gewählten Kondensators an den Schaltungseingangsanschluß anschließt und das andere Ende desselben an den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und an einen Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers anschließt.

6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, wobei die Steuerungseinrichtung in dem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode das eine Ende von dem Schaltungseingangsanschluß trennt und das andere Ende von dem Ausgangsanschluß trennt und auch das eine Ende an den Ausgangsanschluß anschließt.

7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, wobei die Steuerungseinrichtung in dem ersten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode den Kondensator, welcher in einer vorhergehenden Ausgangsperiode gewählt worden ist, von dem anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und dem Ausgangsanschluß trennt.

8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, wobei in dem Fall, bei dem der Kondensator, welcher in der einen Ausgangsperiode gewählt worden ist (im nachfolgenden als zweite Ausgangsperiode bezeichnet) der gleiche wie der Kondensator ist, der in der vorhergehenden Ausgangsperiode (im nachfolgenden als erste Ausgangsperiode bezeichnet) ist; die Steuerungseinrichtung in dem zweiten Abschnitt der ersten Ausgangsperiode bis zur zweiten Ausgangsperiode einen Verbindungszustand des gewählten Kondensators aufrechterhält.

9. Verstärkerschaltung mit:
einem Operationsverstärker, dessen einer Eingangsanschluß eines Paares Eingangsanschlüsse an einen Schaltungseingangsanschluß angeschlossen ist, an welchen ein Eingangssignal angelegt ist;
einer Vielzahl von Kondensatoren;
einem ersten Schalter, der zwischen den einen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und einen Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers geschaltet ist;
einem zweiten Schalter, der mit seinem einen Ende an den einen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse angeschlossen ist;
einem dritten Schalter, der zwischen das andere Ende des zweiten Schalters und den Ausgangsanschluß geschaltet ist;
einer Vielzahl von Kondensatorwählschaltern, die zwischen das andere Ende des zweiten Schalters und die jeweils einen Enden der Vielzahl von Kondensatoren geschaltet sind;
einer Vielzahl von Kondensatorwählschaltern, die zwischen den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und die jeweils anderen Enden der Vielzahl von Kondensatoren geschaltet sind; und
einer Schaltersteuereinrichtung zum Steuern jedes der Schalter in Übereinstimmung mit dem Spannungspegel des Eingangssignals und wobei eine Offsetspannung des Operationsverstärkers in einem der Vielzahl von Kondensatoren gespeichert wird.

10. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei:
der Operationsverstärker Schaltermittel zum Schalten eines Eingangsanschlusses des Paares Eingangsanschlüsse an einen nicht invertierenden Eingangsanschluß oder einen invertierenden Eingangsanschluß und zum Schalten des anderen Eingangsanschlusses des Paares Eingangsanschlüsse an einen invertierenden Eingangsanschluß oder einen nicht invertierenden Eingangsanschluß, aufweist; und
die Steuerungseinrichtung die Schaltermittel in einem vorbestimmten Zyklus so steuert, daß ein Zustand des Paares Eingangsanschlüsse in einen ersten Zustand geschaltet wird, in welchem ein Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse der nicht invertierende Eingangsanschluß und der andere der invertierende Eingangsanschluß ist, oder in einen zweiten Zustand, in welchem einer des Paares Eingangsanschlüsse der invertierende Eingangsanschluß und der andere der nicht invertierende Eingangsanschluß ist.

11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, wobei:
der Operationsverstärker Schaltmittel hat, um einen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse an einen nicht invertierenden Eingangsanschluß oder einen invertierenden Eingangsanschluß zu schalten und den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse an einen invertierenden Eingangsanschluß oder einen nicht invertierenden Eingangsanschluß zu schalten;
wobei die Steuerungseinrichtung die Schaltmittel in einem vorbestimmten Zyklus steuert, um einen Zustand des Paares Eingangsanschlüsse in einen ersten Zustand, in welchem ein Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse der nicht invertierende Eingangsanschluß und der andere der invertierende Eingangsanschluß ist, oder in einen zweiten Zustand, in welchem ein Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse der invertierende Eingangsanschluß und der andere der nicht invertierende Eingangsanschluß ist, zu schalten;
wobei die Vielzahl von Kondensatoren aus einer Gruppe aus Kondensatoren, die dem ersten Zustand zugeordnet sind, und einer Gruppe aus Kondensatoren, die dem zweiten Zustand zugeordnet sind, besteht; und
die Steuerungseinrichtung entsprechend dem Spannungspegel des Eingangssignals einen Kondensator der Kondensatorgruppe wählt, der mit dem Zustand des Paares Eingangsanschlüsse übereinstimmt.

12. Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, wobei:
der Operationsverstärker Schaltmittel hat, um einen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse an einen nicht invertierenden Eingangsanschluß oder einen invertierenden Eingangsanschluß zu schalten und um den anderen des Paares Eingangsanschlüsse an einen invertierenden Eingangsanschluß oder einen nicht invertierenden Eingangsanschluß zu schalten; und
die Steuerungseinrichtung die Schaltmittel in einem vorbestimmten Zyklus steuert, um einen Zustand des Paares Eingangsanschlüsse in einen ersten Zustand zu schalten, in welchem einer des Paares Eingangsanschlüsse der nicht invertierende Eingangsanschluß und der andere der invertierende Eingangsanschluß ist, oder in einen zweiten Zustand zu schalten, in welchem einer des Paares Eingangsanschlüsse der invertierende Eingangsanschluß und der andere der nicht invertierende Eingangsanschluß ist, und den Verbindungszustand des gewählten Kondensators in jedem Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode in den Verbindungszustand bringt, in welchem die beiden Enden des gewählten Kondensators gemäß dem Zustand des Paares Eingangsanschlüsse gegengeschaltet sind.

13. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei der Operationsverstärker hat:
erste und zweite Paare Differential-Transistoren, die zueinander entgegengesetzt leitend sind, mit Steuerelektroden, die jeweils an das Paar Eingangsanschlüsse angeschlossen sind;
erste und zweite Konstantstromquellen, die an das erste und zweite Paar Differential-Transistoren angeschlossen sind;
eine erste Stromspiegelschaltung, die zwischen einen Ausgangsanschluß des ersten Paares Differential-Transistoren leinen Ausgangsanschluß des zweiten Paares Differential- Transistoren und einen ersten Netzanschluß geschaltet ist;
eine zweite Stromspiegelschaltung, die zwischen den anderen Ausgangsanschluß des ersten Paares Differential-Transistoren /den anderen Ausgangsanschluß des zweiten Paares Differential-Transistoren und den ersten Netzanschluß geschaltet ist;
eine Lastschaltung, die zwischen das zweite Paar Differential-Transistoren und den zweiten Netzanschluß geschaltet ist;
einen ersten Transistor, dessen Steuerelektrode an einen Verbindungspunkt zwischen dem anderen Ausgangsanschluß des zweiten Paares Differential-Transistoren und der Lastschaltung angeschlossen ist, und zusammen mit einer dritten Konstantstromquelle in Reihe zwischen den ersten Netzanschluß und den zweiten Netzanschluß geschaltet ist;
einen zweiten Transistor, dessen Steuerelektrode an einen Verbindungspunkt zwischen den ersten Transistor und der dritten Konstantstromquelle angeschlossen ist und zusammen mit einer vierten Konstantstromquelle in Reihe zwischen den ersten Netzanschluß und den zweiten Netzanschluß geschaltet ist;
erste und zweite Ausgangstransistoren, die in Reihe zwischen den ersten Netzanschluß und den zweiten Netzanschluß geschaltet sind und deren Steuerelektroden an einen Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Transistor und der vierten Konstantstromquelle bzw. einem Verbindungspunkt zwischen dem anderen Ausgangsanschluß des zweiten Paares Differential-Transistoren und der Lastschaltung geschaltet sind, und wobei
der Verbindungspunkt zwischen dem ersten und zweiten Ausgangstransistoren an den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers angeschlossen ist.

14. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, wobei die Steuerungseinrichtung in dem ersten Zeitabschnitt den Ausgangsanschluß von einem Schaltungsausgangsanschluß trennt, um die Offsetspannung in dem gewählten Kondensator zu speichern.

15. Steuerungsverfahren einer Verstärkerschaltung mit einem Operationsverstärker zum Verstärken eines Eingangssignals und einer Vielzahl von Kondensatoren, mit;
einen ersten Schritt zum Wählen eines der Vielzahl von Kondensatoren gemäß einem Spannungspegel des Eingangssignals und Speichern einer Offsetspannung des Operationsverstärkers in dem gewählten Kondensator in einem ersten Zeitabschnitt einer Ausgangsperiode; und
einem zweiten Schritt Korrigieren des Ausgangs des Operationsverstärkers unter Verwendung der in dem gewählten Kondensator gespeicherten Offsetspannung in einem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode.

16. Steuerungsverfahren nach Anspruch 15, wobei:
ein Schaltungseingangsanschluß, an welchen das Eingangssignal angelegt wird, an einen Eingangsanschluß eines Paares Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers angeschlossen wird;
in dem ersten Schritt ein Ende des gewählten Kondensators an den Schaltungseingangsanschluß angeschlossen wird und das andere Ende desselben an den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und einen Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers angeschlossen wird; und
in dem zweiten Schritt das eine Ende von dem Schaltungseingangsanschluß getrennt wird und das andere Ende von dem Ausgangsanschluß getrennt wird, und das eine Ende auch an den Ausgangsanschluß angeschlossen wird.

17. Steuerungsverfahren nach Anspruch 16, wobei der Kondensator, welcher in der vorhergehenden einen Ausgangsperiode gewählt worden ist, in dem ersten Schritt von dem anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und dem Ausgangsanschluß getrennt wird.

18. Steuerungsverfahren nach Anspruch 16, wobei in dem Fall, bei dem der in der einen Ausgangsperiode (im nachfolgenden als eine zweite Ausgangsperiode bezeichnet) gewählte Kondensator der gleiche Kondensator wie der in der vorhergehenden Ausgangsperiode gewählte (im nachfolgenden als erste Ausgangsperiode bezeichnet) ist, der Schaltzustand des gewählten Kondensators in dem zweiten Zeitabschnitt der ersten Ausgangsperiode bis zur zweiten Ausgangsperiode im ersten und zweiten Schritt aufrechterhalten wird.

19. Steuerungsverfahren nach Anspruch 15, wobei der Operationsverstärker Schaltmittel hat, um einen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse an einen nicht invertierenden Eingangsanschluß oder einen invertierenden Eingangsanschluß zu schalten und um den anderen des Paares Eingangsanschlüsse an den invertierenden Eingangsanschluß oder den nicht invertierenden Eingangsanschluß zu schalten, und mit einem dritten Schritt Steuern der Schaltmittel in einen vorbestimmten Zyklus, damit ein Zustand des Paares Eingangsanschlüsse in einen ersten Zustand geschaltet wird, in welchem einer des Paares Eingangsanschlüsse der nicht invertierende Eingangsanschluß und der andere der invertierende Eingangsanschluß ist oder in einen zweiten Zustand, in welchem einer des Paares Eingangsanschlüsse der invertierende Eingangsanschluß und der andere der nicht invertierende Eingangsanschluß ist.

20. Steuerungsverfahren nach Anspruch 16, mit einem dritten Schritt zum Steuern der Schaltmittel in einen vorbestimmten Zyklus, um einen Zustand des Paares Eingangsanschlüsse in einen ersten Zustand zu schalten, in welchem einer des Paares Eingangsanschlüsse ein nicht invertierender Eingangsanschluß und der andere ein invertierender Eingangsanschluß ist, oder in einen zweiten Zustand zu schalten, in welchem einer des Paares Eingangsanschlüsse der invertierende Eingangsanschluß und der andere der nicht invertierende Eingangsanschluß ist und wobei:
der Operationsverstärker zwei Schaltmittel zum Schalten eines Eingangsanschlusses des Paares Eingangsanschlüsse in den nicht invertierenden Eingangsanschluß oder den invertierenden Eingangsanschluß und Schalten des anderen des Paares Eingangsanschlüsse in den invertierenden Eingangsanschluß oder den nicht invertierenden Eingangsanschluß hat; und
wobei in den ersten und zweiten Schritten der Verbindungszustand des gewählten Kondensators in jedem Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode in einen Verbindungszustand gebracht wird, in welchem die beiden Enden des gewählten Kondensators gemäß dem Zustand des Paares Eingangsanschlüsse gegengeschaltet sind.

21. Treiberschaltung für ein Anzeigegerät mit:
einer Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Vielzahl von Graupegelspannungen;
einer Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, die jeweils für eine Vielzahl von Ausgangsanschlüssen der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung vorgesehen sind, von denen jede einen Operationsverstärker für die Impedanz-Konversion eines Eingangssignals hat, das über den Ausgangsanschluß der Graupegel- Spannungserzeugungseinrichtung eingegeben worden ist;
Wählmitteln für das Wählen eines Signals, welches für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Ausgangssignalen der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen; und
einer Steuerungseinrichtung zum Steuern jeder der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen,
wobei jede der Graupegel-Ausgangsschaltungen Speichermittel hat, um im voraus jede der Offsetspannungen, welche in dem Operationsverstärker gemäß dem Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals erzeugt wird, zu speichern und die Steuerungseinrichtung jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen steuert, um den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der in den Speichermitteln gespeicherten Offsetspannungen zu korrigieren.

22. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes gemäß Anspruch 21, wobei die Speichermittel jeder der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen aus einer Vielzahl von Kondensatoren zum Speichern der jeweiligen Offsetspannungen bestehen.

23. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes nach Anspruch 22, wobei die Steuerungseinrichtung jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen steuert, um einen der Vielzahl von Kondensatoren gemäß dem Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals zu wählen und die Offsetspannung des Operationsverstärkers in dem gewählten Kondensator in einem ersten Zeitabschnitt einer Ausgangsperiode speichert.

24. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes nach Anspruch 23, wobei die Steuerungseinrichtung jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen steuert, um den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannung, die in dem gewählten Kondensator gespeichert ist, in einem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode zu korrigieren.

25. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes nach Anspruch 23, wobei:
in jeder der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen ein Schaltungseingangsanschluß, an welchem das Eingangssignal angelegt ist, an einen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers angeschlossen ist; und
die Steuerungseinrichtung jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen steuert, um ein Ende des gewählten Kondensators an den Schaltungseingangsanschluß anzuschließen und auch das andere Ende desselben an den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und einen Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers in einem ersten Zeitabschnitt der ersten Ausgangsperiode anzuschließen.

26. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes nach Anspruch 25, wobei in dem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode die Steuerungseinrichtung jede der Vielzahl Graupegel-Ausgangsschaltungen steuert, um das eine Ende von dem Schaltungseingangsanschluß zu trennen und das andere Ende von dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers zu trennen und auch um das eine Ende an den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers anzuschließen.

27. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes nach Anspruch 26, wobei die Steuerungseinrichtung jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen in dem ersten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode so steuert, daß der Kondensator, der in einer vorhergehenden Ausgangsperiode gewählt worden ist, von dem anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers getrennt wird.

28. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes nach Anspruch 24, wobei für den Fall, daß der Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals in einer späteren Ausgangsperiode als der einen Ausgangsperiode der gleiche wie der Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals in der einen Ausgangsperiode ist, die Steuerungseinrichtung nur in dem zweiten Zeitabschnitt eine Steuerung über jede der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen während der späteren Ausgangsperiode durchführt.

29. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes nach Anspruch 24, wobei in dem Fall, daß der Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals in einer späteren Ausgangsperiode als der einen Ausgangsperiode der gleiche wie der Pegel der Graupegelspannung in dem Eingangssignal in der einen Ausgangsperiode ist, und die spätere Ausgangsperiode diejenige Ausgangsperiode innerhalb eines vorbestimmten Zeitabschnittes nach dem Ablauf der einen Ausgangsperiode ist, die Steuerungseinrichtung die Steuerung nur in dem zweiten Zeitabschnitt über jede der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen während der späteren Ausgangsperiode durchführt.

30. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes nach Anspruch 21,
wobei jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen ferner eine Vielzahl von korrigierten Ausgangsspannungs-Haltekondensatoren zum Halten der Graupegelspannungen der Ausgangssignale des Operationsverstärkers nach der jeweiligen Korrektur hat; und
wenn der Ausgang des Operationsverstärkers jeder der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen korrigiert wird, die Steuerungseinrichtung jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so steuert, daß an den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers die Spannung angelegt wird, welche durch einen der korrigierten Ausgangsspannungs-Haltekondensatoren gemäß dem Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals angelegt wird.

31. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes mit:
einer Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Vielzahl von Graupegelspannungen;
einer Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, die jeweils mit einer Vielzahl von Ausgangsanschlüssen der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung versehen sind, wobei jede derselben einen Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung eines Eingangssignals hat, das über den Ausgangsanschluß der Graupegel- Spannungserzeugungseinrichtung eingegeben worden ist; und
Wählmitteln für das Wählen eines Signals, das für das Treiben des Anzeigegerätes erforderlich ist, aus den Ausgangssignalen der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen,
wobei ein Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers an einen Schaltungseingangsanschluß der Graupegel-Ausgangsschaltung angeschlossen ist, an welchem das Eingangssignal angelegt ist; und
jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen aufweist eine Vielzahl von Kondensatoren, einen ersten Schalter, der zwischen den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers geschaltet ist, einen zweiten Schalter, dessen Ende an den einen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse angeschlossen ist, einen dritten Schalter, der zwischen das andere Ende des zweiten Schalters und den Ausgangsanschluß geschaltet ist, eine Vielzahl von Kondensatorwählschaltern, die zwischen das andere Ende des zweiten Schalters und jeweils ein Ende der Vielzahl von Kondensatoren geschaltet sind, eine Vielzahl von Kondensatorwählschaltern, die jeweils zwischen den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und das andere Ende der Vielzahl von Kondensatoren geschaltet sind; und
eine Schaltersteuerungseinrichtung zum Steuern der Schalter jeder der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, damit eine Offsetspannung des Operationsverstärkers in einem der Vielzahl von Kondensatoren gemäß dem Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals gespeichert wird.

32. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes mit:
einer Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Vielzahl von Graupegelspannungen;
einer Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, die mit jeweils einer Vielzahl von Ausgangsanschlüssen der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung versehen ist, wobei jede derselben einen Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung einer Graupegelspannung, die über den Ausgangsanschluß der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung eingegeben worden ist, und einen Kondensator hat;
Wählmitteln für das Wählen einer Spannung, die für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Graupegelspannungen, die an der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen ausgegeben werden; und
einer Steuerungseinrichtung, um in einer Ausgangsperiode jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen zu steuern, damit eine in dem Operationsverstärker infolge der Graupegelspannung erzeugte Offsetspannung in dem Kondensator gespeichert wird, und damit der Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der gespeicherten Offsetspannung gespeichert wird, und um in jeder späteren Ausgangsperiode als der besagten einen Ausgangsperiode jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so zu steuern, daß der Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der Offsetspannung, die in dem Kondensator in der einen Ausgangsperiode gespeichert worden ist, zu korrigieren.

33. Treiberschaltung eines Anzeigegerätes mit:
einer Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Vielzahl von Graupegelspannungen;
einer Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, die jeweils für eine Vielzahl von Ausgangsanschlüssen der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung vorgesehen sind, wobei jede derselben einen Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung eines Eingangssignals, das über den Ausgangsanschluß jeder Graupegel- Spannungserzeugungseinrichtung eingegeben worden ist, hat; und
Wählmitteln zum Wählen eines Signals, das für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Signalen der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen,
wobei ein Paar der Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers an einen Schaltungseingangsanschluß der Graupegel-Ausgangsschaltung angeschlossen ist, an welchem das Eingangssignal angelegt ist; und wobei
jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen aufweist zwei Kondensatoren, einen ersten Schalter, der zwischen den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers geschaltet ist, einen zweiten Schalter, dessen eines Ende an den einen des Paares Eingangsanschlüsse angeschlossen ist, einen dritten Schalter, der zwischen das andere Ende des zweiten Schalters und den Ausgangsanschluß geschaltet ist, zwei Kondensatorwählschalter, die zwischen das andere Ende des zweiten Schalters und die jeweils einen Enden der zwei Kondensatoren geschaltet sind, zwei Kondensatorwählschalter, die jeweils zwischen den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und die anderen Enden der zwei Kondensatoren geschaltet sind; und
einer Schaltsteuerungseinrichtung zum Steuern der Schalter jeder der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, damit eine Offsetspannung des Operationsverstärkers gemäß der Polarität der Graupegelspannung des Eingangssignals in einem der zwei Kondensatoren gespeichert wird.

34. Tragbares Telefon, gekennzeichnet durch die Verwendung einer Treiberschaltung eines Anzeigegerätes gemäß Anspruch 21.

35. Tragbares elektronisches Gerät, gekennzeichnet durch die Verwendung einer Treiberschaltung eines Anzeigegerätes gemäß Anspruch 21.

36. Steuerungsverfahren für eine Treiberschaltung eines Anzeigegerätes mit einer Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Vielzahl von Graupegelspannungen, einer Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, die jeweils für eine Vielzahl von Ausgangsanschlüssen der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung vorgesehen sind, von der jede einen Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung eines Eingangssignals, das über den Ausgangsanschluß der Graupegel- Spannungserzeugungseinrichtung eingegeben worden ist, und eine Vielzahl von Kondensatoren hat, und Wählmittel zum Wählen eines Signals, das für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Ausgangssignalen der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, mit:
einem ersten Schritt Steuern jeder der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, um in einem ersten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode einen der Vielzahl von Kondensatoren gemäß dem Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals zu wählen und um eine Offsetspannung des Operationsverstärkers in dem gewählten Kondensator zu speichern; und
einem zweiten Schritt Steuern jeder der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, um in einem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode den Ausgang des Operationsverstärkers unter Verwendung der in dem gewählten Kondensator gespeicherten Offsetspannung zu korrigieren.

37. Steuerungsverfahren nach Anspruch 36,
wobei in jeder der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen ein Schaltungseingangsanschluß, an welchem das Eingangssignal angelegt ist, mit einem Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers verbunden ist; und
in dem ersten Schritt jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so gesteuert wird, daß ein Ende des gewählten Kondensators mit dem Schaltungseingangsanschluß und das andere Ende desselben mit dem anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden wird, und in dem zweiten Schritt jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so gesteuert wird, daß das eine Ende von dem Schaltungseingangsanschluß getrennt und das andere Ende von dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers getrennt wird und auch das eine Ende auch mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden wird.

38. Steuerungsverfahren nach Anspruch 37, wobei jede der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen so gesteuert wird, daß in dem ersten Schritt der Kondensator, welcher in der vorhergehenden Ausgangsperiode gewählt worden ist, von dem anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers getrennt wird.

39. Steuerungsverfahren nach Anspruch 36, wobei für den Fall, daß der Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals in einer späteren Ausgangsperiode als der einen Ausgangsperiode der gleiche wie der Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals in der einen Ausgangsperiode ist, während der späteren Ausgangsperiode nur der zweite Schritt für jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen durchgeführt wird.

40. Steuerungsverfahren nach Anspruch 36, wobei für den Fall, daß der Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals in einer späteren Ausgangsperiode als der einen Ausgangsperiode der gleiche wie der Pegel der Graupegelspannung des Eingangssignals in der einen Ausgangsperiode ist und die spätere Ausgangsperiode die Ausgangsperiode ist, welche innerhalb einer vorbestimmten Zeitspanne nach dem Ablauf der einen Ausgangsperiode liegt, während der späteren Ausgangsperiode nur der zweite Schritt für jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen durchgeführt wird.

41. Steuerungsverfahren einer Treiberschaltung eines Anzeigegerätes mit:
einer Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Vielzahl von Graupegelspannungen;
einer Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, die jeweils für eine Vielzahl von Ausgangsanschlüssen der Graupegel-Spannungserzeugungseinrichtung vorgesehen sind, wobei jede derselben einen Operationsverstärker für die Impedanz-Konvertierung eines Eingangssignals, das über den Ausgangsanschluß der Graupegel- Spannungserzeugungseinrichtung eingegeben worden ist, hat; und
Wählmitteln zum Wählen eines Signals, das für das Treiben des Anzeigegerätes notwendig ist, aus den Ausgangssignalen der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen, und wobei:
ein Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers mit einem Schaltungseingangsanschluß der Graupegel-Ausgangsschaltung, an welche ein Eingangssignal angelegt ist, verbunden wird; und
jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen aufweist zwei Kondensatoren, einen ersten Schalter, der zwischen den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers geschaltet ist, einen zweiten Schalter, dessen eines Ende an einen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse angeschlossen ist, einen dritten Schalter, der zwischen das andere Ende des zweiten Schalters und den Ausgangsanschluß geschaltet ist, zwei Kondensatorwählschalter, die jeweils zwischen das andere Ende des zweiten Schalters und die einen Enden der zwei Kondensatoren geschaltet sind, zwei Kondensatorwählschalter, die jeweils zwischen den anderen Eingangsanschluß des Paares Eingangsanschlüsse und die anderen Enden der zwei Kondensatoren geschaltet sind, und mit einem Schritt Steuern jedes der Schalter der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen, um eine Offsetspannung des Operationsverstärkers in einem der zwei Kondensatoren gemäß der Polarität der Graupegelspannung des Eingangssignals zu speichern.

42. Steuerungsverfahren nach Anspruch 36, das als Verfahren zum Steuern einer Treiberschaltung eines Anzeigegerätes eines tragbaren Telefons verwendet wird.

43. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, wobei der Operationsverstärker eine Vielzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen hat und die Vielzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen jeweils mit der Vielzahl von Kondensatoren verbunden ist.

44. Verstärkerschaltung nach Anspruch 43, wobei ein Schaltungseingangsanschluß, an welchem das Eingangssignal angelegt ist, mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden ist; und die Steuerungseinrichtung in dem ersten Zeitabschnitt ein Ende des gewählten Kondensators mit dem Schaltungseingangsanschluß und das andere Ende desselben mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbindet.

45. Verstärkerschaltung nach Anspruch 44, wobei die Steuerungseinrichtung in einem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode das eine Ende des gewählten Kondensators von dem Schaltungseingangsanschluß trennt und das andere Ende desselben von dem Ausgangsanschluß trennt und auch das eine Ende desselben mit dem Ausgangsanschluß verbindet.

46. Verstärkerschaltung nach Anspruch 45, wobei die Steuerungseinrichtung in dem ersten Zeitabschnitt den Kondensator, der in einer vorhergehenden Ausgangsperiode gewählt worden ist, von dem Ausgangsanschluß trennt.

47. Verstärkerschaltung nach Anspruch 45, wobei für den Fall, daß der Kondensator, der in der einen Ausgangsperiode (im nachfolgenden als die zweite Ausgangsperiode bezeichnet) der gleiche wie der Kondensator ist, der in einer vorhergehenden Ausgangsperiode (im nachfolgenden als erste Ausgangsperiode bezeichnet) gewählt worden ist, die Steuerungseinrichtung den Zustand des in dem zweiten Zeitabschnitt der ersten Ausgangsperiode gewählten Kondensators während der zweiten Ausgangsperiode aufrechterhält.

48. Verstärkerschaltung mit:
einem Operationsverstärker, dessen nicht invertierender Eingang mit einem Schaltungseingangsanschluß verbunden ist, an welchem ein Eingangssignal angelegt ist;
einer Vielzahl von Kondensatoren;
einem ersten Schalter, dessen eines Ende mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß verbunden ist;
einem zweiten Schalter, der zwischen dem anderen Ende des ersten Schalters und einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers geschaltet ist;
einer Vielzahl von Kondensatorwählschaltern, die jeweils zwischen das andere Ende des ersten Schalters und die einen Enden der Vielzahl von Kondensatoren geschaltet sind;
einer Vielzahl von Schaltern, die jeweils zwischen die Vielzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers, welche an die anderen Enden der Vielzahl von Kondensatoren angeschlossen sind, und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers geschaltet sind; und
einer Schaltungssteuerungseinrichtung zum Steuern jedes der Schalter gemäß dem Spannungspegel des Eingangssignals und Speichern einer Offsetspannung des Operationsverstärkers in einem der Vielzahl von Kondensatoren.

49. Verstärkerschaltung nach Anspruch 48, wobei der Operationsverstärker einen Transistor, dessen Steuerelektrode mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß verbunden ist, und eine Vielzahl von Transistoren aufweist, deren eine Enden miteinander verbunden sind, deren andere Enden gemeinsam über eine Vielzahl von Schaltern verbunden sind, und wobei die Steuerelektroden jeweils mit der Vielzahl von invertierenden Eingangsanschlüssen verbunden sind.

50. Steuerungsverfahren nach Anspruch 15, wobei:
ein Schaltungseingangsanschluß, an welchem das Eingangssignal angelegt ist, mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden ist;
in einem ersten Schritt ein Ende des gewählten Kondensators mit dem Schaltungseingangsanschluß verbunden wird und das andere Ende desselben mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden wird; und
in dem zweiten Schritt das eine Ende von dem Schaltungseingangsanschluß getrennt und das andere Ende von dem Ausgangsanschluß getrennt wird, und das eine Ende mit dem Ausgangsanschluß verbunden wird.

51. Treiberschaltung des Anzeigegerätes nach Anspruch 23, wobei:
in jeder der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen ein Schaltungseingangsanschluß, an dem das Eingangssignal angelegt ist, mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden ist, und der Operationsverstärker eine Vielzahl von Anschlüssen hat, die jeweils mit der Vielzahl von Kondensatoren verbunden sind;
die Steuerungseinrichtung in dem ersten Zeitabschnitt jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so steuert, daß als der invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers ein Anschluß, der mit dem gewählten Kondensator verbunden ist, aus der Vielzahl von Anschlüssen gewählt wird, und ein Ende des gewählten Kondensators mit dem Schaltungseingangsanschluß verbunden wird und das andere Ende desselben mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden wird.

52. Treiberschaltung des Anzeigegerätes nach Anspruch 5 l, wobei die Steuerungseinrichtung in einem zweiten Zeitabschnitt der einen Ausgangsperiode jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so steuert, daß das eine Ende von dem Schaltungseingangsanschluß getrennt wird, das andere Ende von dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers getrennt wird und das eine Ende mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden wird.

53. Treiberschaltung des Anzeigegerätes nach Anspruch 52, wobei die Steuerungseinrichtung in dem ersten Zeitabschnitt jede der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen so steuert, daß der Kondensator, welcher in der vorhergehenden Ausgangsperiode gewählt worden ist, von dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers getrennt wird.

54. Steuerungsverfahren nach Anspruch 36, wobei in jeder der Vielzahl von Graupegel- Ausgangsschaltungen ein Schaltungseingangsanschluß, an welchem das Eingangssignal angelegt wird, mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden wird und der Operationsverstärker eine Vielzahl von Anschlüssen hat, die jeweils mit der Vielzahl von Kondensatoren verbunden sind; und in dem ersten Schritt jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so gesteuert wird, daß als invertierender Eingangsanschluß des Operationsverstärkers ein Anschluß, der mit dem gewählten Kondensator verbunden ist, aus der Vielzahl von Anschlüssen gewählt wird und ein Ende des gewählten Kondensators mit dem Schaltungseingangsanschluß verbunden wird und das andere Ende desselben mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden wird, und in dem zweiten Schritt jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so gesteuert wird, daß das eine Ende von dem Schaltungseingangsanschluß getrennt und das andere Ende von dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers getrennt wird und auch das eine Ende mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden wird.

55. Steuerungsverfahren nach Anspruch 54, wobei in dem ersten Schritt jede der Vielzahl von Graupegel-Ausgangsschaltungen so gesteuert wird, daß der in der vorhergehenden Ausgangsperiode gewählte Kondensator von dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers getrennt wird.